TWI524646B

TWI524646B - Staggered DC conversion device

Info

Publication number: TWI524646B
Application number: TW103129692A
Authority: TW
Inventors: Rou-Yong Duan; Jun-Yuan Lu; Meng-Hong Chen; Hong-Lun Lai
Original assignee: Univ Hungkuang
Priority date: 2014-08-28
Filing date: 2014-08-28
Publication date: 2016-03-01
Also published as: TW201608810A

Description

交錯式直流轉換裝置

本發明是有關於一種直流轉換裝置，特別是指一種交錯式直流轉換裝置。

隨著石油價格升高以及環保意識逐漸抬頭，許多研究提出開發新能源來取代現有能源以解決石油短缺問題及減少環境汙染，然而，由於大部分的綠色能源為直流電源，因此需要交錯式直流轉換裝置來進行接續處理，而在轉換過程中，提高轉換效率意味著可以降低電力消耗、減少散熱片的體積或數量，進而達到省電與降低產品體積及成本的效果，故為目前主要研究發展目標之一。

參閱圖1，於文獻「W.Li and X.He,“A family of isolated interleaved boost and buck converters with winding-cross-coupled inductors,”IEEE Trans.Power Electron.,vol.23,no.6,pp.3164-3173,Nov.2008.」中提出一種習知的交錯式隔離型轉換電路，可電連接於一提供一輸入電壓V _in的綠色能源以接收該輸入電壓V _in，並據以升壓以得到一輸出電壓V _out，且該交錯式隔離型轉換電路包含：三個開關S ₁、S ₂、S _C、兩個一次側繞組L _1a、L _2a、四個二次側繞組L _1b、L _2b、L _1c、L _2c、兩個二極體D _o1、D _o2、一輸出電容C _o及一負載R _o，其中，一次側繞組L _1a、L _2a之漏感標示為L _LK1、L _LK2。

關於習知該交錯式隔離型轉換電路的運作方式可參閱此文獻，故在此不贅述。

圖1中利用增加一組交錯串聯的二次側繞組L _1c、L _2c，可解決二次側繞組L _1b、L _2b的電流平衡問題，而在輸出功率維持1kW的情況下，達到最高轉換效率92~96%，然而，由於使用了雙繞組雙變壓器串聯二個電感繞組(L _1a、L _2a、L _1b、L _2b、L _1c、L _2c)，故會大幅增加產品的體積及成本，且其架構不適合高功率應用。

因此，本發明之目的，即在提供一種具有高轉換效率的交錯式直流轉換裝置。

於是，本發明交錯式直流轉換裝置，包含一電感、一變壓電路、一平衡電容、一第一開關、一第二開關、一電壓箝制電路、一輸出電容，及一輸出電路。

該電感具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端。

該變壓電路具有相互對應設置的一第一繞組、一第二繞組及一第三繞組，且該第一繞組、該第二繞組及該第三繞組分別具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組之正極性點端和該第二繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端。

該平衡電容具有一電連接於該第三繞組的非極性點端的第一端，及一第二端。

該第一開關具有一電連接於該第一繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

該第二開關具有一電連接於該第二繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

該電壓箝制電路分別電連接於該第一開關及該第二開關之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關及第二開關之跨壓。

該輸出電容具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。

該輸出電路電連接於該第三繞組的正極性點端、該平衡電容的第二端與該輸出電容之第一端之間，且切換地將該第三繞組的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端或將該平衡電容的第二端電壓傳遞到該輸出電容之第一端以作為該輸出電壓。

本發明之功效在於：本發明在二次側中僅使用一個繞組(該第三繞組)及一個電容(該平衡電容)，在大幅減少元件使用數量並降低電路體積與重量的情況下，仍達成電流平衡機制，達到較高的轉換效率，並具有極佳的開關導通責任週期運作範圍，而能適用於高範圍輸出電壓。

