TW201733255A

TW201733255A - 交錯式高升壓直流轉換器

Info

Publication number: TW201733255A
Application number: TW105106061A
Authority: TW
Inventors: 陳信助; 楊松霈; 林川凱
Original assignee: 崑山科技大學
Priority date: 2016-03-01
Filing date: 2016-03-01
Publication date: 2017-09-16
Also published as: TWI569565B

Abstract

一種裝置交錯式高升壓直流轉換器，包含第一及第二耦合電感、第一及第二開關、第一至第三二極體、一儲能元件、一次級側電容，及一整流輸出級。由串接的第一及第二電容配合第一及第二耦合電感的次級側繞組串聯第三電容的電路架構，達到高電壓增益。具有低電壓應力的第一及第二開關能降低導通損失，且具有零電流切換的柔切性能，而能降低切換損失。整流輸出級根據來自該第二耦合電感的次級側繞組的放電、該儲能元件的放電與該次級側電容的放電產生一呈直流的輸出電壓。

Description

交錯式高升壓直流轉換器

本發明是有關於一種升壓轉換器，特別是指一種交錯式高升壓直流轉換器。

參閱圖1，一種習知的升壓轉換器，當不考慮電感L上的寄生電阻RL時，其電壓增益M如式一，其中，參數V_O 、V_in 、D分別為輸出電壓、輸入電壓、開關的責任導通比。

…式一

若考慮寄生電阻R_L 對電壓增益M的影響時，則其電壓增益M如式二，其中，參數R_O 為負載的電阻，且參閱圖2，為習知的升壓轉換器的電壓增益對導通比的關係曲線。

…式二

轉換效率對導通比如式三。

…式三

但是，習知的升壓轉換器的缺點為：

1.雖然提高其導通比能增加電壓增益，但隨著導通比越高則越容易產生很大的輸入電流漣波，將導致提供輸入電流的燃料電池的使用壽命減少，且從圖2可知在導通比超過0.9以上時，受到寄生電阻的影響而使電壓增益不增反減，且為了避免大的輸入電流漣波，實務上其電壓轉換比受限在約5倍以下，而不符高電壓增益的需求。

2.此電路架構將存在二極體D0產生瞬間的反向恢復電流，而形成相當大功率損失，而減少轉換功率，不符高功率應用。

因此，本發明之目的，即在提供一種解決上述問題的交錯式高升壓直流轉換器。

於是，本發明交錯式高升壓直流轉換器，包含一個第一耦合電感及一個第二耦合電感、一個第一開關、一個第二開關、一個第一二極體、一個第二二極體、一個儲能元件、一個第三二極體、一個次級側電容，及一個整流輸出級。

每一個耦合電感具有一個初級側繞組及一個次級側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，其中，該第一及第二耦合電感的初級側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的次級側繞組的第二端電連接該第二耦合電感的次級側繞組的第二端。

第一開關具有一電連接於該第一耦合電感的初級側繞組的第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關導通時，該第一耦合電感的初級側繞組接收一第一電流充電而產生一第一初級側電壓，當該第一開關不導通時，該第一耦合電感的次級側繞組磁感應而產生一正比於該第一初級側電壓的第一次級側電壓。

第二開關具有一電連接於該第二耦合電感的初級側繞組的第一端的第一端，及一第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第二開關導通時，該該第二耦合電感的初級側繞組接收一第二電流充電而產生一第二初級側電壓，當該第一開關不導通時，該第二耦合電感的次級側繞組磁感應而產生一正比於該第二初級側電壓的第二次級側電壓，其中，該第一開關與第二開關處於導通狀態的時間點存在一相位差。

第一二極體具有一電連接該第一開關的第二端的陰極及一陽極。第二二極體具有一電連接該第二開關的第二端的陽極及一電連接該第二耦合電感的次級側繞組的第一端的陰極。

儲能元件電連接於該第一開關的第一端、該第一二極體的陽極與該第二二極體的陰極間，當該第一二極體導通時，該儲能元件用以根據來自該第一與第二耦合電感的初級側繞組的放電，而產生一儲能電壓，該儲能電壓正比於該第一及第二初級側電壓的加總。

第三二極體具有一電連接該第一二極體的陰極的陽極，及一陰極。

次級側電容具有一電連接該第一耦合電感的次級側繞組的第一端的第一端，及一電連接該第三二極體的陰極第二端，該次級側電容用以根據來自該第一耦合電感的次級側繞組的放電，而產生一正比該第一次級側電壓的電容電壓。

