CN116094342A - 超级电容电流馈电隔离dc-dc变换器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及变换器技术领域，具体涉及一种超级电容电流馈电隔离DC‑DC变换器的控制方法。该控制方法包括控制变换器启动以使变换器接收输入电压；基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号；基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。根据本公开的方法扩大了变换器的输入电压范围。

Description

超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法
技术领域
本公开属于变换器技术领域，尤其涉及一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
背景技术
随着直流配电网的进一步升级，储能电池、燃料电池、光伏发电等设备对较宽输入电压和负载范围的需求日益明显，现有研究已经克服了传统电流馈电隔离变换器的主要缺点并同时适用于宽负载范围应用，但在实际的电力电子设计和实现中，扩大输入电压范围的研究还有待提高。因此，如何控制变换器以扩大输入电压范围成为人们关注的重点。
发明内容
本公开旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。为此，本公开提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法、系统、设备和存储介质，主要目的在于扩大变换器的输入电压范围。
根据本公开的第一方面，提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关，所述控制方法包括：
控制变换器启动以使所述变换器接收输入电压；
基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若所述主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中所述第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、所述第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、所述第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，所述第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若所述主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中所述第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、所述第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、所述第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，所述第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；
基于所述第一组脉冲信号或所述第二组脉冲信号控制所述变换器处于不同模式，以使所述变换器输出所述设定输出电压，其中，所述不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，所述第一模式和所述第二模式分别包括多个模态。
在本公开的一个实施例中，多个模态为6个模态，在每个开关周期中，所述第一模式的6个模态包括第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态和第六模态；在第一模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第二模态和第三模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第四模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第五模态和第六模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通。
在本公开的一个实施例中，在每个开关周期中，所述第二模式的6个模态包括第七模态、第八模态、第九模态、第十模态、第十一模态和第十二模态；在第七模态和第八模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第九模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通；在第十模态和第十一模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通；在第十二模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通。
在本公开的一个实施例中，所述变换器还包括第一升压电感器、第二升压电感器和变压器模块，在第一模态中，电路状态为输入电压为第一升压电感器、第二升压电感器充能，变压器模块的原边和副边的电压都为零。
在本公开的一个实施例中，所述变换器还包括倍压整流模块，所述倍压整流模块包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一谐振电容器和第二谐振电容器，在第二模态中，电路状态为变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，第一整流二极管导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感与第一谐振电容器和第二谐振电容器谐振。
在本公开的一个实施例中，在第三模态中，电路状态为第一整流二极管关断，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一开关和第四开关。
在本公开的一个实施例中，所述基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，包括：获取所述变压器模块的变压比；基于所述变压比、所述输入电压和所述设定输出电压确定主开关占空比。
在本公开的一个实施例中，所述开关周期基于目标开关频率确定，所述目标开关频率基于初始开关频率和电压偏差值确定。
根据本公开的第二方面，提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关，所述控制系统包括：
启动模块，用于控制变换器启动以使所述变换器接收输入电压；
脉冲生成模块，用于基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若所述主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中所述第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、所述第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、所述第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，所述第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若所述主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中所述第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、所述第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、所述第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，所述第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；
