TWI591951B - 三繞組交錯式高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器 - Google Patents
三繞組交錯式高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器 Download PDFInfo
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Description
本發明係有關於一種三繞組交錯式高升壓DC-DC轉換器，尤其是指一種具高功率應用、高電力密度、低電壓應力、高升壓增益及高轉換效率等功效，而在其整體施行使用上更增實用功效特性之三繞組交錯式高升壓DC-DC轉換器創新設計者。
按，由於油源日趨減少，使得節能意識高漲，由美國環境保護組織(The U.S.Environmental Protection Agency)和美國能源部門(The U.S.Department of Energy)共同發起的Energy Star標籤認證計劃成立於1992年，其目的是讓消費者透過電子或電器產品上的能源標籤來識別具節能效益的產品，進而減低溫室效應。而Energy Star 4.0將80 PLUS規範列入標準，對提供給個人電腦內部的AC-
DC切換式電源供應器，無論在電腦處在待機或是休眠狀態時，電源供應器在輸出負載20%、50%、100%時，最少要有80%以上的效率。此外，能源之星也與Intel發起的CSCI拯救氣候行動計劃(Climate Savers Computing Initiative，CSCI)合作，加快節能技術和規範的採用。由於80 PLUS符合節能與環保的思潮，因此目前新推出的電源供應器幾乎都以支援80 PLUS規範為主要賣點，以節能省電的特色，來獲得歐美消費市場認同。在2008年80 PLUS規範增加了更嚴格的銅、銀、金牌標章認證。而且2009年7月1日起Energy Star 5.0和80 PLUS銅牌標章兩者有同樣的效率要求。因此選擇使用符合80 PLUS和Energy Star認可的電源供應器，將有助於節省更多的能源及成本。因此設計高效率之電源轉換器，滿足日趨嚴苛的電源規範已是時勢所趨。
其中，現有技術之相關學術文獻參考如下：
[1] W. Li, Y. Zhao, J. Wu, and X. He,” Interleaved High Step-Up Converter with Winding-Cross-Coupled Inductors and Voltage Multiplier Cells” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.27, No.1, January 2012
[2] L. He, and J. Lei,” High Step-Up Converter with Passive Lossless Clamp Circuit and Switched-Capacitor: Analysis, Design,
and Experimentation” IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), March 2013
[3] K. C. Tseng, and C. C. Huang,” High Step-Up High-Efficiency Interleaved Converter with Voltage Multiplier Module for Renewable Energy System” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 61, No. 3, March 2014
根據上述文獻內容，該文獻[1]、[2]、[3]之電壓轉換比皆為
〔n為耦合電感匝數比，D為導通責任比〕，其電壓轉換比
較低，相對即具有較高的電壓應力值，元件總數較高，造成其同樣在整體結構設計上存在有改進之空間。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種三繞組交錯式高升壓DC-DC轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種三繞組交錯式高升壓DC-DC轉換器，其主要係具高功率應用、高電力密度、低電壓應力、高升壓增益及高轉換效率等功效，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
(1)‧‧‧轉換器
V in ‧‧‧輸入電源
N P1‧‧‧第一耦合電感之初級側
N p2‧‧‧第一耦合電感之次級側
N p3‧‧‧第一耦合電感之三級側
L m1‧‧‧磁化電感
N s1‧‧‧第二耦合電感之初級側
N s2‧‧‧第二耦合電感之次級側
N s3‧‧‧第二耦合電感之三級側
L m2‧‧‧磁化電感
S 1‧‧‧第一功率開關
S 2‧‧‧第二功率開關
C c1‧‧‧第一升壓電容
C c2‧‧‧第二升壓電容
D c1‧‧‧第一二極體
D c2‧‧‧第二二極體
D e1‧‧‧第三二極體
D e2‧‧‧第四二極體
D f1‧‧‧第五二極體
D f2‧‧‧第六二極體
C 1‧‧‧第一輸出電容
C 2‧‧‧第二輸出電容
C 3‧‧‧第三輸出電容
L S ‧‧‧共同漏電感
R o ‧‧‧輸出負載
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之主要元件時序波形圖
第三圖：本發明之預備操作階段等效電路圖
第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖
第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖
第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖
第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖
第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖
第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖
第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖
第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖
第十二圖：本發明之第九操作階段等效電路圖
第十三圖：本發明之第十操作階段等效電路圖
第十四圖：本發明之模擬電路示意圖
第十五圖：本發明之第一功率開關驅動信號、輸入電源及輸出電壓的模擬波形圖
第十六圖：本發明之第一功率開關驅動信號、輸入電源及輸出電壓的實作波形圖
第十七圖：本發明之輸入端電流模擬波形圖
第十八圖：本發明之輸入端電流實作波形圖
第十九圖：本發明之第一功率開關驅動信號及其跨壓模擬波形圖
第二十圖：本發明之第一功率開關驅動信號及其跨壓實作波形圖
第二十一圖：本發明之第二功率開關驅動信號及其跨壓模擬波形圖
第二十二圖：本發明之第二功率開關驅動信號及其跨壓實作波形圖
第二十三圖：本發明之第一、二二極體的電壓和電流模擬波形圖
第二十四圖：本發明之第一、二二極體的電壓和電流實作波形圖
第二十五圖：本發明之第三、四二極體的電壓和電流模擬波形圖
第二十六圖：本發明之第三、四二極體的電壓和電流實作波形圖
第二十七圖：本發明之第五、六二極體的電壓和電流模擬波
形圖
第二十八圖：本發明之第五、六二極體的電壓和電流實作波形圖
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於輸入電源V in 之正極並聯有第一耦合電感之初級側N P1的第一端及第二耦合電感之初級側N s1的第一端，且於該第一耦合電感之初級側N p1形成有磁化電感L m1，同時於該第二耦合電感之初級側N s1形成有磁化電感L m2，令該第一耦合電感之初級側N p1的第二端並聯有第一功率開關S 1之第一端、第一升壓電容C c1之負極及第二二極體D c2之正極，令該第二耦合電感之初級側N s1的第二端並聯有第二功率開關S 2之第一端、第二升壓電容C c2之負極及第一二極體D c1之正極，該第一升壓電容C c1之正極及該第一二極體D c1之負極連接有第二耦合電感之次級側N s2的第一端，該第二升壓電容C c2之正極及該第二二極體D c2之負極連接有第一耦合電感之次級側N p2的第一端，令該第二耦合電感之次級側N s2的第二端連接有第三二極體D e1之正極，令該第一耦合電感之次級側N p2的第二端連接有第四二極體D e2之正極，而該第三二極體D e1之負
極與該第四二極體D e2之負極一同併聯有第一輸出電容C 1之正極、第二輸出電容C 2之負極與第六二極體D f2之正極，令該第六二極體D f2之負極並聯有第一耦合電感之三級側N p3的第一端及第五二極體D f1之正極，該第一耦合電感之三級側N p3的第二端與該第二耦合電感之三級側N s3的第一端相連接，令該第二耦合電感之三級側N s3的第二端並聯有該第二輸出電容C 2之正極及第三輸出電容C 3之負極，而於第一耦合電感之三級側N p3及該第二耦合電感之三級側N s3產生有共同漏電感L S ，令該第五二極體D f1之負極與該第三輸出電容C 3之正極一併連接至輸出負載R o 之第一端，再令該電源端V in 之負極、第一功率開關S 1之第二端、第二功率開關S 2之第二端、第一輸出電容C 1之負極及輸出負載R o 之第二端一併進行接地。
而該轉換器(1)在使用過程中，根據第一功率開關S 1、第二功率開關S 2、第一二極體D c1、第二二極體D c2、第三二極體D e1、第四二極體D e2、第五二極體D f1、第六二極體D f2之導通與否，可以將該轉換器(1)在一個切換週期T s 的動作，分成十個線性階段，其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第二圖本發明之主要元件時序波形圖所示：
預備階段〔t~t 0〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第三圖本發明之預備操作階段等效電
路圖所示，在預備階段時，第一功率開關S 1與第二功率開關S 2導通〔on〕持續一段時間，第一二極體D c1、第二二極體D c2、第三二極體D c1、第四二極體D c2、第五二極體D f1、第六二極體D f2皆因逆向偏壓而off。此時第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1、第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2皆因跨輸入電源V in 則電流皆以斜率 V in / L m 1線性上升。當第一功率開關S 1由on切換至off時，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第一階段電路動作。
