TWI482412B - High Efficiency Isolated Fuel Cell Uninterruptible Boost Device - Google Patents
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Description
本發明是有關於一種昇壓裝置，特別是指一種高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置。
隨著石油價格升高，以及環境污染、氣候暖化及溫室效應現象日趨嚴重，許多研究提出開發新能源來取代現有能源以改善溫室效應，其中，燃料電池相較於太陽能及風力發電，具有隨時可以補充與不受地形季節影響的優點。
燃料電池具有低電壓及高電流輸出特性，因此為了可應用於高電壓需求之場合，必須搭配高效率的昇壓裝置使用。
如圖1所示，於文獻「P.W.Lee,Y.S.Lee,D.K.Cheng,and X.C.Liu,“Steady-state analysis of an interleaved boost converter with coupled inductors,”IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.47,no.4,pp.787-795,Aug.2000.」中提出一種習知的交錯式升壓轉換器，可電連接於一提供一輸入電壓Vi的燃料電池以接收該輸入電壓Vi，並據以升壓以得到一輸出電壓Vo，且該交錯式升壓轉換器包含：一次側繞組L1、二次側繞組L2、第一二極體SD1、第二二極體SD2、第一開關SW1、第二開關SW2，及一輸出電容Cf。
該一次側繞組L1及該二次側繞組L2各自具有一電連接於該外部電源以接收該輸入電壓Vi的第一端及一第二端。
該第一二極體SD1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的陽極及一陰極。
該第二二極體SD2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的陽極及一電連接於該第一二極體SD1之陰極的陰極。
輸出電容Cf具有一電連接於該第一二極體SD1之陰極且提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。
該第一開關SW1具有一電連接於該一次側繞組L1之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
該第二開關SW2具有一電連接於該二次側繞組L2之第二端的第一端、一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
如圖2所示，當該第一開關SW1導通而第二開關SW2不導通時：該外部電源則提供電流經由該一次側繞組L1、第一開關SW1流向地以對該一次側繞組L1進行激磁與充電產生一電壓。而因一次側繞組L1之電壓於充電初期時小，而使該第一二極體SD1逆向偏壓嚴重，將產生逆向恢復電流消耗功率導致功率轉換效率降低。
又該二次側繞組L2根據其與該一次側繞組L1之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓Vi串聯該二次側繞組L2之感應電壓使該第二二極體SD2導通，並提供電流經由二次側繞組L2、第二二極體SD2流向該輸出電
容Cf以得到該輸出電壓Vo。此時，若忽略該第二二極體SD2的壓降，則該第二開關SW2的二端跨壓等同於該輸出電壓Vo，為電路操作安全的考量必須選用耐壓高的高壓功率電晶體，不只增加成本，且當第二開關SW2轉為導通瞬間也因跨壓高而有較高的導通損失。
如圖3所示，當該第二開關SW2導通而第一開關SW1不導通時：該外部電源則轉為提供電流經由該二次側繞組L2、第二開關SW2流向地以對該二次側繞組L2進行激磁與充電而產生電壓。而此時，該第二二極體SD2也具有逆向恢復電流的問題。
又該一次側繞組L1根據其與該二次側繞組L2之匝數比產生一感應電壓，進而該外部電源之輸入電壓Vi串聯該一次側繞組L1之感應電壓使該第一二極體SD1導通，並提供電流經由一次側繞組L1、第一二極體SD1流向該輸出電容Cf以得到該輸出電壓Vo。此時，若忽略該第一二極體SD1的壓降，則該第一開關SW1的二端跨壓等同於該輸出電壓Vo，而具有相同於第二開關SW2的問題。
又關於習知的交錯式升壓轉換器的進一步說明可參閱此文獻，故不重述。
綜上所述，習知的交錯式升壓轉換器具有以下缺點：
1.該第一開關SW1及第二開關SW2具有較高的導通損失，且需選用成本較高的高壓功率電晶體來實現。
2.該第一二極體SD1及第二二極SD2具有逆向恢復電
流的問題，將導致功率轉換效率降低。
因此，本發明之第一目的，即在提供一種可以解決上述問題的高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置。
於是，本發明高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，包含一電感、一變壓電路、一第一昇壓電容、一第二昇壓電容、一第一開關、一第二開關、一電壓箝制電路、一第一二極體、一第二二極體、一輸出電容，及一輸出電路。
該電感具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端。
該變壓電路具有相互對應設置的一第一繞組、一第二繞組、一第三繞組及一第四繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組之正極性點端和該第三繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端。
該第一昇壓電容具有一電連接於該第二繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；該第二昇壓電容，具有一電連接於該第四繞組的非極性點端的第一端，及一第二端。
該第一開關具有一電連接於該第一繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；該第二開關具有一電連接於該第三繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
該電壓箝制電路分別電連接於該第一開關及第二開關
之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關及第二開關之跨壓。
該第一二極體具有一電連接該第二繞組的非極性點端的陰極端及一電連接該第一昇壓電容的第二端的陽極端；該第二二極體具有一電連接該第四繞組的正極性點端的陰極端及一電連接該第二昇壓電容的第二端的陽極端。
該輸出電容具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端。
