TWI520472B - High efficiency wide range of output voltage of the DC power boost circuit - Google Patents

Description

高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路

本發明是有關於一種昇壓電路，特別是指一種高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路。

一般單一電池的電壓極低，必須靠串聯多個電池以提供較高電壓與功率，但是當串聯發電時，若其中一個電池有供電輸出問題時，將會減少輸出功率與加速整體耗損，導致其使用壽命減少。因此，目前的應用上則以少串聯多並聯方式，來減少單一電池容量匹配失效問題，並搭配升壓轉換器來提高電壓位準以供應負載。

參閱圖1，於文獻「P.W.Lee,Y.S.Lee,D.K.Cheng,and X.C.Liu,“Steady-state analysis of an interleaved boost converter with coupled inductors,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.47,no.4,pp.787-795,Aug.2000.」中提出一種習知的交錯式升壓轉換器，適用於電連接於一提供一輸入電壓Vi的外部電源(例如：燃料電池、太陽光電池或鉛酸電池)以接收該輸入電壓Vi，並據以升壓以得到一輸出電壓Vo，且該交錯式升壓轉換器包含：一次及二次側繞組L1、L2、第一及第二二極體SD1、SD2、 第一及第二開關SW1、SW2，及一輸出電容Cf。

該一次及二次側繞組L₁、L₂各自具有一電連接於該外部電源以接收該輸入電壓的第一端及一第二端。

該第一二極體SD1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的陽極及一陰極。

該第二二極體SD2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的陽極及一電連接於該第一二極體SD1之陰極的陰極。

輸出電容Cf具有一電連接於該第一二極體SD1之陰極且提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。

該第一開關SW1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

該第二開關SW2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

參閱圖2，當該第一開關導通而第二開關不導通時：該外部電源則提供電流經由該一次側繞組L₁、第一開關流向地以對該一次側繞組L₁進行激磁與充電產生一電壓。而因一次側繞組L₁之電壓於充電初期時小，而使該第一二極體逆向偏壓嚴重，將產生逆向恢復電流消耗功率導致功率轉換效率降低。

又該二次側繞組L₂根據其與該一次側繞組L₁之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓V_i 串聯該二次側繞組L₂之感應電壓使該第二二極體SD2導通，並提供電流經由二次側繞組L₂、第二二極體SD2流向該輸出電容Cf以得到該輸出電壓V_o。此時，若忽略該第二二極體SD2的壓降，則該第二開關SW2的二端跨壓等同於該輸出電壓V_o，為電路操作安全的考量必須選用耐壓高的高壓功率電晶體，不只增加成本，且當第二開關SW2轉為導通瞬間也因跨壓高而有較高的導通損失。

參閱圖3，當該第二開關SW2導通而第一開關 SW1不導通時：該外部電源則轉為提供電流經由該二次側繞組L₂、第二開關SW2流向地以對該二次側繞組L₂進行激磁與充電而產生電壓。而此時，該第二二極體SD2也具有逆向恢復電流的問題。

又該一次側繞組L₁根據其與該二次側繞組L₂ 之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓V_i串聯該一次側繞組L₁之感應電壓使該第一二極體SD1導通，並提供電流經由一次側繞組L₁、第一二極體SD1流向該輸出電容Cf以得到該輸出電壓V_o。此時，若忽略該第一二極體SD1的壓降，則該第一開關SW1的二端跨壓等同於該輸出電壓V_o，而具有相同於第二開關SW2的問題。

又關於習知的交錯式升壓轉換器的進一步說明 可參閱此文獻，故不重述。

綜上所述，習知的交錯式升壓轉換器具有以下缺點：

1.該第一及第二開關SW1、SW2具有較高的導 通損失，且需選用成本較高的高壓功率電晶體來實現。

2.該第一及第二二極體SD1、SD2具有逆向恢復電流的問題，將導致功率轉換效率降低。

因此，本發明之第一目的，即在提供一種解決上述問題的高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路。

於是，本發明高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓器，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組的正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接該電感的第二端；一第一開關，具有一電連接該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接該第一開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓，且電連接該二次側繞組的非極性點端；一第二箝制電路，電連接該第二開關的第一端 與第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓，且電連接該四次側繞組的正極性點端；一輸出電容，具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接該二次側繞組之正極性點端的陽極，及一電連接該輸出電容之第一端的陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接該四次側繞組之非極性點端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體之陰極的陰極；一第一升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該二次側繞組之正極性點端的陰極；及一第二升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該四次側繞組之非極性點端的陰極。

本發明之第二目的，即在提供一種解決上述問 題的高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路。

於是，本發明高效率大範圍輸出電壓之直流電 源昇壓電路，適用於電連接於一提供一輸入電壓的外部低壓電源以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓器，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組的正 極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接該電感的第二端；一第一開關，具有一電連接該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接該第一開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓，且電連接該二次側繞組的非極性點端；一第二箝制電路，電連接該第二開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓，且電連接該四次側繞組的正極性點端；一輸出電容，具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接該二次側繞組之正極性點端的陽極，及一電連接該輸出電容之第一端的陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接該四次側繞組之非極性點端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體之陰極的陰極；一第一升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該二次側繞組之正極性點端的陰極；及 一第二升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該四次側繞組之非極性點端的陰極。

