CN111969854B - 应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源 - Google Patents

应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，解决了现有反激式开关电源存在的问题以及设计需求。本发明采用两级双管双绕组反激式开关电源串联的思想，实现正确的电压输出，通过切换开关和短接开关的配合，建立了适用于不同输入电压等级的反激式开关电源拓扑结构；通过选择合适的开关工作模式，有效减小了高频变压器的体积，降低了MOSFET的开关损耗，使此开关电源的工作效率得到显著的提升。

Description

应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源。
背景技术
现有的反激式开关电源包括单管反激式开关电源、双管单绕组反激式开关电源，以及双管双绕组反激式开关电源。
对于单管反激式开关电源，其结构为单级MOSFET和单输入绕组串联的形式，此时MOSFET在关断期间需要承受的电压应力比较大，包括输入电压、副边反射回原边的电压、以及变压器漏感与MOSFET结电容之间震荡产生的电压尖峰。由于市面上MOSFET承受的最大耐压水平为1500V，因此单管反激式开关电源仅适用于输入电压比较低的应用场合，且高电压等级的MOSFET，必定导致很大的开关损耗，开关电源的效率得不到满足。
对于双管单绕组的反激式开关电源，其结构为变压器输入绕组的两端各串接一个MOSFET，采用二极管钳位电路，将MOSFET的关断电压钳位在输入电压水平。若要求最高输入电压2200V，考虑到MOSFET的规格选择以及损耗，双管单绕组反激式开关电源不可能实现。
对于双管双绕组的反激式开关电源，其结构为输入侧利用均压电容分压，变压器输入侧两个绕组分别串联一个MOSFET，此时MOSFET承受的电压应力包括：1/2的输入电压、变压器副边反射回原边的电压、以及变压器漏感与MOSFET结电容震荡产生的电压尖峰。对于要求的最高输入电压2200V而言，利用双管双绕组的反激式开关电源，最低应该选择耐压值为1500V的MOSFET，此时MOSFET的高内阻将会大大降低开关电源的效率，管子发热严重，开关电源的效率必定很低，因此双管双绕组的电路拓扑不适用于超高压范围的反激式开关电源设计需求。
发明内容
本发明的目的在于解决现有反激式开关电源存在的问题以及设计需求，提供了应用于不同输入电压等级和电压范围的高压反激开关电源。
为实现上述目的，本发明所提供的技术解决方案是：
一种应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，包括抗冲击和EMI电路、两级双管双绕组反激式开关电源、采样电路、控制芯片和驱动电路；其特殊之处在于：
所述两级双管双绕组反激式开关电源分别记为第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源；
所述第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源的拓扑结构相同，均包括均压电路、高频变压器以及两个RCD吸收电路；
所述高频变压器包括首级输入绕组、次级输入绕组、首级输出绕组以及次级输出绕组；
各级双管双绕组反激式开关电源中，两个RCD吸收电路分别与高频变压器的首级输入绕组和次级输入绕组并联，高频变压器的首级输入绕组与次级输入绕组通过MOSFET串联；
第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T1的次级输入绕组与第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输入绕组通过MOSFET串联；第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输入绕组通过MOSFET接输入电压的负极端；
第一级双管双绕组反激式开关电源的均压电路2a和第二级双管双绕组反激式开关电源的均压电路2b串联；
第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源的均压电路之间设置有电容切换开关K2和电阻切换开关K3，且第一级双管双绕组反激式开关电源的两端设置有短接开关K1；
第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器的次级输入绕组与第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器的首级输入绕组之间设置有变压器切换开关K4。
进一步地，所述控制芯片的输入电压端接第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器的首级输出绕组，即第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输出绕组为控制芯片提供工作电压。
进一步地，所述控制芯片的软启输入端通过电阻R5接第一级双管双绕组反激式开关电源的输入电压正母线端，为控制芯片的软启提供所需电流。