第一階段〔t 0~t 1〕：〔第一功率開關S 1：off、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：on、第三二極體D e1：on、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：on〕：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1由on切換至off，第二功率開關S 2保持為on，此時第二二極體D c2因電感電流需保持連續而導通且第一功率開關S 1跨壓被第二升壓電容C c2之電壓V Cc2箝位。第三二極體D e1因電流連續而導通。此時第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1因跨固定電壓而電流皆以斜率( V in - V Cc 2)/ L m 1線性下降。當第一耦合電感之三級側N p3及該第二耦合電感之三級側N s3產生的共同漏電感L S 之跨固正電壓以斜率( nV Cc 2- V C 2)/ L s 線性上升，當電流i Ls 上升至I o 時，會使該第二輸出電容C 2之電流i C2電流換向，而轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第二階段電路動作。
第二階段〔t 1~t 2〕：〔第一功率開關S 1：off、第二功率開
關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：on、第三二極體D e1：on、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：on〕：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1保持為off，第二功率開關S 2保持為on，當第二輸出電容C 2之電流i C2電流換向後，開始對第二輸出電容C 2做充電。當第一功率開關S 1由off切換至on時，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第三階段電路動作。
第三階段〔t 2~t 3〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：on〕：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1由off轉變為on，第二功率開關S 2保持為on，此階段第二二極體D c2與第三二極體D e1因為逆偏而由on轉變為off。因共同漏電感L S 之電流i Ls 需保持連續，故第六二極體D f2保持on，共同漏電感L S 跨第二輸出電容C 2負電壓-V C2而以斜率- V C 2/ L s 線性下降。當該共同漏電感L S 之電流i Ls 下降至I o ，該第二輸出電容C 2之電流i C2會電流換向，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第四階段電路動作。
第四階段〔t 3~t 4〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極
體D f2：on〕：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1、第二功率開關S 2保持為on，此階段第一二極體D c1、第二二極體D c2與第三二極體D c1、第四二極體D e2因逆偏保持為off。在該第二輸出電容C 2之電流i C2換向後，則開始對負載R o 釋放能量。當該共同漏電感L S 之電流i Ls 下降至0，會使第六二極體D f2由on轉變為off，而轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第五階段電路動作。
第五階段〔t 4~t 5〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，本階段當第六二極體D f2由on轉變為off，則第一功率開關S 1與第二功率開關S 2保持為on，此時該第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1、該第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2皆因跨輸入電源V in 則電流皆以斜率 V in / L m 1線性上升。當第二功率開關S 2由on切換至off時，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第六階段電路動作。
第六階段〔t 5~t 6〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：off、第一二極體D c1：on、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：on、第五二極體D f1：on、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電
路圖所示，本階段第一功率開關S 1保持為on，第二功率開關S 2由on轉變為off，此時第一二極體D c1因電感電流需保持連續而導通且第二功率開關S 2跨壓被第一升壓電容C c1之電壓V Cc1箝位， V Cc 1= V in /(1- D )。第四二極體D e2因電流連續而導通。第五二極體D f1為了導通則： nV Cc 1- V C 3必須大於0，此時該第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2因跨固定電壓則電流皆以斜率( V in - V Cc 1)/ L m 2線性下降，共同漏電感L S 則因為跨固定負電壓而以斜率(- nV Cc 1+ V C 3)/ L s 線性下降。當共同漏電感L S 之電流i Ls 下降至-I o 時，會使第三輸出電容C 3之電流i C3電流換向，而轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第七階段電路動作。
