TWI839223B - 高升壓直流轉換器 - Google Patents

Abstract

本發明係有關於一種高升壓直流轉換器，其主要係具有電路拓樸的創新性，以交錯式並聯輸入升壓結構，應用耦合電感技術，導入鏡像式電壓倍增模組，並且以串聯輸出結構，提升電壓增益及降低功率開關和二極體的電壓應力，適用於再生能源之電能轉換，尤其是低壓輸出的太陽能電池模組或燃料電池的應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

高升壓直流轉換器

本發明係有關於一種高升壓直流轉換器，尤其是指一種具有適用於再生能源之電能轉換，尤其是低壓輸出的太陽能電池模組或燃料電池的應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

按，再生能源的電力系統中，太陽能電池和燃料電池及儲能單元均扮演重要的角色。在太陽能應用中，對於具有高壓直流匯流排［DC bus］的PV［Photovoltaic］併網系統，PV模組透過高升壓DC-DC轉換器提供能量到高壓DC bus，接著，使用逆變器［inverter］將電能轉換到AC電網。一般而言，因為太陽能電池間的不完全匹配或考量遮蔽效應［shading effect］造成的光電能量轉換效率下降，所以PV模組避免過多電池單元的串聯連接，因此屬低電壓輸出，系統要將PV模組的低輸出電壓升壓到DC bus的高電壓，例如：220 V _ac電網中，全橋式DC-AC逆變器［inverter］的直流端需要380-400 V _dc，因此PV模組的輸出端和高壓DC bus之間需要高升壓DC-DC轉換介面。

另一方面，燃料電池［Fuel Cell］是經由利用氫及氧的化學反應，產生電流及水，不但完全無污染，也避免了傳統電池充電耗時的問題，為高效率、潔淨能源，是極具發展前景的新能源方式，可應用於車輛動力、分散式發電、3C 資訊產品電源等商業產品。實務上，基於安全和可靠度的考量，在居家應用中，燃料電池堆［stacks］和個別PV電池單元所產生的電壓一般低於40V，所以都需要利用高升壓DC-DC轉換器，將低電壓升壓至高電壓，提供給DC-AC逆變器，以利轉換成交流應用。

事實上，高升壓DC-DC轉換器也可應用在直流微電網，資料中心的電力供應，電動車電池的電能轉換，應用相當廣泛。因此，在再生能源的電能轉換與電力電子領域中，高升壓DC-DC轉換器是常見的研究主題。

在高升壓DC-DC轉換器的種類，主要分成隔離型［isolated］和非隔離型［nonisolated］兩種。隔離型轉換器具有變壓器：例如：傳統flyback、forward、push-pull、half-bridge、full-bridge轉換器，可利用調整變壓器匝數比，以達到高電壓增益；然而，高匝數比所衍生的高漏感［leakage inductance］會產生高電壓突波、變壓器銅損增加、效率不佳及鐵芯尺寸需要加大等問題。在非隔離型高升壓DC-DC轉換器，使用的升壓技術主要可分成：耦合電感技術、切換式電容技術、切換式電感技術、整合切換式電容和電感技術、電壓倍增單元、內建變壓器、多階結構及串接和疊接結構等技術。

傳統升壓型轉換器［boost converter］和交錯式升壓型轉換器，理論上，若考慮理想元件且操作在連續導通模式［CCM］，電壓增益 決定於開關導通比［duty ratio］ ，如(1)式，則導通比 操作在趨近1的極高導通比(duty ratio)，能夠得到高電壓增益。

(1)

但是實務上，若考慮非理想元件之升壓型轉換器，例如：考慮電感的寄生等效串聯電阻 ，負載是 ，則電壓增益 與效率 對導通比 的表示式，分別如下：

(2)

(3)

(2)式和(3)式說明：升壓型轉換器操作在極大導通比時，電壓增益會不增反減，實務應用時，電壓增益受限在約5倍以下；而且在極大導通比時，效率也大幅下降，隨著電阻比 r增加，效率更不佳。