整流輸出級電連接該次級側電容的第二端，用以根據來自該第二耦合電感的次級側繞組的放電、該儲能元件的放電與該次級側電容的放電產生一呈直流的輸出電壓，該輸出電壓正比於該儲能電壓、該電容電壓與該第二次級側電壓的加總。

本發明之功效在於：同時符合高電壓增益及高功率應用，且降低元件成本。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖3，本發明交錯式高升壓直流轉換器之一實施例，包含一個第一耦合電感1及一個第二耦合電感2、一個第一開關S1、一個第二開關S2、一個第一二極體D1、一個第二二極體D2、一個第三二極體D3、一個儲能元件3、一個次級側電容C3、一個整流輸出級4及一控制單元5。

第一及第二耦合電感1具有一個初級側繞組Np1及一個次級側繞組Ns1，第二耦合電感2具有一個初級側繞組Np2及一個次級側繞組Ns2，每一個側繞組Np1、Np2、Ns1、Ns2具有一第一端及一第二端，其中，該第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓Vin，該第一耦合電感1的次級側繞組Ns1的第二端電連接該第二耦合電感2的次級側繞組Ns2的第二端。每一初級側繞組Np1、Np2的第一端是打點端，每一初級側繞組Np1、Np2的第二端是非打點端。每一次級側繞組Ns1、Ns2的第一端是打點端，每一次級側繞組Ns1、Ns2的第二端是非打點端。本實施例中，每一耦合電感1、2是一磁性鐵芯，且具有一匝數比n，其中，關於該二耦合電感1、2處於非理想效應分析的磁化電感及漏電感，將於後文中進一步說明。

第一開關S1具有一電連接於該第一耦合電感1的初級側繞組Np1的第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關S1受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關S1導通時，該第一耦合電感1的初級側繞組Np1接收一第一電流充電而產生一第一初級側電壓，當該第一開關S1不導通時，該第一耦合電感1的次級側繞組Ns1磁感應而產生一正比於該第一初級側電壓的第一次級側電壓。該第一開關S1是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S1的第一端是汲極，該第一開關S1的第二端是源極。

第二開關S2具有一電連接於該第二耦合電感2的初級側繞組Np1的第一端的第一端，及一第二端，且該第二開關S2受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第二開關S2導通時，該該第二耦合電感2的初級側繞組Np2接收一第二電流充電而產生一第二初級側電壓，當該第一開關S1不導通時，該第二耦合電感2的次級側繞組Ns2磁感應而產生一正比於該第二初級側電壓的第二次級側電壓。該第二開關S2是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S1的第一端是汲極，該第一開關S1的第二端是源極。其中，該第一開關S1與第二開關S2處於導通狀態的時間點存在一相位差。且該第一及第二開關S1、S2的切換是零電流切換，以下將配合本案模式操作進一步說明。

第一二極體D1具有一電連接該第一開關S1的第二端的陰極及一陽極。第二二極體D2具有一電連接該第二開關S1的第二端的陽極及一電連接該第二耦合電感2的次級側繞組Ns2的第一端的陰極。第三二極體D3具有一電連接該第一二極體D1的陰極的陽極，及一陰極。

儲能元件3電連接於該第一開關S1的第一端、該第一二極體D1的陽極與該第二二極體D2的陰極間，當該第一二極體D1導通時，該儲能元件3用以根據來自該第一與第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2的放電，而產生一儲能電壓，該儲能電壓正比於該第一及第二初級側電壓的加總。該儲能元件3包括一個第一電容C1與一個第二電容C2。第一電容C1具有一個電連接該第一開關S1的第一端的第一端，及一電連接該第一二極體D1的陽極的第二端。第二電容C2具有一個電連接該第一開關S1的第一端的第一端，及一電連接該第二二極體D2的陰極的第二端。

次級側電容C3具有一電連接該第一耦合電感1的次級側繞組Ns1的第一端的第一端，及一電連接該第三二極體D3的陰極第二端，該次級側電容C3用以根據來自該第一耦合電感1的次級側繞組Ns1的放電，而產生一正比該第一次級側電壓的電容電壓。