控制模块，用于基于所述第一组脉冲信号或所述第二组脉冲信号控制所述变换器处于不同模式，以使所述变换器输出所述设定输出电压，其中，所述不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，所述第一模式和所述第二模式分别包括多个模态。
在本公开的一个实施例中，多个模态为6个模态，在每个开关周期中，所述第一模式的6个模态包括第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态和第六模态；在第一模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第二模态和第三模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第四模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第五模态和第六模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通。
在本公开的一个实施例中，在每个开关周期中，所述第二模式的6个模态包括第七模态、第八模态、第九模态、第十模态、第十一模态和第十二模态；在第七模态和第八模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第九模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通；在第十模态和第十一模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通；在第十二模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通。
在本公开的一个实施例中，所述变换器还包括第一升压电感器、第二升压电感器和变压器模块，在第一模态中，电路状态为输入电压为第一升压电感器、第二升压电感器充能，变压器模块的原边和副边的电压都为零。
在本公开的一个实施例中，所述变换器还包括倍压整流模块，所述倍压整流模块包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一谐振电容器和第二谐振电容器，在第二模态中，电路状态为变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，第一整流二极管导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感与第一谐振电容器和第二谐振电容器谐振。
在本公开的一个实施例中，在第三模态中，电路状态为第一整流二极管关断，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一开关和第四开关。
在本公开的一个实施例中，所述脉冲生成模块，在基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比时，具体用于：获取所述变压器模块的变压比；基于所述变压比、所述输入电压和所述设定输出电压确定主开关占空比。
在本公开的一个实施例中，所述开关周期基于目标开关频率确定，所述目标开关频率基于初始开关频率和电压偏差值确定。
根据本公开的第三方面，提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备，包括：至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行本公开的第一方面的任一项所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
根据本公开的第四方面，提供了一种存储有计算机指令的非瞬时计算机可读存储介质，其中，所述计算机指令用于使所述计算机执行本公开的第一方面的任一项所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
根据本公开的第五方面，提供了一种计算机程序产品，包括计算机程序，所述计算机程序在被处理器执行时实现本公开的第一方面的任一项所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
在本公开一个或多个实施例中，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关，控制方法包括：控制变换器启动以使变换器接收输入电压；基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。在这种情况下，基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，基于主开关占空比与0.5的大小生成对应的第一组脉冲信号或第二组脉冲信号以对变换器进行控制，使得变换器处于不同模式下，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。由此，基于本公开的控制方法变换器不仅可以工作于主开关占空比大于0.5的情况，还可以工作于主开关占空比小于0.5的情况，相比于现有的变换器的控制方法，本公开的控制方法使得变换器可以工作于更大的输入电压范围，因此扩大了变换器的输入电压范围。
本公开附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本公开的实践了解到。
附图说明
本公开上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为本公开实施例所提供的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的电路示意图；
图2为本公开实施例所提供的一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的流程示意图；
图3为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的各开关通断及相关元件波形示意图；
图4（a）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第一模态的模态图；
图4（b）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第二模态的模态图；
图4（c）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第三模态的模态图；
图5为本公开实施例所提供的第二组脉冲信号下的各开关通断及相关元件波形示意图；
图6为本公开实施例所提供的第二组脉冲信号下的第二模式第九模态的模态图；
图7为本公开实施例所提供的整流二极管的电压和电流图；
图8为本公开实施例所提供的负载阶跃瞬态波形图；
图9为本公开实施例所提供的变换器全功率范围内效率曲线图；
图10为本公开实施例提供的一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统的框图；
图11为用来实现本公开实施例的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备的框图。
具体实施方式