該輸出電路電連接於該第二繞組的非極性點端、該第四繞組的正極性點端與該輸出電容之第一端之間，且切換地將該第二繞組的非極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端或將該第四繞組的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端以作為該輸出電壓。
本發明之第二目的，即在提供一種高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置。
本發明高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，適用於電連接於一提供一輸入電壓的燃料電池以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置包含一電感、一變壓電路、一第一昇壓電容、一第二昇壓電容、一第一開關、一第二開關、一電壓箝制電路、一第一二極體、一第二二極體、一輸出電容，及一輸出電路。
該電感具有一接收該輸入電壓的第一端，及一第二端。
該變壓電路具有相互對應設置的一第一繞組、一第二繞組、一第三繞組及一第四繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組之正極性點端和該第三繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端。
該第一昇壓電容具有一電連接於該第二繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；該第二昇壓電容具有一電連接於該第四繞組的非極性點端的第一端，及一第二端。
該第一開關具有一電連接於該第一繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；該第二開關具有一電連接於該第三繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
該電壓箝制電路分別電連接於該第一開關及第二開關之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關及第二開關之跨壓。
該第一二極體具有一電連接該第二繞組的非極性點端的陰極端及一電連接該第一昇壓電容的第二端的陽極端；該第二二極體具有一電連接該第四繞組的正極性點端的陰極端及一電連接該第二昇壓電容的第二端的陽極端。
該輸出電容具有一提供該輸出電壓的第一端，及一接
地的第二端。
該輸出電路電連接於該第二繞組的非極性點端、該第四繞組的正極性點端與該輸出電容之第一端之間，且切換地將該第二繞組的非極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端或將該第四繞組的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端以作為該輸出電壓。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
參閱圖4，本發明高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置之較佳實施例適用於電連接於一提供一輸入電壓V IN
的燃料電池9以接收該輸入電壓V IN
，並據以升壓以得到一輸出電壓V H
，且該高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置包含一電感L d
、一變壓電路T r
、一第一昇壓電容C 3
、一第二昇壓電容C 4
、一第一開關Q 1
、一第二開關Q 2
、一電壓箝制電路2、一第一二極體D 1
、一第二二極體D 2
、一輸出電容C 5
，及一輸出電路3。
該電感L d
具有一接收該輸入電壓V IN
的第一端，及一第二端。
該變壓電路T r
具有相互對應設置的一第一繞組L 1
、一第二繞組L 2
、一第三繞組L 3
及一第四繞組L 4
，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組L 1
之正極性點端和該第三繞組L 3
的非極性點端皆電連接於該電感L d
之第二端
。
該第一昇壓電容C 3
具有一電連接於該第二繞組L 2
的正極性點端的第一端，及一第二端。
該第二昇壓電容C 4
具有一電連接於該第四繞組L 4
的非極性點端的第一端，及一第二端。
該第一開關Q 1
具有一電連接於該第一繞組L 1
的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關Q 1
受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
該第二開關Q 2
具有一電連接於該第三繞組L 3
的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關Q 2
受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。
於本實施例中，該第一開關Q 1
及該第二開關Q 2
分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為汲極，該等第二端為源極，但不限於此。
該電壓箝制電路2分別電連接於該第一開關Q 1
及第二開關Q 2
之第一端與接地端，並受控制以切換地使該第一開關Q 1
之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關Q 2
之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關Q 1
及第二開關Q 2
之跨壓。
該電壓箝制電路2具有一第一箝制電容C 1
、一第一箝制開關Q C
1
、一第二箝制電容C 2
及一第二箝制開關Q C
2
，該第一箝制電容C 1
具有一電連接該第一開關Q 1
的第一端的第一端及一第二端，該第一箝制開關Q C
1
具有一電連接該第一箝制電容C 1
的第二端的第一端及一接地的第二端且受控制於導通狀
態和不導通狀態間切換，該第二箝制電容C 2
具有一電連接該第二開關Q 2
的第一端的第一端及一第二端，該第二箝制開關Q C
2
具有一電連接該第二箝制電容C 2
的第二端的第一端及一接地的第二端且受控制於導通狀態和不導通狀態間切換。
於本實施例中，該第一箝制開關Q C
1
及該第二箝制開關Q C
2
分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為源極，該等第二端為汲極，但不限於此。
該第一二極體D 1
具有一電連接該第二繞組L 2
的非極性點端的陰極端及一電連接該第一昇壓電容C 3
的第二端的陽極端。
該第二二極體D 2
具有一電連接該第四繞組L 4
的正極性點端的陰極端及一電連接該第二昇壓電容C 4
的第二端的陽極端。
該輸出電容C 5
具有一提供該輸出電壓V H
的第一端，及一電連接接地端的第二端。
該輸出電路3電連接於該第二繞組L 2
的非極性點端、該第四繞組L 4
的正極性點端與該輸出電容C 5
