CN104218807A - 一种耐高压的开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种耐高压的开关电源，包括电源模块输入端、均压电路、变换电路和整流输出电路，如一种实施方式，变换电路包括变压器和串联的第一变换器31、第二变换器32；两个初级绕组N1、N2分别接入所述第一变换器31、第二变换器32，第一变换器31、第二变换器32中的功率器件同步动作；每个变换器的初级绕组N1、N2匝数相同，在电源模块正常工作时两个初级绕组中磁通量变化一致；单个变换器的输入电压为输入电压的一半，解决了现有技术的均压问题及功率器件的电压限制问题。本发明所述一种耐高压开关电源模块输入电压范围的更改仅需要进行简单的配置，同时具有结构简单、成本低、通用性强的特点。

Description

一种耐高压的开关电源

技术领域

本发明涉及一种耐高压的开关电源。

背景技术

对于全球市场，电网制式繁多：如欧洲和中国的220V/380V系统，北美有208V，还有480和600V。目前市场的电源模块，通常是输入电压限于220VAC，有些也可以兼容110VAC。对于600C输入，考虑电网10％的波动，经过整流后电压超过900V。目前，地铁、城轨供电电压也从早期的600VDC和750VDC提高到1500VDC。

在这样高的电压下，功率器件的选择非常困难：高耐压功率MOSFET的可选产品较少，导通电阻大，导通损耗也大，这将导致变换器的效率降低；IGBT在高压的条件下，仍然有较小的饱和导通压降，因此可以减小变换器的导通损耗，但是由于IGBT存在电流拖尾现象，因此变换器的开关频率受到限制，使得变换器的变压器和输出滤波器的体积增加，很难提高变换器的功率密度，并且使用IGBT作为主功率开关器件的成本较高。为了降低变换器的开关管的电压应力，可采用多电平转换器，但是多电平转换器存在桥臂直通的危险，减低了变换器的可靠性，且控制比较复杂。近年来，一些场合采用多模块输入串联输出并联组合变换器应用于高输入电压场合，但是这种变换器存在输入分压电容均压及输出均流问题，增加了控制电路的复杂性。如何设计一种结构简单、功能齐全、适合高宽输入电压的开关电源，是本领域技术人员需要解决的问题。

经过对现有技术的检索发现：中国专利申请号200710162358.4，公开日2009-4-1，记载了一种宽输入电压范围的电源模块，该技术采用半控逆变器，低压输入时两个变换器输出并联，高压输入时两个变化器输出串联，两个变化器输入串联均压。但是该技术不能解决较高输入电压问题，也无法做到两级变换器输入电压之间均压，对参数的一致性要求过高，只要一致性较差整个设备就无法工作，也没有明确给出有关的工作原理。

发明内容

本发明的目的是提供一种耐高压开关电源模块，以克服现有技术存在的耐压问题、输入均压等问题。

为实现上述目的，本发明的方案包括：

一种耐高压的开关电源，包括依次连接的均压电路(2)，变换电路(3)和整流输出电路(4)，均压电路(2)用于连接直流电源输入端(1)；所述均压电路(2)包括串联的至少两个分压单元；所述变换电路(3)包括一个变压器(T1)和与所述分压单元对应数量的变换器，每个变换器与分压单元对应并联；变换器构成正激变换电路或者反激变换电路；每个变换器均包括一个初级绕组；所述整流输出电路(4)的输入端连接所述变压器(T1)的一个次级绕组(N3)。

所述分压单元分为第一均压单元(21)与第二均压单元(22)，第一均压单元(21)由第一均压电阻(R1)和第一均压电容(C1)并联构成；第二均压单元(22)由第二均压电阻(R2)与第二均压电容(C2)并联构成。

所述变换器分为第一变换器(31)与第二变换器(32)，第一变换器(31)由串设的第一开关管(Q1)和第一初级绕组(N1)构成，第二变换器(32)由串设的第二开关管(Q2)和第二初级绕组(N2)构成。

