CN209562410U - 一种反激变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种反激变换器，包括至少两级相同的原边绕组单元和均压单元以及一辅助绕组单元，每级原边绕组单元由相同的原边绕组、吸收电路、控制该原边绕组通断的主开关管组成，辅助绕组单元由辅助绕组、控制该辅助绕组通断的辅助开关管以及一个电容组成。通过驱动控制辅助开关管在原边主开关管导通先行导通一段时间，利用辅助绕组反向励磁能量为主开关管实现软启动功能提供条件，在超高超宽输入电压范围的开关电源应用中，与现有技术相比，其具有软开关功能，提升了产品的效率；同时复用了辅助供电绕组，电路结构简单，易实现。

Description

一种反激变换器

技术领域

本实用新型涉及一种反激电路，特别涉及一种主功率开关管实现软开关的串联型高耐压反激电路。

背景技术

近年来，随着新能源产业的快速发展，光伏发电、超高压输电等电力行业对超高超宽输入电压范围的开关变换器的需求越来越大，但由于其配电系统的输入电压非常高，高达几千伏，现有常规的开关变换器很难有合适的高压开关管来满足设计要求，为解决开关管电压应力过高的问题，可以采用变换器输入串联的电路结构。

图1是目前行业中适用于超高超宽输入电压范围的普通串联型反激变换器电路图，其实际应用电路是将变压器原边功率绕组均分成两个或两个以上，分别接开关管，然后再串联起来达到耐高压的目的(该方案为公知技术，其具体实施工作原理不再详细介绍)。但是由于普通反激电路拓扑是硬开关，在超高输入电压条件下，开关管的开关损耗很大，且发热严重，特别是高耐压开关管的导通阻抗和结电容都比较大，在实际高压应用场合中这些缺点将进一步扩大，导致变换器整体的效率低、可靠性低，功率密度低，难以满足绿色电源的发展要求。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型解决的技术问题是克服现有方法的不足，提出一种反激变换器，使得串联的各级主功率开关管都可以实现软开关功能(软开关：通过在开关过程前后引入谐振，使开关开通前电压先降到零，关断前电流先降到零，就可以消除开关过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减小甚至消除开关损耗；零电压开关(导通)也可以称为ZVS，ZVS：Zero Voltage Switching)，可以减小其开关损耗，提高变换器整体性能。

为实现本实用新型目的，采取的技术方案为：

一种反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的原边绕组单元、至少两级的均压单元以及一辅助绕组单元，每级的原边绕组单元与均压单元并联，各级的原边绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联；首级原边绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级原边绕组单元的输出端接地；每级原边绕组单元均包括原边绕组、吸收电路和主开关管，原边绕组的一端作为原边绕组单元的输入端，原边绕组的另一端连接主开关管的导通电流流入端，主开关管的导通电流流出端为原边绕组单元的输出端，吸收电路并联在原边绕组的两端；各级主开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级原边绕组同相控制且共磁芯；

所述辅助绕组单元包括辅助绕组、辅助开关管和辅助钳位电容，辅助绕组的一端与辅助开关管的导通电流流入端相连，辅助绕组的另一端与辅助钳位电容一端相连，辅助钳位电容的另一端与辅助开关管的导通电流流出端相连；辅助开关管的控制端施加驱动信号，辅助绕组与各级原边绕组共磁芯。

优选地，所述均压单元，由电容组成，或者由电容并联电阻组成。

优选地，所述主开关管，为MOS管，主开关管的导通电流流入端，为MOS管的漏极；主开关管的导通电流流出端，为MOS管的源极；主开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

优选地，所述辅助开关管，为MOS管，辅助开关管的导通电流输入端，为MOS管的漏极，辅助开关管的导通电流输出端，为MOS管的源极，辅助开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

