TWI646768B - High boost converter - Google Patents

Abstract

一種高升壓轉換器包含第一及第二耦合電感、第一及第二開關、第一及第二箝位二極體、第一及第二箝位電容、第一至第四二極體、第一至第四電容。第一及第二耦合電感的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓。輸入並聯架構可分擔輸入電流，故適用於高輸入電流的應用。第一開關及第二開關採用交錯式操作，可使耦合電感的一次側之漣波電流具有相消作用，可降低輸入電流漣波。第三及第四二極體和第三及第四電容器提供電壓倍增功能，且與第一及第二電容串接疊加輸出，更加提升電壓增益。

Description

高升壓轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種高升壓轉換器。

參閱圖1，一種習知的升壓轉換器，習知的升壓轉換器 操作在極高導通比才能達到較高電壓增益，參數V_O、 V_in、D分別為輸出電壓、輸入電壓、開關的責任導通比，但是實務上受到寄生元件的影響，當導通比超過0.9以上時而使電壓增益不增反減，不符高電壓增益的需求，因此，無需極高導通比且同時為符合高電壓增益的需求的高升壓轉換器是未來的研究方向。

因此，本發明之目的，即在提供一種解決上述問題的高升壓轉換器。

於是，本發明高升壓轉換器包含：第一及第二耦合電感、第一及第二開關、第一及第二箝位二極體、第一及第二箝位電容、第一至第四二極體、第一至第四電容。

每一耦合電感具有一個一次側繞組及一個二次側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二耦合電感的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的二次側繞組的第二端電連接該第二耦合電感的二次側繞組的第二端。

第一開關具有一電連接該第一耦合電感的一次側繞組的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。第二開關具有一電連接該第二耦合電感的一次側繞組的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。

第一箝位二極體具有一電連接該第一耦合電感的一次側繞組的第二端的陽極，及一陰極。第一箝位電容電連接於該第一箝位二極體的陰極與該第二耦合電感的一次側繞組的第二端間。第二箝位二極體具有一電連接該第二開關的第二端的陰極，及一陽極。第二箝位電容電連接於該第二箝位二極體的陽極與該第二開關的第一端間。

第一二極體具有一陽極，及一電連接該第二箝位二極體的陽極的陰極。第二二極體具有一電連接該第一箝位二極體的陰極的陽極，及一陰極。第三二極體，具有一電連接該第二二極體的陰極的陽極，及一電連接該第一耦合電感的二次側繞組的第一端的 陰極。第四二極體具有一電連接該第一耦合電感的二次側繞組的第一端的陰極的陽極，及一陰極。

第一電容電連接於該第一耦合電感的一次側繞組的第二端與該第一二極體的陽極之間。第二電容電連接於該第一耦合電感的一次側繞組的第二端與該第二二極體的陰極之間。第三電容電連接於該第二耦合電感的二次側繞組的第一端與該第二二極體的陰極之間。第四電容電連接於該第二耦合電感的二次側繞組的第一端與該第四二極體的陰極之間。

本發明之功效在於：第三及第四二極體和第三及第四電容器提供電壓倍增功能，且與第一及第二電容串接疊加輸出，更加提升電壓增益，而使轉換器不需操作在極大導通比即可達成高電壓增益。