值得一提：操作在極大導通比的升壓型轉換器會產生以下問題：A.很大的輸入電流漣波，使得需要大電感值；B.功率元件的峰值電流很大，增加導通損失；C.輸出二極體會造成嚴重的反向恢復損失及EMI雜訊問題。因此，實務需求高達10倍［含以上］的直流高升壓時，研發嶄新的高升壓DC-DC轉換器是必要的，而且要避免操作在極大導通比。

傳統升壓型轉換器之功率開關與輸出二極體之電壓應力均為高壓的輸出電壓。由於高額定電壓的MOSFETs，一般都具有高導通電阻 R _{DS (ON)}的特性，導致較高的導通損失。例如：以MOSFET IRFP系列為例，其額定耐壓與導通電阻，如下表1所示。 表1 功率開關IRFP系列之耐壓與導通電阻

型 號	IRFP4004	IRFP4110	IRFP4228	IRFP4227	IRFP4232	IRFP4242
耐 壓	40 V	100 V	150 V	200 V	250 V	300 V

另外，高額定電壓的功率二極體，一般也都具有較高的順向導通壓降V _F，導致較高的導通損失，例如：以極快速(Ultra fast)二極體MUR系列為例，其額定電壓與順向壓降，如下表2所示。 表2 極快速二極體MUR系列之耐壓與順向壓降

型 號	MUR1605	MUR1610	MUR1620	MUR1630	MUR1640	MUR1650
耐 壓	50 V	100 V	200 V	300 V	400 V	500 V
順向導通壓降 V F@16A	0.98 V	0.98V	0.98 V	1.3 V	1.3 V	1.5 V

今，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種高升壓直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。

本發明之主要目的在於提供一種高升壓直流轉換器，其主要係具有電路拓樸的創新性，以交錯式並聯輸入升壓結構，應用耦合電感技術，導入鏡像式電壓倍增模組，並且以串聯輸出結構，提升電壓增益及降低功率開關和二極體的電壓應力，適用於再生能源之電能轉換，尤其是低壓輸出的太陽能電池模組或燃料電池的應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：

首先，請參閱第一圖本發明之電路圖及第二圖本發明之等效電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於輸入電壓 之正極連接有第一耦合電感一次側 之第一端及第二耦合電感一次側 之第一端，該第一耦合電感一次側 並聯有第一磁化電感 及連接有第一漏電感 ，該第二耦合電感一次側 並聯有第二磁化電感 及連接有第二漏電感 ，於該第一耦合電感一次側 之第二端連接有第一箝位二極體 之正極及第一功率開關 之第一端，於該第二耦合電感一次側 第二端連接有第二箝位電容 之第一端及第二功率開關 之第一端，該第一功率開關 之第二端與該第二功率開關 之第二端皆連接至該輸入電壓 之負極，該第一箝位二極體 之負極連接有第一箝位電容 之第一端、第一倍壓二極體 之正極及第一倍壓電容 之第一端，該第二箝位電容 之第二端連接有第二箝位二極體 之正極、第四倍壓二極體 之負極及第三倍壓電容 之第一端，該第一倍壓電容 之第二端連接有第一耦合電感二次側 之第一端及第二倍壓二極體 之正極，該第一倍壓二極體 之負極連接有該第一耦合電感二次側 之第二端及第二倍壓電容 之第一端，該第二倍壓二極體 之負極連接有該第二倍壓電容 之第二端及第一輸出二極體 之正極，該第三倍壓電容 之第二端連接第二耦合電感二次側 之第一端及第三倍壓二極體 之負極，該第四倍壓二極體 之正極連接有該第二耦合電感二次側 之第二端及第四倍壓電容 之第一端，該第三倍壓二極體 之正極連接有該第四倍壓電容 之第二端及第二輸出二極體 之負極，該第一輸出二極體 之負極連接有第一輸出電容 之第一端及負載 之第一端，該第二輸出二極體 之正極連接有第二輸出電容 之第一端及負載 之第二端，該第一箝位電容 之第二端、該第二箝位二極體 之負極、該第一輸出電容 之第二端、該第二輸出電容 之第二端則共同連接至該輸入電壓 之負極。