之第一端之間，且切換地將該第二繞組L 2
的非極性點端電壓傳遞到該輸出電容C 5
之第一端或將該第四繞組L 4
的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容C 5
之第一端以作為該輸出電壓，且該輸出電路3包括一第一輸出二極體D 3
，及一第二輸出二極體D 4
。
該第一輸出二極體D 3
具有一電連接該第二繞組L 2
的非極性點端的陽極端及一電連接該輸出電容C 5
的第一端的陰極端。
該第二輸出二極體D 4
具有一電連接該第四繞組L 4
的正極性點端的陽極端及一電連接該輸出電容C 5
的第一端的的陰極端。
參閱圖5，為本實施例之等效電路，其中，將該第一繞組L 1
、該第二繞組L 2
、該第三繞組L 3
及該第四繞組L 4
流入正極性點端之電流與電壓值統一定義為正向，並假設所有電容容量夠大，足以達成無漣波狀態。
參閱圖5及圖6，其中，參數D及△d分別是該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
的開關導通責任週期及重疊導通責任週期，d1
、d2
分別是該第一開關Q 1
導通且扣除△d所得到的獨立導通週期、該第二開關Q 2
導通且扣除△d所得到的獨立導通週期，參數V g
1
、V g
2
分別代表控制該第一開關Q 1
、該第二開關Q 2
是否導通的電壓，參數V gc
1
、V gc
2
分別代表控制該第一箝制開關Q C
1
與該第二箝制開關Q C
2
是否導通的電壓，i LM
參數代表本實施例中該變壓電路T r
之激磁電流，i L
1
、i L
2
、i L
3
、i L
4
分別代表流過該第一繞組L 1
、該第二繞組L 2
、該第三繞組L 3
及該第四繞組L 4
的電流，i Q
1
、V Q
1
參數分別代表流過該第一開關Q 1
的電流、該第一開關Q 1
之兩端的電壓，i Q
2
、V Q
2
參數分別代表流過該第二開關Q 2
的電流、該第二開關Q 2
之兩端的電壓，參數i D
1
~i D
4
分別代表流過該等二極體D1
~D4
的電流，參數v D
1
~v D
4
分別代表該等二極體D1
~D4
的跨壓。
若開關導通責任週期D大於0.5，則開關導通責任週期D、重疊導通責任週期△d、該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
之獨立導通責任週期d 1
及d 2
之關係式為2△d
+d 1
+d 2
=D
+d 2
=1。
若開關導通責任週期D小於0.5，此時該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
無重疊現象，則令該第一開關Q 1
導通週期關係式為D
=d 1
，該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
同時截止時間定義為0.5-d 1
。
令該等繞組L 1
、L 2
、L 3 L 4
的匝數分別為N 1
~N 4
，則匝數比為N
=N 2
/N 1
=N 4
/N 3
且其中N 1
=N 3
，因此低壓繞組(該第一繞組L 1
及該第三繞組L 3
)之激磁電感皆為L M
，此外為簡化理論分析，僅考慮一次側漏感(該第一繞組L 1
及該第三繞組L 3
)所造成影響，該第一繞組L 1
與該第三繞組L 3
之漏感標示為L k
1
與L k
3
，則在本實施例中，耦合係數k定義為：k
=L M
/(L k1
+L M
)………式(1)
依據該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
的切換，本實施例會在十二種模式下操作，以下令開關導通責任週期D大於0.5，並分別針對每一模式進行說明。
參閱圖6及圖7(a)，本模式始於該第一開關Q 1
及該第二箝制開關Q C
2
導通一段時間，且該第二開關Q 2
及該第一箝制開關Q C
1
截止。
此時該輸入電壓V IN
與該電感L d
透過該第一開關Q 1
導通路徑，將該第一繞組L 1
激磁，因此可推得該第一繞組L 1
的電壓v L
1
(包含第一繞組L 1
的漏感L k
1
電壓)為：v L
1
=V IN
+v Ld
………式(2)
此時經由該第一開關Q 1
、該第二箝制開關Q C
2
、該第一繞組L 1
及該第三繞組L 3
之導通路徑，釋放該第二箝制電容C 2
之能量，此時該第一繞組L 1
與該第三繞組L 3
可視為串聯的一次側繞組，並由該第二箝制電容C 2
提供激磁電壓，其電壓關係式為：v C
2
=2v L
1
=2(V IN
+v Ld
)………式(3)
上述兩種激磁路徑分別依照匝數比感應電壓至隔離的兩高壓繞組(該第二繞組L 2
及該第四繞組L 4
)之正極性點端。其電壓能量分別感應至兩部分，第一部份為對第一昇壓電容C 3
儲能昇壓，其路徑是透過該第二繞組L 2
感應電壓，並經該第一二極體D 1
導通廻路向該第一昇壓電容C 3
充電。因此本模式中，該第一昇壓電容C 3
的電壓V C
3
為：V C
3
=v L
2
=Nkv L
1
=v L
4
………式(4)
第二部份則是將電壓能量傳遞到該輸出電路3，此時該第四繞組L 4
之感應電壓串聯該第二昇壓電容C 4
之電壓，並經由該第二輸出二極體D 4
導通路徑輸出至該輸出電容C 5
，將此模式下的輸出電壓定義為V H
2
，而下述的另一對稱模式輸出電壓則定義為V H
1
，理論上兩者交錯提供輸出電量，共同形成輸出電壓V H
，此模式之電壓V H
2
表示為：V H
2
=V C
4
+v L
4
………式(5)
參閱圖6及圖7(b)，此模式為該第二箝制開關Q C
2
截止，該第一開關Q 1
持續導通，且該第二開關Q 2
導通前。
當該第二箝制開關Q C
2
轉為截止時，儲存在該第三繞組L 3
之漏感L k
3
的能量便開始釋放，此時從該第二箝制電容C 2
提供之電流i L
3
依照前一模式的路徑續流，使該第二箝制開關Q C
2
電壓開始上升並迫使該第二開關Q 2
的寄生電容開始放電，該第三繞組L 3
之漏感L k
3
的能量與該第二開關Q 2
之寄生電容C DS
2
形成下列關係式：
本模式之末段期間，該第三繞組L 3
之漏感L k
3
電流可以將該第二開關Q 2
之寄生電容C DS
2
電量完全抽出，使得該第二開關Q 2
的基體二極體導通並承受全部i L
3
電流。
本模式期間因該第三繞組L 3
之漏感L k
3
的能量由上述路徑持續釋放，其他元件波形維持模式一之狀態。
參閱圖6及圖7(c)，該第二開關Q 2
觸發且該第一開關Q 1
持續導通。
由於該第二開關Q 2
的基體二極體已導通，本模式開始予以觸發並形成零電壓切換之特性(Zero Voltage Switch，簡寫為ZVS)。當該第三繞組L 3
之漏感L k
3
能量釋放完畢時，電流i L
3
開始反向。
由於該第一開關Q 1
及該第二開關Q 2
皆導通，該第一繞組L 1
與該第三繞組L 3
同時具有激磁與感應特性，且由於兩者極性相反，會使該變壓電路T r
產生激磁失效之短路現象，而導致該第一繞組L 1
、該第二繞組L 2