整流輸出級4電連接該次級側電容C3的第二端，用以根據來自該第二耦合電感2的次級側繞組Ns2的放電、該儲能元件3的放電與該次級側電容C3的放電產生一呈直流的輸出電壓Vo，該輸出電壓Vo正比於該儲能電壓、該電容電壓與該第二次級側電壓的加總。該整流輸出級4包括一個第四二極體D4及一個輸出電容C4。

第四二極體D4具有一電連接該次級側電容C3的第二端的陽極，及一陰極。輸出電容C4電連接於該第四二極體D4的陰極與該第一二極體D1的陽極之間，用以提供該輸出電壓Vo。

控制單元5產生一切換該第一開關S1的第一脈波調變信號及一切換該第二開關S2的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間，該第一及第二脈波調變信號的相位差為周期時間的二分之一。以下將以八階段進一步說明開關S1、S2的切換時序圖。

參閱圖4，為本實施例的一等效電路圖，用以說明該二耦合電感的非理想等效電路中的磁化電感Lm1、Lm2及其漏電感Lk1、Lk2。其中，參數v_D1 、v_D2 、v_D3 、v_D4 分別代表第一至第四二極體D1~D4的跨壓，參數V_C1 、V_C2 分別代表第一電容C1、第二電容C2的跨壓，參數i_LK1 、i_LK2 分別代表流經該二耦合電感1、2的漏電感電流，參數 i_in 代表輸入電流，參數i_D1 ～i_D4 分別代表流過第一至第四二極體D1~D4的電流，參數i_O 代表總輸出電流

參閱圖5，為本實施例的操作時序圖，其中，參數 v_gs1 、v_gs2 分別代表控制該第一及第二開關S1、 S2是否導通的第一及第二脈波調變信號的電壓，參數v_ds1 、v_ds2 分別代表該第一及第二開關S1、 S2的二端跨壓，參數T_S 為第一脈波調變信號的週期時間。

以下為本實施例操作於八階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，以下分別針對每一階段進行說明。

第一階段（時間：）：

參閱圖5及圖6，第一開關S1由不導通轉成導通，而第二開關S2不導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3導通，第四二極體D4不導通。

第一階段開始於，當第一開關S1切換成導通，且其漏電感Lk1的存在提供由零開始線性上升的電流，而使第一開關S1具有零電流切換的柔切性能，降低切換損失。隨著漏電感電流i_LK1 上升，當時，第一耦合電感1的磁化電感所儲存的能量仍藉由初級側繞組Np1傳送至次級側組Ns1，因此僅有第三二極體D3仍維持於導通狀態，而第一二極體D1、第二二極體D2和第四二極體D4均為逆向偏壓而不導通，由於第一與第二耦合電感1、2的漏電感和控制了第三二極體D3的電流的下降速率，避免第三二極體D3快速切換產生逆電流的情況，達到緩和第三二極體D3反向恢復問題。當，第三二極體D3的電流下降至0，第三二極體D3轉態成不導通時，第一階段結束。

第二階段（）：

參閱圖5及圖7，第一開關S1導通，而第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3由導通轉成不導通，第四二極體D4不導通。

第二階段開始於，第三二極體轉態成不導通，所有二極體均為逆向偏壓而不導通。輸入電壓Vin跨於兩個耦合電感1、2的初級側，即跨於其磁化電感Lm1、Lm2以及漏電感Lk1、Lk2，使漏電感電流、呈線性上升，斜率均為，從能量觀點而言，該輸入電壓Vin對該第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2進行充電，也就是第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2在第二階段作儲存能量。當第二開關S2切換為不導通時，第二階段結束。

第三階段（）：

參閱圖5及圖8，第一開關S1導通，而第二開關S2由導通轉成不導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2由不導通轉成導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4由不導通轉成導通。

第三階段開始於，第二開關S2切換為不導通，第二耦合電感2的漏電感電流的連續性使得第二二極體D2轉態為導通，漏電感電流流經第二二極體D2、第二電容C2和第一開關S1，對第二電容C2充電。第二耦合電感2的初級側繞組Np2的磁化電感以傳送能量至次級側繞組Ns2使得第四二極體D4轉態為導通，第四二極體電流對第四電容C4充電，第一開關S1保持為導通，此時漏電感電流呈線性下降。當，漏電感Lk2儲存的能量完全釋放完畢，即，第二二極體D2轉態成不導通時，第三階段結束。由於流經第二二極體D2的電流i_D2 先降至0，第二二極體D2才轉態成不導通，因此第二二極體D2沒有反向恢復損失的問題。

