CN103546026B - 一种单相高增益无桥功率因数校正变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单相高增益无桥功率因数校正变换器，包括交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管，第二开关管，第三二极管，第二电感，第一电容，第二电容，第四二极管，输出电容；交流输入电源分别与第一电感、第一开关管源极、第二开关管漏极连接；第一电感分别接第一二极管阳极和第二二极管阴极；第一二极管阴极分别接第一开关管漏极、第一电容和第三二极管阳极；第一电容分别接第四二极管阳极和第二电感；第二电感分别接第三二极管阴极和第二电容；第四二极管阴极分别接输出电容和负载，负载分别接第二二极管阳极、第二开关管源极、第二电容、输出电容。本发明具有功率因数校正功能及较高的稳态增益。

Description

一种单相高增益无桥功率因数校正变换器

技术领域

本发明涉及单相功率因数校正的技术领域，尤其是指一种单相高增益无桥功率因数校正变换器。

背景技术

业内习知，开关电源变换器功率大于75W要求在接入电网前级加入功率因数校正变换器，从而减少谐波对电网的污染。应用广泛的传统单相BOOST功率因数校正变换器是单相二极管整流桥与传统BOOST电路组合，而二极管整流桥的导通压降和开关管的硬开关降低了整机的效率，同时传统单相BOOST功率因数校正变换器的稳态增益为1/(1-D)（D为占空比），输入电压不变的前提下，输出电压范围较小。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种结构合理可靠、性能优越的单相高增益无桥功率因数校正变换器。

为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：一种单相高增益无桥功率因数校正变换器，包括有交流输入电源，第一电感，第一二极管，第二二极管，第一开关管及其寄生二极管，第二开关管及其寄生二极管，第三二极管，第二电感，第一电容，第二电容，第四二极管，输出电容；其中，所述交流输入电源的一端接第一电感的一端，其另一端分别与第一开关管的源极和第二开关管的漏极连接；所述第一电感的另一端分别接第一二极管的阳极和第二二极管的阴极；所述第一二极管的阴极分别与第一开关管的漏极、第一电容的一端和第三二极管的阳极连接；所述第一电容的另一端分别与第四二极管的阳极和第二电感的一端连接；所述第二电感的另一端分别与第三二极管的阴极和第二电容的一端连接；所述第四二极管的阴极分别与输出电容的一端和负载一端连接，负载的另一端分别与第二二极管的阳极、第二开关管的源极、第二电容的另一端、输出电容的另一端连接。