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_H‧‧‧輸出電壓

L_d‧‧‧電感

T_r‧‧‧變壓器

L₁‧‧‧一次側繞組

L₂‧‧‧二次側繞組

L₃‧‧‧三次側繞組

L₄‧‧‧四次側繞組

Q₁‧‧‧第一開關

Q₂‧‧‧第二開關

1‧‧‧第一箝制電路

2‧‧‧第二箝制電路

C₁‧‧‧第一箝制電容

C₂‧‧‧第二箝制電容

C₃‧‧‧輸出電容

D₁‧‧‧第一箝制二極體

D₂‧‧‧第二箝制二極體

D₃‧‧‧第一輸出二極體

D₄‧‧‧第二輸出二極體

D₅‧‧‧第一升壓二極體

D₆‧‧‧第二升壓二極體

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明習知的一交錯式升壓轉換器；圖2是一電路圖，說明該交錯式升壓轉換器執行升壓；圖3是一電路圖，說明該交錯式升壓轉換器執行另一種升壓；圖4是一電路圖，說明本發明高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路之一較佳實施例；圖5是一時序圖，說明該較佳實施例的一第一開關及一第二開關的導通責任週期操作在一重疊區；圖6(a)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式一：圖6(b)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式二；圖6(c)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式三；圖6(d)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式四；圖6(e)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式五； 圖6(f)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式六；圖6(i)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式七；圖6(j)是一電路圖，說明該較佳實施例的該二開關操作在該重疊區的模式八；圖7(a)是一電路圖，說明該較佳實施例的一變壓器操作在一有效區的模式一；圖7(b)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該有效區的模式二；圖7(c)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該有效區的模式三；圖7(d)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該有效區的模式四；圖7(e)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該有效區的模式五；圖7(f)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該有效區的模式六；圖8是一時序圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在一失效區；圖9(a)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式一；圖9(b)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式二； 圖9(c)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式三；圖9(d)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式四；圖9(e)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式五；圖9(f)是一電路圖，說明該較佳實施例的該變壓器操作在該失效區的模式六；圖10(a)是一曲線圖，說明該較佳實施例的一電壓增益與該二開關的導通責任周期的關係；圖10(b)是一曲線圖，說明該較佳實施例的該變壓器的匝數比為2時與耦合係數的關係；圖11(a)是一模擬圖，說明該較佳實施例的一輸出電壓為48V時的第一種模擬；圖11(b)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第二種模擬；圖11(c)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第三種模擬；圖11(d)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第四種模擬；圖11(e)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第五種模擬；圖11(f)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第六種模擬； 圖11(g)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第七種模擬；圖11(h)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第八種模擬；圖11(i)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第九種模擬；圖11(j)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V時的第十種模擬；圖12(a)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第一種模擬，圖12(b)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第二種模擬；圖12(c)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第三種模擬；圖12(d)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第四種模擬；圖12(e)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第五種模擬，圖12(f)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第六種模擬，圖12(g)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第七種模擬；圖12(h)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第八種模擬； 圖12(i)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第九種模擬；圖12(j)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V時的第十種模擬；圖13(a)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第一種模擬；圖13(b)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第二種模擬；圖13(c)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第三種模擬；圖13(d)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第四種模擬；圖13(e)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第五種模擬；圖13(f)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第六種模擬；圖13(g)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第七種模擬；圖13(h)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第八種模擬；圖13(i)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第九種模擬；圖13(j)是一模擬圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V時的第十種模擬； 圖14是一示意圖，說明模擬該較佳實施例的一轉換效率；圖15(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第一種實際量測；圖15(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第二種實際量測；圖15(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第三種實際量測；圖15(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第四種實際量測；圖15(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第五種實際量測；圖15(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第六種實際量測；圖15(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第七種實際量測；圖15(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第八種實際量測；圖15(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第九種實際量測；圖15(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為400W時的第十種實際量測；圖16(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第一種實際量測； 圖16(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第二種實際量測；圖16(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第三種實際量測；圖16(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第四種實際量測；圖16(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第五種實際量測；圖16(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第六種實際量測；圖16(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第七種實際量測；圖16(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第八種實際量測；圖16(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第九種實際量測；圖16(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為48V且輸出功率為800W時的第十種實際量測；圖17(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第一種實際量測；圖17(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第二種實際量測；圖17(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第三種實際量測； 圖17(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第四種實際量測；圖17(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第五種實際量測；圖17(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第六種實際量測；圖17(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第七種實際量測；圖17(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第八種實際量測；圖17(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第九種實際量測；圖17(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為600W時的第十種實際量測；圖18(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第一種實際量測；圖18(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第二種實際量測；圖18(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第三種實際量測；圖18(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第四種實際量測；圖18(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第五種實際量測； 圖18(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第六種實際量測；圖18(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第七種實際量測；圖18(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第八種實際量測；圖18(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第九種實際量測；圖18(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為110V且輸出功率為1700W時的第十種實際量測；圖19(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第一種實際量測；圖19(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第二種實際量測；圖19(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第三種實際量測；圖19(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第四種實際量測；圖19(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第五種實際量測；圖19(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第六種實際量測；圖19(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第七種實際量測； 圖19(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第八種實際量測；圖19(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第九種實際量測；圖19(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為626W時的第十種實際量測；圖20(a)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第一種實際量測；圖20(b)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第二種實際量測；圖20(c)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第三種實際量測；圖20(d)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第四種實際量測；圖20(e)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第五種實際量測；圖20(f)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第六種實際量測；圖20(g)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第七種實際量測；圖20(h)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第八種實際量測；圖20(i)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第九種實際量測； 圖20(j)是一量測圖，說明該較佳實施例的該輸出電壓為240V且輸出功率為1700W時的第十種實際量測；及圖21是一示意圖，說明實際量測該較佳實施例的一轉換效率。

參閱圖4，本發明高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路的較佳實施例適用於電連接於一提供一輸入電壓V_IN的外部低壓電源(例如：燃料電池、太陽光電池、鉛酸電池等)以接收該輸入電壓V_IN，並據以升壓以得到一輸出電壓V_H，且該高效率大範圍輸出電壓之直流電源昇壓電路包含：一電感L_d、一變壓器T_r、一第一開關Q₁、一第二開關Q₂、一第一箝制電路1、一第二箝制電路2、一輸出電容C₃、一第一輸出二極體D₃、一第二輸出二極體D₄、一第一升壓二極體D₅，及一第二升壓二極體D₆。

該電感L_d具有一電連接於該外部低壓電源以接收該輸入電壓V_IN的第一端，及一第二端。

該變壓器T_r具有一次至四次側繞組L₁~L₄，且每一繞組L₁~L₄具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組L₁的正極性點端和該三次側繞組L₃的非極性點端皆電連接該電感L_d的第二端。且令該變壓器T_r的匝數比為N=N₂/N₁=N₄/N₃，且N₁=N₃，其中，參數N₁~N₄分別是該一次至四次側繞組L₁~L₄之匝數。

該第一開關Q₁具有一電連接該一次側繞組L₁的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關 Q₁受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。在本例中，該第一開關Q₁是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關Q₁之第一端是汲極，該第一開關Q₁之第二端是源極。

該第二開關Q₂具有一電連接該三次側繞組L₃ 的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關Q₂受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。在本例中，該第二開關Q₂是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關Q₂之第一端是汲極，該第二開關Q₂之第二端是源極。

該第一箝制電路1電連接該第一開關Q₁的第一 端與第二端之間，當該第一開關Q₁不導通時，該第一箝制電路1用於箝制該第一開關Q₁之二端跨壓，且電連接該二次側繞組L₂的非極性點端，因此，該第一開關Q₁可選用耐壓規格低的功率半導體電晶體以降低元件成本，該第一箝制電路1包括一第一箝制二極體D₁，及一第一箝制電容C₁。