1‧‧‧第一耦合電感

2‧‧‧第二耦合電感

D_C1‧‧‧第一箝位二極體

D_C2‧‧‧第二箝位二極體

C_C1‧‧‧第一箝位電容

C_C2‧‧‧第二箝位電容

D₁‧‧‧第一二極體

D₂‧‧‧第二二極體

D₃‧‧‧第三二極體

D₄‧‧‧第四二極體

C₁‧‧‧第一電容

C₂‧‧‧第二電容

C₃‧‧‧第三電容

C₄‧‧‧第四電容

3‧‧‧控制單元

N_P1‧‧‧一次側繞組

N_P2‧‧‧一次側繞組

N_S1‧‧‧二次側繞組

N_S2‧‧‧二次側繞組

Vin‧‧‧輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

v_D1~v_D4‧‧‧第一至第四二極體的跨壓

v_DC1~v_DC2‧‧‧第一至第二箝位二極體的跨壓

V_C1‧‧‧第一電容的跨壓

V_C2‧‧‧第二電容的跨壓

V_C3‧‧‧第三電容的跨壓

V_C4‧‧‧第四電容的跨壓

i_D1‧‧‧流過第一二極體的電流

i_D2‧‧‧流過第二二極體的電流

i_D3‧‧‧流過第三二極體的電流

i_D4‧‧‧流過第四二極體的電流

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一種習知的升壓轉換器的一電路圖；圖2是本發明高升壓轉換器的一實施例的一電路圖；圖3是該實施例的一等效電路圖；圖4是該實施例的一操作時序圖； 圖5是該實施例操作於第一階段的一電路圖；圖6是該實施例操作於第二階段的一電路圖；圖7是該實施例操作於第三階段的一電路圖；圖8是該實施例操作於第四階段的一電路圖；圖9是該實施例操作於第五階段的一電路圖；圖10是該實施例操作於第六階段的一電路圖；圖11是該實施例的不同耦合係數和電壓增益的一關係曲線圖；圖12是該實施例的耦合電感匝數比及導通比的一電壓增益曲線圖；及圖13是該實施例的開關與二極體電壓應力和耦合電感匝數比的一曲線圖。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖2，本發明高升壓轉換器之一實施例，包含一第一耦合電感1及一第二耦合電感2、一第一開關S₁、一第二開關S₂、一第一箝位二極體D_C1、一第一箝位電容C_C1、一第二箝位二極體D_C2、一第二箝位電容C_C2、一第一二極體D₁、一第二二極體D₂、 一第三二極體D₃、一第四二極體D₄、第一至第四電容C₁~C₄，及一控制單元3。

第一耦合電感1和第二耦合電感2的每一耦合電感具有一個一次側繞組N_P1、N_P2及一個二次側繞組N_S1、N_S2，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二耦合電感1、2的一次側繞組N_P1、N_P2的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感1的二次側繞組N_P2的第二端電連接該第二耦合電感2的二次側繞組N_S2的第二端。每一個一次側繞組N_P1、N_P2的第一端是打點端，每一個一次側繞組N_P1、N_P2的第二端是非打點端。每一個二次側繞組N_S1、N_S2的第一端是打點端，每一個二次側繞組N_S1、N_S2的第二端是非打點端。

第一開關S₁具有一電連接該第一耦合電感1的一次側繞組N_P1的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。第二開關S₂具有一電連接該第二耦合電感2的一次側繞組的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間。該第一開關S₁是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S₁的第一端是汲極，該第一開關S₁的第二端是源極。該第二開關S₂是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關S₂的第一端是汲極，該第二開關S₂的第二端是源極。

第一箝位二極體D_C1具有一電連接該第一耦合電感1的一次側繞組N_P1的第二端的陽極，及一陰極。第一箝位電容C_C1電連接於該第一箝位二極體D_C1的陰極與該第二耦合電感2的一次側繞組N_S1的第二端間。

第二箝位二極體D_C2具有一電連接該第二開關S₂的第二端的陰極，及一陽極。第二箝位電容C_C2電連接於該第二箝位二極體D_C2的陽極與該第二開關S₂的第一端間。

第一二極體D₁具有一陽極，及一電連接該第二箝位二極體D_C2的陽極的陰極。第二二極體D₂具有一電連接該第一箝位二極體D_C1的陰極的陽極，及一陰極。第三二極體D₃具有一電連接該第二二極體D₂的陰極的陽極，及一電連接該第一耦合電感1的二次側繞組N_P2的第一端的陰極。第四二極體D₄具有一電連接該第一耦合電感1的二次側繞組N_P2的第一端的陰極的陽極，及一陰極。

第一電容C₁電連接於該第一耦合電感1的一次側繞組NP1的第二端與該第一二極體D₁的陽極之間。第二電容C₂電連接於該第一耦合電感1的一次側繞組N_P1的第二端與該第二二極體D2的陰極之間。第三電容C₃電連接於該第二耦合電感2的二次側繞組N_S2的第一端與該第二二極體D₂的陰極之間。第四電容C₄電連接於該第二耦合電感2的二次側繞組N_S2的第一端與該第四二極體D4的陰極之間。