进一步地，还包括反馈电路；所述反馈电路包括依次连接的分压电路(分压电阻R15、R16)、电压基准(TL431)以及光耦(PHT)；所述分压电路输入端接第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输出绕组；所述光耦(PHT)输出端接控制芯片的电压反馈端(FB)。
进一步地，所有MOSFET的驱动信号由驱动电路提供；所述驱动电路采用两个正激式驱动电路；
每个正激式驱动电路包括与其对应双管双绕组反激式开关电源相匹配的隔离变压器以及MOSFET关断期间栅极和源极之间的负压产生电路；
隔离变压器的输入绕组接控制芯片的驱动信号产生端(DRV)，其输出绕组接所述负压产生电路的输入端；负压产生电路的输出端分别接与其对应的两个MOSFET管的栅源极驱动端。
进一步地，所述控制芯片为NCP 1252。
本发明的优点是：
在高压输入条件下，为了降低MOSFET关断时承受的电压应力，以选择合适的MOSFET，本发明针对不同的输入电压等级(例如750V和1500V，其中，750V输入电压等级的输入电压范围为300V-1100V，1500V电压等级的输入电压范围为600V-2200V)，采用两级双管双绕组反激式开关电源串联的思想，实现正确的电压输出，通过切换开关和短接开关的配合，建立了适用于不同输入电压等级的反激式开关电源拓扑结构；通过分压的方式，有效降低了MOSFET关断期间承受的电压，实现了高输入电压下反激式开关电源的设计；利用工作模式由电流连续模式(CCM)过渡到电流断续模式(DCM)的方式，有效降低了MOSFET的开关损耗和器件温升，提高了开关电源的转换效率。
本发明通过选择合适的开关工作模式，有效减小了高频变压器的体积，降低了MOSFET的开关损耗，使此开关电源的工作效率得到显著的提升。
附图说明
图1为本发明应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源的拓扑结构图；
图2为本发明1500V输入电压等级下的工作原理图；
图3为本发明750V输入电压等级下的工作原理图；
图4为本发明1500V输入电压等级下MOSFET的Vds波形；
图5为本发明1500V输入电压等级下的输出纹波波形；
附图标号如下：
1-抗冲击和EMI电路；2a、2b-均压电路；3-反馈电路；4-控制芯片；5-驱动电路；6-采样电路；7-RCD吸收电路。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例对本发明的内容作进一步的详细描述：
如图1所示的本发明应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源拓扑结构图，包括抗冲击和EMI电路1、两级双管双绕组反激式开关电源、采样电路6、控制芯片4、驱动电路5以及反馈电路3。其中。两级双管双绕组反激式开关电源分别记为第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源，这两级双管双绕组反激式开关电源的拓扑结构相同，均包括均压电路、高频变压器以及两个RCD吸收电路7。
高频变压器包括首级输入绕组、次级输入绕组、首级输出绕组以及次级输出绕组。第一级双管双绕组反激式开关电源的均压电路2a和第二级双管双绕组反激式开关电源的均压电路2b串联，且两个均压电路之间设置有电容切换开关K2和电阻切换开关K3，第一级双管双绕组反激式开关电源的两端设置有短接开关K1；第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器的次级输入绕组与第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器的首级输入绕组之间设置有变压器切换开关K4。
输入电压经抗冲击和EMI电路1后，利用均压电路(此处指串联后的均压电路2a和均压电路2b，包括均压电容C1～C4和均压电阻R1～R4)进行分压，每相邻两个均压电容之间形成电压中点，第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T1的首级输入绕组一端接输入电压的正极端，另一端接MOSFET Q1的漏极，MOSFET Q1的源级接均压电容C1和C2的中点；第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T1的次级输入绕组一端接均压电容C1和C2的中点，另一端接MOSFET Q2的漏极，MOSFET Q2的源级接均压电容C2和C3的中点；第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输入绕组一端接均压电容C2和C3的中点，另一端接MOSFET Q3的漏极，MOSFET Q3的源级接均压电容C3和C4的中点；第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输入绕组一端接均压电容C3和C4的中点，另一端接MOSFET Q4的漏极，MOSFET Q4的源极接输入电压的负极端。
其中，第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输出绕组接控制芯片4的输入电压端，为控制芯片4供电；第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输出绕组经二极管和滤波电路后作为主输出。