該第一箝制二極體D₁具有一電連接該第一開關 Q₁之第一端的陽極，及一電連接該二次側繞組L₂之非極性點端的陰極。

該第一箝制電容C₁具有一電連接該二次側繞組 L₂之非極性點端的第一端，及一接地的第二端。

該第二箝制電路2電連接該第二開關Q₂的第一 端與第二端之間，當該第二開關Q₂不導通時，該第二箝制電路2用於箝制該第二開關Q₂之二端跨壓，且電連接該四次側繞組L₄的正極性點端，因此，該第二開關Q₂可選用耐 壓規格低的功率半導體電晶體以降低元件成本，該第二箝制電路2包括一第二箝制二極體D₂，及一第二箝制電容C₂。

該第二箝制二極體D₂具有一電連接該第二開關 Q₂之第一端的陽極，及一電連接該四次側繞組L₄之正極性點端的陰極。

該第二箝制電容C₂具有一電連接該四次側繞組 L₄之正極性點端的第一端，及一接地的第二端。

該輸出電容C₃具有一提供該輸出電壓V_H的第 一端，及一接地的第二端。

該第一輸出二極體D₃具有一電連接該二次側繞 組L₂之正極性點端的陽極，及一電連接該輸出電容C₃之第一端的陰極。

該第二輸出二極體D₄具有一電連接該四次側繞 組L₄之非極性點端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體D₃之陰極的陰極。

該第一升壓二極體D₅具有一接地的陽極，及一 電連接該二次側繞組L₂之正極性點端的陰極。

該第二升壓二極體D₆具有一接地的陽極，及一 電連接該四次側繞組L₄之非極性點端的陰極。

參閱圖5與圖6，其中，參數D、△d分別是該 二開關Q₁、Q₂的導通責任週期、重疊的導通責任週期，d₁、d2分別是該第一開關Q₁的導通責任週期D扣除其重疊的導通責任週期△d所得到的不重疊導通責任週期、第二開 關Q₂的導通責任週期D扣除其重疊的導通責任週期△d所得到的不重疊導通責任週期，參數V_g1、V_g2分別代表控制該第一及第二開關Q₁、Q₂是否導通的電壓，i_LM參數代表該變壓器T_r之激磁電流，i_Ld參數代表流過該電感L_d的電流，i_L1、i_L2、i_L3、i_L4分別代表流過該一次側繞組L₁的電流、流過該二次側繞組L₂的電流、流過該三次側繞組L₃的電流、流過該四次側繞組L₄的電流，i_Q1、V_Q1參數分別代表流過該第一開關Q₁的電流、該第一開關Q₁之兩端的電壓，i_Q2、V_Q2參數分別代表流過該第二開關Q₂的電流、該第二開關Q₂之兩端的電壓，參數i_D1~i_D6分別代表流過該等二極體D₁~D₆的電流，參數V_D1~V_D6分別代表該等二極體D₁~D₆的跨壓。依據該二開關Q₁、Q₂的切換，本實施例會操作在重疊區，令導通責任週期D介於0.5和1之間(0.5≦D<1)，其中有八種模式；變壓器有效區，令導通責任週期D介於1/3和0.5之間(1/3≦D≦0.5)，其中有六種模式；變壓器失效區，令導通責任週期D介於0和1/3之間(0≦D≦1/3)，其中有六種模式，以下分別針對每一區及模式進行說明。

其中，該變壓器T_r的耦合係數k定義如式(1)所示：k=L_M/(L_K1+L_M).............式(1)

參數L_M代表該一次側繞組L₁或該三次側繞組L₃的激磁電感，參數L_K1代表該一次側繞阻L₁之漏感。

<原理分析>

<重疊區0.5≦D<1>

模式一(時間：t₀~t₁)：參閱圖5與圖6a，該第一開關Q₁持續導通，而該第二開關Q₂不導通。

外部電源串聯該電感L_d提供電流經由該一次側繞組L₁、該第一開關Q₁流向地來對該一次側繞組L₁激磁，而形同該外部電源之輸入電壓V_IN與該電感L_d之電壓V_Ld之電壓和跨於該一次側繞組L₁之二端的電壓相同，因此，可推得該一次側繞組L₁之電壓V_L1如式(2)所示：V_L1=V_IN+V_Ld........式(2)

同時一次側繞組L₁之電壓V_L1根據匝數比感應至其他三繞組L₂~L₄之正極性點端，使該二次至四次側繞组L₂~L₄各自產生一感應電壓，將能量分別經由兩部分路徑傳遞，分別是一第一部分路徑及一第二部分路徑，如下所述：第一部分路徑：該三次側繞組L₃經由該第二箝制二極體D₂導通向該第二箝制電容C₂進行充電，經由該式(2)而形同該三次側繞組L₃之感應電壓與該一次側繞組L₁之電壓的電壓和等於跨於該第二箝制電容C₂之二端，因此模式一的第二箝制電容C₂之電壓V_C2如式(3)所示：V_c2=kV_L1+V_L1.............式(3)

而二次及四次側繞組L₂、L₄之電壓V_L2、V_L4如式(4)所示：V_L2=kNV_L1=V_L4.............式(4)

從後續模式可證明，流經該一次側繞組L₁漏感 L_K1、該三次側繞組漏感L_K3的電流會分別被該第一箝制電容C₁、該第二箝制電容C₂吸收，且該第一箝制電容C₁、該第二箝制電容C₂會箝制該二開關Q₁、Q₂的耐壓。

第二部分路徑：該二次側繞組L₂之感應電壓與該第一箝制電容C₁之電壓的電壓和，經由該第一輸出二極體D₃導通輸出至該輸出電容C₃如式(5)所示，令模式一的輸出電壓以V_H1表示：V_H1=V_C1+V_L2=V_C1+NkV_L1.............式(5)

在本模式截止前，從該三次側繞組L₃的電流i_L3對該第二箝制電容C₂的充電已接近完成，因此該三次側繞組L₃的電流i_L3非常小，接近零。

模式二(時間：t₁~t₂)：參閱圖5與圖6b，該第一開關Q₁持續導通，且該第二開關Q₂開始導通。

當該第二開關Q₂導通瞬間，因該三次側繞組L₃的電流i_L3接近零，且該第二箝制二極體D₂為低逆向恢復電流之蕭基二極體(Schottky Diode)，因此該第二開關Q₂形成低電流導通或是零電流切換的特性。因為該第一開關Q₁持續導通，則該一次側繞組L₁與該三次側繞組L₃同時具有激磁與感應特性，而使該四繞組L₁~L₄的電壓V_L1~V_L4為零，可將該四繞組L₁~L₄視為等效短路，該變壓器T_r停止所有能量傳遞，該四繞組L₁~L₄的電流i_L1~i_L4為零。