V _IN‧‧‧輸入電壓

L _d‧‧‧電感

T _r‧‧‧變壓電路

L ₁‧‧‧第一繞組

L ₂‧‧‧第二繞組

L ₃‧‧‧第三繞組

L _K1、L _K2‧‧‧漏感

L _M‧‧‧激磁電感

C _W‧‧‧平衡電容

Q ₁‧‧‧第一開關

Q ₂‧‧‧第二開關

2‧‧‧電壓箝制電路

Q _C1‧‧‧第一箝制開關

Q _C2‧‧‧第二箝制開關

C ₁‧‧‧第一箝制電容

C ₂‧‧‧第二箝制電容

C _o‧‧‧輸出電容

3‧‧‧輸出電路

D ₁‧‧‧第一輸出二極體

D ₂‧‧‧第二輸出二極體

D ₃‧‧‧第三輸出二極體

D ₄‧‧‧第四輸出二極體

V _H‧‧‧輸出電壓

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是習知一種交錯式隔離型轉換電路的電路圖；圖2是本發明交錯式直流轉換裝置之實施例的一電路圖；圖3是該實施例的一等效電路圖；圖4是該實施例的一時序圖；圖5(a)~5(f)分別是該實施例操作於模式一至模式六的電路示意圖；圖6(a)~6(f)分別是該實施例操作於模式七至模式十二的電路示意圖；圖7(a)是一種曲線圖，說明耦合係數k=1時，不同匝數比下的電壓增益G _V與開關導通責任週期D的關係；圖7(b)是一種曲線圖，說明匝數比N=3，不同耦合係數k下的電壓增益G _V與開關導通責任週期D的關係；圖8(a)~8(j)分別是該實施例於輸出500V負載600W的實測波形圖；圖9(a)~9(j)分別是該實施例於輸出500V負載1000W的實測波形圖；圖10(a)~10(j)分別是該實施例於輸出500V負載1700W的實測波形圖；圖11(a)~11(j)分別是該實施例於輸出400V負載1000W 的實測波形圖；圖12(a)~12(j)分別是該實施例於輸出250V負載1000W的實測波形圖；圖13(a)為該實施例於開關導通責任週期不同時之一第一輸出二極體與一第三輸出二極體之電流i _D1、i _D3的波形及數值，取樣時間為5us/div；圖13(b)為該實施例於開關導通責任週期不同時之該第一輸出二極體與該第三輸出二極體之電流i _D1、i _D3的波形及數值，取樣時間為20ms/div；及圖14是該實施例之實際量測的轉換效率圖。

參閱圖2，本發明交錯式直流轉換裝置之實施例適用於接收一由太陽光電池(圖未示)等低壓直流輸入電壓源所提供的輸入電壓V _IN，並據以升壓以得到一輸出電壓V _H，該交錯式直流轉換裝置包含一電感L _d、一變壓電路T _r、一平衡電容C _W、一第一開關Q ₁、一第二開關Q ₂、一電壓箝制電路2、一輸出電容C _o，及一輸出電路3。

該電感L _d具有一接收該輸入電壓V _IN的第一端，及一第二端。

該變壓電路T _r為一種三繞組之中心抽頭變壓器，並具有相互對應設置的一第一繞組L ₁、一第二繞組L ₂及一第三繞組L ₃，且該第一繞組L ₁、該第二繞組L ₂及該第三繞組L ₃分別具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組L ₁之正極性點端和該第二繞組L ₂的非極性點端皆電連接於該電感L _d之第二端。

該平衡電容C _W具有一電連接於該第三繞組L ₃的非極性點端的第一端，及一第二端。

該第一開關Q ₁具有一電連接於該第一繞組L ₁的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關Q ₁受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

該第二開關Q ₂具有一電連接於該第二繞組L ₂的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關Q ₂受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

於本實施例中，該第一開關Q ₁及該第二開關Q ₂分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為汲極，該等第二端為源極，但不限於此。

該電壓箝制電路2分別電連接於該第一開關Q ₁及該第二開關Q ₂之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關Q ₁之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關Q ₂之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關Q ₁及第二開關Q ₂之跨壓。

該電壓箝制電路2具有一第一箝制電容C ₁、一第一箝制開關Q _C1、一第二箝制電容C ₂，及一第二箝制開關Q _C2。

該第一箝制電容C ₁具有一電連接該第一開關Q ₁的第一端的第一端，及一第二端。

該第一箝制開關Q _C1具有一電連接該第一箝制電容C ₁的第二端的第一端，及一接地的第二端，且受控制於導通狀態和不導通狀態間切換。

該第二箝制電容C ₂具有一電連接該第二開關Q ₂的第一端的第一端，及一第二端。

該第二箝制開關Q _C2具有一電連接該第二箝制電容C ₂的第二端的第一端，及一接地的第二端，且受控制於導通狀態和不導通狀態間切換。

於本實施例中，該第一箝制開關Q _C1及該第二箝制開關Q _C2分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為源極，該等第二端為汲極，但不限於此。

該輸出電容C _o具有一提供該輸出電壓V _H的第一端，及一接地的第二端。

該輸出電路3電連接於該第三繞組L ₃的正極性點端、該平衡電容C _W的第二端與該輸出電容C _o之第一端之間，且切換地將該第三繞組L ₃的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容C _o之第一端或將該平衡電容C _W的第二端電壓傳遞到該輸出電容C _o之第一端以作為該輸出電壓V _H。