控制芯片4的软启输入端通过电阻R5接至第一级双管双绕组反激式开关电源的输入电压正母线端，即利用电阻R5连至直流输入侧，为控制芯片4软启提供所需电流。
反馈电路3包括依次连接的分压电路、电压基准TL431以及光耦PHT；分压电路输入端接第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输出绕组；光耦PHT输出端接控制芯片4的电压反馈端。反馈信号经过光耦隔离后进入控制芯片4的电压反馈端，与MOSFET Q4的电流采样信号综合调节控制芯片4输出PWM波的占空比，从而稳定输出电压的大小。
由于本发明拓扑结构的限制，MOSFET的射极处于虚地状态，且要求各级MOSFET Q1～MOSFET Q4的驱动信号必须同步，因此驱动电路采用正激式驱动电路为各级MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)提供驱动信号。正激式驱动电路包括与其对应双管双绕组反激式开关电源相匹配的隔离变压器(T3和T4)以及MOSFET关断期间栅极和源极之间的负压产生电路；隔离变压器的输入绕组接控制芯片4的驱动信号产生端(DRV)，其输出绕组接负压产生电路的输入端；负压产生电路的输出端分别接与其对应的两个MOSFET管的栅源极驱动端；即控制芯片4产生驱动信号至正激式驱动电路的输入端，通过隔离变压器并输出驱动信号，正激式驱动电路输出端的三极管为各级MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)关断提供负压，有利于MOSFET的快速关断。
上述拓扑结构不仅适用于1500V输入电压等级，还适用于750V输入电压等级；当应用于1500V输入电压等级时，短接开关K1断开，电容切换开关K2、电阻切换开关K3以及变压器切换开关K4均闭合；当应用于750V输入电压等级时，短接开关K1闭合，电容切换开关K2、电阻切换开关K3以及变压器切换开关K4均断开，同时调节控制电路的参数即可。相应地，因每个正激式驱动电路只输出两路驱动信号，分别驱动两级MOSFET，因此，对于750V输入电压等级，仅需要一个正激式驱动电路即可，而对于1500V输入电压等级，则需要两个正激式驱动电路，分别驱动四级MOSFET，具体如图2和图3中所示的驱动电路，在各级MOSFET关断瞬间，提供足够的负压，促进MOSFET的快速关断。
具体地，1500V输入电压等级开关电源工作原理图如图2所示，直流输入电压经防冲击和EMI电路1后，利用4级均压电容(C1、C2、C3、C4)和均压电阻(R1、R2、R3、R4)分压，高频变压器T1与第1、2级MOSFET(Q1、Q2)组成第一级双管双绕组反激式开关电源中的主电路，两个RCD吸收电路分别与高频变压器T1的首级输入绕组和次级输入绕组并联，用于吸收MOSFET的尖峰电压；高频变压器T2与第3、4级MOSFET(Q3、Q4)组成第二级双管双绕组反激式开关电源中的主电路，两个RCD吸收电路分别与高频变压器T2的首级输入绕组和次级输入绕组并联，用于吸收MOSFET的尖峰电压。第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组开关电源串联形成适用于在1500V输入电压等级下的开关电源拓扑。同时，高频变压器T2的首级输出绕组为控制芯片4提供工作电压，电阻R5连至直流输入侧，为控制芯片4软启提供所需电流。整个拓扑中，控制电路包括电压外环控制和电流内环控制。输出电压利用电阻R15、R16分压，使得电压基准TL431产生偏置，通过光耦PHT传至控制芯片4的电压反馈端；在MOSFET Q4的射极串联采样电阻R34至输入电压负极端(Power-)，采集R34的电压并通过RC滤波环节输入至控制芯片4的电流反馈端(CS)；电压反馈端(FB)与电流反馈端(CS)的信号综合调节控制芯片4输出PWM的占空比，使开关电源达到稳定输出；控制芯片的型号为NCP 1252。
由于拓扑结构的限制，第1、2、3级MOSFET(Q1、Q2、Q3)的射极是虚地状态，且要求各级MOSFET的驱动信号必须同步，因此本发明采用正激式驱动电路为各级MOSFET提供驱动信号。NCP 1252的DRV产生驱动信号至各驱动电路的输入端，分别通过隔离变压器T3和T4隔离并输出驱动信号，驱动电路输出端的三极管V1、V2、V3、V4为各级MOSFET关断提供负压。
750V输入电压等级的开关电源工作原理图如图3所示，使用时，仅需将图1中的短接开关K1闭合，电容切换开关K2、电阻切换开关K3以及变压器切换开关K4均断开，并微调控制参数便可满足750V输入电压等级下的设计需求。
为了验证本发明的效果，还在1500V输入电压等级下进行了如下测试：
本发明1500V输入电压等级下MOSFET的Vds波形参见图4，测试条件为：输入电压为DC2200V，输出功率为100W，各级MOSFET选择850V规格，变压器变比为5:1，输出电压24V。理论计算各级MOSFET关断时的尖峰电压为670V+ΔV，其中ΔV为MOSFET关断期间高频变压器漏感与MOSFET寄生电容之间发生谐振所产生的电压尖峰，MOSFET平台电压为670V。由图4所示，MOSFET关断器件Vds的最大值为729V，满足所选850V电压规格的MOSFET耐压要求。