該電感L_d承受該輸入電壓V_IN，則該電感L_d的 電壓與該輸入電壓V_IN相同，該電感L_d的電流i_Ld持續升高以提高儲存電能，並且平均分流至該二開關Q₁、Q₂。依據伏秒平衡(Voltage-Second Balance)定理可以計算得知在模式一時該電感L_d的電壓如式(6)所示：V_Ld(1)=V_IN(△d/d₁).............式(6)

將式(6)代入式(2)，可得到該一次側繞組L₁於模式一期間的電壓V_L1為如式(7)所示：V_L1=(1+△d/d₁)V_IN.............式(7)

模式三(時間：t₂~t₃)：參閱圖5與圖6c，該第一開關Q₁截止，且該第二開關Q₂持續導通。

當第一開關Q₁截止時，該變壓器T_r改變成由該三次側繞組L₃激磁，則該三次側繞組L₃產生的激磁電流i_LM為負值，且由該一次側繞組L₁續流，該三次側繞組L₃之電流i_L3維持和模式二時該第二開關Q₂的導通路徑，且該三次側繞組L₃之電流i_L3開始接收該電感L_d電流i_Ld，並透過磁能轉換感應到其他三繞組L1、L₂、L₄。該三次側繞組L₃之感應電流i_L3因該三次側繞組L₃的漏感L_k3限制其上昇幅度，該一次側繞組L₁之漏感L_k1需釋放其儲存能量，導致該電感L_d電流i_Ld無法立即流向至該三次側繞組L₃，使得該一次側繞組L₁之漏感電流i_Lk1對該第一開關Q₁的寄生電容充電，因此該第一開關Q₁的電壓V_Q1開始上升，並迫使該第一箝制二極體D₁的寄生電容放電且降低該第一箝制二極體D₁的逆偏電壓。該四次側繞組L₄及該第二箝制電容 C₂迫使該第二輸出二極體D₄之寄生電容放電，則該第二輸出二極體D₄的電壓V_D4開始下降。同樣的，該二次側繞組L₂的電壓V_L2亦迫使該第一升壓二極體D₅降低逆向偏壓。

模式四(時間：t₃~t₄)：參閱圖5與圖6d，該第一箝制二極體D₁、該第二輸出二極體D₄、該第一升壓二極體D₅導通，且該第二開關Q₂持續導通。

當該第一開關Q₁的電壓V_Q1高於該第一箝制電容C₁的電壓V_C1時，該第一箝制二極體D₁導通，則該二次側繞組L₂與該四次側繞組L₄亦分別使該第一升壓二極體D₅與該第二輸出二極體D₄導通。該輸入電壓V_IN經由該電感L_d、該一次側繞組L₁與導通該第一箝制二極體D₁之路徑，向該第一箝制電容C₁充電，再依據伏秒定理推得本模式之電感L_d的電壓V_Ld(2)為如式(8)所示：V_Ld(2)=V_IN(△d/d2).............式(8)

該三次側繞組L₃的電壓為該輸入電壓V_IN與該電感L_d的電壓之和如式(9)所示：V_L3=V_IN(1+△d/d2).............式(9)

該第一箝制電容C₁的電壓V_C1等於該第一開關Q₁的電壓V_Q1，該第一箝制電容C₁可抑制該第一開關Q₁之突波電壓，達到箝制電壓的功能，該第一開關Q₁的電壓V_Q1如式(10)所示：V_Q1=V_C1=V_IN+V_Ld(2)+V_L1=V_IN(1+△d/d2)+kV_L3式(10)

再將式(9)代入式(10)，簡化為式(11)：V_Q1=V_C1=(1+k)(1+△d/d2)V_IN.............式(11)

該二次側繞組L₂之電壓V_L2經由該第一升壓二極體D₅感應至該第一箝制電容C₁，由於本電路為對稱平衡架構，該第一箝制電容C₁動作模式與該第二箝制電容C₂相同，因此由式(9)可推得該第二開關Q₂電壓V_Q2與該第二箝制電容C₂的電壓V_C2如式(12)所示：V_Q2=V_C2=(1+k)(1+△d/d₁)V_IN.............式(12)

模式五(時間：t₄~t₅)：參閱圖5與圖6e，該第一開關Q₁截止，且該第二開關Q₂持續導通。

當該變壓器T_r的一次側繞組L₁之激磁電流i_LM降為零，則漏感能量已完全釋放，因此由該三次側繞組L₃迴路激磁產生激磁電流i_LM。該二次側繞組L₂的電壓向該第一箝制電容C₁充電。令此模式的輸出電壓為V_H2為該輸出電容C₃的電壓，等於該第二箝制電容C₂串聯該四次側繞組L₄的電壓，如式(13)所示：V_H2=V_C2+V_L4=V_C2+NkV_L3.............式(13)

因在模式一已經將該第二箝制電容C₂充電一次，有效降低該輸出電容C₃所提供的放電電流。

模式六(時間：t₅~t₆)：參閱圖5與圖6f，該第一開關Q₁開始導通，且該第二開關Q₂持續導通。

當該第一開關Q₁再次導通，且該第二開關Q₂ 持續導通，此時的狀態與模式二相同，該四繞組L₁~L₄形成短路狀態，僅剩該電感L_d儲存電能。

模式七(時間：t₆~t₇)：參閱圖5與圖6i，該第一開關Q₁持續導通，且該第二開關Q₂截止。

該三次側繞組L₃的電流i_L3持續續流，且開始釋放其漏感電流i_LK3向該第二開關Q₂的寄生電容充電，連帶釋放該第二箝制二極體D₂、該第一輸出二極體D₃與該第二升壓二極體D₆之寄生電容電荷，其原理大致與模式三相同。此時該變壓器T_r由該一次側繞組L₁激磁，且其電流i _L1維持模式六時該第一開關Q₁的導通路徑，該一次側繞組L₁之電流i_L1接收該電感電流i_Ld，並透過磁能轉換感應到其他三繞組L₂、L₃、L₄。

模式八(時間：t₇~t₈)：參閱圖5與圖6j，該第二箝制二極體D₂、該第一輸出二極體D₃、該第二升壓二極體D₆導通，且該第一開關Q₁持續導通。

該第二箝制電容C₂吸收該三次側繞組L₃的漏感電流i_LK3，且箝制該第二開關Q₂之電壓，本模式原理與模式四相似，當該變壓器T_r之激磁電流i_LM降為零，且由該一次側繞組L₁激磁時，又回到模式一。

將式(11)及(7)，代入式(5)可求得輸出電壓V_H1之完整公式如式(14)所示：V_H1=(1+k)V_IN(1+△d/d₂)+kNV_IN(1+△d/d₁) 式(14)