第四階段（）：

參閱圖5及圖9，第一開關S1導通，而第二開關S2不導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2由導通轉成不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4導通。

第四階段開始於，此時漏電感的能量完全釋放到第二電容C2，第二二極體D2轉態成不導通。第二耦合電感2的磁化電感電流完全由初級側繞組Np2反射到次級側繞組組Ns2，因此，第四二極體電流對第四電容C4充電，此時流經第一開關S1的電流等於第一及第二耦合電感1、2的磁化電感Lm1、Lm2的電流總和，即。當，第二開關S2切換為導通時，第四階段結束。

第五階段（）：

參閱圖5及圖10，第一開關S1導通，而第二開關S2由不導通轉成導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4導通。

第五階段開始於，第二開關S2切換成導通，由於第二耦合電感2的漏電感Lk2的存在，使第二開關S2具有零電流切換的柔切性能，降低切換損失。漏電感電流上升，當時，第二耦合電感2的磁化電感Lm2的儲能仍然藉由初級側繞組Np2磁感應傳送次級側繞組Ns2，第四二極體D4仍保持如第四階段的導通狀態，流經第四二極體D4的電流下降，第一二極體D1、第二二極體D2和第三二極體D3逆向偏壓而不導通。第一與第二耦合電感1、2的漏電感Lk1、Lk2控制了第四二極體電流下降速率，因此可緩和第四二極體D4反向恢復問題。當，第四二極體電流下降至0，第四二極體D4轉態成不導通，第五階段結束。

第六階段（）：

參閱圖5及圖11，第一開關S1導通，而第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4由導通轉不導通。

第六階段開始於，第四二極體D4轉態成不導通，所有二極體均為逆向偏壓而不導通，第一開關S1和第二開關S2皆為導通。輸入電壓Vin跨於第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2，即跨於其磁化電感Lm1、Lm2以及漏電感Lk1、Lk2，漏電感電流、呈線性上升，斜率均為，從能量觀點而言，第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2在第六階段作儲存能量。當，第一開關S1切換為不導通時，第六階段結束。

第七階段（）：

參閱圖5及圖12，第一開關S1由導通轉不導通，而第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3導通，第四二極體D4不導通。

第七階段開始於，第一開關S1切換為不導通。第一耦合電感1的漏電感電流的連續性使得第一二極體D1轉態為導通漏電感電流流經第一電容C1和第一二極體D1，對第一電容C1充電，第一耦合電感1之磁化電感Lm1將能量由初級側繞組Np1傳送至次級側繞組Ns1使得第三二極體D3轉態為導通，第三二極體電流對第三電容C3充電，第二開關S2保持為導通，此時漏電感電流呈線性下降。當，漏電感Lk1儲存的能量完全釋放完畢，即，第一二極體D1轉態成不導通時，第七階段結束。由於流經第一二極體D1的電流i_D1 先降至0，第一二極體D1才轉態成不導通，因此第一二極體D1沒有反向恢復損失的問題。

第八階段（）：

參閱圖5及圖13，第一開關S1不導通，而第二開關S2導通，第一二極體D1由導通轉不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3導通，第四二極體D4不導通。

第八階段開始於，此時漏電感的能量完全釋放到第一電容C1，第一二極體D1轉態成不導通。第一耦合電感1的磁化電感Lm1完全由其初級側繞組Np1反射到次級側繞組Ns1，，因此第三二極體電流對第三電容C3充電，此時流經第二開關S2的電流等於磁化電感Lm1、Lm2的電流總和，即。當，第一開關S1切換為導通時，第八階段結束，進入下一個切換週期。

電壓增益分析：

由於第一及第二電容C1、C2的電壓可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，因此根據第一及第二耦合電感1、2的磁化電感Lm1、Lm2滿足伏秒平衡定理，可推導得到第一及第二電容電壓、如式四。

…式四

第三及第四電容電壓、，可藉由第一及第二耦合電感1、2的初級側電壓反射至次級測電壓推導而得到。在第七階段，第一開關S2不導通、第二開關S2導通、第三二極體D3導通，可推得第三電容電壓如式五。

…式五

其中，參數v_Ns1 、v_Ns2 分別為第一耦合電感1的次級側繞組Ns1上的第一次級側電壓、第二耦合電感2的次級側繞組Ns2上的第二次級側電壓，參數n為次級側繞組Np1、Np2與初級側繞組Ns1、Ns2的匝數比，參數k為第一及第二耦合電感1、2的耦合係數，參數Vin為輸入電壓，參數D為第一及第二開關S1、S2的導通比。