本发明1500V输入电压等级下的输出电压纹波波形参见图5，由图中可以看出输出电压纹波非常小，在设计允许的范围内(设计时要求<20V)。
本发明1500V输入电压等级下器件的温升测试结果参见表1，测试条件为：输入电压为DC2200V，输出功率为100W，环境温度为58.8℃。如表1所示，高频变压器T1、T2满载时的温升<10℃，首级MOSFET Q1的温升最大，为17.39℃，其他器件的温升均非常小，满足器件降额要求。
表1
测试器件 温度/℃ 温升/℃
高频变压器T1 68 9.2
高频变压器T2 66.9 8.1
MOS管Q1 76.19 17.39
MOS管Q2 74.3 15.5
MOS管Q5 62.29 3.49
二极管D14 72.59 13.79
电解电容C15 64.3 5.5
NCP1252 64.59 5.79
本发明在满载100W，输入电压为DC1500V的测试条件下，此反激式开关电源的效率为90％。
综上，本发明不仅降低了MOSFET关断时的电压应力，解决了最高2200V直流输入电压下MOSFET无法选择的问题，而且实现了不同输入电压等级下反激式开关电源的设计。全输入电压范围内通过选择不同的开关工作模式，有效降低了MOSFET的开关损耗和高频变压器的体积，提高了开关电源的转换效率。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明公开的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，包括抗冲击和EMI电路(1)、两级双管双绕组反激式开关电源、采样电路(6)、控制芯片(4)和驱动电路(5)；
其特征在于：
所述两级双管双绕组反激式开关电源分别记为第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源；
所述第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源的拓扑结构相同，均包括均压电路、高频变压器以及两个RCD吸收电路(7)；
所述高频变压器包括首级输入绕组、次级输入绕组、首级输出绕组以及次级输出绕组；
各级双管双绕组反激式开关电源中，两个RCD吸收电路(7)分别与高频变压器的首级输入绕组和次级输入绕组并联，高频变压器的首级输入绕组与次级输入绕组通过MOSFET串联；
第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T1的次级输入绕组与第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输入绕组通过MOSFET串联；
第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的次级输入绕组通过MOSFET接输入电压的负极端；
第一级双管双绕组反激式开关电源的均压电路(2a)和第二级双管双绕组反激式开关电源的均压电路(2b)串联；
第一级双管双绕组反激式开关电源和第二级双管双绕组反激式开关电源的均压电路之间设置有电容切换开关K2和电阻切换开关K3，且第一级双管双绕组反激式开关电源的两端设置有短接开关K1；
第一级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T1的次级输入绕组与第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输入绕组之间设置有变压器切换开关K4。
2.根据权利要求1所述的应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，其特征在于：
所述控制芯片(4)的输入电压端接第二级双管双绕组反激式开关电源高频变压器T2的首级输出绕组。
3.根据权利要求2所述的应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，其特征在于：
所述控制芯片(4)的软启输入端通过电阻R5接第一级双管双绕组反激式开关电源的输入电压正母线端。
4.根据权利要求1所述的应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，其特征在于：
还包括反馈电路(3)；
所述反馈电路(3)包括依次连接的分压电路、电压基准以及光耦；所述分压电路输入端接第二级双管双绕组反激式开关电源的高频变压器T2的次级输出绕组；所述光耦输出端接控制芯片(4)的电压反馈端。
5.根据权利要求1所述的应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，其特征在于：
所有MOSFET的驱动信号由驱动电路(5)提供；所述驱动电路(5)采用两个正激式驱动电路；
每个正激式驱动电路包括与其对应双管双绕组反激式开关电源相匹配的隔离变压器以及MOSFET关断期间栅极和源极之间的负压产生电路；
隔离变压器的输入绕组接控制芯片(4)的驱动信号产生端，其输出绕组接所述负压产生电路的输入端；负压产生电路的输出端分别接与其对应的两个MOSFET管的栅源极驱动端。
6.根据权利要求1所述的应用于不同输入电压等级的高压反激开关电源，其特征在于：
所述控制芯片(4)的型号为NCP 1252。
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