、該第三繞組L 3
及該第四繞組L 4
的電壓全部為零，並停止所有能量傳遞。此時該第二繞組L 2
的電流i L
2
與該第四繞組L 4
的電流i L
4
開始下降至零安培，且所有高壓側二極體(該第一二極體D 1
、該第二二極體D 2
、該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
)截止且均分該
輸出電壓V H
。
此時該電感L d
承受該輸入電壓V IN
，使該電感L d
的電流i Ld
開始爬升以提高儲存電能，且該電流i Ld
平均分流至該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
。
此時該電感L d
的電壓i Ld
為：v Ld
=V IN
(△d
/d 1
)………式(7)
將上式(7)代入模式一之方程式(2)、(4)，可得到於模式一期間該第一繞組L 1
的電壓v L
1
與該第一昇壓電容C 3
的電壓V C
3
為：v L
1
=(1+△d
/d 1
)V IN
………式(8)
V C
3
=Nk
(1+△d
/d 1
)V IN
………式(9)
參閱圖6及圖7(d)，此模式中該第一開關Q 1
截止且該第二開關Q 2
持續導通。
當該第一開關Q 1
轉為截止時，該變壓電路T r
的激磁失效短路現象解除，該第三繞組L 3
接收該電感L d
的電流i Ld
並透過磁能轉換感應到其他繞組L 1
、L 2
、L 4
，且維持前模式的該第二開關Q 2
導通路徑，由於該第三繞組L 3
的漏感L k
3
限制了電流上昇幅度，且該第一繞組L 1
之漏感L k
1
開始釋放其儲存能量，導致該電感L d
的電流i Ld
無法立即全部轉移至該第三繞組L 3
的電流i L
3
。
該第一繞組L 1
的漏感續流電流i L
1
會先對該第一開關Q 1
兩端的寄生電容充電，使該第一開關Q 1
的跨壓V Q
1
開始上升，並迫使該第一箝制開關Q C
1
之寄生電容放電。
由於受到該第三繞組L 3
開始激磁，該第二繞組L 2
在該非極性點端感應正電壓，迫使該第一二極體D 1
與該第一輸出二極體D 3
之寄生電容分別被充電與放電，由於該第二繞組L 2
的漏感會抑制電流震幅，因此該第一二極體D 1
與該第一輸出二極體D 3
具備了相互電壓箝制與低逆向恢復電流的特性。
同理可知，該第四繞組L 4
的感應電壓亦使得該第二二極體D 2
與該第二輸出二極體D 4
之寄生電容電壓分別上升與下降。
參閱圖6及圖7(e)，該第一開關Q 1
截止，該第二二極體D 2
與該第一輸出二極體D 3
導通，由該第一箝制電容C 1
吸收該第一繞組L 1
的漏感能量。
當漏感能量逐漸釋放完畢時，該第一開關Q 1
跨壓開始上升，該第一繞組L 1
、該第二繞組L 2
及該第四繞組L 4
電壓亦同時上升，使該第一箝制開關Q C
1
之基體二極體、該第二二極體D 2
及該第一輸出二極體D 3
導通。該第一繞組L 1
的漏感L k
1
串聯輸入電壓V IN
、電感L d
與該第一繞組L 1
感應電壓，透過該第一箝制開關Q C
1
導通路徑向該第一箝制電容C 1
充電，此時該第一箝制電容C 1
的電壓V C
1
等於該第一開關Q 1
的兩端跨壓v Q
1
，故可抑制低壓的該第一開關Q 1
之突波電壓，達到主動電壓箝制功能。
本模式中，該第三繞組L 3
接收該輸入電壓V IN
與該電感L d
的的串聯電壓，由方程式(7)、(8)可得該第三繞組L 3
的電壓v L
3
為：v L
3
=V IN
(1+△d
/d 2
)………式(10)
由上述得知該第一箝制電容C 1
的電壓V C
1
為該輸入電壓V IN
、該電感L d
的電壓v Ld
及該第一繞組L 1
的電壓v L
1
三者之和，因此由方程式(10)可推得該第一開關Q 1
所承受的電壓v Q
1
及該第一箝制電容C 1
的電壓V C
1
為：v Q
1
=V C
1
=2k
(1+△d
/d 2
)V IN
………式(11)
由於該第二二極體D 2
與該第一輸出二極體D 3
導通，該第一二極體D 1
與該第二輸出二極體D 4
截止並箝制該輸出電壓V H
。此時該第二繞組L 2
的感應電壓串聯該第一昇壓電容C 3
，並透過該第一輸出二極體D 3
輸出至該輸出電容C 5
。
由於本實施例為對稱平衡架構，該第一箝制電容C 1
的動作模式與該第二箝制電容C 2
相同，因此由方程式(11)可推得當該第一開關Q 1
導通且該第二開關Q 2
截止時，該第二開關Q 2
的電壓v Q
2
與該第二箝制電容C 2
的電壓V C
2
為：v Q
2
=V C
2
=2k
(1+△d
/d 1
)V IN
………式(12)
參閱圖6及圖7(f)，該第一箝制開關Q C
1
觸發，且該第二開關Q 2
持續導通。
本模式開始於將基體二極體已經導通的該第一箝制開關Q C
1
觸發，以形成零電壓切換特性，並保持同步整流以降低導通損失，且由該第一箝制電容C 1
吸收漏感能量。
當該變壓電路T r
之激磁電流i LM
降為零(即該第一繞組L 1
的電流i L
1
開始反向)，即進入模式七，因本實施例的電路對稱，故模式七的推導方式與模式一相同，此時漏感能量已
完全釋放，激磁電流i LM
轉向，改由該第三繞組L 3
的迴路激磁並感應至其他繞組L 1
、L 2
、L 4
，因此由方程式(10)可推得該第四繞組L 4
的電壓v L
4
及該第二昇壓電容C 4
之電壓V C
4
為：v L
4
=V C
4
=Nk
(1+△d
/d 2
)V IN
………式(13)
由於本實施例的電路對稱，可推得此時該第二繞組L 2
的電壓v L
2
為：v L
2
=Nk
(1+△d
/d 2
)V IN
………式(14)
此時該第二繞組L 2
串聯該第一昇壓電容C 3
，並輸出至該輸出電容C 5
，由於在模式一已經對該輸出電容C 5
充電一次，因此輸出電流的頻率為該第二開關Q 2
切換頻率之兩倍，可有效降低該輸出電容C 5
所提供的放電電流漣波。
令此模式輸出電壓為V H
1
，則輸出電壓V H
1
為：V H
1
=V C
3
+v L
2
………式(15)
將方程式(9)、(10)代入方程式(13)並簡化後，可得輸出電壓V H
1
為：V H
1
=Nk
[2+(△d
/d 1
)+(△d
/d 2
)]V IN
………式(16)
令方程式(13)、(5)代入方程式(6)並簡化後，可得輸出電壓V H
2
為：V H
2
=Nk
[2+(△d
/d 1
)+(△d
/d 2
)]V IN
………式(17)
由於電容電壓交錯影響，上述方程式(16)、(17)完全相同，即使兩個獨立導通週期d 1
與d 2
有些差異，皆可引導不平衡能量對該輸出電容C 5
均衡放電，而得到相同的輸出電壓，且不受溫度與元件參數影響。
例如若獨立導通週期d 1
>d 2
，代入方程式(9)與方程式
(13)，可得該第一昇壓電容C 3
的電壓V C
3
小於該第二昇壓電容C 4
的電壓V C
4
，但因該第二繞組L 2
及該第四繞組L 4
之感應電壓方向相反，使得該第二繞組L 2
所感應的電壓v L
2
大於該第四繞組L 4