这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本公开实施例相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本公开实施例的一些方面相一致的装置和方法的例子。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、 “示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本公开的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本公开的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。还应当理解，本公开中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。
下面详细描述本公开的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本公开，而不能理解为对本公开的限制。
本公开提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法、系统、设备和存储介质，主要目的在于扩大变换器的输入电压范围。
在本公开的实施例中，超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器即为超级电容电流馈电隔离直流-直流变换器。本公开的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器可以设置于发电机组和储能系统之间。该超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器可以简称为变换器。其中变换器包括输入电容器、全桥模块、箝位电容器、第一升压电感器、第二升压电感器、变压器模块、倍压整流模块、输出电容器。全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关。
具体地，在一些实施例中，图1为本公开实施例所提供的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的电路示意图。如图1所示，该超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器包括输入电容器 C in、全桥模块、箝位电容器 C C1、第一升压电感器 L 1、第二升压电感器 L 2、变压器模块、倍压整流模块和输出电容器 C out；其中，输入电容器 C in的正极分别与第一升压电感器 L 1的第一端和第二升压电感器 L 2的第一端连接，输入电容器 C in的负极分别与箝位电容器 C C1的负极和全桥模块的负极连接，箝位电容器 C C1的正极与全桥模块的正极连接。箝位电容器 C C1可以采用超级电容器。
全桥模块的第一桥臂中点分别与第一升压电感器 L 1的第二端和变压器模块的原边第一端连接，全桥模块的第二桥臂中点分别与第二升压电感器 L 2的第二端和变压器模块的原边第二端连接，全桥模块的控制端为超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制端；
变压器模块的副边第一端与倍压整流模块的第一端连接，变压器模块的副边与倍压整流模块的第二端连接，倍压整流模块的第三端与输出电容器的正极连接，倍压整流模块的第四端与输出电容器的负极连接。
在一些实施例中，全桥模块包括的第一开关、第二开关、第三开关和第四开关可以分别采用NMOS（N-Metal-Oxide-Semiconductor）管。
如图1所示，全桥模块包括第一NMOS管S1、第一体二极管Ds1、第二NMOS管S2、第二体二极管Ds2、第三NMOS管S3、第三体二极管Ds3、第四NMOS管S4、第四体二极管Ds4；其中，第一NMOS管S1的漏极、第一体二极管Ds1的负极、第三NMOS管S3的源极与第三体二极管Ds3的正极之间的连接点为全桥模块的第一桥臂中点；第二NMOS管S2的漏极、第二体二极管Ds2的负极、第四NMOS管S4的源极与第四体二极管Ds4的正极之间的连接点为全桥模块的第二桥臂中点；第一NMOS管S1的源极、第一体二极管Ds1的正极、第二NMOS管S2的源极与第二体二极管Ds2的正极之间的连接点为全桥模块的正极；第三NMOS管S3的漏极、第三体二极管Ds3的负极、第四NMOS管S4的漏极与第四体二极管Ds4的负极之间的连接点为全桥模块的正极。
在一些实施例中，如图1所示，变压器模块包括高频隔直电容器 C block和高频隔离变压器，其中，高频隔离变压器被建模为具有泄漏电感 L lk的理想变压器T，高频隔离变压器对应的变压比为 n= N p： N s， N p为高频隔离变压器原边绕组数量， N s为高频隔离变压器副边绕组数量；其中，高频隔直电容器 C block的第一端为变压器模块的原边第一端，高频隔直电容器 C block的第二端与理想变压器T的原边第一端连接；理想变压器T的原边第二端为变压器模块的原边第二端，理想变压器T的副边第二端为变压器模块的副边第二端；理想变压器T的副边第一端与泄漏电感 L lk的第一端连接，泄漏电感 L lk的第二端为变压器模块的副边第一端。
在一些实施例中，如图1所示，倍压整流模块包括第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第一谐振电容器 C r1和第二谐振电容器 C r2；其中，第一整流二极管D1的正极与第二整流二极管D2的负极之间的连接点为倍压整流模块的第一端，第一谐振电容器 C r1的第一端和第二谐振电容器 C r2的第一端之间的连接点为倍压整流模块的第二端，第一整流二极管D1的负极与第一谐振电容器 C r1的第二端之间的连接点为倍压整流模块的第三端，第二整流二极管D2的正极与第二谐振电容器 C r2的第二端之间的连接点为倍压整流模块的第四端。
下面对本公开的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法进行详细说明。
在第一个实施例中，图2为本公开实施例所提供的一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的流程示意图。该方法可依赖于计算机程序实现，可运行于进行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的系统上。该计算机程序可集成在应用中，也可作为独立的工具类应用运行。其中，能够进行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的系统可以是具有超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制功能的终端，该终端包括但不限于：可穿戴设备、手持设备、个人电脑、平板电脑、车载设备、智能手机、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备等。在不同的网络中终端可以叫做不同的名称，例如：用户设备、接入终端、用户单元、用户站、移动站、移动台、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、终端、无线通信设备、用户代理或用户装置、蜂窝电话、无绳电话、个人数字处理（personal digital assistant，PDA）、第五代移动通信技术（5th Generation MobileCommunication Technology，5G）网络、第四代移动通信技术（the 4th generation mobilecommunication technology，4G)网络、第三代移动通信技术（3rd-Generation，3G)网络或未来演进网络中的终端等。
具体地，如图2所示，基于本公开实施例中的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器，本公开的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法包括以下步骤：