該轉換器(1)中，該第一耦合電感一次側 、該第二耦合電感一次側 、該第一功率開關 及該第二功率開關 形成交錯式並聯輸入結構［interleaved parallel input structure］(11)，其可分擔總輸入電流，降低元件之電流應力，相位相差180 ^o之交錯式操作，可降低輸入電流漣波，適合大功率的應用；該第一箝位二極體 、該第二箝位電容 、該第一箝位電容 及該第二箝位二極體 形成被動式箝位電路［passive clamped circuit］(12)，其可箝位功率開關的電壓應力及回收漏電感的能量，避免開關突波電壓的問題；該第一倍壓二極體 、該第一倍壓電容 、該第一耦合電感二次側 、該第二倍壓二極體 及該第二倍壓電容 形成第一電壓倍增模組［voltage multiplier module，VMM1］(13)，該第四倍壓二極體 、該第三倍壓電容 、該第二耦合電感二次側 、該第三倍壓二極體 及該第四倍壓電容 形成第二電壓倍增模組［voltage multiplier module，VMM2］(14)，其可提高輸出電壓及降低功率開關和二極體的電壓應力，降低導通損失，該第一電壓倍增模組(13)與該第二電壓倍增模組(14)的電容電壓極性和二極體放置方向不同，令該第二電壓倍增模組(14)稱為「鏡像式電壓倍增模組」［mirrored VMM］；該第一輸出電容 及該第二輸出電容 則形成串聯輸出結構［series output structure］(15)，其可增加該轉換器(1)的電壓增益。

而對該轉換器(1)於穩態時，可以將該轉換器(1)在一個切換週期內分成10個線性操作階段，該第一功率開關 和該第二功率開關 以相位相差半切換週期的交錯式操作，為了達到高升壓目的，導通比 相等而且大於0.5［導通比小於等於0.5，該轉換器(1)仍能正常操作］。為了簡化分析，先作以下假設：

1.所有功率開關及二極體的半導體元件均為理想元件，即導通壓降為零。

2.所有電容夠大，電容電壓在一個切換週期內可視為定電壓。

3. 雙繞組耦合電感，匝數分別為 ， ，定義匝數比 。磁化電感值相等 ，漏電感值相等 ，磁化電感遠大於漏電感，耦合係數 。

4.耦合電感的磁化電感電流操作在連續導通模式［Continuous Conduction Mode, CCM］。

5.一個切換週期中，每個功率開關的導通［ON］時間為 DT _s ，截止［OFF］時間為 (1-D)Ts。

在一個切換週期 之時序及波形，請再一併參閱第三圖本發明之時序波形圖所示：

初始條件：第一功率開關 為ON及第二功率開關 為OFF，第一倍壓二極體 、第二倍壓二極體 、第三倍壓二極體 和第四倍壓二極體 導通，且第二漏電感 電流 ，第二磁化電感 所儲存的能量，藉由理想變壓器傳送到第二電壓倍增模組(14)，對第三倍壓電容 和第四倍壓電容 充電。

第一階段［ ］：請再一併參閱第四圖本發明之第一階段等效線性電路圖所示，第一階段開始於 ，第二功率開關 切換成ON，第一倍壓二極體 、第二倍壓二極體 、第三倍壓二極體 和第四倍壓二極體 導通，由於第二漏電感 電流 的存在，且 ，因此第二功率開關 以零電流切換［ZCS］切換為ON，漏電感電流 從0快速上升。當 ，第二磁化電感 所儲存的能量仍藉由耦合電感傳至第二電壓倍增模組(14)對第三倍壓電容 和第四倍壓電容 充電，電流 和 下降，而下降的速率受到第二漏電感 控制，因此緩和這些二極體的反向恢復問題。當 ，電流 上升至 ，耦合電感第一繞組之理想變壓器電流等於0，因此第二繞組電流下降至0，使得電流 和 下降至0，第三倍壓二極體 和第四倍壓二極體 以ZCS自然轉態成OFF，而且第二輸出二極體 開始導通，本階段結束。

第二階段［ ］：請再一併參閱第五圖本發明之第二階段等效線性電路圖所示，第二階段開始於 ，第一功率開關 和第二功率開關 仍為ON，輸入電壓 對第一磁化電感 、第一漏電感 提供能量，輸入電壓 同時也對第二磁化電感 、第二漏電感 提供能量，漏電流 和 呈線性上升，耦合電感以順向式模式傳遞能量至第二電壓倍增模組(14)的第二繞組。當 ，第一功率開關 切換為OFF，本階段結束。