第七階段〔t 6~t 7〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：off、第一二極體D c1：on、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：on、第五二極體D f1：on、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1保持為on，第二功率開關S 2保持為off，在第三輸出電容C 3之電流i C3電流換向後，開始對第三輸出電容C3做充能。當第二功率開關S 2由off轉變為on，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第八階段電路動作。
第八階段〔t 7~t 8〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：on、第六二極
體D f2：off〕：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1保持為on，第二功率開關S 2由off轉變為on，此階段因共同漏電感L S 之電流i Ls 需保持連續，故第五二極體D f1保持on，此時該第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1因跨固定電壓則電流以斜率( V in - nV C 3)/ L m 1線性下降，該第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2跨固定電壓則電流皆以斜率( V in + nV C 3)/ L m 2線性上升，而共同漏電感L S 跨第三輸出電容C 3之正電壓V C3而以斜率 V C 3/ L s 線性上升。當共同漏電感L S 之電流i Ls 至-I o ，會使第三輸出電容C 3之電流i C3電流換向，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第九階段電路動作。
第九階段〔t 8~t 9〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：on、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第十二圖本發明之第九操作階段等效電路圖所示，本階段第一功率開關S 1保持為on，第二功率開關S 2保持為on，在第三輸出電容C 3之電流i C3電流換向後，該第三輸出電容C 3對負載R o 釋放能量。當共同漏電感L S 之電流i Ls 上升至0，會使第五二極體D f1由on轉變為off，則轉換器(1)進入在一個切換週期T s 下之第十階段電路動作。
第十階段〔t 9~t 10〕：〔第一功率開關S 1：on、第二功率開關S 2：on、第一二極體D c1：off、第二二極體D c2：off、第三二極
體D e1：off、第四二極體D e2：off、第五二極體D f1：off、第六二極體D f2：off〕：請再一併參閱第十三圖本發明之第十操作階段等效電路圖所示，本階段當第五二極體D f1由on轉變為off之後，第一功率開關S 1與第二功率開關S 2保持為on，此時該第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1、該第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2皆因跨輸入電源V in 則電流皆以斜率 V in / L m 1線性上升。第一二極體D c1、第二二極體D c2、第三二極體D e1、第四二極體D e2、第五二極體D f1、第六二極體D f2皆因逆向偏壓而off。
依據上述電路動作分析，使用IsSpice模擬軟體及實作結果驗證其電路理論分析、電氣規格以及上述所及之優點。設定該轉換器(1)之相關參數為：輸入電源V in =40V、輸出電壓V o =400V、輸出功率P o =600W、切換頻率f s =40kHz、第一耦合電感之初級側N p1的磁化電感L m1=200μH、第二耦合電感之初級側N s1的磁化電感L m2=200μH、第一輸出電容C 1=220μF、第一升壓電容C c1=100μF、第二升壓電容C c2=100μF、第二輸出電容C 2=100μF、第三輸出電容C 3=100μF、初級側：次級側：三級側之匝數比=1：1：1，請再一併參閱第十四圖本發明之模擬電路示意圖所示；以下以模擬波形與實作結果檢驗該轉換器(1)的特點：
A.電氣規格驗證：請再一併參閱第十五圖本發明之第一功率開關驅動信號、輸入電源及輸出電壓的模擬波形圖與第十六圖本發明之第一功率開關驅動信號、輸入電源及輸出電壓的實作波形圖
所示，由電壓轉換比可算得當輸入電源V in =40V、輸出電壓V o =400V之導通比的理論值為D=0.56，依據模擬結果，可知輸入電壓V in =40V、輸出電壓V o =400V時，導通比D的模擬值為0.61，實作值為0.6其數值比理論值大，係因理論分析時忽略開關及二極體的導通壓降及寄生元件效應。
B.輸入電流漣波相消：請再一併參閱第十七圖本發明之輸入端電流模擬波形圖與第十八圖本發明之輸入端電流實作波形圖所示，因為該轉換器(1)以交錯180度依序導通的驅動方式操作，因此，耦合電感之電流i Lk1和i Lk2漣波相差180度，又 i in = i Lk 1+ i Lk 2，因此i Lk1和i Lk2之漣波可以相消以降低輸入電流i in 之漣波，將利用模擬結果驗正輸入電流漣波相消之性能。從模擬結果中可知，電感電流Δ i Lk 1和Δ i Lk 2約為15A，由模擬與實作結果可以觀察出輸入電流i in 確實因交錯式操作，有漣波相消的性能。