步骤S11，控制变换器启动以使变换器接收输入电压。
在步骤S11中，控制变换器启动，变换器的输入电容器 C in接通上级设备，获取来自上级设备输送的输入电压。
步骤S12，基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号。
在步骤S12中，基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，包括：获取变压器模块的变压比；基于变压比、输入电压和设定输出电压确定主开关占空比。
具体地，基于变压比 n、输入电压 V in和设定输出电压 V 0，通过式（1）可以计算得到主开关占空比 D。其中，式（1）为：
（1）。
在步骤S12中，第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号。第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补。其中，第一开关和第二开关为主开关，第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比即为主开关占空比，故第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5。
在步骤S12中，第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号。第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补。
在步骤S12中，第一组脉冲信号或第二组脉冲信号中的任一脉冲信号均为周期等于开关周期的脉冲信号。其中开关周期 T S基于目标开关频率 f r确定，目标开关频率 f r基于初始开关频率 f s和电压偏差值 x确定。目标开关频率 f r、初始开关频率 f s和电压偏差值 x间的关系满足式（2）：
（2）
其中，电压偏差值 x可以预先设定，初始开关频率 f s的选择通常取决于期望的效率和所需的变换器的物理尺寸。由此，能够使得变换器具有最小开关损耗（即第三NMOS管S3、第四NMOS管S4的零开关损耗和整流二极管的零反向恢复损耗）和最小导通损耗。
在一些实施例中，物理尺寸包括但不限于超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的长、宽、高等。
步骤S13，基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。
具体地，当主开关占空比 D＞0.5时，基于第一组脉冲信号控制变换器处于第一模式中，在第一模式中时，变换器在重叠区域中工作。在此区域中，两个主开关（即第一NMOS管S1和第二NMOS管S2）在特定的时间间隔内都处于导通（OPEN）状态。当主开关占空比 D＜0.5时，基于第二组脉冲信号控制变换器处于第二模式中，在第二模式中时，变换器在非重叠区域中工作。在该区域中，两个主开关（S1和S2）在特定的间隔期间同时处于关闭（OFF）状态。
在步骤S13中，多个模态为6个模态，在每个开关周期中，第一模式的6个模态包括第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态和第六模态；在第一模态中，第一开关导通、第二开关导通；在第二模态和第三模态中，第一开关导通、第四开关导通；在第四模态中，第一开关导通、第二开关导通；在第五模态和第六模态中，第三开关导通、第二开关导通。
图3为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的各开关通断及相关元件波形示意图。如图3所示，一个开关周期 T S内，第一模式中的第一模态的时刻为[ t 0, t 1]、第二模态的时刻为[ t 1, t 2]、第三模态的时刻为[ t 2, t 3]、第四模态的时刻为[ t 3, t 4]、第五模态的时刻为[ t 4, t 5]和第六模态的时刻为[ t 5, t 6]。时刻 t 6、时刻 t 7、时刻 t 8、时刻 t 9、时刻 t 10、时刻 t 11分别相邻的下一个开关周期 T S中第一模式的6个模态的起始时刻。
为便于描述各模态的电路状态，假设全桥模块的四个开关（即第一NMOS管S1、第二NMOS管S2、第三NMOS管S3、第四NMOS管S4）是理想开关管，除了该四个开关的体二极管（即第一体二极管Ds1、第二体二极管Ds2、第三体二极管Ds3和第四体二极管Ds4），另外箝位电容器 C c1容量足够大，使得箝位电容器 C c1两端的电压 V c在一个开关周期 T s内恒定。
对于主开关占空比 D＞0.5情况，在重叠区域中，在一个开关周期内存在六个拓扑模式，也即第一模式中存在6个模态。其中，由于每三个模态是类似的，因此本公开的实施例主要描述其中的三个模态。
图4（a）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第一模态的模态图，图4（b）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第二模态的模态图，图4（c）为本公开实施例所提供的第一组脉冲信号下的第一模式第三模态的模态图。
在本实施例中，在第一模态中，电路状态为输入电压为第一升压电感器、第二升压电感器充能，变压器模块的原边和副边的电压都为零，即 V p=0， V s=0， V p为变压器模块的原边电压， V s为变压器模块的副边电压。
具体地，如图3所示，第一模态的时刻为[ t 0, t 1]，在 t 0时刻，第三NMOS管S3和第四NMOS管S4关闭，第二NMOS管S2导通，在短暂的死区时间之后，第一NMOS管S1导通，第一升压电感器 L 1、第二升压电感器 L 2的电感值线性增加，第一NMOS管S1的电流 i S1和第二NMOS管S2的电流 i S2线性增加。第三NMOS管S3的电流 i S3和第四NMOS管S4的电流 i S4为0。如图4（a）所示，输入电压 V in经第一升压电感器 L 1、第二升压电感器 L 2给该两个升压电感充能，理想变压器T绕组两端的所有电压都为零。该模态下第一升压电感器 L 1的电流 i L1线性增加且如式（3），第二升压电感器 L 2的电流 i L2线性增加且如式（4）：
（3）
（4）
其中， i L1（ t）表示第 t时刻第一升压电感器的电流， i L1（ t 0）表示第 t 0时刻第一升压电感器的电流， i L2（ t）表示第 t时刻第二升压电感器的电流， i L2（ t 0）表示第 t 0时刻第二升压电感器的电流。
如图4（a）所示，第一模态下第一升压电感器 L 1与第一NMOS管S1串联，第二升压电感器 L 2与第二NMOS管S2串联。故第一NMOS管S1的电流 i S1与第一升压电感器的电流一致，第二NMOS管S2的电流 i S2与第二升压电感器的电流一致。
在本实施例中，在第二模态下，电路状态为变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，第一整流二极管导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感与第一谐振电容器和第二谐振电容器谐振。
具体地，如图3所示，第二模态的时刻为[ t 1, t 2]，在 t 1时刻，第二NMOS管S2被关闭，第三NMOS管S3处于关闭状态，在短暂的死区时间之后，第四NMOS管S4被导通，第一升压电感器 L 1的电感值继续线性增加，第二升压电感器 L 2的电感值下降，第二NMOS管S2的电流 i S2降为零。第三NMOS管S3的电流 i S3持续为零，第一NMOS管S1的电流 i S1和第四NMOS管S4的电流 i S4发生非线性变化。该模态下第一升压电感器 L 1的电流 i L1如式（5），第二升压电感器 L 2的电流 i L2如式（6）：
（5）
（6）