第三階段［ ］：請再一併參閱第六圖本發明之第三階段等效線性電路圖所示，第三階段開始於 ，第一功率開關 切換為OFF，第一箝位二極體 導通，第一漏電感 對第一箝位電容 充電，漏電感電流 下降，當 時，耦合電感仍然藉由理想變壓器傳送能量至第二繞組對電容 和 充電。電流 和 下降，而下降的速率受到第一漏電感 控制，因此緩和這些二極體的反向恢復問題。當 ，電流 下降至 ，耦合電感第一繞組之理想變壓器電流等於0，因此第二繞組電流下降至0，使得電流 和 下降至0，第一倍壓二極體 和第二倍壓二極體 以ZCS自然轉態成OFF，而第一輸出二極體 導通，本階段結束。

第四階段［ ］：請再一併參閱第七圖本發明之第四階段等效線性電路圖所示，第四階段開始於 ，第一功率開關 仍為OFF，第二功率開關 為ON，第一輸出二極體 為ON，第一漏電感 電流 持續下降，漏電感電流對第一箝位電容 充電。當 ，第一漏電感 的能量釋放完畢，即 ，第一箝位二極體 以ZCS自然轉態為OFF，本階段結束。

第五階段［ ］：請再一併參閱第八圖本發明之第五階段等效線性電路圖所示，第五階段開始於 ，第二功率開關 為ON，第一功率開關 仍為OFF，此時第一漏電感 的能量釋放完畢，第一磁化電感 電流 完全由耦合電感之第一繞組反射至在第一電壓倍增模組(13)的第二繞組和第一箝位電容 、第一倍壓電容 、第二倍壓電容 經由第一輸出二極體 對第一輸出電容 充電。當 ，第一功率開關 切換為ON時，本階段結束。

第六階段［ ］：請再一併參閱第九圖本發明之第六階段等效線性電路圖所示，第六階段開始於 ，第一功率開關 切換為ON，由於漏電感電流 的存在，且 ，因此第一功率開關 以零電流切換［ZCS］切換為ON，本階段第一漏電感 電流 從0快速上升，而 下降。當 ，第一電壓倍增模組(13)和第二電壓倍增模組(14)的電路操作和上一階段相同。當 ，第一輸出二極體 電流 下降至0，第一輸出二極體 轉態為OFF，本階段結束。

第七階段［ ］：請再一併參閱第十圖本發明之第七階段等效線性電路圖所示，第七階段開始於 ，第一輸出二極體 為OFF，第一漏電感 電流 ，耦合電感以順向式模式將能量傳遞至第二繞組，使得第一倍壓二極體 和第二倍壓二極體 導通並且對第一倍壓電容 和第二倍壓電容 充電。當 ，第二功率開關 切換為OFF，本階段結束。

第八階段［ ］：請再一併參閱第十一圖本發明之第八階段等效線性電路圖所示，第八階段開始於 ，第二功率開關 切換為OFF，第二箝位二極體 導通，第二漏電感 電流 下降，當 ，耦合電感仍然藉由理想變壓器將能量傳送至第一電壓倍增模組(13)的第二繞組結合第三倍壓電容 和第四倍壓電容 經由第二輸出二極體 和第二箝位二極體 對第二輸出電容 充電。當第二輸出二極體 電流 下降，而下降的速率受到第二漏電感 控制。當 ，第二輸出二極體 電流 下降至0，第二輸出二極體 轉態為OFF，本階段結束。

第九階段［ ］：請再一併參閱第十二圖本發明之第九階段等效線性電路圖所示，第九階段開始於 ，第一功率開關 為ON，第二功率開關 為OFF，第二輸出二極體 為OFF，第二漏電感 電流 持續下降，此時第二漏電感 電流 ，耦合電感以返馳式將能量傳遞至第二繞組，使得第三倍壓二極體 和第四倍壓二極體 導通並且對第三倍壓電容 和第四倍壓電容 充電。第一輸出電容 和第二輸出電容 對負載提供能量。當 ，第二漏電感 的能量釋放完畢，即 ，第二箝位二極體 以ZCS自然轉態為OFF，本階段結束。