在第三階段，第一開關S1導通、第二開關S2不導通、第四二極體D4導通，第四電容電壓如式六。

…式六

而輸出電壓等同第四電容電壓如式七。

…式七

因此可推得本實施例的電壓增益如式八。

…式八

參閱圖14為不同耦合係數(k =1、0.95、0.9)和電壓增益的關係曲線圖，當時，由圖可知耦合係數對電壓增益的影響非常小。若耦合係數，則電壓增益為如式九。

…式九

從上式可知本實施例的電壓增益具有耦合電感匝數比和導通比兩個設計自由度，可藉由適當設計耦合電感的匝數比，達到高升壓比，且不必操作在極大的導通比。參閱圖15為對應於耦合電感匝數比及導通比的電壓增益曲線圖，由圖15可知當導通比、時，電壓增益為10倍；當，時，電壓增益為20倍。

由本實施例的第七階段及第三階段可知第一開關S1、第二開關S2的電壓應力如式十、式十一，第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3的電壓應力如式十二、式十三、式十四。

…式十

…式十一

…式十二

…式十三

……式十四

由於習知的交錯式升壓型轉換器的功率開關電壓應力為輸出電壓，而本實施例的開關電壓應力僅為輸出電壓的倍，因此可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的金氧半產效電晶體來實現第一及第二開關S1、S2，可降低開關導通損失。且較低電壓應力的第一至第三二極體D1~D3可採用蕭特基二極體，因為蕭特基二極體典型的順向壓降為0.3 V，比一般的功率二極體導通壓降低，更降低導通損失。

實驗模擬：

關於本實施例的穩態特性分析，可假設第一及第二開關S1、S2、第一至第三二極體D1~D3導通壓降為零及忽略時間極短的暫態階段，包括第一、四、五及八階段，只考慮第二、三、六及七階段。第一至第四電容夠大，忽略電壓漣波，使得電容電壓在一個切換週期內視為常數。參閱圖16為開關S1、S2的驅動信號、輸入電壓Vin與輸出電壓Vo波形圖，當、，，則理論值導通比大約，模擬結果符合式九的電壓增益。

如圖17所示，為開關驅動信號與開關跨壓信號的圖，驗證了當第一開關S1或第二開關S2不導通時，其跨壓或都約為，僅為輸出電壓Vo=的四分之一，符合式十、式十一的分析結果，相較習知的升壓型轉換器的開關電壓應力為輸出電壓，本實施例的第一及第二開關S1、S2具有低電壓應力的優點。

如圖18所示，為第一及第二耦合電感1、2的漏電感電流、及輸入電流的波形圖，由圖可知、的漣波電流大小大約，而輸入電流的漣波電流大小僅為約，驗證了本實施例的交錯式操作具有降低漣波電流效用。

圖19為第一及第二耦合電感1、2之磁化電感電流波形，驗證本實施例操作在連續導通模式（CCM）。

圖20是第一及第二二極體D1、D2的電流及電壓波形圖，由圖可知和都沒有反向恢復問題，因此沒有反向恢復損失。且第一二極體D1電壓應力為，只有輸出電壓的四分之一，第二二極體D2電壓應力大約為，只有輸出電壓Vo的二分之一，驗證本實施例符合式十二、式十三的分析結果。

圖21 是第三及第四二極體D3、D4的電流及電壓波形圖，由圖可知三及第四二極體D3和D4的電壓應力均為200V，驗證本實施例符合式十四的分析結果。第三及第四二極體D3和D4的電流之反向恢復電流是很小的，因為第一及第二耦合電感1、2中漏電感和的存在緩和了反向恢復問題。

如圖22所示，為第一及第二開關S1、S2零電流切換波形圖，由圖可看到第一及第二開關S1、S2跨壓先降至0，才有電流流經開關，因此達到零電流切換(ZCS)的柔切功效，可降低切換損失，驗證本本實施例具有功率開關零電流切換功效。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1. 具有較高電壓增益，由式九可知由串接的第一及第二電容C1、C2，配合第一及第二耦合電感1、2的次級側繞組Ns1、Ns2串聯第三電容C3的電路架構，且更可調整第一及第二耦合電感1、2的匝數比擴增電壓增益，符合高電壓增益的需求同時無需操作在極大的導通比。