該輸出電路3包括一第一輸出二極體D ₁、一第二輸出二極體D ₂、一第三輸出二極體D ₃，及一第四輸出二極體D ₄。

該第一輸出二極體D ₁具有一電連接該第三繞組L ₃的正極性點端的陽極端及一電連接該輸出電容C _o的第一端的陰極端。

該第二輸出二極體D ₂具有一電連接該輸出電容C _o的第二端的陽極端及一電連接該第三繞組L ₃的正極性點端的陰極端。

該第三輸出二極體D ₃具有一電連接該平衡電容C _W的第二端的陽極端及一電連接該輸出電容C _o的第一端的陰極端。

該第四輸出二極體D ₄具有一電連接該輸出電容C _o的第二端的陽極端及一電連接該平衡電容C _W的第二端的陰極端。

參閱圖3，為本實施例之等效電路，其中，將該第一繞組L ₁、該第二繞組L ₂及該第三繞組L ₃流入正極性點端之電流與電壓值統一定義為正向，並假設所有電容容量夠大，足以達成無漣波狀態(Ripple Free)。

參閱圖3及圖4，參數D及△d分別是該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂的開關導通責任週期及重疊導通責任週期，若D>0.5，d ₁、d ₂分別是該第一開關Q ₁導通且扣除△d所得到的獨立導通責任週期、該第二開關Q ₂導通且扣除△d所得到的獨立導通責任週期，為簡化公式分析，該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂之互鎖時間(Dead Time)均忽略，但暫態模式仍加以分析，因此開關導通責任週期D、重疊導通責任週期△d、獨立導通責任週期d ₁、d ₂之關係式為2△d+d ₁+d ₂=D+d ₂=1。

若D<0.5，此時該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂無重疊現象，則令開關導通責任週期及獨立導通責任週期關係式為D=d ₁，該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂的同時截止時間定義為0.5-d ₁。

於圖4中，參數v _g1、v _g2分別代表控制該第一開關Q ₁、該第二開關Q ₂是否導通的電壓，參數v _gc1、v _gc2分別代表控制該第一箝制開關Q _C1與該第二箝制開關Q _C2是否導通的電壓，i _LM參數代表本實施例中該變壓電路T _r之激磁電流，i _Ld、i _L1、i _L2、i _L3分別代表流過該電感L _d、該第一繞組L ₁、該第二繞組L ₂及該第三繞組L ₃的電流，i _Q1、v _Q1參數分別代表流過該第一開關Q ₁的電流、該第一開關Q ₁之兩端的電壓，i _Q2、v _Q2參數分別代表流過該第二開關Q ₂的電流、該第二開關Q ₂之兩端的電壓，參數i _D1~i _D4分別代表流過該等二極體D₁~D₄的電流，參數v _D1~v _D4分別代表該等二極體D₁~D₄的跨壓。

令該變壓電路T _r之該等繞組L ₁~L ₃的匝數為N ₁~N ₃，並定義N ₁=N ₂，則匝數比為N=N ₃/N ₁，該第一繞組L ₁及該第二繞組L ₂之激磁電感皆為L _M，此外為簡化理論分析，僅考慮一次側(該第一繞組L ₁及該第二繞組L ₂)漏感造成的影響，該第一繞組L ₁與該第二繞組L ₂之漏感標示為L _K1、L _K2，耦合係數k定義為：k=L _M/(L _k1+L _M) 式(1)

以下分別對開關導通責任週期D大於0.5及小於0.5的情況作說明：

開關導通責任週期D大於0.5：

依據該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂的切換，本實施例會在十二種模式下操作，以下分別針對每一模式進行說明。

模式一(時間t ₀ ~t ₁ )

參閱圖3、圖4及圖5(a)，本模式始於該第一開關Q ₁及該第二箝制開關Q _C2導通一段時間，且該第二開關Q ₂、該第一箝制開關Q _C1截止。

此時該輸入電壓V _IN與該電感L _d透過該第一開關Q ₁的導通路徑，將該變壓電路T _r之第一繞組L ₁激磁，於此可推得該第一繞組L ₁之電壓v _L1(包含該第一繞組L ₁的漏感L _K1電壓)為：v _L1=V _IN+v _Ld 式(2)

此時經由該第一開關Q ₁、該第二箝制開關Q _C2及該第一繞組L ₁與該第二繞組L ₂之導通路徑，釋放該第二箝制電容C ₂之能量，此時該第一繞組L ₁與該第二繞組L ₂可視為串聯的一次側繞組，並由該第二箝制電容C ₂提供激磁電壓，其電壓關係式為：v _C=2v _L1=2(V _IN+v _Ld) 式(3)