第十階段［ ］：請再一併參閱第十三圖本發明之第十階段等效線性電路圖所示，第十階段開始於 ，因第二漏電感 電流 為零，第二磁化電感 電流 完全由耦合電感之第一繞組反射至第二繞組。當 ，第二功率開關 切換為ON時，本階段結束。進入下一切換週期。

而根據該轉換器(1)操作原理，推導該轉換器(1)的穩態特性；為了簡化分析，忽略漏電感，忽略時間極短的暫態階段，僅考慮第二、四、五、七、九及十階段。所有電容值夠大，使得一個切換週期內，電容電壓可視為常數。

電壓增益分析：

由於第一箝位電容 和第二箝位電容 的電壓可視為傳統升壓型DC-DC轉換器的輸出電壓，根據第一磁化電感 和第二磁化電感 滿足伏秒平衡定理［principle of volt-second balance］，因此可推導得到電壓 為：

(4)

在第二階段時，第一磁化電感 電壓 為：

，其中 (5)

因此，耦合電感第二繞組的電壓為 ，可求得電容電壓：

(6)

在第四階段時，磁化電感電壓：

(7)

另外，由克希荷夫電壓定律［KVL］，可得迴路電壓方程式：

(8)

整理可得：

(9)

在第九階段時，第二磁化電感 電壓 為：

，其中 (10)

因此，耦合電感第二繞組的電壓為 ，由第二電壓倍增模組(14)可求得電容電壓：

(11)

在第七階段時，第二磁化電感 電壓 ；另外，由克希荷夫電壓定律［KVL］，可得迴路電壓方程式：

(12)

整理可得：

(13)

由(9)式和(13)式，可求得輸出電壓：

(14)

故該轉換器(1)電壓增益 為：

(15)

當耦合電感匝數比 時，電壓增益與不同耦合係數 ［ k= 1、0.95、0.9］的關係曲線［請再一併參閱第十四圖本發明之電壓增益和不同耦合係數的關係曲線圖［n=1］所示］，可知耦合係數 對電壓增益的影響非常小。若忽略漏電感，即耦合係數 ，則理想電壓增益為：

(16)

從上式可知該轉換器(1)的電壓增益具有兩個設計自由度：耦合電感匝數比 和導通比 。該轉換器(1)可藉由適當設計耦合電感的匝數比，達到高升壓比，且不必操作在極大的導通比。對應於不同耦合電感匝數比 及導通比 的電壓增益曲線［請再一併參閱第十五圖本發明之電壓增益與導通比及耦合電感匝數比的曲線圖所示］，可知當導通比 、 時，電壓增益為12.5倍；當 ， 時，電壓增益為20倍。

功率開關和二極體的電壓應力分析：

忽略漏電感，即耦合係數 ；由該轉換器(1)操作原理的第三階段和第八階段，配合(16)式的結果，可分別求得第一功率開關 和第二功率開關 的電壓應力：

， (17)

另一方面，由第二階段可求得第一箝位二極體 、第二箝位二極體 和第一輸出二極體 的電壓應力：

, , (18)

由第五階段可求得第一倍壓二極體 、第二倍壓二極體 、第三倍壓二極體 和第四倍壓二極體 的電壓應力：

， (19)

由第九階段可求得第二輸出二極體 的電壓應力：

(20)

由於傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關與二極體的電壓應力均為輸出電壓 ，而該轉換器(1)的開關電壓應力僅為 ，因此可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的MOSFET，降低開關導通損失。另一方面，該轉換器(1)的二極體的電壓應力都低於輸出電壓 ；若 n越大，則最大的二極體電壓應力仍小於 ，因此可使用順向導通壓降較低的功率二極體，降低導通損失。

另，根據電路動作分析結果，利用Is-Spice軟體作先期的模擬，驗證該轉換器(1)的特點，轉換器規格：輸入電壓 、輸出電壓 、最大輸出功率 、切換頻率 ，耦合電感匝數比 ，以下以模擬波形驗證與說明轉換器的特點。