同樣地將式(12)、(3)及(9)，代入式(13)可求得輸出電壓V_H之完整公式如式(15)所示：V_H2=(1+k)V_IN(1+△d/d₁)+kNV_IN(1+△d/d₂) 式(15)

若式(14)、(15)不相等，則會造成對稱電路不平衡，功率全部偏移至導通責任週期較高之一方，使得該變壓器T_r飽和過熱，導致升壓功能失效。因此令式(14)、(15)相等則對稱電路自然會平衡，其條件簡化如式(16)所示：N=1+(1/k).............式(16)

因該變壓器T_r的耦合系數k趨近於1，所以匝數比N幾乎接近2。若令該變壓器T_r匝數比N等於2，且耦合系數k接近1，代入式(14)與(15)，當該二開關Q₁、Q₂的不重疊導通責任週期d₁與d₂有差異，不同模式下的輸出電壓V_H仍然相同，例如當該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁大於該第二開關Q₂的不重疊導通責任週期d₂(d₁>d₂)，可得知該第二箝制電容C₂的電壓V_C2小於該第一箝制電容C₁的電壓V_C1，但四次側繞組L₄的電壓V_L4大於二次側繞組L₂的電壓V_L2，則關係式V_C1+V_L2=V_C2+V_L4因而得到平衡，為簡化理論分析，定義該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁等於該第二開關Q₂的不重疊導通責任週期d₂，且以該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁為代表，最終輸出之輸出電壓V_H可表示為如式(17)所示：V_H=4kV_IN(1+△d/d₁).............式(17)

則升壓倍率G_V如式(18)所示：G_V=V_H/V_IN=4k(1+△d/d₁).............式(18)

因此在重疊區域，電壓增益從4倍起甚至可以 到20倍，不受該變壓器T_r的匝數比N為2而減少升壓倍率Gv。此外，該變壓器T_r的匝數比N為2與耦合系數k為1代入式(4)可以得到如式(19)所示，該第一箝制電容C₁之電流i_c1，可以同時來自該四繞組L₁~L₄。

V_L2=2V_L1=V_C1.............式(19)

<變壓器有效區1/3<=D<=0.5>

當該二開關Q₁、Q₂的導通責任週期D介於1/3和0.5時，該二開關Q₁、Q₂的導通責任週期D為該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁，因該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁等於該第二開關Q₂的不重疊導通責任週期d₂，則以該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁為代表。

參閱圖7a，模式一為該第一開關Q₁導通，而該第二開關Q₂截止。

參閱圖7b，模式二為該二開關Q₁、Q₂截止。

參閱圖7c，模式三為該第一箝制二極體D₁、該第一升壓二極體D₅、該第二輸出二極體D₄呈現導通。

參閱圖7d至7f，模式四至模式六與前三模式分別對稱交換。

任該二開關Q₁、Q₂導通時，該電感L_d儲能且該變壓器T_r升壓；反之該二開關Q₁、Q₂同為截止時，該電感L_d釋能且該變壓器T_r沒有升壓功能。

當該第一開關Q₁導通時，該電感L_d電壓V_Ld 為0.5V_C1，當該第一開關Q₁截止時，其電壓V_Q1高於該第一箝制電容C₁的電壓V_C1，因此該第一箝制二極體D₁導通，則該第一箝制電容C₁與該第二箝制電容C₂均為充電狀態，此時該第一開關Q₁電壓V_Q1箝制等同於該第一箝制電容C₁的電壓V_C1，且該變壓器T_r沒有升壓並呈現短路狀態，依據伏秒平衡定理可得知導通狀態時該電感L_d的電壓V_Ld如式(20)所示：V_Ld=V_IN((1-2d₁)/2(1-d₁)).............式(20)

該一次側繞組L₁的電壓V_L1如式(21)所示：V_L1=V_IN/2(1-d₁).............式(21)

則該第一開關Q₁的電壓V_Q1如式(22)所示：V_Q1=V_C1=V_IN/(1-d₁).............式(22)

當該第一開關Q₁導通時，該輸出電壓V_H為該二次側繞組L₂的電壓V_L2串聯該第一箝制電容C₁的電壓V_c1，該二次側繞組L₂的電壓V_L2如式(23)所示：V_L2=kNV_L3=kNV_IN/2(1-d₁).............式(23)

因前述已說明平衡機制推導，因此輸出電壓V_H可如式(24)所示：V_H=V_C1+V_L2=(2+N)kV_IN/2(1-d₁).............式(24)

若令該變壓器T_r的耦合係數k為1，則升壓倍率G_V為如式(25)所示：G_V=(2+N)/2(1-d₁).............式(25)

前述該變壓器T_r的匝數比N為2可以取得平衡效果，因此上式可簡化為如式(26)所示： G_V=2/(1-d₁).............式(26)

<變壓器失效區0<=D<=1/3>

模式一(時間：t₀~t₁)：參閱圖8與圖9a，該第一開關Q₁導通一段時間，且該第二開關Q₂截止。

經由該第一開關Q₁的導通路徑，該電感L_d串連該一次側繞組L₁承受該輸入電壓V_IN的電壓，因該變壓器T_r失效，使該四繞組L₁~L₄的電壓V_L1~V_L4趨近於零，則該電感L_d的電流i_Ld上升以儲存電能，儲能導通週期為該第一開關Q₁的不重疊導通責任週期d₁，則該電感L_d的電壓V_Ld如式(27)所示：V_Ld=V_IN=L(di_Ld/dt).............式(27)

同時，該第一箝制電容C₁經由該二次側繞組L₂放電至該輸出電容C₃，由於該四繞組L₁~L₄的電壓V_L1~V_L4趨近於零，因此該三次側繞組L₃與該四次側繞組L₄皆無感應電流i_L3~i_L4。

模式二(時間：t₁~t₂)：參閱圖8與圖9b，該第一開關Q₁截止，且該第二開關Q₂持續截止。

當該第一開關Q₁截止時，該電感L_d的電流i_Ld無法瞬間改變，因此該第一箝制二極體D₁及該第二箝制二極體D₂變成順向偏壓，提供兩路徑給該電感L_d的電流i_Ld續流，同時對該第一箝制電容C₁、該第二箝制電容C₂，及該輸出電容C₃充電，則該電感L_d的電壓V_Ld如式(28)所示 ：V_Ld=V_c1-V_IN=L(di_Ld/dt).............式(28)

由於該四繞組L₁~L₄沒有感應電流，可以忽略漏感，從公式(27)、(28)與伏秒定理推導出該第一箝制電容C₁的電壓如式(29)所示：V_C1=V_IN/(1-2d₁)=V_C2.............式(29)