上述兩種激磁路徑分別依照匝數比感應至隔離的該第三繞組L ₃之正極性點端，其能量感應電流透過該第一輸出二極體D ₁、該第四輸出二極體D ₄導通廻路對該輸出電容C _o充電，因此本模式中，該第三繞組L ₃之電壓v _L3為：v _L3=Nv _L1=Nv _L2 式(4)

定義此模式中輸出至該輸出電容C _o之輸出電壓為V _H1，而下述的另一對稱模式輸出電壓則定義為V _H2，理論上兩者交錯提供輸出電量，共同形成該輸出電壓V _H，此模式之電壓V _H1表示為： V _H1=V _L3-V _CW 式(5)

由於兩對稱模式中，電路參數會有若干差異，先假設上式中該平衡電容C _W之電壓V _CW的極性如圖5(a)所示。

模式二(時間t ₁ ~t ₂ )

參閱圖3、圖4及圖5(b)，此模式為該第二箝制開關Q _C2截止，該第一開關Q ₁持續導通，且該第二開關Q ₂導通前。

當該第二箝制開關Q _C2截止時，由於儲存在漏感L _K1、L _K2的能量必須有足夠時間釋放，因此從第二箝制電容C ₂流出之電流i _L2依照前一模式的路徑續流，使第二箝制開關Q _C2電壓開始上升並迫使第二開關Q ₂的寄生電容開始放電，當兩漏感L _K1、L _K2的能量與第二開關Q ₂之寄生電容C _DS2形成下列關係式：

公式(6)假設兩漏感L _K1、L _K2之值與流經電流相同，且第二箝制開關Q _C2與第二開關Q ₂為同一型號。

本模式之末段期間，該第二繞組L ₂之漏感L _K2電流可以將該第二開關Q ₂之寄生電容C _DS2電量完全抽出，使得該第二開關Q ₂的基體二極體導通，並承受全部i _L2電流，其他元件波形則維持模式一之狀態。

模式三(時間t ₂ ~t ₃ )

參閱圖3、圖4及圖5(c)，該第二開關Q ₂觸發且該第一開關Q ₁持續導通。

由於該第二開關Q ₂之基體二極體已導通，本模式開始予以觸發並形成零電壓切換(Zero Voltage Switch，簡寫為ZVS)之特性，當該第二繞組L ₂之漏感L _K2能量釋放完畢時，電流i _L2開始反向，該第二開關Q ₂與該第一開關Q ₁皆為導通狀態，由於該第一繞組L ₁與該第二繞組L ₂同時具有激磁與感應特性，且由於兩者極性相反，會使該變壓電路T _r產生激磁失效之短路現象，而導致該第一繞組L ₁、該第二繞組L ₂及該第三繞組L ₃的電壓全部為零，使該變壓電路T _r停止所有能量傳遞，導致二次側的該第三繞組L ₃電流i _L3開始下降至零安培，且所有高壓側二極體(該第一輸出二極體D ₁、該第二輸出二極體D ₂、該第三輸出二極體D ₃及該第四輸出二極體D ₄)截止。

此時該電感L _d承受該輸入電壓V _IN，使該電感L _d的電流i _Ld開始爬升以提高儲存電能，且該電流i _Ld平均分流至該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂。

由於本模式期間，該電感L _d的儲能導通週期為△d，亦即前面的釋放週期為d ₁，依據伏秒平衡(Voltage-Second Balance)定理，可以計算得知此時該電感L _d的電壓v _Ld為：v _Ld=V _IN(△d/d ₁) 式(7)

將上式(7)代入模式一之方程式(2)、(4)，可得到於模式一期間，該第一繞組L ₁的電壓v _L1與該第三繞組L ₃的電壓v _L3為：v _L1=V _IN(1+△d/d ₁) 式(8)

v _L3=NkV _IN(1+△d/d ₁) 式(9)

模式四(時間t ₃ ~t ₄ )