1.驗證高電壓增益特性：

請再一併參閱第十六圖本發明之開關驅動訊號、輸入電壓與輸出電壓波形圖所示，首先驗證穩態的該轉換器(1)高電壓增益特性，當滿載 時，開關導通比的模擬值與分析的理論值相符，模擬結果顯示，超過11倍的高電壓增益，該轉換器(1)確實操作在適當的導通比。

2.驗證功率開關低電壓應力：

請再一併參閱第十七圖本發明之開關應力的驗證波形圖所示，可知第一功率開關 或第二功率開關 為OFF時，其跨壓 或 的最大值都約為80V，僅是輸出電壓 的1/5，模擬結果符合(17)式的分析結果。驗證了該轉換器(1)具有開關低電壓應力的特性。

3.驗證各個電容電壓：

請再一併參閱第十八圖本發明之電容 、 、 和 的電壓波形圖及第十九圖本發明之電容 、 、 和 的電壓波形圖所示，電容電壓 和 約80V； 和 略小於36V； 和 約45V； 和 約200V，符合分析的結果。

4.驗證功率開關零電流切換［ZCS］性能：

請再一併參閱第二十圖本發明之功率開關零電流切換［ZCS］之波形圖所示，將切換為ON的暫態波形放大為圖左側，以便於清楚觀察，可知第一功率開關 和第二功率開關 切換為ON時，開關電流都從0開始上升，在該轉換器(1)操作原理分析以說明，因為漏電感的存在，而且漏電感初始電流為零。因此驗證了開關具有零電流切換［ZCS］turn ON的柔切性能，降低切換損失。

5.驗證二極體電壓應力及沒有反向恢復損失：

請再一併參閱第二十一圖本發明之二極體 和 的電流及電壓波形圖、第二十二圖本發明之二極體 和 的電流及電壓波形圖、第二十三圖本發明之二極體 和 的電流及電壓波形圖及第二十四圖本發明之二極體 和 的電流及電壓波形圖所示，可知二極體電流 和 、 和 、 和 、 和 皆沒有反向恢復電流，因此沒有反向恢復損失；二極體具有ZCS turn OFF性能；另一方面，二極體 和 、 和 、 和 和 的電壓應力都僅約80V，僅是輸出電壓 的1/5，另一方面，二極體 的電壓應力約160V，僅是輸出電壓 的2/5，都遠低於輸出電壓，模擬結果符合(18)~(20)式的分析結果，驗證了二極體具低電壓應力。

而將本轉換器(1)與幾篇近幾年［2018-2023］發表在IEEE期刊之交錯式高升壓轉換器［文獻[1-6]］作比較，如下表3所示，其中 n為耦合電感匝數比， N為內建變壓器匝數比， D為導通比，電壓增益與導通比的關係［請再一併參閱第二十五圖本發明轉換器電壓增益與開關導通比的曲線比較圖( n=N=1)所示］，假設 ，由表3可知，該轉換器(1)電壓增益是最高的，且功率開關電壓應力是最低的，二極體最大電壓應力屬於低的，皆小於輸出電壓，元件數量與文獻[6]同是較多。 表3轉換器性能比較表

交錯式高升壓 轉換器	文獻[1] 2018	文獻[2] 2019	文獻[3] 2020	文獻[4] 2020	文獻[5] 2021	文獻[6] 2023	本發明 轉換器
電壓增益
開關的 電壓應力
二極體的最大電壓應力
開關數量	4	2	2	2	2	2	2
二極體數量	2	7	7	5	4	6	8
電容數量	3	7	7	4	6	7	8
鐵芯數量	2	2	2	2	4	5	2
電壓增益	10	7.5	10	10	9	11.5	12.5

參考文獻：

[1] M. Forouzesh, Y. Shen, K. Yari and Y. P. Siwakoti, “High-Efficiency High Step-Up DC-DC Converter With Dual Coupled Inductors for Grid-Connected Photovoltaic Systems” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 33, no. 7, pp. 5967–5982, 2018.

[2] A. Alzahrani, M. Ferdowsi, and P. Shamsi, “A Family of Scalable Non-Isolated Interleaved DC-DC Boost Converters With Voltage Multiplier Cells,” IEEE Access, vol. 7, pp. 11707-11721, 2019.