其中， i L1（ t 1）表示第 t 1时刻第一升压电感器的电流， i L2（ t 1）表示第 t 1时刻第二升压电感器的电流。 V c表示箝位电容器 C c1两端的电压。
如图4（b）所示，在第二模态下，变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，泄漏电感 L lk的两端的电压差为次级（即副边）绕组电压和第一谐振电容器 C r1之间的电压 v Cr1，由于第一整流二极管D1导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感 L lk与第一谐振电容器 C r1和第二谐振电容器 C r2谐振，此时电路状态满足式（7）至式（9）：
（7）
（8）
（9）
其中， v Cr1（t）表示第 t时刻第一谐振电容器 C r1的电压， V out表示输出电容器 C out两端的电压，输出电容器 C out两端的电压等于设定输出电压 V 0。 v Cr2（t）表示第 t时刻第二谐振电容器 C r2的电压。有效谐振电容 C r满足式（10）：
（10）。
由式（7）可以得到式（11）和式（12）：
（11）
（12）
其中， I s,peak是变压器模块副边的电流 i s的峰值，谐振角频率 ω r满足，阻抗 Z r满足。由于第一谐振电容器 C r1与第二谐振电容器 C r2的电容值相同，故变压器模块副边出两个谐振电容器的电流之间的关系如式（13）：
（13）
式中， i s（ t）表示第 t时刻变压器模块副边的电流。 i Cr1（t）表示第 t时刻第一谐振电容器 C r1的电流， i Cr2（t）表示第 t时刻第二谐振电容器 C r2的电流。
由于所有绕组的磁动势之和为零，因此变压器模块初级电流（即原边电流 i p）满足式（14）：
（14）
其中， i p（ t）表示第 t时刻变压器模块原边的电流。因此，第一NMOS管S1的电流 i S1满足式（15），第四NMOS管S4的电流 i S4满足式（16）：
（15）
（16）。
在本实施例中，在第三模态中，电路状态为第一整流二极管关断，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一开关和第四开关。
具体地，如图3所示，第三模态的时刻为[ t 2, t 3]，在第三模态下各开关状态与第二模态下的各开关状态一致。在第三模态的 t 2时刻，第一整流二极管的电流 i D1变为零，第一整流二极管D1在零电流下关断。第一整流二极管D1的零电流关断消除了其反向恢复问题。第一升压电感器、第二升压电感器中的电流仍保持且被等分并流入第一NMOS管S1和第四NMOS管S4。该模态下第一升压电感器 L 1的电流 i L1如式（17），第二升压电感器 L 2的电流 i L2如式（18）：
（17）
（18）
其中， i L1（ t 2）表示第 t 2时刻第一升压电感器的电流， i L2（ t 2）表示第 t 2时刻第二升压电感器的电流。如图4（c）所示，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一NMOS管S1和第四NMOS管S4。
在步骤S13中，由于第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补。因此，第四模态、第五模态和第六模态的拓扑与第一模态、第二模态、第三模态的原理一致，第四模态、第五模态和第六模态的电路状态可以分别参照上述第一模态、第二模态、第三模态的分析。
另外，在步骤S13中，当任何一个二极管导通且考虑泄漏电感 L lk两端的平均电压为零时，设定输出电压 V 0与箝位电容器 C C1两端的电压 V c满足式（19）：
（19）
假设第一NMOS管S1、第二NMOS管S2的主开关占空比 D、输入电压 V in与箝位电容器 C C1两端的电压 V c的关系满足式（20）：
（20）
结合式（19）和式（20）即可获得变压比 n、输入电压 V in和设定输出电压 V 0的关系。
在步骤S13中，在每个开关周期中，第二模式的6个模态包括第七模态、第八模态、第九模态、第十模态、第十一模态和第十二模态；在第七模态和第八模态中，第一开关导通、第四开关导通；在第九模态中，第三开关导通、第四开关导通；在第十模态和第十一模态中，第三开关导通、第二开关导通；在第十二模态中，第三开关导通、第四开关导通。
图5为本公开实施例所提供的第二组脉冲信号下的各开关通断及相关元件波形示意图。如图5所示，一个开关周期 T S内，第二模式中的第七模态的时刻为[ t b0, t b1]、第八模态的时刻为[ t b1, t b2]、第九模态的时刻为[ t b2, t b3]、第十模态的时刻为[ t b3, t b4]、第十一模态的时刻为[ t b4, t b5]和第十二模态的时刻为[ t b5, t b6]。时刻 t b6、时刻 t b7、时刻 t b8、时刻 t b9、时刻 t b10、时刻 t b11分别相邻的下一个开关周期 T S中第一模式的6个模态的起始时刻。
对于主开关占空比 D＜0.5情况，在非重叠区域中，在一个开关周期内存在六个拓扑模式，也即第二模式中存在6个模态。其中，由于每三个模态是类似的，因此本公开的实施例主要描述其中的三个模态。另外该非重叠区域与重叠区域开关状态一致的模态分析类似。
在本实施例中，在第七模态和第八模态中，第一开关导通、第四开关导通，考虑到非重叠区域与重叠区域开关状态一致的模态分析类似，故第二模式中的第七模态和第八模态可以参照第一模式中的第二模态和第三模态。
在本实施例中，在第九模态中，电路状态为输入电压经第一升压电感器、第二升压电感器以平衡第一升压电感器、第二升压电感器的电压。
具体地，如图5所示，第九模态的时刻为[ t b2, t b3]， t b2时刻第一NMOS管S1关闭，在短暂的死区时间之后，第三NMOS管S3导通，第四NMOS管S4保持导通状态。图6为本公开实施例所提供的第二组脉冲信号下的第二模式第九模态的模态图。如图6所示，当第三NMOS管S3和第四NMOS管S4同时处于导通状态，提供输入电压 V in的电源上的能量经过第一升压电感器、第二升压电感器以平衡第一升压电感器、第二升压电感器的电压。第九模态多为电压增益要求较低情况下使用。
在步骤S13中，由于第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补。因此，第十模态、第十一模态和第十二模态的拓扑与第七模态、第八模态和第九模态的原理一致，第十模态、第十一模态和第十二模态的电路状态可以分别参照上述第七模态、第八模态和第九模态的分析。
本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关。控制方法包括：控制变换器启动以使变换器接收输入电压；基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。在这种情况下，基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，基于主开关占空比与0.5的大小生成对应的第一组脉冲信号或第二组脉冲信号以对变换器进行控制，使得变换器处于不同模式下，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。由此，基于本公开的控制方法变换器不仅可以工作于主开关占空比大于0.5的情况，还可以工作于主开关占空比小于0.5的情况，相比于现有的变换器的控制方法，本公开的控制方法使得变换器可以工作于更大的输入电压范围，因此扩大了输入电压范围。另外，由于变压器模块具有较低寄生绕组电容，利用本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法中减少了控制过程中电压振荡。
以一个场景举例，基于宽输入电压范围的场景需求，搭建一套3.6kW超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器实验样机进行验证。其中，表1示出采用本公开实施例确定的3.6kW超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器实验样机的主要技术指标（参数）。