作为上述技术方案的同等替换，本实用新型还提供一种反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的原边绕组单元、至少两级的均压单元以及一辅助绕组单元，每级的原边绕组单元与均压单元并联，各级的原边绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联；首级原边绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级原边绕组单元的输出端接地；每级原边绕组单元均包括原边绕组、吸收电路和主开关管，原边绕组的一端作为原边绕组单元的输入端，原边绕组的另一端连接主开关管的导通电流流入端，主开关管的导通电流流出端为原边绕组单元的输出端，吸收电路并联在原边绕组的两端；各级主开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级原边绕组同相控制且共磁芯；其特征在于：

所述辅助绕组单元包括辅助绕组、辅助开关管、辅助钳位电容和辅助钳位二极管，辅助绕组的一端与辅助开关管的导通电流流入端相连，辅助绕组的另一端与辅助钳位电容一端、辅助钳位二极管的阴极相连，辅助钳位电容的另一端与辅助开关管的导通电流流出端、辅助钳位二极管的阳极相连；辅助开关管的控制端施加驱动信号，辅助绕组与各级原边绕组共磁芯。

优选地，所述均压单元，由电容组成，或者由电容并联电阻组成。

优选地，所述主开关管，为MOS管，主开关管的导通电流流入端，为MOS管的漏极；主开关管的导通电流流出端，为MOS管的源极；主开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

优选地，所述辅助开关管，为MOS管，辅助开关管的导通电流输入端，为MOS管的漏极，辅助开关管的导通电流输出端，为MOS管的源极，辅助开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

优选地，所述辅助开关管的控制端施加与各级主开关管互为互补、具有一定死区时间的驱动信号。

本实用新型的实现构思为：变换器设置辅助绕组单元，采用辅助开关管代替传统辅助供电电路中的二极管(如图1中的二极管D2)，通过控制辅助开关管在串联的各级主开关管导通前先行导通一段时间，让辅助绕组进行反向励磁，然后在辅助开关管关断后串联主开关管未导通前设置一小段死区时间，在该死区时间内，通过辅助绕组反向励磁能量抽走串联的各级主开关管的结电容电压，通过合理设置辅助开关管的导通时间，使串联的各级主开关管结电容电压被抽到零，即可实现串联主开关管的软开关功能(即ZVS，或零电压开通功能)。同时，在辅助绕组与原边绕组耦合度较好的情况下，变压器原边绕组的大部分漏感能量会通过辅助钳位电容吸收，用于提供辅助供电电源，进一步提升效率。

与现有技术相比，本实用新型具有以下有益效果：

1、本实用新型复用辅助供电电路，利用双向导通性的辅助开关管代替传统单向导通的二极管，实现方法简单，在能提供辅助供电电压的同时还实现了串联主开关管的ZVS，提高整体效率，同时可提高该电路的开关频率，从而减小体积，提高功率密度。

2、在辅助绕组与原边绕组耦合度较好的情况下，大部分的变压器原边绕组漏感能量通过辅助钳位电容吸收，并用于提供辅助供电电源，变换器效率进一步提高。

附图说明

图1为现有超高超宽输入电压范围的普通串联型反激变换器的电路原理图；

图2为本实用新型第一实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图；

图3为本实用新型第一实施例改进型高耐压反激变换器的控制时序图；

图4为本实用新型第一实施例改进型高耐压反激变换器的工作波形图；

图5为本实用新型第二实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图；

图6为本实用新型第二实施例改进型高耐压反激变换器的控制时序图；

图7为本实用新型第二实施例改进型高耐压反激变换器的工作波形图；

图8为本实用新型第三实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图；

图9为本实用新型第四实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图。

具体实施方式

第一实施例

图2为本实用新型第一实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图，一种改进型高耐压反激变换器，包括输入电路：两级原边绕组单元、两级均压电路、两级吸收电路：第一吸收电路、第二吸收电路；输出电路：副边绕组单元；

具体包括电容C1、电容C2、电容C3、电容C4、N-MOS管Q1、N-MOS管Q2、N-MOS 管QA、输出整流二极管D1、反激变压器T1。其中，所述反激变压器T1包括原边绕组Lp1、原边绕组Lp2、副边绕组Ls1以及辅助绕组Laux。