該控制單元3產生一切換該第一開關S₁的第一脈波信號及一切換該第二開關S₂的第二脈波信號，該第一脈波信號與該第二脈波信號具有相同的周期時間。該第一開關S₁的導通時間的一部份重疊於與該第二開關S₂的導通時間的一部份。以下將以六階段進一步說明第一開關S₁、第二開關S₂的切換時序圖。

參閱圖3，為本實施例的一等效電路圖，用以說明該二耦合電感的非理想等效電路中的磁化電感Lm1、Lm2及其漏電感Lk1、Lk2。其中，參數v_D1、v_D2、v_D3、v_D4分別代表第一至第四二極體D1~D4的跨壓，參數v_DC1、v_DC2分別代表第一至第二箝位二極體D_C1~D_C2的跨壓，參數V_CC1、V_CC2、分別代表第一箝位電容C1、第二箝位電容C2的跨壓，參數V_C1、V_C2、V_C3、V_C4分別代表第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4的跨壓，參數i_LK1、i_LK2分別代表流經該二耦合電感1、2的漏電感電流，參數i_in代表輸入電流，參數i_D1~i_D4分別代表流過第一至第四二極體D1~D4的電流，參數V_O代表總輸出電壓。

參閱圖4，為本實施例的操作時序圖，其中，參數v_gs1、v_gs2分別代表控制該第一及第二開關S₁、S₂是否導通的第一及第二脈波信號的電壓，參數v_ds1、v_ds2分別代表該第一及第二開關S₁、S₂的二端跨壓，參數T_S為第一脈波信號的週期時間。

以下為本實施例操作於六階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，以下分別針對每一階段進行說明。

第一階段(時間：t₀~t₁)：

參閱圖4及圖5，第一開關S₁由不導通轉成導通，而第二開關S₂導通，第一箝位二極體D_C1不導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁不導通，第二二極體D₂不導通，第三二極體D₃導通，第四二極體D₄不導通。

第一階段開始於t=t₀，漏電感電流i_Lk1快速上升，當i_Lk1<i_Lm1時，儲存在磁化電感L_m1能量仍然從第一耦合電感1的一次側繞組N_P1傳遞至二次側繞阻N_S1，第三二極體D₃保持為導通狀態，流經第三二極體D₃的電流i_D3對第三電容C₃充電。第一二極體D₁、第二二極體D₂、第四二極體D₄、第一箝位二極體D_C1和第一箝位二極體D_C2均因逆向偏壓而在不導通狀態，流經第三二極體D₃的電流i_D3下降且漏電感L_k1和L_k2控制了電流i_D3下降速率，緩和第三二極體D₃反向恢復問題。第一階段的二極體電壓v_DC1、v_DC2、v_D1、v_D2、v_D4分別為v_DC1(t)=V_CC1、v_DC2(t)=V_CC2、v_D1(t)=V_C1-V_CC2、v_D2(t)=V_C2-V_CC1、v_D4(t)=V_C4+V_C3。當t=t₁，漏電感電流i_Lk1上升至i_Lk1=i_Lm1，電流i_D3下降至0，第三二極體D₃轉換成不導通時，第一階段結束。

第二階段(t₁~t₂)：

參閱圖4及圖6，第一開關S1導通，而第二開關S2導通，第一箝位二極體D_C1不導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁不導通，第二二極體D₂不導通，第三二極體D₃由導通轉為不導通，第四二極體D₄不導通。

第二階段開始於t=t₁，第三二極體D₃切換成不導通，其餘二極體D_C1~D_C2、D₁~D₄均為逆向偏壓而不導通，第一開關S₁和第二開關S₂皆為導通的狀態。輸入電壓V_in跨接於第一及第二耦合電感的一次側繞組，亦即跨接於磁化電感L_m1和漏電感L_k1以及L_m2和L_k2，此時電流i_Lk1和i_Lk2呈線性上升，從能量角度而言，第一及第二耦合電感的一次側繞組在第二階段是在作儲存能量之動作。第二階 段中、、 v_D3(t)=V_C3、v_D4(t)=V_C4、v_O(t)=V_C1+V_C2+V_C3+V_C4。當t=t₂，第二開關S₂切換為不導通時，第二階段結束。