表1主要技术指标表
根据一些实施例，图7为本公开实施例所提供的整流二极管的电压和电流图。图7的横坐标为时间，图7中示意了的2个开关周期内第一整流二极管D1的电压和电流，以及第二整流二极管D2的电压和电流的波形变化。由图7可知：当第一NMOS管S1和第四NMOS管S4开通时，谐振腔电流到达零点，整流二极管上没有电压尖峰。当第一NMOS管S1和第二NMOS管S2都开通时，此时寄生绕组电容中存储的能量通过第一NMOS管S1和第二NMOS管S2提供的电流路径开始随变压器的变压器漏感振荡，因此电压存在振荡。这种电压振荡不会降低拓扑结构的性能，因为其不会在电源电路中的任何电源开关上引起任何电压超调，也不会在电路中引起任何额外的功率损失。此外，本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法中由于变压器模块为具有较低寄生绕组电容，减少了控制过程中电压振荡。
根据一些实施例，图8为本公开实施例所提供的负载阶跃瞬态波形图。图8为t=0ms时，负载从0到3.6kW的阶跃变化负载阶跃瞬态波形。图8的横坐标为时间，图8中示意了的第一整流二极管D1的电压和电流，以及第二整流二极管D2的电压和电流随着负载的变化造成的波形变化。由图8可知：即使有剧烈的负载变化，提供本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法仍然能够使得变换器快速稳定，具有较快的动态阻尼响应。
根据一些实施例，图9为本公开实施例所提供的变换器全功率范围内效率曲线图。图9为3.6kW双电感谐振全桥隔离DC-DC变换器全功率范围内效率测试曲线。由图9可知本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法能够使得双电感谐振变换器效率最高可达95.76%，相比于传统DC-DC变换器的控制效率更优。
本公开的技术方案中，所涉及的用户个人信息的收集、存储、使用、加工、传输、提供和公开等处理，均符合相关法律法规的规定，且不违背公序良俗。
为了实现上述实施例，本公开还提出一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统。其中，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关。图10为本公开实施例提供的一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统的框图。
如图10所示，该超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统10包括启动模块11、脉冲生成模块12和控制模块13，其中：
启动模块11，用于控制变换器启动以使变换器接收输入电压；
脉冲生成模块12，用于基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；
控制模块13，用于基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。
可选地，多个模态为6个模态，在每个开关周期中，第一模式的6个模态包括第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态和第六模态；在第一模态中，第一开关导通、第二开关导通；在第二模态和第三模态中，第一开关导通、第四开关导通；在第四模态中，第一开关导通、第二开关导通；在第五模态和第六模态中，第三开关导通、第二开关导通。
可选地，在每个开关周期中，第二模式的6个模态包括第七模态、第八模态、第九模态、第十模态、第十一模态和第十二模态；在第七模态和第八模态中，第一开关导通、第四开关导通；在第九模态中，第三开关导通、第四开关导通；在第十模态和第十一模态中，第三开关导通、第二开关导通；在第十二模态中，第三开关导通、第四开关导通。
可选地，变换器还包括变压器模块，脉冲生成模块12，在基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比时，具体用于：获取变压器模块的变压比；基于变压比、输入电压和设定输出电压确定主开关占空比。
可选地，开关周期基于目标开关频率确定，目标开关频率基于初始开关频率和电压偏差值确定。
可选地，变换器还包括第一升压电感器和第二升压电感器，在第一模态中，电路状态为输入电压为第一升压电感器、第二升压电感器充能，变压器模块的原边和副边的电压都为零。
可选地，变换器还包括倍压整流模块，倍压整流模块包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一谐振电容器和第二谐振电容器，在第二模态中，电路状态为变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，第一整流二极管导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感与第一谐振电容器和第二谐振电容器谐振。
可选地，在第三模态中，电路状态为第一整流二极管关断，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一开关和第四开关。
需要说明的是，上述实施例提供的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统在执行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法时，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块完成，即将设备的内部结构划分成不同的功能模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。另外，上述实施例提供的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统与超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法实施例属于同一构思，其体现实现过程详见方法实施例，这里不再赘述。
本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统10中，启动模块用于控制变换器启动以使变换器接收输入电压；脉冲生成模块用于基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；控制模块用于基于第一组脉冲信号或第二组脉冲信号控制变换器处于不同模式，以使变换器输出设定输出电压，其中，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。在这种情况下，基于输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，基于主开关占空比与0.5的大小生成对应的第一组脉冲信号或第二组脉冲信号以对变换器进行控制，使得变换器处于不同模式下，不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，第一模式和第二模式分别包括多个模态。由此，基于本公开的控制方法变换器不仅可以工作于主开关占空比大于0.5的情况，还可以工作于主开关占空比小于0.5的情况，相比于现有的变换器的控制系统，本公开的控制系统使得变换器可以工作于更大的输入电压范围，因此扩大了输入电压范围。另外，由于变压器模块具有较低寄生绕组电容，利用本公开实施例提出的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法系统减少了控制过程中电压振荡。