所感應的電壓v L
4
，故使V C
3
+v L
2
=V C
4
+v L
4
的關係式得到平衡。
為簡化理論分析，再定義獨立導通週期d 1
等於d 2
且以d 1
為代表，最終的直流輸出電壓V H
可表示為：V H
=2Nk
(1+△d
/d 1
)V IN
………式(18)
其昇壓倍率G V
為：G V
=V H
/V IN
=2kN
(1+△d
/d 1
)………式(19)
參閱圖6及圖7(g)~7(l)，由於本實施例中的電路為對稱設計，因此模式七至模式十二之工作原理與模式一至模式六相仿，便不再贅述，其中，圖7(g)~7((l)分別對應於模式七至模式十二。
依上述定義，當開關導通責任週期D小於0.5且不為0時，該電感L d
儲能，其動作模式與開關導通責任週期重疊時(該開關導通責任週期D大於0.5)相反，依據伏秒平衡定理可以計算得知該電感L d
的電壓v Ld
為：v Ld
=((0.5-d 1
)/(1-d 1
))V IN
………式(20)
此時該第一繞組L 1
的電壓v L
1
為：v L
1
=(0.5/(1-d 1
))V IN
………式(21)
當該第一開關Q 1
截止，且該第二開關Q 2
導通時，由模式五可知，該第一箝制電容C 1
的電壓V C
1
為該輸入電壓V IN
、該電
感L d
的電壓v Ld
及該第一繞組L 1
的電壓v L
1
三者串聯之和，此時可推得該第一箝制電容C 1
的電壓V C
1
等同於該第一開關Q 1
的跨壓V Q
1
：v Q
1
=V C
1
=V IN
/(1-d 1
)………式(22)
模式一中，該第一昇壓電容C 3
先吸收源自該第一繞組L 1
的感應電壓，再於模式七中，串聯該第二繞組L 2
的感應電壓並輸出至該輸出電容C 5
，此時輸出電壓V H
1
可表示為：V H
1
=Nk
(2-((0.5-d 1
)/(1-d 1
)+(0.5-d 2
)/(1-d 2
))V IN
………式(23)
由於本實施例的電路對稱，因此可推得該第二昇壓電容C 4
先吸收源自該第三繞組L 3
的感應電壓，再串聯該第四繞組L 4
的感應電壓並輸出，此時輸出電壓V H
2
可表示為：V H
2
=Nk
(2-((0.5-d 2
)/(1-d 2
)+(0.5-d 1
)/(1-d 1
))V IN
………式(24)
由方程式(23)、(24)可推得，當第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
的開關導通責任週期D小於0.5且不為0時，即使獨立導通週期d 1
、d 2
不同，仍可以達成輸出電壓相同之平衡效果，為簡化方程式(23)、(24)，設第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
之獨立導通週期d 1
=d 2
，最終直流輸出電壓V H
可表示為：V H
=V H
1
=V H
2
=2Nk
(0.5/(1-d 1
))V IN
………式(25)
昇壓倍率G V
為：G V
=V H
/V IN
=2Nk
(0.5/(1-d 1
))………式(26)
如圖8(a)所示，為耦合系數k=1時，不同匝數比N與昇壓倍率G V
及開關導通責任週期D之曲線圖，可看出以輸入電壓為24V、輸出電壓為400V昇壓倍率為16.67倍代入
圖8(a)觀察，若N
=6時，開關導通責任週期D落在0.64左右，可推得重疊導通責任週期△d為0.14，若輸入電壓降至20V，輸出電壓為400V，則昇壓倍率為20倍，由圖8(a)可得知開關導通責任週期D將落在0.7左右，並推得其重疊導通責任週期△d為0.2。令獨立導通週期d 1
等同於d 2
，若重疊導通責任週期△d為0.14時，可推得該第一開關Q 1
及該第二開關Q 2
實際的獨立導通週期d 1
皆為0.36。
由方程式(11)與方程式(19)可推算該第一開關Q 1
的電壓V Q
1
為：V Q
1
=V H
/N
………式(27)
由圖8(a)中，將N
=5、N
=6、N
=7代入方程式(27)可得開關跨壓分別為80V、66.6V、57.1V，由此可知當匝數比愈大，可使用越低壓之低導通損開關，但是導通週期變小，流經開關電流有效值會提高，於本實施例中，選擇匝數比N
=6，開關跨壓為66.6V，並使用75-100V之半導體開關，但不限於此。
將選定之N
=6代入方程式(19)及方程式(26)，即可繪出匝數比N
=6與不同耦合系數k之昇壓倍率G V
曲線圖如圖8(b)所示，觀察圖8(b)可得知當昇壓倍率G V
為16.67倍時，耦合係數k為0.995到0.975之間的昇壓倍率G V
並沒有明顯變化的現象，然而耦合係數k下降至0.975時，較大的漏感使得輸出之昇壓倍率G V
顯著下降之趨勢，使得必須增加開關導通責任週期D。
圖9(a)~9(j)分別為本實施例模擬於負載600W、輸入
電壓為24V、輸出電壓為400V、切換頻率為40kHz、該第一開關Q 1
及該第二開關Q 2
與該第一箝制開關Q C
1
及該第二箝制開關Q C
2
之互鎖時間為0.3μsec、L 1
=L 3
=66μH
、L 2
=L 4
=2376μH
、L k
1
=L k
3
=0.594μH
、N
=6、N 1
=N 3
=3、N 2
=N 4
=18、耦合系數k
=0.991、電感L d
=8μH
、該第一箝制電容C 1
及該第二箝制電容C 2
為20μF
/100V
、該第一昇壓電容C 3
及該第二昇壓電容C 4
為20μF
/250V
，及該輸出電容C 5
為20μF
/630V
下，各元件之電壓及電流波形圖。
特別說明，於重疊導通期間，本實施例中該變壓電路T r
內部短路，各元件之電壓電流為電路雜散電感與元件寄生電容之諧振波形，因電路皆有電壓箝制特性，不會對電路性能造成影響。
圖9(a)為該第一開關Q 1
之電壓電流波形，其兩端電壓箝制在70V左右，遠低於輸出電壓，由於本實施例中該變壓電路T r
接受來自該電感L d
電流i Ld
，且設定該開關導通責任週期D大於0.5，該第一開關Q 1
導通電流呈現方波形狀之低有效電流值，具有零電壓切換效果，因此切換損失與導通損失皆可有效降低。
圖9(b)為該第一箝制開關Q C
1
之電壓電流波形，該第一箝制開關Q C
1
之基體二極體提供漏感i Lk
1
及激磁電感L M
能量續流路徑，其跨壓為該第一箝制電容C 1
之電壓V C
1
(即該第一開關Q 1
兩端跨壓v Q
1
)，可抑制該第一開關Q 1
之突波電壓，達到電壓箝制功能。
圖9(c)與9(d)顯示一次側繞組(該第一繞組L 1
及該第三
繞組L 3
)與二側次繞組(該第二繞組L 2
及該第四繞組L 4
)之電流波形，由波形可觀察，該第一繞組L 1
之電流遠高於該第二繞組L 2
電流乘以匝數比之值，此因該第一繞組L 1
激磁時之能量會同時傳遞感應至該第二繞組L 2
、該第三繞組L 3
及該第四繞組L 4
。
圖9(e)與9(f)分別為該第一二極體D 1
及該第二二極體D 2
之電壓及電流，當該第一開關Q 1
單獨導通時，電流i D
1
流經該第二繞組L 2
，將該第二繞組L 2
之感應電壓儲入該第一昇壓電容C 3