[3] M. L. Alghaythi, R. M. Oconnell, N. E. Islam, M. M. S. Khan, and J. M. Guerrero, “A High Step-Up Interleaved DC-DC Converter With Voltage Multiplier and Coupled Inductors for Renewable Energy Systems,” IEEE Access, vol. 8, pp. 123165-123174, 2020.

[4] T. Liu, M. Lin, and J. Ai, “High Step-Up Interleaved dc–dc Converter With Asymmetric Voltage Multiplier Cell and Coupled Inductor,” IEEE J. of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 8, No. 4, pp. 4209-4222, 2020.

[5] M. F. Guepfrih, G. Waltrich, and T. B. Lazzarin, “High step-up DC–DC converter using built-in transformer voltage multiplier cell and dual boost concepts,” IEEE J. of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 9, no. 6, pp. 6700-6712, 2021.

[6] M. F. Guepfrih, G. Waltrich, and T. B. Lazzarin, “Unidirectional step-up DC–DC converter based on interleaved phases, coupled inductors, built-in transformer, and voltage multiplier cells,” IEEE Trans. Industrial Electronics, vol. 70, no. 3, pp. 2385-2395, 2023.

藉由以上所述，本發明之使用實施說明可知，本發明與現有技術手段相較之下，本發明主要係具有下列優點：

1.本發明具有高電壓增益的達成，能避免操作在極大導通比。

2.本發明之功率開關及二極體具有低電壓應力，能降低導通損失，達到高效率的目的。

3.本發明係為交錯式並聯輸入結構的升壓轉換器，能處理較大功率的實務需求。

然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。

綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。

1:轉換器

11:交錯式並聯輸入結構

12:被動式箝位電路

13:第一電壓倍增模組

14:第二電壓倍增模組

15:串聯輸出結構

:輸入電壓

:第一耦合電感一次側

:第一磁化電感

:第一漏電感

:第一耦合電感二次側

:第二耦合電感一次側

:第二磁化電感

:第二漏電感

:第二耦合電感二次側

:第一開關

:第二開關

:第一箝位二極體

:第二箝位二極體

:第一倍壓二極體

:第二倍壓二極體

:第三倍壓二極體

:第四倍壓二極體

:第一輸出二極體

:第二輸出二極體

:第一箝位電容

:第二箝位電容

:第一倍壓電容

:第二倍壓電容

:第三倍壓電容

:第四倍壓電容

:第一輸出電容

:第二輸出電容

:負載

第一圖:本發明之電路圖

第二圖:本發明之等效電路圖

第三圖:本發明之時序波形圖

第四圖:本發明之第一階段等效線性電路圖

第五圖:本發明之第二階段等效線性電路圖

第六圖:本發明之第三階段等效線性電路圖

第七圖:本發明之第四階段等效線性電路圖

第八圖:本發明之第五階段等效線性電路圖

第九圖:本發明之第六階段等效線性電路圖

第十圖:本發明之第七階段等效線性電路圖

第十一圖:本發明之第八階段等效線性電路圖

第十二圖:本發明之第九階段等效線性電路圖

第十三圖:本發明之第十階段等效線性電路圖

第十四圖:本發明之電壓增益和不同耦合係數的關係曲線圖［n=1］

第十五圖:本發明之電壓增益與導通比及耦合電感匝數比的曲線圖

第十六圖:本發明之開關驅動訊號、輸入電壓與輸出電壓波形圖

第十七圖:本發明之開關應力的驗證波形圖

第十八圖:本發明之電容、、和的電壓波形圖

第十九圖:本發明之電容、、和的電壓波形圖

第二十圖:本發明之功率開關零電流切換［ZCS］之波形圖

第二十一圖:本發明之二極體和的電流及電壓波形圖

第二十二圖:本發明之二極體和的電流及電壓波形圖

第二十三圖:本發明之二極體和的電流及電壓波形圖

第二十四圖:本發明之二極體和的電流及電壓波形圖

第二十五圖:本發明轉換器電壓增益與開關導通比的曲線比較圖(n=N=1)