模式三(時間：t₂~t₃)：參閱圖8與圖9c，該第一開關Q₁持續截止，且該第二開關Q₂瞬間導通。

當該第二開關Q₂瞬間導通時，該第二箝制二極體D₂截止，因該第二箝制二極體D₂為低逆向恢復電流之蕭基二極體，則幾乎沒有逆向恢復電流問題。該第一輸出二極體D₃開始截止，因該二次側繞組L₂及其漏感限制，則該第一輸出二極體D₃具有低逆向恢復電流特性。該第二輸出二極體D₄開始釋放其寄生電容能量，本模式止於該第二輸出二極體D₄導通。

模式四(時間：t₃~t₄)：參閱圖8與圖9d，該第二開關Q₂與該第二輸出二極體D₄持續導通。

該第二箝制電容C₂串聯該四次側繞組L₄經由該第二輸出二極體D₄將能量釋放至該輸出電容C₃，因該四次側繞組L₄的電壓V_L4很低，則該輸出電壓V_H為該第二箝制電容C₂的電壓如式(30)所示：V_H=V_IN/(1-2d₁)=V_C2.............式(30)

從上式可求得電壓增益G_V如式(31)所示：G_V=1/(1-2d₁).............式(31)

該第二開關Q₂持續導通，使得該輸入電壓V_IN持續對該電感L_d及該二次側繞組L₂儲存能量。

模式五(時間：t₄~t₅)：參閱圖8與圖9e，該第一開關Q₁持續截止，該第二開關Q₂截止，所有能量的傳遞與模式二相同，該四繞組L₁~L₄在失效狀態。

模式六(時間：t₅~t₀)：參閱圖8與圖9f，該第一開關Q₁瞬間導通，該第二箝制二極體D₂、該第一輸出二極體D₃，及該第二輸出二極體D₄導通。

該第一開關Q₁導通，使輸入電壓V_IN對該電感L_d及一次側繞組L₁儲存能量，該電感L_d的電流i_Ld、該一次側繞組L₁的電流i_L1透過該第一開關Q₁接收該輸入電流i_IN後急速上升，本模式原理與模式三相似，接下來又回到模式一。

從模式一至模式六可得知，雖然該二開關Q₁、Q₂的導通週期很小，但是任一模式都有電流傳送到該輸出電容C₃，輸入電壓V_IN旁串接該電感L_d，因此輸入電壓V_IN、輸出電壓V_H皆有電流連續特性。此外，在導通責任週期D的變化下，輸出電壓V_H必須連續，因此式(31)與式(26)在分界點必須相等，其方程式如式(32)所示：G_V=2/(1-d₁)=1/(1-2d₁).............式(32)

可以求得該二開關Q₁、Q₂的導通責任週期如式(33)所示：d₁=1/3.............式(33)

由上式證明該變壓器T_r在有效區與失效區時，該二開關Q₁、Q₂的不重疊導通責任週期d₁為1/3。當不重疊導通責任週期d₁小於1/3時，代表輸出電壓V_H不需要很高的升壓比例，僅用該電感L_d即足以完成，因此該變壓器T_r失去升壓功能，形成具有交錯功能之傳統單電感截波器(Boost Converter)，則該變壓器T_r在失效區時，電壓增益G_V可以從3倍往下調整到與輸入電壓V_IN相同。若導通責任週期d₁大於1/3時，該變壓器T_r有升壓功能，該電感L_d變成緩衝元件，沒有升壓功能。當若不重疊導通責任週期d₁大於1/2，則該電感L_d與該變壓器T_r同時都有升壓功能，可以獲得更高的電壓增益G_V。因此，該二開關Q₁、Q₂操作在不同的不重疊導通責任週期d₁，卻有三種升壓電路特性，兼具高輸出週期、高電壓增益與低逆向恢復電流之特點。

<模擬與量測結果>

參閱圖10(a)，在式(16)中，限制該變壓器T_r的匝數比N為2與耦合係數k為1，將該二開關Q₁、Q₂不同的導通責任週期D帶入式(18)、式(26)，及式(32)，得到該變壓器T_r在三種區域之電壓增益G_V的曲線。該二開關Q₁、Q₂可控之導通責任週期D非常廣。因此，在該變壓器T_r匝數比N固定在2時，電壓增益G_V可被控制運作在1~20 倍。

參閱圖10(b)，為該變壓器T_r的匝數比N為2 時，不同的耦合係數k，該導通責任週期D與電壓增益G_V的曲線，當電壓增益G_V為10倍時，耦合係數k為0.995到0.985之間的電壓增益G_V並無明顯變化的現象，然而耦合係數k下降至0.97時，該變壓器T_r的漏感將開始影響電壓增益G_V，但本實施例的導通責任週期D給該二開關Q₁、Q₂很廣的範圍，足以補償高電壓輸出時，該變壓器T_r的漏感所造成的影響。

參閱圖11(a)~11(j)，分別為本實施例模擬於輸 出功率等於800W、輸入電壓為24V、輸出電壓為48V、該變壓器T_r的匝數比N為2、該二開關Q₁、Q₂的切換頻率40kHz時，各元件之電壓及電流波形圖。

參閱圖11(a)與11(b)，分別為該第一開關Q₁與 該第一箝制二極體D₁的電壓電流模擬波形圖，該第一開關Q₁與該第一箝制二極體D₁的跨壓與輸出電壓V_H相同為48V，因該電感L_d及該一次側繞組L₁接受來自輸入電壓V_IN的電流i_IN，該導通責任週期D小於0.33設計下，該第一開關Q₁電流呈現方波形狀之低有效電流值，該第一箝制二極體D₁提供該電感L_d能量續流路徑，且該第一箝制二極體D₁的電壓V_D1為該第一箝制電容C₁之電壓V_C1，亦等於該第一開關Q₁的電壓V_Q1。

參閱圖11(c)與11(d)，分別為該一次、二次側 繞組L₁、L₂與該三次、四次側繞組L₃、L₄之電流i_L1~i_L4 模擬波形，由波形可觀察，該四側繞組L₁~L₄之電流i_L1~i_L4相等於該電感L_d電流i_Ld，且充份發揮該四側繞組L₁~L₄分流及互補特性。

參閱圖11(e)與11(f)，分別為該第一、第二輸出 二極體D₃、D₄之電壓及電流，由於其電流i_D3、i_D4之電流波形與二次、四次側繞組L₂、L₄電流i_L2、i_L4相同，而輸出電流為該第一、第二輸出二極體D₃、D₄之電流i_D3、i_D4之和，因此輸出電流頻率不僅為該第一、第二開關Q₁、Q₂的兩倍頻率(80kHz)，且幾乎成連續電流波型，有效降低輸出電流漣波。