所述变换电路(3)还包括与所述变换器串联的采样电阻(R3)。

所述第一初级绕组(N1)与第二初级绕组(N2)同名端一致，匝数相同；与次级绕组(N3)同名端一致时构成正激变换电路，与次级绕组(N3)同名端不一致时构成反激变换电路。

构成正激变换电路时，所述整流输出电路(4)包括第一整流二极管(D3)、第二整流二极管(D4)、续流电感(L1)、储能滤波电容(C3)和负载电阻(RL1)；构成反激变换电路时，所述整流输出电路(4)包括第一整流二极管(D3)、储能滤波电容(C3)和负载电阻(RL2)。

所述开关管为功率MOSFET。本发明提供的一种耐高压开关电源模块，其创新点在于：电源模块初级采用两个变换器串联的方式，即第一、第二变换器同步动作、串联输出，由于两个变换器中的变压器初级绕组属于同一变压器，若两个初级绕组匝数一致，则两个初级绕组在两个变换器中的功率MOSFET同时开通、关断时磁通量变化一致，这样就保证了两个变换器的输入电压之间的瞬时均压；两个变换器串联同步PWM的方式大大提高的电源模块的耐压性能。

本发明的有益效果是：提供了一种耐高压开关电源模块，解决了功率器件的电压限制问题；克服现有技术存在的输入均压问题；功率器件损耗分散，有利于热设计；更改输入电压范围仅需要进行简单的配置；适合高宽输入电压，提高可靠性、降低开关损耗，达到适用于高压直流输入场合的目的，同时具有结构简单、控制容易和成本低廉的优点。

附图说明

图1是实施例1的电路拓扑结构示意图；

图2是实施例2的电路拓扑结构示意图；

图3是控制电路控制框图；

图4是实施例1电路交错工作时输出电流、功率MOSFET漏源极端电压的波形图；

图5是实施例2电路交错工作时输出电流、功率MOSFET漏源极端电压的波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细的说明。

一种耐高压的开关电源，包括依次连接的均压电路2，变换电路3和整流输出电路4，均压电路2用于连接直流电源输入端1；所述均压电路2包括串联的至少两个分压单元；所述变换电路3包括一个变压器T1和与所述分压单元对应数量的变换器，每个变换器与分压单元对应并联；变换器构成正激变换电路或者反激变换电路；每个变换器均包括一个初级绕组；所述整流输出电路4的输入端连接所述变压器T1的一个次级绕组N3。

开关电源模块的控制芯片，发出两路同步的PWM脉冲，分别控制两个变换器的功率MOSFET的开通、关断。两个变换器所连接的变压器T1的初级绕组的匝数一致，控制环路稳定时，两个变换器所连接的变压器T1的初级绕组磁通量变化一致，与均压电路配合实现均压，保证两个变换器的功率MOSFET的漏源极端电压均压。