，由於架構對稱，因此該第二昇壓電容C 4
儲能方式相同。此路徑不僅提供昇壓電壓，同時相互交錯能量而達到平衡目的。
圖9(g)、9(h)與9(i)為該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
的電壓與電流波形，並對照開關v Q
1
之電壓時序。由波形可觀察，當該第一開關Q 1
或該第二開關Q 2
截止時，由另一側之該第二繞組L 2
串聯該第一輸出二極體D 3
或由該第四繞組L 4
串聯該第二輸出二極體D 4
輸出至該輸出電容C 5
，其輸出電流為該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
之電流i D
3
與i D
4
之和，可得輸出電流頻率為該第一開關Q 1
的兩倍頻率(80kHz)，能有效降低輸出電流漣波。
圖9(j)為該電感L d
電流i Ld
及一次側繞組(該第一繞組L 1
、及該第三繞組L 3
)電流i L
1
及i L
3
之波形圖，由圖9(j)中可得知電感電流i Ld
為一連續波形，於該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
重疊導通時，將能量儲存於鐵芯，再於非重疊導通期間釋放。該電感L d
在重疊導通期間具有昇壓作用，當開關導通責任
週期D小於0.5時，該電感L d
可以承受部分電壓而因此具有降壓特性，更重要是能減少輸入低壓端大電流變化進而大幅降低輸入電流漣波。
圖10(a)~10(j)所示為本實施例各主要元件於負載1600W之模擬波形圖，各自對照圖9(a)~9(j)的模擬結果，圖形大致近似且符合理論分析，因此不再詳述，可於此看出模擬負載不同時，電路仍具有良好的穩定度。
如圖11所示，為本實施例之轉換效率的模擬示意圖，由圖中可看出最高轉換效率約為98.3%，即使在輸出功率為2000W時，轉換效率仍有95.4%，這表示本實施例能有效降低導通損失才能達到如此高的轉換效率。此外，於輸出功率為100W的輕載應用下，轉換效率也可超過96%，說明本實施例具有非常低的環流與切換損失。
圖12(a)~12(j)、13(a)~13(j)、14(a)~14(j)分別為本實施例實際量測於輸出功率等於330W、1000W與1680W時，各元件之電壓及電流波形圖，其中，輸入電壓為24V，輸出電壓為400V。
如圖12、圖13及圖14的(a)與(b)所示，為該第一開關Q 1
與該第一箝制開關Q C
1
的電壓及電流波形，該第一開關Q 1
與該第一箝制開關Q C
1
最高箝制電壓約70V，且在圖13與圖14之大於1000W輸出時，該第一開關Q 1
具有零電壓切換特性，故可降低開關切換損失，圖12為較輕載之300W輸出，此時漏感較小無零電壓切換特性，仍有降低開關切換損
失及具備柔性切換之功效。該第一箝制開關Q C
1
具有零電壓切換特性及同步整流的雙重降低損失效果，同時可箝制該第一開關Q 1
的電壓，對於低壓大電流而言，是達成高效率轉換之關鍵技術。
如圖12、圖13及圖14的(c)與(d)所示，分別為該第一繞組L 1
、該第二繞組L 2
、該第三繞組L 3
及該第四繞組L 4
之電流波形，對照該第一繞組L 1
與該第三繞組L 3
之波形，一次側繞組電流i L
1
與i L
3
具低電壓大電流特性，而二次側繞組電流i L
2
及i L
4
則為高電壓低電流特性，且與模擬圖9(c)與9(d)相符。圖12(e)至圖12(h)為該第一二極體D 1
、該第二二極體D 2
、該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
的電壓電流波形，可看出所有二極體之逆向恢復電流非常小，並且皆箝制於400V，故不需另外加裝緩震電路，且與模擬圖之9(e)至圖9(h)相符。
圖12、圖13及圖14的(i)為該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
之電流波形，兩輸出電流對稱且平衡，其波形可對照模擬波形圖9(i)。
圖12、圖13及圖14的(j)為該電感L d
的電流i Ld
與該第一繞組L 1
、該第三繞組L 3
之電流i L
1
、i L
3
波形，由於該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
為交錯觸發設計，實際電感L d
之操作頻率為兩倍的開關切換頻率(80kHz)，能有效的協助昇壓且抑制感應電流爬升，減輕湧泉電流導致之元件傳導損失。
值得一提的是，如圖15(a)與15(b)所示，即使將該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
之開關導通責任週期D調成不同大
小，當開關切換週期相差4%時，實測該第一輸出二極體D 3
及該第二輸出二極體D 4
之電流i D
3
與i D
4
波形，可計算出平均電流差異為0.6%左右，驗證本實施例可以自動克服因溫度、元件參數與設計所造成兩組電流失衡的問題，具備自動平衡能量之功能。
如圖16所示，即使將負載於600W與1200W間加載與卸載，輸出電壓仍然不會隨著負載劇烈變動而有凹陷的現象，驗證本架構內部元件儲存能量不高，尤其本實施例使用低電感值的該電感L d
，可快速調節負載的瞬間劇烈變化。
圖17為本實施例實測的轉換效率圖，由該圖顯示最高轉換效率約為97%，且從200W至1500W間的轉換效率亦維持在95%以上，即使在額定輸出功率為2000W時，所對應的轉換效率仍有91.85%。
經由以上的說明，可將本實施例的優點歸納如下：
一、該電壓箝制電路2用以箝制該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
之跨壓，使本實施例之該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
相較於先前技術具有有較低的導通損失，且可使用成本較低的低壓功率電晶體。
二、藉由該第二繞組L 2
及該第四繞組L 4
的漏感抑制電流震幅，使該第一二極體D 1
、該第一輸出二極體D 3
、該第二二極體D 2
及該第二輸出二極體D 4
具備了相互電壓箝制與低逆向恢復電流的特性，相較於先前技術能提高功率轉換效率。
三、由於該變壓電路T r
接受來自該電感L d
的電流i Ld
，且
配合設定該開關導通責任週期D大於0.5，使該第一開關Q 1
及該第二開關Q 2
具有零電流切換特性，可降低開關切換損失與導通損失，該第一箝制開關Q C
1
及該第二箝制開關Q C
2
則具有零電壓切換特性及同步整流的雙重降低損失效果，而達到高功率轉換效率。
四、由於使用該第一開關Q 1
與該第二開關Q 2
交錯觸發設計，使得電感L d
之操作頻率為兩倍的開關切換頻率，能有效的協助昇壓且抑制感應電流爬升，減輕元件傳導損失，而達到高功率轉換效率。
綜上所述，本發明不僅具有高功率轉換效率，且可使用成本較低的低壓功率電晶體，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
V IN