作为本实施例的优选方式，所述吸收电路可以是常规的RCD吸收电路，也可以是其他吸收电路，主要作用是吸收漏感能量，降低主功率开关管的耐压，这里不做限定。

本实施例的具体连接关系如下：

电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接原边绕组Lp1 的同名端；电容C1和电容C2串联后的两端子的另一端接输入电压负极(地)，同时接N-MOS 管Q2的源极；N-MOS管Q1的漏极接原边绕组Lp1的异名端，第一吸收电路的两端并联原边绕组Lp1的两端；N-MOS管Q1的源极接原边绕组Lp2的同名端，同时还连接于电容C1 和电容C2串联后的中间节点；N-MOS管Q2的漏极接原边绕组Lp2的异名端，第二吸收电路的两端并联原边绕组Lp2的两端；所述副边绕组Ls1的异名端接输出整流二极管D1的阳极；输出整流二极管D1的阴极接电容C3的一端，同时作为输出正极；电容C3的另一端接副边绕组Ls1的同名端，同时作为输出负极；所述辅助绕组Laux的同名端接N-MOS管QA 的漏极；N-MOS管QA的源极接电容C4的一端，同时作为辅助电源负极；电容C4的另一端接辅助绕组Laux的异名端，同时作为辅助电源正极。

本实施例的开关管驱动时序采用前沿非互补的形式，如图3为开关管驱动时序图，如所示，其中Vg1为串联主功率MOS管Q1、Q2的驱动信号，Vg2为辅助MOS管QA的驱动信号，即串联主功率MOS管Q1、Q2同步驱动，控制辅助MOS管在串联主功率MOS管导通 (在t0时刻Vg1驱动信号驱动N-MOS管Q1、Q2导通)前先导通一段时间，并且在辅助 MOS管驱动信号关断后到主功率MOS管驱动信号导通前之间预留有一段死区时间(在即0～t0 时刻内Vg1和Vg2同时为低电平的时间区间)，在该死区时间内让辅助绕组反向励磁能量充分抽走串联主功率MOS管的结电容电压，用以实现串联主功率MOS管的软开关功能(ZVS)。

本实施例的工作原理如下：

图4为本实施例电路工作仿真波形图，稳态工作时的波形如图4所示，N-MOS管Q1和N-MOS管Q2为主开关管，N-MOS管QA为辅助开关管。VG1为主开关管Q1、Q2的驱动信号波形；VG2为辅助开关管QA的驱动信号波形；Vds1、Vds2、Vds_axu分别为主开关管 Q1、Q2、辅助开关管Q3的漏源极电压波形；Im1、Im2分别是原边绕组Lp1、Lp2的励磁电流波形；Is为流过副边绕组Ls1的电流波形；Iaux为流过辅助开关管QA的电流波形。

t0～t1阶段，该阶段VG1为高电平，VG2为低电平，主开关管Q1、Q2导通，辅助开关管QA截止，输入电压对变压器TI进行励磁，励磁电流Im1、Im2线性增加且两者相等，原边绕组Lp1、Lp2储能，输出整流二极管D1以及辅助开关管QA的体二极管DA反向截止；

t1～t2阶段，该阶段VG1、VG2均为低电平，主开关管Q1、Q2截止，辅助开关管QA截止，原边绕组Lp1、Lp2传递能量到副边，输出整流二极管D1正向导通，给输出侧提供能量；因原边绕组和辅助绕组耦合得较好，故原边大部分漏感能量通过辅助开关管QA的体二极管DA转移到电容C4。电容C4所存储的能量一部分用来给后级控制和驱动单元供电，另一部分用来为原边绕组提供能量注入，为实现主开关管软开关(即ZVS，或零电压启动)功能提供条件。该阶段中，随着传递到副边的电流逐渐减小下降到零，输出整流二极管D1将反向截止，原边励磁电感电压没有被钳位，故原边励磁电感电压工作在谐振状态，具体如图4Vds1、Vds2波形所示；