根据本公开的实施例，本公开还提供了一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备、一种存储有计算机指令的非瞬时计算机可读存储介质（可以简称为可读存储介质）和一种计算机程序产品。
图11为用来实现本公开实施例的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备的框图。超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备旨在表示各种形式的数字计算机，诸如，膝上型计算机、台式计算机、工作台、个人数字助理、服务器、刀片式服务器、大型计算机、和其它适合的计算机。超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备还可以表示各种形式的移动装置，诸如，个人数字处理、蜂窝电话、智能电话、可穿戴电子设备和其它类似的计算装置。本公开所示的部件、部件的连接和关系、以及部件的功能仅仅作为示例，并且不意在限制本公开中描述的和/或者要求的本公开的实现。
如图11所示，超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备20包括计算单元21，其可以根据存储在只读存储器（ROM）22中的计算机程序或者从存储单元28加载到随机存取存储器（RAM）23中的计算机程序，来执行各种适当的动作和处理。在RAM 23中，还可存储超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备20操作所需的各种程序和数据。计算单元21、ROM 22以及RAM 23通过总线24彼此相连。输入/输出（I/O）接口25也连接至总线24。超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备20中的多个部件连接至I/O接口25，包括：输入单元26，例如键盘、鼠标等；输出单元27，例如各种类型的显示器、扬声器等；存储单元28，例如磁盘、光盘等，存储单元28与计算单元21通信连接；以及通信单元29，例如网卡、调制解调器、无线通信收发机等。通信单元29允许超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备20通过诸如因特网的计算机网络和/或各种电信网络与其他电子设备交换信息/数据。
计算单元21可以是各种具有处理和计算能力的通用和/或专用处理组件。计算单元21的一些示例包括但不限于中央处理单元（CPU）、图形处理单元（GPU）、各种专用的人工智能（AI）计算芯片、各种运行机器学习模型算法的计算单元、数字信号处理器（DSP）、以及任何适当的处理器、控制器、微控制器等。计算单元21执行上述所描述的各个方法和处理，例如执行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。例如，在一些实施例中，执行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法可被实现为计算机软件程序，其被有形地包含于机器可读介质，例如存储单元28。在一些实施例中，计算机程序的部分或者全部可以经由ROM 22和/或通信单元29而被载入和/或安装到超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备20上。当计算机程序加载到RAM 23并由计算单元21执行时，可以执行上述描述的执行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法的一个或多个步骤。备选地，在其他实施例中，计算单元21可以通过其他任何适当的方式（例如，借助于固件）而被配置为执行超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
本公开中以上描述的系统和技术的各种实施方式可以在数字电子电路系统、集成电路系统、场可编程门阵列（FPGA）、专用集成电路（ASIC）、专用标准产品（ASSP）、芯片上系统的系统（SOC）、负载可编程逻辑电子设备（CPLD）、计算机硬件、固件、软件、和/或它们的组合中实现。这些各种实施方式可以包括：实施在一个或者多个计算机程序中，该一个或者多个计算机程序可在包括至少一个可编程处理器的可编程系统上执行和/或解释，该可编程处理器可以是专用或者通用可编程处理器，可以从存储系统、至少一个输入装置、和至少一个输出装置接收数据和指令，并且将数据和指令传输至该存储系统、该至少一个输入装置、和该至少一个输出装置。
用于实施本公开的方法的程序代码可以采用一个或多个编程语言的任何组合来编写。这些程序代码可以提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器或控制器，使得程序代码当由处理器或控制器执行时使流程图和/或框图中所规定的功能/操作被实施。程序代码可以完全在机器上执行、部分地在机器上执行，作为独立软件包部分地在机器上执行且部分地在远程机器上执行或完全在远程机器或服务器上执行。
在本公开中，机器可读介质可以是有形的介质，其可以包含或存储以供指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备结合地使用的程序。机器可读介质可以是机器可读信号介质或机器可读储存介质。机器可读介质可以包括但不限于电子的、磁性的、光学的、电磁的、红外的、或半导体系统、装置或电子设备，或者上述内容的任何合适组合。机器可读存储介质的更具体示例会包括基于一个或多个线的电气连接、便携式计算机盘、硬盘、随机存取存储器（RAM）、只读存储器（ROM）、可擦除可编程只读存储器（EPROM或快闪存储器）、光纤、便捷式紧凑盘只读存储器（CD-ROM）、光学储存电子设备、磁储存电子设备、或上述内容的任何合适组合。
为了提供与用户的交互，可以在计算机上实施此处描述的系统和技术，该计算机具有：用于向用户显示信息的显示装置（例如，CRT（阴极射线管）或者LCD（液晶显示器）监视器）；以及键盘和指向装置（例如，鼠标或者轨迹球），用户可以通过该键盘和该指向装置来将输入提供给计算机。其它种类的装置还可以用于提供与用户的交互；例如，提供给用户的反馈可以是任何形式的传感反馈（例如，视觉反馈、听觉反馈、或者触觉反馈）；并且可以用任何形式（包括声输入、语音输入或者、触觉输入）来接收来自用户的输入。
可以将此处描述的系统和技术实施在包括后台部件的计算系统（例如，作为数据服务器）、或者包括中间件部件的计算系统（例如，应用服务器）、或者包括前端部件的计算系统（例如，具有图形用户界面或者网络浏览器的用户计算机，用户可以通过该图形用户界面或者该网络浏览器来与此处描述的系统和技术的实施方式交互）、或者包括这种后台部件、中间件部件、或者前端部件的任何组合的计算系统中。可以通过任何形式或者介质的数字数据通信（例如，通信网络）来将系统的部件相互连接。通信网络的示例包括：局域网（LAN）、广域网（WAN）、互联网和区块链网络。计算机系统可以包括客户端和服务器。客户端和服务器一般远离彼此并且通常通过通信网络进行交互。通过在相应的计算机上运行并且彼此具有客户端-服务器关系的计算机程序来产生客户端和服务器的关系。服务器可以是云服务器，又称为云计算服务器或云主机，是云计算服务体系中的一项主机产品，以解决了传统物理主机与VPS服务（"Virtual Private Server"，或简称 "VPS"）中存在的管理难度大，业务扩展性弱的缺陷。服务器也可以为分布式系统的服务器，或者是结合了区块链的服务器。
应该理解，可以使用上面所示的各种形式的流程，重新排序、增加或删除步骤。例如，本公开中记载的各步骤可以并行地执行也可以顺序地执行也可以不同的次序执行，只要能够实现本公开公开的技术方案所期望的结果，本公开在此不进行限制。
上述具体实施方式，并不构成对本公开保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，根据设计要求和其他因素，可以进行各种修改、组合、子组合和替代。任何在本公开的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本公开保护范围之内。