2.具有低電壓應力，由於第一及第二開關S1、S2的電壓應力只有輸出電壓Vo的四分之一，可以使用導通電阻較小的低額定耐壓電晶體，而由式十二到式十四可知第一至第四二極體D1~D4也具有低電壓應力，因此，能降低導通損失。

3. 具有零電流切換功效，第一及第二開關S1、S2具有零電流切換的柔切性能，而能降低切換損失。

4.無逆向電流功耗，第一及第二二極體D1、D2在轉態成不導通之前，其流經的電流先降為零，所以第一及第二二極體D1、D2沒有反向恢復功率損失問題。

5. 避免了電壓突波的問題，當第一及第二開關S1、S2切換成不導通時，第一及第二耦合電感1、2的漏電感能量，能夠由初級側傳送至次級側，避免了造成電壓突波的問題。

6.高轉換效率，由於降低第一及第二開關S1、S2、第一至第四二極體D1~D4的導通損失，與零電流切換功效、第一至第四二極體D1~D4無逆向電流功耗與避免了電壓突波，而能有效提升轉換效率。

7. 降低輸入電流漣波，由於第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2的第一端並接於提供該輸入電流i_in 的輸入電壓源（如太陽能電池模組輸出端、燃料電池），且第一及第二開關S1、S2相差1/2切換週期的交錯式操作，使得分別流經第一及第二耦合電感1、2的初級側繞組Np1、Np2的電流漣波能相消，降低輸入電流i_in 的漣波大小，而能減少太陽能電池模組輸出端的電解電容數量與延長燃料電池的使用壽命，降低系統整體成本。

8.本案的磁性鐵芯的數量只有二個，不只容易設計第一及第二耦合電感1、2，且降低元件成本，又其他元件數目也少，例如開關的數目只有二個、二極體的數目只有四個、電容的數目只有四個。故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

1‧‧‧第一耦合電感
Np1‧‧‧初級側繞組
Ns1‧‧‧次級側繞組
2‧‧‧第二耦合電感
Np2‧‧‧初級側繞組
Ns3‧‧‧次級側繞組
S1‧‧‧第一開關
S2‧‧‧第二開關
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
D3‧‧‧第三二極體
3‧‧‧儲能元件
C1‧‧‧第一電容
C2‧‧‧第二電容
C3‧‧‧次級側電容
4‧‧‧整流輸出級
D4‧‧‧第四二極體
C4‧‧‧第四電容
5‧‧‧控制單元
Lm1‧‧‧磁化電感
Lm2‧‧‧磁化電感
Lk1‧‧‧漏電感
Lk2‧‧‧漏電感
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
i_in‧‧‧輸入電流
i_Lk1‧‧‧漏電感電流
i_Lk2‧‧‧漏電感電流
i_D1‧‧‧流過第一二極體的電流
i_D2‧‧‧流過第二二極體的電流
i_D3‧‧‧流過第三二極體的電流
i_D4‧‧‧流過第四二極體的電流
v_D1‧‧‧第一二極體的跨壓
v_D2‧‧‧第二二極體的跨壓
v_D3‧‧‧第三二極體的跨壓
v_D4‧‧‧第四二極體的跨壓
v_C1‧‧‧第一電容的跨壓
v_C2‧‧‧第二電容的跨壓
v_C3‧‧‧第三電容的跨壓
v_C4‧‧‧第四電容的跨壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是習知的升壓轉換器的一電路圖；圖2是習知的升壓轉換器的電壓增益對導通比的一關係曲線圖；圖3是本發明交錯式高升壓直流轉換器之一實施例的一電路圖；圖4是該實施例的一等效電路圖；圖5是該實施例的一操作時序圖；圖6是該實施例操作於第一階段的一電路圖；圖7是該實施例操作於第二階段的一電路圖；圖8是該實施例操作於第三階段的一電路圖；圖9是該實施例操作於第四階段的一電路圖；圖10是該實施例操作於第五階段的一電路圖；圖11是該實施例操作於第六階段的一電路圖；圖12是該實施例操作於第七階段的一電路圖；圖13是該實施例操作於第八階段的一電路圖；圖14是不同耦合係數和電壓增益的一關係曲線圖；圖15是耦合電感匝數比及導通比的一電壓增益曲線圖；圖16是開關的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓的一波形圖；圖17是開關驅動信號與開關跨壓信號的一波形圖；圖18是第一及第二耦合電感的漏電感電流及總輸入電流的一波形圖；圖19是第一及第二耦合電感之磁化電感電流的一波形圖；圖20是第一及第二二極體的電流及電壓的一波形圖；圖21是第三及第四二極體的電流及電壓的一波形圖；及圖22是第一及第二開關零電流切換的一波形圖。