1:轉換器

11:交錯式並聯輸入結構

12:被動式箝位電路

13:第一電壓倍增模組

14:第二電壓倍增模組

15:串聯輸出結構

V _in:輸入電壓

N _p1:第一耦合電感一次側

L _m1:第一磁化電感

L _k1:第一漏電感

N _s1:第一耦合電感二次側

N _p2:第二耦合電感一次側

L _m2:第二磁化電感

L _k2:第二漏電感

N _s2:第二耦合電感二次側

S ₁:第一開關

S ₂:第二開關

D ₁:第一箝位二極體

D ₂:第二箝位二極體

D ₃:第一倍壓二極體

D ₄:第二倍壓二極體

D ₅:第三倍壓二極體

D ₆:第四倍壓二極體

D ₇:第一輸出二極體

D ₈:第二輸出二極體

C ₁:第一箝位電容

C ₂:第二箝位電容

C ₃:第一倍壓電容

C ₄:第二倍壓電容

C ₅:第三倍壓電容

C ₆:第四倍壓電容

C _o1:第一輸出電容

C _o2:第二輸出電容

R:負載

Claims (8)

1. 一種高升壓直流轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極連接有第一耦合電感一次側之第一端及第二耦合電感一次側之第一端，於該第一耦合電感一次側之第二端連接有第一箝位二極體之正極及第一功率開關之第一端，於該第二耦合電感一次側第二端連接有第二箝位電容之第一端及第二功率開關之第一端，該第一功率開關之第二端與該第二功率開關之第二端皆連接至該輸入電壓之負極，該第一箝位二極體之負極連接有第一箝位電容之第一端、第一倍壓二極體之正極及第一倍壓電容之第一端，該第二箝位電容之第二端連接有第二箝位二極體之正極、第四倍壓二極體之負極及第三倍壓電容之第一端，該第一倍壓電容之第二端連接有第一耦合電感二次側之第一端及第二倍壓二極體之正極，該第一倍壓二極體之負極連接有該第一耦合電感二次側之第二端及第二倍壓電容之第一端，該第二倍壓二極體之負極連接有該第二倍壓電容之第二端及第一輸出二極體之正極，該第三倍壓電容之第二端連接第二耦合電感二次側之第一端及第三倍壓二極體之負極，該第四倍壓二極體之正極連接有該第二耦合電感二次側之第二端及第四倍壓電容之第一端，該第三倍壓二極體之正極連接有該第四倍壓電容之第二端及第二輸出二極體之負極，該第一輸出二極體之負極連接有第一輸出電容之第一端及負載之第一端，該第二輸出二極體之正極連接有第二輸出電容之第一端及負載之第二端，該第一箝位電容之第二端、該第二箝位二極體之負極、該第一輸出電容之第二端、該第二輸出電容之第二端則共同連接至該輸入電壓之負極。
2. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該第一耦合電感一次側並聯有第一磁化電感及連接有第一漏電感。
3. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該第二耦合電感一次側並聯有第二磁化電感及連接有第二漏電感。
4. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該轉換器中，該第一耦合電感一次側、該第二耦合電感一次側、該第一功率開關及該第二功率開關形成交錯式並聯輸入結構［interleaved parallel input structure］。
5. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該轉換器中，該第一箝位二極體、該第二箝位電容、該第一箝位電容及該第二箝位二極體形成被動式箝位電路［passive clamped circuit］。
6. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該轉換器中，該第一倍壓二極體、該第一倍壓電容、該第一耦合電感二次側、該第二倍壓二極體及該第二倍壓電容形成第一電壓倍增模組［voltage multiplier module，VMM1］，該第四倍壓二極體、該第三倍壓電容、該第二耦合電感二次側、該第三倍壓二極體及該第四倍壓電容形成第二電壓倍增模組［voltage multiplier module，VMM2］。
7. 如請求項6所述高升壓直流轉換器，其中，該第一電壓倍增模組與該第二電壓倍增模組的電容電壓極性和二極體放置方向不同，令該第二電壓倍增模組為「鏡像式電壓倍增模組」［mirrored VMM］。
8. 如請求項1所述高升壓直流轉換器，其中，該轉換器中，該第一輸出電容及該第二輸出電容形成串聯輸出結構［series output structure］。

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