參閱圖11(g)與11(h)，分別為該第一、第二升 壓二極體D₅、D₆之電壓及電流，該第一、第二升壓二極體D₅、D₆主要功能在箝制其串聯之該第一、第二輸出二極體D₃、D₄的電壓，因此該第一、第二升壓二極體D₅、D₆的電流i_D5、i_D6很低，由模擬波型觀察，該四二極體D₃~D₆的跨壓都箝制與輸出電壓V_H相同。

參閱圖12，為固定輸出功率為1700W時，輸出 電壓V_H為110V時，各元件模擬波形圖。該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區。

參閱圖12(a)、12(b)，分別為該第一開關Q₁與 該第一箝制二極體D₁的電壓電流，該第一開關Q₁與該第一箝制二極體D₁電壓箝制在輸出電壓V_H的一半為55V左右，遠低於輸出電壓V_H，由於該變壓器T_r接受來自該電感L_d的電流i_Ld，以及導通責任週期D超過0.5設計下，該第 一開關Q₁的導通電流呈現方波形狀之低有效電流值，因此該第一開關Q₁具皆近零電流之柔性切換效果，該第一箝制二極體D₁無逆向恢復電流缺點，則切換損失與導通損失皆可有效降低。至於該第一箝制二極體D₁提供該變壓器T_r漏感i_Lk1及激磁電感L_m能量續流路徑，則該第一箝制二極體D₁跨壓為該第一箝制電容C₁之電壓V_C1，等於該第一開關Q₁兩端跨壓V_Q1，因此可抑制該第一開關Q₁之突波電壓，達到電壓箝制功能。

參閱圖12(c)與12(d)，分別為該一次、二次側 繞組L₁、L₂與該三次、四次側繞組L₃、L₄之電流i_L1~i_L4，觀察模擬波形，該一次側繞組L₁之電流i_L1遠高於二次側繞組L₂電流i_L2乘以該變壓器T_r匝數比N之值，因該一次側繞組L₁之電流i_L1包括傳遞感應至該三次、四次側繞組L₃、L₄之電流i_L3、i_L4，且充份發揮該四側繞組L₁~L₄分流及互補特性。

參閱圖12(e)與12(f)，分別為該第一、第二輸 出二極體D₃、D₄之電壓及電流，觀察模擬波形，當該第一開關Q₁或該第二開關Q₂截止時，由另一側該第二箝制電容C₂或第一箝制電容C₁、經由該二次側繞組L₂或該四次側繞組L₄串聯至該第一輸出二極體D₃或第二輸出二極體D₄輸出至該輸出電容C₃，其輸出電流為該第一輸出二極體D₃和該第二輸出二極體D₄之電流和，可得輸出電流頻率為該二開關Q₁、Q₂的兩倍頻率(80kHz)，能有效降低輸出電流漣波，該第一輸出二極體D₃和該第二輸出二極體D₄跨 壓皆為110V，由於該第一輸出二極體D₃的電流i_D3等於該第二輸出二極體D₄的電流i_D4，可推論此電路具有平衡之特性。

參閱圖12(g)與12(h)，分別為該第一升壓二極 體D₅與該第二升壓二極體D₆之電壓及電流，其該第一、第二升壓二極體D₅、D₆的跨壓皆為110V，當該二開關Q₁、Q₂同時導通，該變壓器T_r在失效狀態時，該變壓器T_r的漏感與該等二極體D₁~D₆的寄生電容諧振，因此該二開關Q₁、Q₂與該等二極體D₁~D₆皆擁有自由震盪之現象。

參閱圖12(i)與12(j)，分別為該電感L_d的電流 i_Ld、一、三次側繞組L₁、L₃的電流i_L1、i_L3，觀察圖可得知該電感L_d的電流i_Ld為一連續波形，該電感L_d在該二開關Q₁、Q₂重疊導通時，將能量儲存於鐵芯，使其本身具有升壓特性，且可大幅降低輸入電源V_IN之電流漣波。

參閱圖13(a)~13(j)，分別為固定輸出功率為 1700W時，輸出電壓V_H為240V時，各元件模擬波形圖，該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區。分析原理與圖13(a)~13(j)大致相似，因此不再重複說明。

參閱圖14，為本實施例在不考慮該變壓器T_r 的損失條件下之轉換效率的模擬示意圖，由圖中可看出最高轉換效率約為98%，即使在輸出功率為2000W時，轉換效率仍有94%。

參閱圖15(a)~15(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為400W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為48V ，各元件之電壓及電流波形圖，各自對照圖12(a)~12(j)模擬結果，圖形大致近似且符合理論分析，因此不再重覆說明。

參閱圖16(a)~16(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為800W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為48V，各元件之電壓及電流波形圖，與上述輕載實作波形圖15(a)~15(j)雷同，因此不再重覆說明。

參閱圖17(a)~17(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為600W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為110V，各元件之電壓及電流波形圖，且該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區。

參閱圖17(a)與17(b)，分別為該第一開關Q₁與 該第一箝制二極體D₁的電壓電流波形，該第一開關Q₁與該第一箝制二極體D₁的電壓均箝制在輸出電壓V_H的一半，為55V，遠低於輸出電壓V_H，因此，該第一開關Q₁最高箝制電壓均與前述理論分析及模擬結果符合，且具有ZCS特性，可降低切換損失。

參閱圖17(c)與17(d)，分別為該一次及二次側 繞組L₁、L₂與該三次及四次側繞組L₃、L₄之電流波形圖，比較圖中波形之振福，可看出一次及三次側繞組L₁、L₃之電流i_L1、i_L3具低壓大電流特性，而二次及四次側繞組L₂、L₄之電流i_L2、i_L4則為高電壓低電流特性，且與模擬圖13(c)、13(d)相符。

參閱圖17(e)、17(f)、17(i)，分別為該第一輸出 二極體D₃與該第二輸出二極體D₄之電壓與電流波型圖，可由圖中得知該等二極體D₃、D₄之逆向恢復電流非常小，並且皆箝制於110V，與模擬圖13(e)、13(f)、13(i)相符，可得知兩側輸出電流相同，證明本實施例具有平衡特性。

參閱圖17(g)、17(h)，分別為該第一升壓二極體 D₅與該第二升壓二極體D₆之電壓及電流，該等二極體D₅、D₆的跨壓為110V與輸出電壓V_H相等，其波形與模擬圖13(g)與13(h)相符。

參閱圖17(j)，為該電感L_d與該一次及三次側繞 組L₁、L₃之電流i_L1、i_L3、i_Ld波形，由於交錯觸發設計，該電感L_d之操作頻率為該二開關Q₁、Q₂頻率之兩倍80kHz，則該電感L_d能有效的協助升壓且抑制其電流上升，減輕大電流導致之線路傳導損失。