Claims (10)

1.一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关，所述控制方法包括：
控制变换器启动以使所述变换器接收输入电压；
基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若所述主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中所述第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、所述第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、所述第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，所述第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若所述主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中所述第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、所述第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、所述第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，所述第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；
基于所述第一组脉冲信号或所述第二组脉冲信号控制所述变换器处于不同模式，以使所述变换器输出所述设定输出电压，其中，所述不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，所述第一模式和所述第二模式分别包括多个模态。
2.如权利要求1所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，多个模态为6个模态，在每个开关周期中，所述第一模式的6个模态包括第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态和第六模态；
在第一模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第二模态和第三模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第四模态中，所述第一开关导通、所述第二开关导通；在第五模态和第六模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通。
3.如权利要求2所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，在每个开关周期中，所述第二模式的6个模态包括第七模态、第八模态、第九模态、第十模态、第十一模态和第十二模态；
在第七模态和第八模态中，所述第一开关导通、所述第四开关导通；在第九模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通；在第十模态和第十一模态中，所述第三开关导通、所述第二开关导通；在第十二模态中，所述第三开关导通、所述第四开关导通。
4.如权利要求3所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器还包括第一升压电感器、第二升压电感器和变压器模块，在第一模态中，电路状态为输入电压为第一升压电感器、第二升压电感器充能，变压器模块的原边和副边的电压都为零。
5.如权利要求4所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器还包括倍压整流模块，所述倍压整流模块包括第一整流二极管、第二整流二极管、第一谐振电容器和第二谐振电容器，在第二模态中，电路状态为变压器模块原边的输入功率被转移到变压器模块的副边，第一整流二极管导通，当变压器模块副边的电流流动时，变压器模块的泄漏电感与第一谐振电容器和第二谐振电容器谐振。
6.如权利要求5所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，在第三模态中，电路状态为第一整流二极管关断，第一升压电感器、第二升压电感器中的电流均等地流入第一开关和第四开关。
7.如权利要求4所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，包括：
获取所述变压器模块的变压比；
基于所述变压比、所述输入电压和所述设定输出电压确定主开关占空比。
8.如权利要求7所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述开关周期基于目标开关频率确定，所述目标开关频率基于初始开关频率和电压偏差值确定。
9.一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制系统，其特征在于，变换器包括全桥模块，全桥模块包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂包括位于下桥臂的第一开关和位于上桥臂的第三开关，第二桥臂包括位于下桥臂的第二开关和位于上桥臂的第四开关，第一开关和第二开关为主开关，所述控制系统包括：
启动模块，用于控制变换器启动以使所述变换器接收输入电压；
脉冲生成模块，用于基于所述输入电压和设定输出电压确定主开关占空比，若所述主开关占空比大于0.5，则生成第一组脉冲信号，其中所述第一组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第一脉冲信号、第二脉冲信号、第三脉冲信号和第四脉冲信号，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的占空比大于0.5，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号的相位差为180°、所述第三脉冲信号和第四脉冲信号的相位差为180°、所述第一脉冲信号和第三脉冲信号互补，所述第二脉冲信号和第四脉冲信号互补；若所述主开关占空比小于0.5，则生成第二组脉冲信号，其中所述第二组脉冲信号包括分别控制第一开关、第二开关、第三开关和第四开关的第五脉冲信号、第六脉冲信号、第七脉冲信号和第八脉冲信号，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的占空比小于0.5，所述第五脉冲信号和第六脉冲信号的相位差为180°、所述第七脉冲信号和第八脉冲信号的相位差为180°、所述第五脉冲信号和第七脉冲信号互补，所述第六脉冲信号和第八脉冲信号互补；
控制模块，用于基于所述第一组脉冲信号或所述第二组脉冲信号控制所述变换器处于不同模式，以使所述变换器输出所述设定输出电压，其中，所述不同模式包括第一模式和第二模式，在每个开关周期中，所述第一模式和所述第二模式分别包括多个模态。
10.一种超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制设备，其特征在于，包括：至少一个处理器；以及与所述至少一个处理器通信连接的存储器；其中，所述存储器存储有可被所述至少一个处理器执行的指令，所述指令被所述至少一个处理器执行，以使所述至少一个处理器能够执行权利要求1-8中任一项所述的超级电容电流馈电隔离DC-DC变换器的控制方法。
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