‧‧‧輸入電壓
L d
‧‧‧電感
2‧‧‧電壓箝制電路
C 1
‧‧‧第一箝制電容
C 2
‧‧‧第二箝制電容
Q C1
‧‧‧第一箝制開關
Q C2
‧‧‧第二箝制開關
Q 1
‧‧‧第一開關
Q 2
‧‧‧第二開關
T r
‧‧‧變壓電路
L 1
‧‧‧第一繞組
L 2
‧‧‧第二繞組
L 3
‧‧‧第三繞組
L 4
‧‧‧第四繞組
C 3
‧‧‧第一昇壓電容
C 4
‧‧‧第二昇壓電容
D 1
‧‧‧第一二極體
D 2
‧‧‧第二二極體
3‧‧‧輸出電路
D 3
‧‧‧第一輸出二極體
D 4
‧‧‧第二輸出二極體
C 5
‧‧‧輸出電容
V H
‧‧‧輸出電壓
9‧‧‧燃料電池
圖1是一種習知的交錯式升壓轉換器的電路圖；圖2是該習知的交錯式升壓轉換器執行升壓的一種電路圖；圖3是該習知的交錯式升壓轉換器執行升壓的另一種電路圖；圖4是本發明高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置之較佳實施例的一電路圖；
圖5是該較佳實施例的一等效電路圖；圖6是該較佳實施例的一時序圖；圖7(a)~7(l)分別是該較佳實施例操作於模式一至模式十二的電路圖；圖8(a)是一種曲線圖，說明耦合系數k=1時，不同匝數比下的昇壓倍率G V
與開關責任週期D的關係；圖8(b)是一種曲線圖，說明匝數比N
=6，不同耦合系數k下的昇壓倍率G V
與開關責任週期D的關係；圖9(a)~9(j)分別是該較佳實施例於輸出功率為600W的各種模擬圖；圖10(a)~10(j)分別是該較佳實施例於輸出功率為1600W的各種模擬圖；圖11是該較佳實施例之轉換效率的模擬示意圖；圖12(a)~12(j)分別是該較佳實施例於輸出功率為330W的各種實際量測圖；圖13(a)~13(j)分別是該較佳實施例於輸出功率為1000W的各種實際量測圖；圖14(a)~14(j)分別是該較佳實施例於輸出功率為1680W的各種實際量測圖；圖15(a)為該較佳實施例於導通責任週期不同時之輸出二極體電流i D
3
與i D
4
波形及數值，取樣時間為5us/div；圖15(b)為該較佳實施例於導通責任週期不同時之輸出二極體電流i D
3
與i D
4
波形及數值，取樣時間為20ms/div；圖16為該較佳實施例在負載於600W與1200W間加載
與卸載的波形；及圖17是該較佳實施例之實際量測的轉換效率圖。
V IN
‧‧‧輸入電壓
L 3
‧‧‧第三繞組
L d
‧‧‧電感
L 4
‧‧‧第四繞組
2‧‧‧電壓箝制電路
C 3
‧‧‧第一昇壓電容
C 1
‧‧‧第一箝制電容
C 4
‧‧‧第二昇壓電容
C 2
‧‧‧第二箝制電容
D 1
‧‧‧第一二極體
Q C1
‧‧‧第一箝制開關
D 2
‧‧‧第二二極體
Q C2
‧‧‧第二箝制開關
3‧‧‧輸出電路
Q 1
‧‧‧第一開關
D 3
‧‧‧第一輸出二極體
Q 2
‧‧‧第二開關
D 4
‧‧‧第二輸出二極體
T r
‧‧‧變壓電路
C 5
‧‧‧輸出電容
L 1
‧‧‧第一繞組
V H
‧‧‧輸出電壓
L 2
‧‧‧第二繞組
9‧‧‧燃料電池
Claims (7)
- 一種高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，包含：一電感，具有一接收一輸入電壓的第一端，及一第二端；一變壓電路，具有相互對應設置的一第一繞組、一第二繞組、一第三繞組及一第四繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組之正極性點端和該第三繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端；一第一昇壓電容，具有一電連接於該第二繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；一第二昇壓電容，具有一電連接於該第四繞組的非極性點端的第一端，及一第二端；一第一開關，具有一電連接於該第一繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接於該第三繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一電壓箝制電路，分別電連接於該第一開關及第二開關之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關及第二開關之跨壓； 一第一二極體，具有一電連接該第二繞組的非極性點端的陰極端及一電連接該第一昇壓電容的第二端的陽極端；一第二二極體，具有一電連接該第四繞組的正極性點端的陰極端及一電連接該第二昇壓電容的第二端的陽極端；一輸出電容，具有一提供一輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；及一輸出電路，電連接於該第二繞組的非極性點端、該第四繞組的正極性點端與該輸出電容之第一端之間，且切換地將該第二繞組的非極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端或將該第四繞組的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端以作為該輸出電壓。
- 根據申請專利範圍第1項所述之高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，其中，該電壓箝制電路具有：一第一箝制電容，具有一電連接該第一開關的第一端的第一端及一第二端；一第一箝制開關，具有一電連接該第一箝制電容的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制於導通狀態和不導通狀態間切換。
- 根據申請專利範圍第2項所述之高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，其中，該電壓箝制電路還具有：一第二箝制電容，具有一電連接該第二開關的第一端的第一端及一第二端； 一第二箝制開關，具有一電連接該第二箝制電容的第二端的第一端及一接地的第二端，且受控制於導通狀態和不導通狀態間切換。
- 根據申請專利範圍第3項所述之高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，其中，該第一箝制開關及該第二箝制開關分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為源極，該等第二端為汲極。
- 根據申請專利範圍第1項所述之高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，其中，該輸出電路包括：一第一輸出二極體，具有一電連接該第二繞組的非極性點端的陽極端及一電連接該輸出電容的第一端的陰極端；一第二輸出二極體，具有一電連接該第四繞組的正極性點端的陽極端及一電連接該輸出電容的第一端的陰極端。
- 根據申請專利範圍第1項所述之高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，其中，該第一開關及該第二開關分別為N型功率半導體電晶體，且該等第一端為汲極，該等第二端為源極。