參閱圖19(a)~19(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為626W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為240V，各元件之電壓及電流波形圖，且該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區，與上述輕載實作波形圖17(a)~17(j)雷同，因此不再重覆說明。

參閱圖18(a)~18(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為1700W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為110V，各元件之電壓及電流波形圖，且該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區，與上述輕載實作波形圖17(a)~17(j)雷同，因此不再重覆說明。

參閱圖20(a)~20(j)，分別為本實施例實際量測 於輸出功率為1700W時，輸入電壓為24V，輸出電壓為240V，各元件之電壓及電流波形圖，且該二開關Q₁、Q₂操作在重疊區，與上述輕載實作波形圖17(a)~17(j)雷同，因此不再重覆說明。

參閱圖21，為本實施例之實際量測的轉換效率 圖，由該圖顯示最高轉換效率約為97%，即使在輸出功率為2000W時，所對應的轉換效率仍有93%，因此本實施例採用交錯式架構完成升壓功能，整體轉換效率優於先前技術，並解決習知升壓比例不足的問題。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1.該第一箝制電路1和該第二箝制電路2分別 用以箝制該第一開關Q₁和該第二開關Q₂，使該第一開關Q₁和該第二開關Q₂可零電流切換於導通和不導通之間而有較低的導通損失，並可使用成本較低的低壓功率電晶體。

2.利用該二次側繞組L₂及該第一升壓二極體D₅ 限制該第一輸出二極體D₃的逆向恢復電流；利用該四次側繞組L₄及該第二升壓二極體D₆限制該第二輸出二極體D₄的逆向恢復電流，以提高功率轉換效率。

3.由式(18)、式(26)、式(31)可得知本實施例提 供1-20倍升壓比，且在式(18)顯示在高電壓增益時，可突破該變壓器T_r的匝數比。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已 ，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申 請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

V_IN‧‧‧輸入電壓

V_H‧‧‧輸出電壓

L_d‧‧‧電感

T_r‧‧‧變壓器

L₁‧‧‧一次側繞組

L₂‧‧‧二次側繞組

L₃‧‧‧三次側繞組

L₄‧‧‧四次側繞組

Q₁‧‧‧第一開關

Q₂‧‧‧第二開關

1‧‧‧第一箝制電路

2‧‧‧第二箝制電路

C₁‧‧‧第一箝制電容

C₂‧‧‧第二箝制電容

C₃‧‧‧輸出電容

D₁‧‧‧第一箝制二極體

D₂‧‧‧第二箝制二極體

D₃‧‧‧第一輸出二極體

D₄‧‧‧第二輸出二極體

D₅‧‧‧第一升壓二極體

D₆‧‧‧第二升壓二極體

Claims (10)

1. 一種直流電源昇壓電路，包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓器，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組的正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接該電感的第二端；一第一開關，具有一電連接該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接該第一開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓，且電連接該二次側繞組的非極性點端；一第二箝制電路，電連接該第二開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓，且電連接該四次側繞組的正極性點端；一輸出電容，具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接該二次側繞組之正極性點端的陽極，及一電連接該輸出電容之第一端的 陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接該四次側繞組之非極性點端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體之陰極的陰極；一第一升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該二次側繞組之正極性點端的陰極；及一第二升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該四次側繞組之非極性點端的陰極。
2. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，該第一箝制電路包括：一第一箝制二極體，具有一電連接該第一開關之第一端的陽極，及一電連接該二次側繞組之非極性點端的陰極；及一第一箝制電容，具有一電連接該二次側繞組之非極性點端的第一端，及一接地的第二端。
3. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，該第二箝制電路包括：一第二箝制二極體，具有一電連接該第二開關之第一端的陽極，及一電連接該四次側繞組之正極性點端的陰極；及一第二箝制電容，具有一電連接該四次側繞組之正極性點端的第一端，及一接地的第二端。
4. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關之第一端 是汲極，該第一開關之第二端是源極。
5. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關之第一端是汲極，該第二開關之第二端是源極。
6. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，當該二開關的導通責任週期介於0.5和1之間時，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：G_V=4k(1+△d/d₁)其中，參數k為該變壓器的耦合係數，參數△d為該二開關之重疊的導通責任週期，參數d₁是該第一開關的導通責任週期扣除其重疊的導通責任週期所得到的不重疊導通責任週期。
7. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，當該二開關的導通責任週期介於1/3和0.5之間時，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：G_V=(2+N)k/2(1-d₁)其中，參數N為該變壓器的匝數比，參數k為該變壓器的耦合係數，參數d₁是該第一開關的導通責任週期扣除其重疊的導通責任週期所得到的不重疊導通責任週期。
8. 如請求項1所述的直流電源昇壓電路，其中，當該二開關的導通責任週期介於0和1/3之間時，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：G_V=1/(1-2d₁) 其中，參數d₁是該第一開關的導通責任週期扣除其重疊的導通責任週期所得到的不重疊導通責任週期。
9. 一種直流電源昇壓電路，適用於電連接於一提供一輸入電壓的外部低壓電源以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該直流電源昇壓電路包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓器，具有一次至四次側繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該一次側繞組的正極性點端和該三次側繞組的非極性點端皆電連接該電感的第二端；一第一開關，具有一電連接該一次側繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接該三次側繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第一箝制電路，電連接該第一開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第一開關之二端跨壓，且電連接該二次側繞組的非極性點端；一第二箝制電路，電連接該第二開關的第一端與第二端之間，用於箝制該第二開關之二端跨壓，且電連接該四次側繞組的正極性點端；一輸出電容，具有一提供一輸出電壓的第一端，及 一接地的第二端；一第一輸出二極體，具有一電連接該二次側繞組之正極性點端的陽極，及一電連接該輸出電容之第一端的陰極；一第二輸出二極體，具有一電連接該四次側繞組之非極性點端的陽極，及一電連接該第一輸出二極體之陰極的陰極；一第一升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該二次側繞組之正極性點端的陰極；及一第二升壓二極體，具有一接地的陽極，及一電連接該四次側繞組之非極性點端的陰極。
10. 如請求項9所述的直流電源昇壓電路，其中，當該二開關的導通責任週期介於0.5和1之間時，該輸出電壓與該輸入電壓之比值如下所示：G_V=4k(1+△d/d₁)其中，參數k為該變壓器的耦合係數，參數△d為該二開關之重疊的導通責任週期，參數d₁是該第一開關的導通責任週期扣除其重疊的導通責任週期所得到的不重疊導通責任週期。