C.第一功率開關S 1與第二功率開關S 2的低電壓應力：請再一併參閱第十九圖本發明之第一功率開關驅動信號及其跨壓模擬波形圖、第二十圖本發明之第一功率開關驅動信號及其跨壓實作波形圖、第二十一圖本發明之第二功率開關驅動信號及其跨壓模擬波形圖、第二十二圖本發明之第二功率開關驅動信號及其跨壓實作波形圖所示，因為該轉換器(1)加入第一升壓電容C c1與第二升壓電容C c2，因此第一功率開關S 1與第二功率開關S 2之跨壓將會被第一升壓電容C c1與第二升壓電容C c2給限制住： v ds ( S 1, max )= V Cc 2、
v ds ( S 2, max )= V Cc 1，因此由模擬與實作結果，第一升壓電容C c1與第二升壓電容C c2電壓皆約為100V，而第一功率開關S 1與第二功率開關S 2的跨壓也約為100V，可知第一功率開關S 1與第二功率開關S 2確實擁有遠低於輸出電壓的低電壓應力。
D.減緩二極體反向恢復問題：請再一併參閱第二十三圖本發明之第一、二二極體的電壓和電流模擬波形圖、第二十四圖本發明之第一、二二極體的電壓和電流實作波形圖、第二十五圖本發明之第三、四二極體的電壓和電流模擬波形圖、第二十六圖本發明之第三、四二極體的電壓和電流實作波形圖、第二十七圖本發明之第五、六二極體的電壓和電流模擬波形圖、第二十八圖本發明之第五、六二極體的電壓和電流實作波形圖所示，第一二極體D c1、第二二極體D c2和第五二極體D f1、第六二極體D f2電流先降至零，二極體才轉態為off，所以無反向恢復問題，而第三二極體D e1、第四二極體D e2則是只有輕微的反向恢復問題，因此所提出之架構，能夠減緩反向恢復問題及EMI雜訊干擾。
藉由以上所述，本發明之使用實施說明可知，本發明與現有技術手段相較之下，本發明主要係具有下列優點：
1.高功率應用：本發明由於電路架構仍具有並聯連接特性，故可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合。
2.高電力密度：本發明之第一功率開關S 1與第二功率開關
S 2係以180°的相位差交錯工作，可使輸入電流漣波降低，因此，可以使用感值較小之輸入濾波電感，降低電感的體積。
3.低電壓應力：本發明於高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比，則第一功率開關S 1與第二功率開關S 2具有低於輸出電壓的低電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，所以可降低導通損失，提升整體效率。
4.高升壓增益：本發明之轉換器，可得到極高的升壓增益。
5.高轉換效率：本發明具有能量回饋、可選用低導通電阻MOSFET、電流分流及二極體無反向恢復問題，使電路導通損失可有效降低。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
(1)‧‧‧轉換器
V in ‧‧‧輸入電源
N P 1‧‧‧第一耦合電感之初級側
N p 2‧‧‧第一耦合電感之次級側
N p 3‧‧‧第一耦合電感之三級側
L m 1‧‧‧磁化電感
N s 1‧‧‧第二耦合電感之初級側
N s 2‧‧‧第二耦合電感之次級側
N s 3‧‧‧第二耦合電感之三級側
L m 2‧‧‧磁化電感
S 1‧‧‧第一功率開關
S 2‧‧‧第二功率開關
C c 1‧‧‧第一升壓電容
C c 2‧‧‧第二升壓電容
D c 1‧‧‧第一二極體
D c 2‧‧‧第二二極體
D e 1‧‧‧第三二極體
D e 2‧‧‧第四二極體
D f 1‧‧‧第五二極體
D f 2‧‧‧第六二極體
C 1‧‧‧第一輸出電容
C 2‧‧‧第二輸出電容
C 3‧‧‧第三輸出電容
L S ‧‧‧共同漏電感
R o ‧‧‧輸出負載
Claims (1)
- 一種三繞組交錯式高升壓DC-DC轉換器，其主要係令該轉換器於輸入電源V in 之正極並聯有第一耦合電感之初級側N P1的第一端及第二耦合電感之初級側N s1的第一端，令該第一耦合電感之初級側N p1的第二端並聯有第一功率開關S 1之第一端、第一升壓電容C c1之負極及第二二極體D c2之正極，令該第二耦合電感之初級側N s1的第二端並聯有第二功率開關S 2之第一端、第二升壓電容C c2之負極及第一二極體D c1之正極，該第一升壓電容C c1之正極及該第一二極體D c1之負極連接有第二耦合電感之次級側N s2的第一端，該第二升壓電容C c2之正極及該第二二極體D c2之負極連接有第一耦合電感之次級側N p2的第一端，令該第二耦合電感之次級側N s2的第二端連接有第三二極體D e1之正極，令該第一耦合電感之次級側N p2的第二端連接有第四二極體D e2之正極，而該第三二極體D e1之負極與該第四二極體D e2之負極一同併聯有第一輸出電容C 1之正極、第二輸出電容C 2之負極與第六二極體D f2之正極，令該第六二極體D f2之負極並聯有第一耦合電感之三級側N p3的第一端及第五二極體D f1之正極，該第一耦合電感之三級側N p3的第二端與該第二耦合電感之三級側N s3的第一端相連接，令該第二耦合電感之三級側N s3的第二端並聯有該第二輸出電容C 2之正極及第三輸出電容C 3之負極，令該第五二極體D f1之負極與該第三輸出電容C 3之 正極一併連接至輸出負載R o 之第一端，再令該電源端V in 之負極、第一功率開關S 1之第二端、第二功率開關S 2之第二端、第一輸出電容C 1之負極及輸出負載R o 之第二端一併進行接地。
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-
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|---|---|
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