參閱圖3、圖4及圖5(d)，此模式中該第一開關Q ₁截止且該第二開關Q ₂持續導通。

當該第一開關Q ₁截止時，該變壓電路T _r的激磁失效短路現象解除，該第二繞組L ₂之電流i _L2維持前模式的該第二開關Q ₂導通路徑，此時該變壓電路T _r改由該第二繞組L ₂激磁，接收該電感L _d電流i _Ld並透過磁能轉換而感應到該第一繞組L ₁、該第三繞組L ₃，由於漏感L _K2限制了電流上昇幅度，且該第一繞組L ₁之漏感L _K1需要時間釋放其儲存能量，導致該電感L _d電流i _Ld無法立即全部轉移至該第二繞組L ₂的電流i _L2。該第一繞組L ₁的漏感續流電流i _L1會先對該第一開關Q ₁兩端的寄生電容充電，使該第一開關Q ₁的跨壓V _Q1開始上升，並迫使該第一箝制開關Q _C1之寄生電容放電而降低逆偏電壓。

由於受到該第二繞組L ₂開始激磁，該第三繞組L ₃在非極性處感應正電壓，其路徑為該第三繞組L ₃之感應電壓透過該第二輸出二極體D ₂、該第三輸出二極體D ₃導通廻路對該輸出電容C _o提供能量。

模式五(時間t ₄ ~t ₅ )

參閱圖3、圖4及圖5(e)，該第一開關Q ₁截止，該第一箝制開關Q _C1的基體二極體導通。

當該第一開關Q ₁跨壓停止上升，該第一箝制開關Q _C1之基體二極體亦同時導通。該第一繞組L ₁的漏感L _K1串聯該輸入電壓V _IN、該電感L _d與該第一繞組L ₁感應電壓，透過該第一箝制開關Q _C1導通路徑向該第一箝制電容C ₁充電，此時該第一箝制電容C ₁電壓V _C1等於該第一開關Q ₁兩端跨壓v _Q1，可抑制該第一開關Q ₁之突波電壓，達到主動電壓箝制功能，本模式中該第二繞組L ₂接受來自該輸入電壓V _IN與該電感L _d電壓v _Ld的串聯電壓，由方程式(7)、(8)可得該第二繞組L ₂的電壓v _L2為：v _L2=V _IN(1+△d/d ₂) 式(10)

由上述得知該第一箝制電容C ₁的電壓V _C1為該輸入電壓V _IN、該電感L _d電壓v _Ld及該第一繞組L ₁電壓v _L1三者串聯之和，因此由方程式(10)可推得該第一開關Q ₁所承受電壓v _Q1及該第一箝制電容C ₁的電壓V _C1為：v _Q1=V _C1=2kV _IN(1+△d/d ₂) 式(11)

由於本實施例為對稱平衡架構，該第一箝制電容C ₁的動作模式與該第二箝制電容C ₂相同，因此由方程式(11)可推得當該第一開關Q ₁導通且該第二開關Q ₂截止時，該第二開關Q ₂的電壓v _Q2與該第二箝制電容C ₂的電壓V _C2為：v _Q2=V _C2=2kV _IN(1+△d/d ₂) 式(12)

模式六(時間t ₅ ~t ₆ )

參閱圖3、圖4及圖5(f)，該第一箝制開關Q _C1觸發，且該第二開關Q ₂持續導通。

本模式開始於將附屬基體二極體已經導通之該第一箝制開關Q _C1予以觸發，以形成零電壓切換特性，並在本模式期間保持同步整流之低導通損失特性，並持續由該第一箝制電容C ₁吸收漏感能量。

模式七~模式十二

參閱圖3、圖4及圖6(a)~6(f)，其中，圖6(s)~6(f)分別對應於模式七至模式十二。當該變壓電路T _r之激磁電流i _LM降為零(即該第一繞組L ₁的電流i _L1開始反向)，即進入模式七，因本實施例的電路對稱，故模式七的推導方式與模式一相同，此時漏感能量已完全釋放，激磁電流i _LM轉向，改由該第二繞組L ₂的迴路激磁並感應至該第一繞組L ₁、該第三繞組L ₃，可推得此時該第三繞組L ₃的電壓v'_L3為：v'_L3=NkV _IN(1+△d/d ₂) 式(13)

此時該第三繞組L ₃串聯該平衡電容C _W，並輸出至該輸出電容C _o，由於在模式一已經對該輸出電容C _o充電一次，因此輸出電流的頻率為該第二開關Q ₂切換頻率之兩倍，可有效降低該輸出電容C _o所提供的放電電流漣波。

令此模式輸出至該輸出電容C _o的輸出電壓為V _H2，則輸出電壓V _H2為：V _H2=v ^' _L3+V _CW 式(14)

若兩個導通路徑皆有能量輸出，則下列方程式必須成立，否則兩交錯式電路之電流無法平衡。

V _H=V _H1=V _H2 式(15)

再結合方程式(5)與(14)可以得知：V _CW=(v _L3-v'_L3)/2 式(16)