t2～t3阶段，该阶段VG1为低电平，VG2为高电平，主开关管Q1、Q2截止，辅助开关管QA导通，辅助电源经辅助开关管QA给辅助绕组励磁，原边励磁电感电压被辅助绕组电压钳位，同时电容C4与辅助绕组处于谐振状态；

t3～t4阶段，该阶段VG1、VG2均为低电平，该阶段为主开关管和辅助开关管驱动的死区时间。存储在辅助绕组上的能量被转移到原边励磁电感上，此时原边励磁电流电流流动方向为从下向上(即由原边绕组的异名端向原边绕组的同名端)，为了维持原边绕组电流通路，该励磁电流会将主开关管Q1、Q2的结电容上的电荷抽走，回馈到输入电源，一直维持到主开关管Q1、Q2的漏源极电压Vds为负电压，且漏源极电压幅值刚好小于其体二极管的正向导通压降，此时，电流回路由主开关管结电容转移到主开关管体二极管，使得主开关管Q1、 Q2的漏源极电压Vds被钳位，为进入下一个驱动周期时，给主开关管Q1、Q2的实现软开关功能(即零电压导通，ZVS)提供条件。具体如图4所示，t4时刻后，VG1为高电平、VG1为低电平，主开关管Q1、Q2导通，且据Vds1和Vds2波形所示，主开关管Q1、Q2均实现了软开关功能。

本实施例电路将一直循环上述驱动控制过程，能够满足主开关管实现软开关功能，相应降低开关损耗，提高变压器的效率和可靠性，且电路控制简单，满足标准开关电源发展要求。第二实施例

图5为本实用新型第二实施例改进型高耐压反激变换器的电路原理图，相对于第一实施例电路，第二实施例电路在电容C4两端多并联一个二极管D2，起到扼流作用，同时开关管驱动时序可采用互补驱动的形式(图6所示为主开关管Q1、Q2和辅助开关管QA的控制时序图，为避免主开关管与辅助开关管同时导通，主开关管与辅助开关管之间预留一定的死区时间)，本实施例驱动电路更简单，且辅助开关管QA也能实现软开关功能(ZVS)，进一步提升变换器整体效率。

本实施例的具体连接关系如下：

电容C1和电容C2串联，串联后的两端子一端接输入电压的正极，同时接原边绕组Lp1 的同名端；电容C1和电容C2串联后的两端子的另一端接输入电压负极(地)，同时接N-MOS 管Q2的源极；所述N-MOS管Q1的漏极接原边绕组Lp1的异名端，第一吸收电路的两端并联原边绕组Lp1的两端；N-MOS管Q1的源极接原边绕组Lp2的同名端，同时还连接于电容 C1和电容C2串联后的中间节点；所述N-MOS管Q2的漏极接原边绕组Lp2的异名端，第二吸收电路的两端并联原边绕组Lp2的两端；所述副边绕组Ls1的异名端接二极管D1的阳极；二极管D1的阴极接电容C3的一端，同时作为输出正极；电容C3的另一端接副边绕组Ls1 的同名端，同时作为输出负极；所述辅助绕组Laux的同名端接N-MOS管QA的漏极；N-MOS 管QA的源极接电容C4的一端，同时还连接于二极管D2的阳极，同时还作为辅助电源负极；电容C4的另一端接辅助绕组Laux的异名端，同时还连接于二极管D2的阴极，同时还作为辅助电源正极。