第三階段(t₂~t₃)：

參閱圖4及圖7，第一開關S₁導通，而第二開關S₂不導通，第一箝位二極體D_C1不導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁不導通，第二二極體D₂導通，第三二極體D₃不導通，第四二極體D₄導通。

第三階段開始於t=t₂，第二開關S₂由導通切換為不導通，此時第一開關S₁保持為導通。儲存在磁化電感L_m2之能量透過第二耦合電感2的一次側傳遞至二次側，使得第四二極體D₄切換為導通，流經第四二極體的電流i_D4對第四電容C₄充電，電流i_Lk2呈線性下降。漏電感電流i_Lk2釋放能量，使第二二極體D₂和第二箝位二極體D_C2轉換為導通狀態，電流i_Lk2分為兩個路徑釋放能量：

路徑一：漏感電流i_Lk2流經第一箝位電容C_C1、第二二極體D₂、第二電容C₂、第一開關S₁，其中第一箝位電容C_C1放電且第二電容C₂充電。

路徑二：漏感電流i_Lk2流經第二箝位電容C_C2和第二箝位二極體D_C2，漏感電流i_Lk2對第二箝位電容C_C2充電。在第三階段中v_DC1(t)=V_CC1+V_CC2、v_D1(t)=V_C1、v_D3(t)=V_C3+V_C4。當t=t₃，第二開關S₂切換為不導通，第三階段結束。

第四階段(t₃~t₄)：

參閱圖4及圖8，第一開關S₁導通，而第二開關S₂由不導通轉為導通，第一箝位二極體D_C1不導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁不導通，第二二極體D₂不導通，第三二極體D₃不導通，第四二極體D₄導通。

第四階段開始於t=t₃，第二開關S₂狀態由不導通切換為導通，而第一開關S₁仍持續保持為導通，漏電感電流i_Lk2快速上升， 當i_Lk2<i_Lm2時，儲存在磁化電感L_m2之能量仍然傳遞至二次側，第四二極體D₄保持為導通狀態，流經第四二極體D₄的電流i_D4對第四電容C₄充電。其餘二極體D_C1~D_C2、D₁~D₃均因逆向偏壓不導通，流經第四二極體D₄的電流i_D4下降，且漏電感L_k1和L_k2控制了流經第四二極體D₄的電流i_D4之下降速率，緩和了第四二極體D₄反向恢復問題。第四階段中v_DC1(t)=V_CC1、v_DC2(t)=V_CC2、v_D1(t)=V_C1-V_CC2、v_D2(t)=V_C2-V_CC1、v_D3(t)=V_C3+V_C4。當t=t₄，i_Lk2上升至i_Lk2=i_Lm2，流經第四二極體D₄的電流i_D4下降至0，第四二極體D₄轉換成不導通時，第四階段結束。

第五階段(t₄~t₅)：

參閱圖4及圖9，第一開關S1導通，而第二開關S2導通，第一箝位二極體D_C1不導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁不導通，第二二極體D₂不導通，第三二極體D₃不導通，第四二極體D₄由導通轉為不導通。

第五階段開始於t=t₄，所有二極體D_C1~D_C2、D₁~D₄均為逆向偏壓而不導通，第一開關S₁及第二開關S₂皆為導通的狀態。輸入電壓V_in跨接於第一及第二耦合電感1、2的一次側，亦即跨接於磁化電感L_m1和漏電感L_k1以及L_m2和L_k2，此時電流i_Lk1和i_Lk2呈線性上升，從能量角度而言，第一及第二耦合電感1、2的一次側在本階段是在作儲存能量之動作。第五階段中 、、v_D3(t)=V_C3、 v_D4(t)=V_C4、v_O(t)=V_C1+V_C2+V_C3+V_C4。當t=t₅，第一開關S₁切換為不導通時，本階段結束。

第六階段(t₅~t₆)：

參閱圖4及圖10，第一開關S₁由導通轉為不導通，而第二開關S₂導通，第一箝位二極體D_C1導通，第二箝位二極體D_C2不導通，第一二極體D₁導通，第二二極體D₂不導通，第三二極體D₃導通，第四二極體D₄不導通。。