藉由該平衡電容C _W可以調節該第三繞組L ₃於兩模式之電壓差異，若令兩獨立導通責任週期d ₁=d ₂，則該平衡電容C _W的電壓V _CW為零，該輸出電壓V _H1同等於該第三繞組L ₃之跨壓。由方程式(13)代入方程式(14)，可得該輸出電壓V _H1為：V _H1=Nk(1+△d/d ₂)V _IN 式(17)

另一模式由方程式(13)代入方程式(14)，可得該輸出電壓V _H2為：V _H2=Nk(1+△d/d ₁)V _IN 式(18)

由上述可得方程式(15)中的直流輸出電壓V _H為：V _H=Nk(1+△d/d ₁)V _IN 式(19)

其電壓增益G _V為：G _V=V _H/V _IN=Nk(1+△d/d ₁) 式(20)

若獨立導通責任週期d ₁≠d ₂，則方程式(16)不為零。使用獨立導通責任週期d ₁>d ₂代入方程式(9)、(13)與(16)，可得該第三繞組L ₃之電壓v _L3大於電壓v'_L3，故可推得此時該平衡電容C _W的電壓V _CW為：V _CW=(0.5△d/d ₁)-(△d/d ₂) 式(21)

將上述方程式代入方程式(5)、(9)與方程式(13)、(14)，可推得該輸出電壓V _H1、V _H2分別為：V _H1=NkV _IN(1+(0.5△d/d ₁)+(0.5△d/d ₂)) 式(22)

V _H2=NkV _IN(1+(0.5△d/d ₂)+(0.5△d/d ₁)) 式(23)

上述兩式之等式右邊完全相同，證明兩獨立導通責任週期即使有差異，該平衡電容C _W仍可以進行調節使得V _H1=V _H2而得到相同的輸出電壓V _H，該輸出電壓V _H為：V _H=NkV _IN(1+(0.5△d/d ₁)+(0.5△d/d ₂)) 式(24)

其電壓增益G _V為：G _V=V _H/V _IN=kN(1+(0.5△d/d ₁)+(0.5△d/d ₂)) 式(25)

由於本實施例中的電路為對稱設計，因此模式七至模式十二之工作原理與模式一至模式六相仿，故不再贅述。

開關導通責任週期D小於0.5

依上述定義，當開關導通責任週期D小於0.5且不為0時，該電感L _d儲能，其動作模式與開關導通責任週期重疊(即該開關導通責任週期D大於0.5)時相反，依據伏秒平衡定理可以計算得知該電感L _d的電壓v _Ld為：v _Ld=((0.5-d ₁)/(1-d ₁))V _IN 式(26)

此時該第一繞組L ₁的電壓v _L1為：v _Ld=(0.5/(1-d ₁))V _IN 式(27)

當該第一開關Q ₁截止，且該第二開關Q ₂導通時，該第一箝制電容C ₁的電壓V _C1為該輸入電壓V _IN、該電感L _d的電壓v _Ld及該第一繞組L ₁的電壓v _L1三者串聯之和，此時可推得該第一箝制電容C ₁的電壓V _C1等同於該第一開關Q ₁的跨壓v _Q1：v _Q1=V _C1=V _IN/(1-d ₁) 式(28)

此時之路徑與模式一相同，該第三繞組L ₃感應該第一繞組L ₁之電壓並與該平衡電容C _W串聯，再經由該第一輸出二極體D ₁、該第四輸出二極體D ₄的導通路徑輸出至該輸出電容C _o，此時輸出電壓V _H1可表示為：v _H1=0.5NkV _IN/(1-d ₁) 式(29)

由於本實施例的電路對稱，因此可推得此時該第三繞組L ₃感應該第二繞組L ₂迴路的激磁電壓並與平衡電容C _W串聯，再經由該第三輸出二極體D ₃、該第二輸出二極體D ₂的導通路徑輸出至該輸出電容C _o，此時輸出電壓V _H2可表示為：v _H2=0.5NkV _IN/(1-d ₂) 式(30)

由方程式(29)、(30)可推得，當開關導通責任週期D小於0.5且不為0時，即使獨立導通責任週期d ₁、d ₂不同，二次側的該平衡電容C _W仍可以達成調整輸出電壓相同之平衡效果，設獨立導通責任週期d ₁=d ₂，最終直流輸出電壓V _H可表示：v _H=v _H1=v _H2=0.5NkV _IN/(1-d ₁) 式(31)

電壓增益G _V為：G _V=V _H/V _IN=0.5kN/(1-d ₁) 式(32)