所述第一开关管和第二开关管的驱动信号一致。

所述第一开关管和第二开关管为具有逆导特性的功率开关管。

所述第一开关管和第二开关管为带反并联二极管的功率开关管。

本发明与现有技术相比，具有如下优点与有益效果：

1、利用开关管代替原有的整流桥中的两个二极管，在每半个工频周波中，只有一个二极管一直处于通态，提高了变换器的工作效率；

2、在每个工频半周波中，有一个开关管实现零电压开通和关断，另外一个开关管在关断时承受的电压小于输出电压，这也提高了变换器的工作效率；

3、相比于传统单相BOOST功率因数校正变换器，稳态增益高，变换器需要较小的占空比即可输出同样的电压，在同样的输入电压下，本发明的输出电压范围更大。

附图说明

图1为本发明的电路原理图。

图2为交流输入电压正半周一个开关周期主要元件的电压电流波形图。

图3a为交流输入电压正半周一个开关周期内电路模态图之一。

图3b为交流输入电压正半周一个开关周期内电路模态图之二。

图4为交流输入电压负半周一个开关周期主要元件的电压电流波形图。

图5a为交流输入电压负半周一个开关周期内电路模态图之一。

图5b为交流输入电压负半周一个开关周期内电路模态图之二。

图6为本发明的单相高增益无桥功率因数校正变换器与传统单相BOOST功率因数校正变换器的稳态增益对比图。

图7为第一电感的电流I_L1仿真波形。

图8为输出电压V_o和第一开关管的漏源极电压V_S1仿真波形对比图。

图9为第一电感的电流I_L1和输入电压V_in仿真波形图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，本实施例所述的单相高增益无桥功率因数校正变换器，包括有交流输入电源AC，第一电感L₁，第一二极管D₁，第二二极管D₂，第一开关管S₁及其寄生二极管D_S1，第二开关管S₂及其寄生二极管D_S2，第三二极管D₃，第二电感L₂，第一电容C₁，第二电容C₂，第四二极管D₄，输出电容C_out；其中，所述交流输入电源AC的一端接第一电感L₁的一端，其另一端分别与第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极连接；所述第一电感L₁的另一端分别接第一二极管D₁的阳极和第二二极管D₂的阴极；所述第一二极管D₁的阴极分别与第一开关管S₁的漏极、第一电容C₁的一端和第三二极管D₃的阳极连接；所述第一电容C₁的另一端分别与第四二极管D₄的阳极和第二电感L₂的一端连接；所述第二电感L₂的另一端分别与第三二极管D₃的阴极和第二电容C₂的一端连接；所述第四二极管D₄的阴极分别与输出电容C_out的一端和负载一端连接，负载的另一端分别与第二二极管D₂的阳极、第二开关管S₂的源极、第二电容C₂的另一端、输出电容C_out的另一端连接。所述第一开关管S₁和第二开关管S₂的驱动信号一致；该第一开关管S₁和第二开关管S₂可以是具有逆导特性的功率开关管，或带有反并联二极管的功率开关管。

在本实施例中，本发明所述的单相高增益无桥功率因数校正变换器的具体情况如下：

1）、交流输入电源的正半周，即交流输入电压V_in左正右负

在正半周内，第一二极管D₁承受正向电压，一直处于导通状态，第二二极管D₂承受反向电压，一直处于关断状态。在正半周中的一个开关周期中第一电感L₁的电流I_L1和第二电感L₂的电流I_L2、输出电压V_o、第一开关管S₁的漏源极电压V_S1、第一电容C₁的电压V_C1和第二电容C₂的电压V_C2波形图如图2所示。

a、在阶段t₀～t₁，此阶段的模态图如图3a所示，在t₀时刻，驱动信号从低电平变为高电平，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第一开关管S₁的寄生二极管D_S1和第二开关管S₂的寄生二极管D_S2承受反向电压，处于关断状态。交流输入电压V_in通过第一开关管S₁和第一二极管D₁给第一电感L₁充电。第二电容C₂通过第一开关管S₁和第二开关管S₂给第二电感L₂和第一电容C₁充电。第四二极管D₄承受反向电压，处于关断状态。输出电容C_out给负载供电，维持输出电压V_o恒定。

b、在阶段t₁～t₂，此阶段的模态图如图3b所示，在t₁时刻，驱动信号从高电平变为低电平，第一开关管S₁和第二开关管S₂关断，交流输入电压V_in和第一电感L₁通过第三二极管D₃和第二开关管S₂的寄生二极管D_S2给第二电容C₂充电，第一开关管S₁的漏源极电压等于第二电容C₂电压，且小于输出电压V_o，而第二开关管S₂则实现零电压开通和关断。交流输入电压V_in、第一电感L₁、第一电容C₁和第二电感L₂一起通过第四二极管D₄给输出电容C_out和负载供电。第一开关管S₁的寄生二极管D_S1承受反向电压，处于关断状态。

2）、交流输入电源的负半周，即交流输入电压V_in左负右正

在负半周内，第一二极管D₁承受反向电压，一直处于关断状态，第二二极管D₂承受正向电压，一直处于导通状态。此阶段的一个开关周期中第一电感L₁的电流I_L1和第二电感L₂的电流I_L2、输出电压V_o、第一开关管S₁的漏源极电压V_S1、第一电容C₁的电压V_C1和第二电容C₂的电压V_C2波形图如图4所示。

a、在阶段t₀～t₁，此阶段的模态图如图5a所示，在t₀时刻，驱动信号从低电平变为高电平，第一开关管S₁和第二开关管S₂导通，第一开关管S₁的寄生二极管D_S1和第二开关管S₂的寄生二极管D_S2承受反向电压，处于关断状态。交流输入电压V_in通过第二开关管S₂和第二二极管D₂给第一电感L₁充电，充电方向与正半周时充电方向相反。第二电容C₂通过第一开关管S₁和第二开关管S₂给第二电感L₂和第一电容C₁充电。第四二极管D₄承受反向电压，处于关断状态。输出电容C_out给负载供电，维持输出电压V_o恒定。