其中，两级吸收电路的实施与第一实施例相同，不再累述。

本实施例的工作原理如下：

图7为本实施例电路工作的仿真波形图，稳态工作时的波形如图7所示，N-MOS管Q1和N-MOS管Q2为主开关管，N-MOS管QA为辅助开关管。VG1为主开关管Q1、Q2的驱动信号波形；VG2为辅助开关管QA的驱动信号波形；Vds1、Vds2、Vds_axu分别为主开关管Q1、Q2、辅助开关管Q3的漏源极电压波形；Im1、Im2分别是原边绕组Lp1、Lp2的励磁电流波形；Is为流过副边绕组Ls1的电流波形；Iaux为流过辅助开关管QA的电流波形。

t0～t1阶段，该阶段VG1为高电平，VG2为低电平，主开关管Q1、Q2导通，辅助开关管QA截止，输入电压对变压器TI进行励磁，励磁电流Im1、Im2线性增加且两者相等，原边绕组Lp1、Lp2储能，输出整流二极管D1以及辅助开关管QA的体二极管DA反向截止；

t1～t2阶段，该阶段VG1、VG2均为低电平，即为主开关管与辅助开关管驱动的死区时间，主开关管Q1、Q2截止，辅助开关管QA截止，原边绕组Lp1、Lp2传递能量到副边，输出整流二极管D1正向导通，给输出侧提供能量；因原边绕组和辅助绕组耦合得较好，故原边大部分漏感能量通过辅助开关管QA的体二极管DA转移到电容C4，该过程会将辅助开关管QA的结电容电压抽走，为辅助开关管QA实现软开关功能(即零电压导通，ZVS)提供条件。具体如图7所示，在t2时刻实现辅助开关管ZVS。

t2～t3阶段，该阶段VG1为低电平，VG2为高电平，主开关管Q1、Q2截止，辅助开关管QA导通，原边绕组Lp1、Lp2继续传递能量到副边，同时由于电容C4放电，与辅助绕组处于谐振状态，导致副边电流Is也处于谐振状态，随着传递到副边的电流减小下降到零，辅助电压开始经辅助开关管QA给辅助绕组励磁，原边励磁电感电压被辅助绕组电压钳位；该阶段中，当电容C4放电结束后，辅助绕组的反向励磁电流会先给电容C4反向充电，电容 C4两端电压略高于二极管D2导通电压后二极管D2导通，并与辅助绕组、辅助开关管QA 形成扼流圈，辅助绕组的反向励磁电流会通过扼流圈形成电流回路并维持在一定值，此时辅助绕组相当于被短路，具体如图7所示，Iaux电流波形在t2～t3末端的平台值即为扼流圈中的电流值；

t3～t4阶段，该阶段VG1、VG2均为低电平，也是主开关管和辅助开关管驱动的死区时间。存储在辅助绕组上的能量被转移到原边励磁电感上，电流流动方向为从下向上(即由原边绕组的异名端向同名端)，为了维持原边绕组电流通路，该励磁电流会将主开关管Q1、Q2 的结电容上的电荷抽走，回馈到输入电源，一直维持到主开关管Q1、Q2的漏源极电压Vds为负电压，且漏源极电压幅值刚好小于其体二极管的正向导通压降，此时，电流回路由结电容转移到体二极管，使得主开关管Q1、Q2的漏源极电压Vds被钳位，为主开关管Q1、Q2 在下一个周期当VG1为高电平时的导通提供ZVS条件。如图7所示，在t4时刻，VG1为高电平、主开关管Q1、Q2导通，且据Vds1和Vds2波形所示，主开关管Q1、Q2均实现了软开关功能。本实施例电路将重复上述过程一直循环运行。

第三实施例

图8为本实用新型第三实施例的电路原理图，与第一实施例不同之处在于第三实施例包括：N(N≥2)级相同的电源变换器原边绕组单元和均压单元，本实施电路为第一实施例电路拓展，输入电路拓展为包括N级串联的原边绕组单元和均匀单元，串联叠加后电路的工作原理与第一实施例一样，可实现同等功效，这里不再赘述。

第四实施例

图9为本实用新型第四实施例的电路原理图，与第二实施例不同之处在于第四实施例包括：N(N≥2)级相同的电源变换器原边绕组单元和均压单元，本实施电路为第二实施例电路拓展，输入电路拓展为包括N级串联的原边绕组单元和均匀单元，串联叠加后电路的工作原理与第二实施例一样，可实现同等功效，这里不再赘述。