模擬與量測結果

參閱圖7(a)，為耦合係數k=1時，不同匝數比N對於電壓增益G _V與開關導通責任週期D之曲線圖，N=3時，當開關導通責任週期D落在0.57左右，可推得重疊導通責任週期△d為0.07，此時若令獨立導通責任週期d ₁等同於d ₂，則該第一開關Q ₁、該第二開關Q ₂實際的獨立導通責任週期d ₁、d ₂皆為0.43。

由上述得知尚有寬裕的獨立導通責任週期給予該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂運用，在二次側亦有約86%之時間可將電流傳遞至該輸出電容C _o，使得輸出電流漣波較低，當開關導通責任週期D重疊時，輸入電流會連續而降低電磁干擾。當開關導通責任週期D剛好等於0.5時，則不考慮漏感影響，理論上代表幾乎100%有電壓感應至輸出電壓V _H，電流源電感L _d僅作為緩衝電流震幅，沒有昇壓作用。若開關導通責任週期D開始小於0.5，此時電流源電感L _d則變為降壓作用。

由上述可見，本實施例具有極佳的開關導通責任週期D運作範圍，因此能適用於高範圍輸出電壓之應用場合。

由方程式(11)與(19)可推算該第一開關Q ₁的電壓V _Q1為：V _Q1=2V _H/N 式(33)

將圖7(a)之匝數比N=1、N=2、N=3、N=4代入上式(33)可得該第一開關Q ₁的跨壓分別為1000V、500V、333V、250V，由此可知當匝數比愈大，可使用越低壓之低導通損開關，但是亦會使開關導通責任週期D變小，流經開關的電流有效值會提高，當匝數比N=4時，雖能使用較小跨壓之低壓導通損開關，但開關導通責任週期D卻小於0.5，不利於實施零電壓切換模式。因此，於本實施例中，選擇匝數比N=3，開關跨壓為333V，並選擇耐壓500V之半導體開關。若將開關導通責任週期D再提高至0.75且元件耐壓規格亦往上調整，輸出電壓可以再提高至930V。

由於本實施例是透過該變壓電路T _r之漏感L _K1、L _K2以達成零電壓切換之特性，因此將漏感L _K1、L _K2對電路昇壓的影響進一步分析如下：

將選定之N=3代入方程式(20)及(32)，即可繪出匝數比N=3與不同耦合係數k之電壓增益G _V曲線圖如圖7(b)所示，觀察圖7(b)可得知，耦合係數k為0.998到0.97之間的電壓增益G _V並沒有明顯變化。然而耦合係數k下降至0.950時，較大的漏感使得輸出之電壓增益G _V呈顯著下降之趨勢，故必須大幅增加開關導通責任週期D。

圖8(a)~8(j)、9(a)~9(j)、10(a)~10(j)分別為本實施例於負載600W、1000W與1700W下各元件之電壓及電流的實測波形圖，所選用之各元件規格為：輸入電壓為155V、最高輸出電壓為500V、輸出功率為2kW、切換頻率為40kHz、L ₁=L ₂=3050μH、L ₃=27700μH、L _k1=L _k2=7μH、N=3、N ₁=N ₂=20、N ₃=60、耦合係數k=0.992、L _d=396μH、該第一開關Q ₁及該第二開關Q ₂為IRFP460/500V/20A且R _DS(ON)=0.27Ω/2(兩個並聯)、該第一箝制開關Q _C1及該第二箝制開關Q _C2為IRFP460/500V/20A、該等二極體D ₁~D ₄為U15A60/600V/15A、該第一箝制電容C ₁及該第二箝制電容C ₂為4.7μF/630V、該平衡電容C _W為20uF/630V、該輸出電容C _o為4.7μF/630V。

其中，圖8~10之圖(a)、(b)所顯示為該第一開關Q ₁及該第一箝制開關Q _C1的電壓與電流波形，如圖中所示，該第一開關Q ₁及該第一箝制開關Q _C1的最高箝制電壓均與前述理論分析相符合，且該第一開關Q ₁具有零電壓切換效果(ZVS)特性，負向電流成分很小，因此可降低開關切換損失。

圖8~10之圖(c)與圖(d)分別為該等繞組L ₁~L ₃之電流i _L1~i _L3波形，藉由對照該等繞組L ₁~L ₃之電流i _L1~i _L3，可分別觀察一次側繞組(該第一繞組L ₁、該第二繞組L ₂)電流i _L1、i _L2在不同模式下感應傳遞至二次側繞組(該第三繞組L ₃)電流i _L3。