b、在阶段t₁～t₂，此阶段的模态图如图5b所示，在t₁时刻，驱动信号从高电平变为低电平，第一开关管S₁和第二开关管S₂关断，交流输入电压V_in和第一电感L₁通过第三二极管D₃、第一开关管S₁的寄生二极管D_S1和第二二极管D₂给第二电容C₂充电，第一开关管S₁实现零电压开通和关断,第二开关管S₂的漏源极电压等于第二电容C₂的电压，且小于输出电压V_o。交流输入电压V_in、第一电感L₁、第一电容C₁和第二电感L₂一起通过第四二极管D₄给输出电容C_out和负载供电。第二开关管S₂的寄生二极管D_S2承受反向电压，处于关断状态。

3）、稳态增益

以交流输入电压的正半周为例分析一种高增益无桥变换器的稳态增益。第一电感L₁的电压一个开关周期平均值为零，因此得到式（1），由式（1）得到输入电压V_in(t)与第二电容C₂的电压关系式（2）。

$V_{\mathrm{in}}\left(t\right)D=(V_{C_2}-V_{\mathrm{in}}\left(t\right))(1-D)---\left(1\right)$

$\frac{V_{C_2}}{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}=\frac{1}{1-D}---\left(2\right)$

第二电感L₂的电压一个开关周期平均值为零，因此得到式（3），由式（2）和式（3）得到输入电压V_in(t)与输出电压V_o关系式（4）。

$(V_{C_2}-V_{C_1)}D=(V_O-V_{C_2})(1-D)---\left(3\right)$

$\frac{V_O}{V_{\mathrm{in}}\left(t\right)}=\frac{1+D}{1-D}---\left(4\right)$

而传统单相BOOST功率因数校正电路的稳态增益为1/(1-D)。本发明和传统单相BOOST功率因数校正电路V_O/V_in随占空比D变化的波形图如图6所示，从图6可知，在相同的占空比和输入电压的条件下，本发明输出电压比传统单相BOOST功率因数校正电路输出电压还要高。

下面对本发明实施进行仿真验证，设计参数如下：

输入电压：220V/50Hz

功率因数：PF＝0.99

总谐波含量：THD≤5%

输出电压：500V/1.2A

图7为输入电流，即第一电感L₁的电流I_L1的仿真波形，其谐波含量THD值为2.89%；输出电压V_o和第一开关管S₁的漏源极电压V_S1仿真波形对比如图8所示，可见第一开关管S₁的漏源极电压V_S1小于输出电压V_o；第一电感L₁的电流I_L1和输入电压Vin仿真波形图如图9所示，输入电流与输入电压的功率因数PF为0.9993，接近于1。

以上所述之实施例子只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (3)

1.一种单相高增益无桥功率因数校正变换器，其特征在于：包括有交流输入电源(AC)，第一电感(L₁)，第一二极管(D₁)，第二二极管(D₂)，第一开关管(S₁)及其寄生二极管(D_S1)，第二开关管(S₂)及其寄生二极管(D_S2)，第三二极管(D₃)，第二电感(L₂)，第一电容(C₁)，第二电容(C₂)，第四二极管(D₄)，输出电容(C_out)；其中，所述交流输入电源(AC)的一端接第一电感(L₁)的一端，其另一端分别与第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极连接；所述第一电感(L₁)的另一端分别接第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阴极；所述第一二极管(D₁)的阴极分别与第一开关管(S₁)的漏极、第一电容(C₁)的一端和第三二极管(D₃)的阳极连接；所述第一电容(C₁)的另一端分别与第四二极管(D₄)的阳极和第二电感(L₂)的一端连接；所述第二电感(L₂)的另一端分别与第三二极管(D₃)的阴极和第二电容(C₂)的一端连接；所述第四二极管(D₄)的阴极分别与输出电容(C_out)的一端和负载一端连接，负载的另一端分别与第二二极管(D₂)的阳极、第二开关管(S₂)的源极、第二电容(C₂)的另一端、输出电容(C_out)的另一端连接；所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)的驱动信号一致。

2.根据权利要求1所述的一种单相高增益无桥功率因数校正变换器，其特征在于：所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)为具有逆导特性的功率开关管。

3.根据权利要求1所述的一种单相高增益无桥功率因数校正变换器，其特征在于：所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)为带反并联二极管的功率开关管。