第六階段開始於t=t₅，第一開關S₁由導通切換為不導通，此時第二開關S₂保持為導通，儲存在磁化電感L_m1之能量傳遞至二次側，使得第三二極體D₃和第一箝位二極體D_C1切換為導通，二極體i_D3對電容C₃充電，電流i_Lk1呈線性下降，漏電感電流i_Lk1釋放能量，使第一二極體D₁和第一箝位二極體D_C1轉換為導通之狀態，漏電感電流i_Lk1分為二個路徑釋放能量：路徑一：漏電感電流i_Lk1流經第一箝位二極體D_C1、第一電容C_C1和第二開關S₂，其中，漏電感電流i_Lk1對第一電容C_C1充電。路徑二：漏電感電流i_Lk1流經電容C₁、第一二極體D₁、第二箝位電容C_C2和第二開關S₂，其中，第二箝位電容C_C2放電且第一電容C₁充 電。且v_D2(t)=V_C2、v_D4(t)=V_C3+V_C4、v_DC2(t)=V_CC2。當t=t₆，第一開關S₁切換為導通，第六階段結束，進入下一個切換週期。

<電壓增益分析>

由於第一、四階段之轉換器操作時間很短暫，因此僅討論第二、三、五和六階段作為穩態分析的主要階段。

在第二和第五階段中，可求得、

在第三階段中，可求得、

在第六階段中，可求得 、。若切換 週期為T_s，則以上四個階段的時間分別為，(1-D)T_s， ，(1-D)T_s。

因為穩態時，磁化電感滿足伏秒平衡定理，也就是一 切換週期的磁化電感平均電壓為零，即。對磁 化電感L_m1而言，第二、三、五階段的時間總合為DT_s，電壓均為kV_in；第六階段的時間為(1-D)T_s，電壓為V_in-V_CC2，應用伏秒平衡定理至 L_m1：，整理可得 ，對L_m2而言，，由第三階段，可知 V_CC2=-V_CC1+V_C2，因此，。由第六階段，可知 V_CC1=V_C1-V_CC2因此，。

在第三階段，第四電容C₄的電壓，可利用克希荷夫電壓定理(KVL)求得如下：

在第六階段，第三電容C₃的電壓，可求得如下：

輸出電壓V_o可求得如下：

因此轉換器的電壓增益可表示為。

如圖11所示，不同耦合係數下、電壓增益與導通比之關係曲線，當耦合電感匝數比n=1，本轉換器在三種不同之耦合係數k，k=0.9，k=0.95和k=1情況下，電壓增益及導通比之關係曲線，由圖可知耦合係數對電壓增益影響很小。若忽略耦合電感之漏電感，即k=L_m/L_m+L_k=1，轉換器之理想電壓增益M如下： (當耦合係數k=1)

由理想電壓增益M的公式可知本轉換器之電壓增益有兩個設計自由度：耦合電感匝數比n和導通比D。透過調整轉換器之耦合電感匝數比n，可使得高升壓之達成，轉換器不需操作在極大導通比。

如圖12所示，為電壓增益與導通比D及耦合電感匝數比n之曲線圖，由圖可知：當D=0.6及n=1時，電壓增益為15倍，當D=0.6及n=3時，電壓增益為25倍。

<開關電壓應力分析>

若忽略電容漣波電壓及耦合電感之漏電感(耦合係數k=1)，開關元件視為理想，即壓降為零。由第三階段及第六階段可知，第一開關S₁和第二開關S₂之電壓應力分別如下式：

開關電壓應力僅只有輸出電壓值的1/(2n+4)倍，故可選擇使用較低額定電壓之金氧半場效電晶體(MOSFET)，該元件具有較低之導通電阻，可降低開關之導通功率損失。