- 一種高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置，適用於電連接於一提供一輸入電壓的燃料電池以接收該輸入電壓，並據以升壓以得到一輸出電壓，且該高效率隔離型燃料電池不斷電昇壓裝置包含：一電感，具有一接收該輸入電壓的第一端，及一第 二端；一變壓電路，具有相互對應設置的一第一繞組、一第二繞組、一第三繞組及一第四繞組，且每一繞組具有一正極性點端和一非極性點端，該第一繞組之正極性點端和該第三繞組的非極性點端皆電連接於該電感之第二端；一第一昇壓電容，具有一電連接於該第二繞組的正極性點端的第一端，及一第二端；一第二昇壓電容，具有一電連接於該第四繞組的非極性點端的第一端，及一第二端；一第一開關，具有一電連接於該第一繞組的非極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一第二開關，具有一電連接於該第三繞組的正極性點端的第一端和一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間；一電壓箝制電路，分別電連接於該第一開關及第二開關之第一端與接地端間，並受控制以切換地使該第一開關之第一端實質上等電位於接地端，及切換地使該第二開關之第一端實質上等電位於接地端，以分別箝制該第一開關及第二開關之跨壓；一第一二極體，具有一電連接該第二繞組的非極性點端的陰極端及一電連接該第一昇壓電容的第二端的陽極端； 一第二二極體，具有一電連接該第四繞組的正極性點端的陰極端及一電連接該第二昇壓電容的第二端的陽極端；一輸出電容，具有一提供該輸出電壓的第一端，及一接地的第二端；及一輸出電路，電連接於該第二繞組的非極性點端、該第四繞組的正極性點端與該輸出電容之第一端之間，且切換地將該第二繞組的非極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端或將該第四繞組的正極性點端電壓傳遞到該輸出電容之第一端以作為該輸出電壓。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101144996A TWI482412B (zh) | 2012-11-30 | 2012-11-30 | High Efficiency Isolated Fuel Cell Uninterruptible Boost Device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101144996A TWI482412B (zh) | 2012-11-30 | 2012-11-30 | High Efficiency Isolated Fuel Cell Uninterruptible Boost Device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201421884A TW201421884A (zh) | 2014-06-01 |
| TWI482412B true TWI482412B (zh) | 2015-04-21 |
Family
ID=51393600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW101144996A TWI482412B (zh) | 2012-11-30 | 2012-11-30 | High Efficiency Isolated Fuel Cell Uninterruptible Boost Device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI482412B (zh) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI252589B (en) * | 2003-12-08 | 2006-04-01 | Wei Zheng Zhong | High-efficiency fuel cell high-boost-ratio DC/DC converter with voltage-clamped and soft-switching mechanism |
| TWI253201B (en) * | 2003-10-17 | 2006-04-11 | Wai Zheng Zhong | High-efficiency fuel cell power conditioning mechanism with high-order resonant framework as well as closed-loop control |
| TWI362815B (zh) * | 2008-11-18 | 2012-04-21 | Univ Hungkuang |
-
2012
- 2012-11-30 TW TW101144996A patent/TWI482412B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI253201B (en) * | 2003-10-17 | 2006-04-11 | Wai Zheng Zhong | High-efficiency fuel cell power conditioning mechanism with high-order resonant framework as well as closed-loop control |
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| TWI362815B (zh) * | 2008-11-18 | 2012-04-21 | Univ Hungkuang |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| P.W. Lee, Y.S. Lee, D.K. Cheng, and X.C. Liu,"Steady-state analysis of an interleaved boost converter with coupled inductors,"IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 47, no. 4, pp. 787-795, Aug. 2000. * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201421884A (zh) | 2014-06-01 |
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|---|---|---|---|
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