1‧‧‧第一耦合電感

Np1‧‧‧初級側繞組

Ns1‧‧‧次級側繞組

2‧‧‧第二耦合電感

Np2‧‧‧初級側繞組

Ns3‧‧‧次級側繞組

S1‧‧‧第一開關

S2‧‧‧第二開關

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第二二極體

D3‧‧‧第三二極體

3‧‧‧儲能元件

C1‧‧‧第一電容

C2‧‧‧第二電容

C3‧‧‧次級側電容

4‧‧‧整流輸出級

D4‧‧‧第四二極體

C4‧‧‧第四電容

5‧‧‧控制單元

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Claims

一種交錯式高升壓直流轉換器，包含：一個第一耦合電感及一個第二耦合電感，每一個耦合電感具有一個初級側繞組及一個次級側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，其中，該第一及第二耦合電感的初級側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的次級側繞組的第二端電連接該第二耦合電感的次級側繞組的第二端；一個第一開關，具有一電連接於該第一耦合電感的初級側繞組的第一端的第一端，及一第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第一開關導通時，該第一耦合電感的初級側繞組接收一第一電流充電而產生一第一初級側電壓，當該第一開關不導通時，該第一耦合電感的次級側繞組磁感應而產生一正比於該第一初級側電壓的第一次級側電壓；一個第二開關，具有一電連接於該第二耦合電感的初級側繞組的第一端的第一端，及一第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間，當該第二開關導通時，該該第二耦合電感的初級側繞組接收一第二電流充電而產生一第二初級側電壓，當該第一開關不導通時，該第二耦合電感的次級側繞組磁感應而產生一正比於該第二初級側電壓的第二次級側電壓，其中，該第一開關與第二開關處於導通狀態的時間點存在一相位差；一個第一二極體，具有一電連接該第一開關的第二端的陰極及一陽極；一個第二二極體，具有一電連接該第二開關的第二端的陽極及一電連接該第二耦合電感的次級側繞組的第一端的陰極；一個儲能元件，電連接於該第一開關的第一端、該第一二極體的陽極與該第二二極體的陰極間，當該第一二極體導通時，該儲能元件用以根據來自該第一與第二耦合電感的初級側繞組的放電，而產生一儲能電壓，該儲能電壓正比於該第一及第二初級側電壓的加總；一個第三二極體，具有一電連接該第一二極體的陰極的陽極，及一陰極；一個次級側電容，具有一電連接該第一耦合電感的次級側繞組的第一端的第一端，及一電連接該第三二極體的陰極第二端，該次級側電容用以根據來自該第一耦合電感的次級側繞組的放電，而產生一正比該第一次級側電壓的電容電壓；及一個整流輸出級，電連接該次級側電容的第二端，用以根據來自該第二耦合電感的次級側繞組的放電、該儲能元件的放電與該次級側電容的放電產生一呈直流的輸出電壓，該輸出電壓正比於該儲能電壓、該電容電壓與該第二次級側電壓的加總。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該整流輸出級包括：一個第四二極體，具有一電連接該次級側電容的第二端的陽極，及一陰極；及一個輸出電容，電連接於該第四二極體的陰極與該第一二極體的陽極之間，用以提供該輸出電壓。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該儲能元件包括：一個第一電容，具有一個電連接該第一開關的第一端的第一端，及一電連接該第一二極體的陽極的第二端；及一個第二電容，具有一個電連接該第一開關的第一端的第一端，及一電連接該第二二極體的陰極的第二端。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，每一初級側繞組的第一端是打點端，每一初級側繞組的第二端是非打點端。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，每一次級側繞組的第一端是打點端，每一次級側繞組的第二端是非打點端。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該第一及第二開關的切換是零電流切換。
如請求項1所述的交錯式高升壓直流轉換器，更包括一控制單元，該控制單元產生一切換該第一開關的第一脈波調變信號及一切換該第二開關的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。
如請求項9所述的交錯式高升壓直流轉換器，其中，該第一及第二脈波調變信號的相位差為周期時間的二分之一。