本实用新型的实施方式不限于此，按照本实用新型的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本实用新型上述基本技术思想前提下，本实用新型中具体实施电路还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本实用新型权利保护范围之内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本实用新型构成任何限制。另外，专利中涉及到的所有联接/连接关系，并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

Claims (9)

1.一种反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的原边绕组单元、至少两级的均压单元以及一辅助绕组单元，每级的原边绕组单元与均压单元并联，各级的原边绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联；首级原边绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级原边绕组单元的输出端接地；每级原边绕组单元均包括原边绕组、吸收电路和主开关管，原边绕组的一端作为原边绕组单元的输入端，原边绕组的另一端连接主开关管的导通电流流入端，主开关管的导通电流流出端为原边绕组单元的输出端，吸收电路并联在原边绕组的两端；各级主开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级原边绕组同相控制且共磁芯；其特征在于：

所述辅助绕组单元包括辅助绕组、辅助开关管和辅助钳位电容，辅助绕组的一端与辅助开关管的导通电流流入端相连，辅助绕组的另一端与辅助钳位电容一端相连，辅助钳位电容的另一端与辅助开关管的导通电流流出端相连；辅助开关管的控制端施加驱动信号，辅助绕组与各级原边绕组共磁芯。

2.根据权利要求1所述的反激变换器，其特征在于：所述均压单元，由电容组成，或者由电容并联电阻组成。

3.根据权利要求1所述的反激变换器，其特征在于：所述主开关管，为MOS管，主开关管的导通电流流入端，为MOS管的漏极；主开关管的导通电流流出端，为MOS管的源极；主开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

4.根据权利要求1所述的反激变换器，其特征在于：所述辅助开关管，为MOS管，辅助开关管的导通电流输入端，为MOS管的漏极，辅助开关管的导通电流输出端，为MOS管的源极，辅助开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

5.一种反激变换器，包括输入电路，输入电路包括至少两级的原边绕组单元、至少两级的均压单元以及一辅助绕组单元，每级的原边绕组单元与均压单元并联，各级的原边绕组单元相互串联，各级的均压单元相互串联；首级原边绕组单元的输入端连接直流电压的正电压端，末级原边绕组单元的输出端接地；每级原边绕组单元均包括原边绕组、吸收电路和主开关管，原边绕组的一端作为原边绕组单元的输入端，原边绕组的另一端连接主开关管的导通电流流入端，主开关管的导通电流流出端为原边绕组单元的输出端，吸收电路并联在原边绕组的两端；各级主开关管的控制端施加同步的驱动信号，各级原边绕组同相控制且共磁芯；其特征在于：

所述辅助绕组单元包括辅助绕组、辅助开关管、辅助钳位电容和辅助钳位二极管，辅助绕组的一端与辅助开关管的导通电流流入端相连，辅助绕组的另一端与辅助钳位电容一端、辅助钳位二极管的阴极相连，辅助钳位电容的另一端与辅助开关管的导通电流流出端、辅助钳位二极管的阳极相连；辅助开关管的控制端施加驱动信号，辅助绕组与各级原边绕组共磁芯。

6.根据权利要求5所述的反激变换器，其特征在于：所述均压单元，由电容组成，或者由电容并联电阻组成。

7.根据权利要求5所述的反激变换器，其特征在于：所述主开关管，为MOS管，主开关管的导通电流流入端，为MOS管的漏极；主开关管的导通电流流出端，为MOS管的源极；主开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

8.根据权利要求5所述的反激变换器，其特征在于：所述辅助开关管，为MOS管，辅助开关管的导通电流输入端，为MOS管的漏极，辅助开关管的导通电流输出端，为MOS管的源极，辅助开关管的控制端，是控制开关导通与截止的端口，为MOS管的栅极。

9.根据权利要求5所述的反激变换器，其特征在于：所述辅助开关管的控制端施加与各级主开关管互为互补、具有一定死区时间的驱动信号。