圖8~10之圖(e)至圖(h)分別為該等輸出二極體D ₁~D ₄的電壓電流波形，可由圖中觀察得知各個輸出二極體D ₁~D ₄之逆向恢復電流非常小。

圖8~10之圖(i)為該第一輸出二極體D ₁、及該第三輸出二極體D ₃之電流i _D1、i _D3波形，可由圖中觀察到該第一輸出二極體D ₁、及該第三輸出二極體D ₃的電流i _D1、i _D3對稱且平衡，證明本架構具平衡特性。

圖8~10之圖(j)為該電感L _d、該第一繞組L ₁及該第二繞組L ₂之電流i _Ld、i _L1、i _L2的波形，由圖中可發現該第一繞組L ₁及該第二繞組L ₂之電流i _L1、i _L2接近方波，故能充份利用功率開關之容量並提高開關利用率，再者，由於交錯觸發設計，實際電感L _d之操作頻率為兩倍的開關頻率(80kHz)，因此可抑制感應電流爬升率，減輕湧泉電流導致之元件傳導損失。

本實施例之輸出電壓的可調範圍為0~500V直流電壓，可便於設計工業用之電源供應器，圖 11(a)~11(j)、圖12(a)~12(j)分別為本實施例於負載1000W，輸出電壓400V及250V下各元件之電壓及電流的實測波形圖。

如圖11(a)、(b)所示，可得知該第一開關Q ₁仍具有零電壓切換(ZVS)之特性，可降低開關切換損失，且本實施例所採用之交錯式架構能有效分散電流及降低開關的導通損失，可得最高轉換效率為95.2%，即使在重載時，也有很高的轉換效率，但是在開關導通責任週期D小於0.5時，無法達成零電壓切換，當輸出電壓為250V，由圖12(a)、(b)可看出該第一開關Q ₁、該第一箝制開關Q _C1具有短路電流，此時最高轉換效率僅約為93.45%，而在重載1000W時，轉換效率只有88.5%。

值得一提的是，如圖13(a)、(b)所示，即使將該第一開關Q ₁、該第二開關Q ₂之開關導通責任週期D調成不同大小，當開關切換週期相差3%時，實測該二極體第一輸出二極體D ₁、該第三輸出二極體D ₃之電流i _D1、i _D3的波形，可計算出平均電流差異僅為3.2%左右，驗證本實施例可以自動克服交錯式類型轉換器常見因溫度、元件參數與設計因素所造成兩組電流失衡而引起崩潰損壞的問題。

圖14為本實施例實測的轉換效率圖，由圖中可見，除額定250V/2kW輸出外，在額定400V/2kW輸出、額定500V/2kW輸出的情況下，從200W至2000W間的轉換效率大致皆維持在94%以上，證明整個電能之能量管理已達成最佳化，因此輕重載皆有較高的轉換效率。

經由以上的說明，可將本實施例的優點歸納如下：

一、相較於習知技術中在二次側使用了兩組共四個繞組，本實施例在二次側中僅使用一個繞組(該第三繞組L ₃)再搭配一個電容(該平衡電容C _W)，在大幅減少元件使用數量並降低電路體積與重量的情況下，仍達成電流平衡機制，使一次側漏感電流能量能有效送至該輸出電容C _o，且二次側幾乎沒有環流元件消耗能量，整個電能之能量管理已達最佳化，使輕重載時皆有較高的轉換效率，再者，由上述說明中可得知，本實施例還具有極佳的開關導通責任週期D運作範圍，因此能適用於高範圍輸出電壓之應用場合。

二、藉由設置該平衡電容C _W，可以在該開關導通責任週期D不相同時，如公式(14)~(23)所示，調整交錯式電路的兩組電流輸出而使該輸出電壓維持相同。

三、透過該電壓箝制電路2箝制該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂之跨壓，可抑制該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂之突波電壓，使本實施例之該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂具有較低的導通損失，且可使用成本較低的低壓功率電晶體。

四、由於該變壓電路T _r接受來自該電感L _d的電流i _Ld，且配合設定該開關導通責任週期D大於0.5，使該第一開關Q ₁及該第二開關Q ₂具有零電流切換特性，可降低開關切換損失與導通損失，該第一箝制開關Q _C1及該第二箝制開關Q _C2則具有零電壓切換特性及同步整流的雙重降低損失效果，而達到高功率轉換效率。

五、由於使用該第一開關Q ₁與該第二開關Q ₂交錯觸發設計，使得電感L _d之操作頻率為兩倍的開關切換頻率，能有效的協助昇壓且抑制感應電流爬升，減輕元件傳導損失，而達到高功率轉換效率。

綜上所述，本發明不僅具有極佳的轉換效率，還可減少元件使用數量並降低電路體積與重量，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。