從第三階段和第六階段可發現：二極體D_C1~D_C2、D₁~D₄的電壓應力可分別表示如下：

如圖13所示，為功率開關與二極體電壓應力和耦合電感匝數比之曲線圖，將功率開關與二極體之電壓應力對輸出電壓取規一化(normalized)和耦合電感匝數比之曲線，由圖可知第一開關電壓應力V_S1和第二開關電壓應力V_S2與二極體電壓應力V_DC1、V_DC2、V_D1和V_D2隨匝數比n增加而下降。二極體電壓應力V_D3和V_D4隨匝數比n增加而上升，但是電壓應力還是低於輸出電壓。以匝數比n=1為例，第一開關S₁和第一開關S₂及第二箝位二極體D_C2的電壓應力為輸出電壓的1/6。第一二極體D₁、第二二極體D₂和第一箝位二極體D_C1的電壓應力為輸出電壓的1/3；第三二極體D₃和第四二極體D₄的電壓應力為輸出電壓的1/3。

綜上所述，上述實施例，具有以下優點：

1. 轉換器之輸入並聯架構可分擔輸入電流，故適用於高輸入電流的應用。

2. 第一開關S₁及第二開關S₂採用交錯式操作，可使耦合電感的一次側之漣波電流具有相消作用，可降低輸入電流漣波。

3. 第三及第四二極體D₃~D₄和第三及第四電容器C₃~C₄提供電壓倍增功能，且與第一及第二電容C₁~C₂串接疊加輸出，更加提升電壓增益，，而使轉換器不需操作在極大導通比即可達成高電壓增益。

4. 第一開關S₁及第二開關S₂的電壓應力遠小於輸出電壓，可使用較低額定耐壓且導通電阻較小的電晶體，以降低導通損失。

5. 耦合電感之漏電感緩和了二極體反向恢復問題，也避免開關之電壓突波問題，因此適合高升壓、高效率之應用，確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

Claims (6)

1. 一種高升壓轉換器，包含：一第一耦合電感及一第二耦合電感，每一耦合電感具有一個一次側繞組及一個二次側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二耦合電感的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一耦合電感的二次側繞組的第二端電連接該第二耦合電感的二次側繞組的第二端；一第一開關，具有一電連接該第一耦合電感的一次側繞組的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間；一第二開關，具有一電連接該第二耦合電感的一次側繞組的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制切換於導通與不導通間；一第一箝位二極體，具有一電連接該第一耦合電感的一次側繞組的第二端的陽極，及一陰極；一第一箝位電容，電連接於該第一箝位二極體的陰極與該第二耦合電感的一次側繞組的第二端間；一第二箝位二極體，具有一電連接該第二開關的第二端的陰極，及一陽極；一第二箝位電容，電連接於該第二箝位二極體的陽極與該第二開關的第一端間；一第一二極體，具有一陽極，及一電連接該第二箝位二極體的陽極的陰極； 一第二二極體，具有一電連接該第一箝位二極體的陰極的陽極，及一陰極；一第三二極體，具有一電連接該第二二極體的陰極的陽極，及一電連接該第一耦合電感的二次側繞組的第一端的陰極；一第四二極體，具有一電連接該第一耦合電感的二次側繞組的第一端的陰極的陽極，及一陰極；一第一電容，電連接於該第一耦合電感的一次側繞組的第二端與該第一二極體的陽極之間；一第二電容，電連接於該第一耦合電感的一次側繞組的第二端與該第二二極體的陰極之間；一第三電容，電連接於該第二耦合電感的二次側繞組的第一端與該第二二極體的陰極之間；及一第四電容，電連接於該第二耦合電感的二次側繞組的第一端與該第四二極體的陰極之間；一控制單元，該控制單元產生一切換該第一開關的第一脈波信號及一切換該第二開關的第二脈波信號，該第一脈波信號與該第二脈波信號具有相同的周期時間。
2. 如請求項1所述的高升壓轉換器，其中，每一個一次側繞組的第一端是打點端，每一個一次側繞組的第二端是非打點端。
3. 如請求項1所述的高升壓轉換器，其中，每一個二次側繞組的第一端是打點端，每一個二次側繞組的第二端是非打點端。
4. 如請求項1所述的高升壓轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
5. 如請求項1所述的高升壓轉換器，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關的第一端是汲極，該第二開關的第二端是源極。
6. 如請求項1所述的高升壓轉換器，其中，該第一開關的導通時間的一部份重疊於與該第二開關的導通時間的一部份。