以下实施例中，实施例1中采用正激变换电路；在实施例2中采用反激变换电路。

实施例1

具体的正激变换电路主电路拓扑如图1所示。

变换电路3包括第一变换器31、第二变换器32、采样电阻R3和变压器T1。其中，第一变换器31包括：变压器T1第一初级绕组N1、第一功率MOSFET Q1、第一快恢复二极管D1、第一稳压二极管Z1；第一稳压二极管Z1的阳极与变压器T1第一初级绕组N1的同名端相连、阴极与第一快恢复二极管D1的阴极相连；第一快恢复二极管D1的阳极与变压器T1第一初级绕组N1的异名端相连、阴极与第一稳压二极管Z1的阴极相连；第一功率MOSFET Q1的漏极与变压器T1第一初级绕组N1的异名端相连、源极与变压器T1第二初级绕组N2的同名端相连、控制端连接至控制电路。第二变换器32包括：变压器T1第二初级绕组N2、第二功率MOSFET Q2、第二快恢复二极管D2、第二稳压二极管Z2；第二稳压二极管Z2的阳极与变压器T1第二初级绕组N2的同名端相连、阴极与第二快恢复二极管D2的阴极相连；第二快恢复二极管D2的阳极与变压器T1第二初级绕组N2的异名端相连、阴极与第二稳压二极管Z2的阴极相连；第二功率MOSFET Q2的漏极与变压器T1第二初级绕组N2的异名端相连、源极与采样电阻R3的一端相连、控制端连接至控制器。采样电阻R3的一端与第二功率MOSFET Q2的源极相连，另一端与电源模块输入端1的DC-相连。变压器T1包括第一初级绕组N1、第二初级绕组N2、第一次级绕组N3，第一初级绕组N1的同名端与第一稳压二极管Z1的阳极连接后连接在电源模块输入端1的DC+端、异名端连接在第一功率MOSFET Q1的漏极，第二初级绕组N2的同名端与第二稳压二极管Z2的阳极连接后连接在第一功率MOSFET Q1的源极、异名端连接在第二功率MOSFET Q2的漏极，第一次级绕组N3的同名端连接在第一整流二极管D3的阳极、异名端连接在第二整流二极管D4的阳极。

均压电路2包括第一均压电路21和第二均压电路22。其中第一均压电路21包括：第一均压电阻R1、第一均压电容C1；第一均压电阻R1与第一均压电容C1并联；并联后的第一均压电阻R1与第一均压电容C1的一端连接在变压器T1的第一初级绕组N1的同名端、另一端连接在第一功率MOSFET Q1的源极。第二均压电路22包括：第二均压电阻R2、第二均压电容C2；第二均压电阻R2与第二均压电容C2并联；并联后的第二均压电阻R2与第二均压电容C2的一端连接在第一功率MOSFET Q1的源极、另一端连接在电源模块输入端1的DC-端。

整流输出电路4包括：第一整流二极管D3、第二整流二极管D4、续流电感L1、储能滤波电容C3、负载电阻RL1、输出正UO+、输出负UO-；第一整流二极管D3的阳极连接在变压器T1的第一次级绕组N3的同名端、阴极连接在续流电感L1的一端；第二整流二极管D4的阳极连接在变压器T1的第一次级绕组N3的异名端、阴极连接在续流电感L1的一端；续流电感L1的一端连接在第一整流二极管D3、第二整流二极管D4的阴极结合处，另一端连接在输出正UO+；储能滤波电容C3的阳极连接在输出正UO+、阴极连接在输出负UO-；负载电阻RL1的一端连接在输出正UO+、另一端连接在输出负UO-。

实施例2

具体的反激变换电路主电路拓扑如图2所示。

如图2所示，反激变换电路主电路拓扑中均压电路2、变换电路3的连接方式与正激变换电路主电路拓扑相同。

整流输出电路4包括：整流二极管D3、储能滤波电容C3、负载电阻RL2、输出正UO+、输出负UO-；整流二极管D3的阳极连接在变压器T1的第一次级绕组N3的异名端、阴极连接在输出正UO+；储能滤波电容C3的阳极连接在输出正UO+、阴极连接在输出负UO-；负载电阻RL2的一端连接在输出正UO+、另一端连接在输出负UO-。

一种耐高压开关电源模块可采用双闭环控制方案。双闭环控制方案的控制框图如图3所示：输出端基准电压Uref连接到电压环调节器的同向输入端，输出端的采样电压Uo接在电压环调节器的反向输入端，电压环调节器的输出与次级采样电阻R3的电流采样IR3分别接入电流内环调节器的同向输入端和反向输入端。电流内环调节器的输出与经过同步信号调节后的三角波载波交截产生PWM波，该PWM波控制一种耐高压开关电源模块的功率MOSFET(Q1、Q2)，调节输出电压。实际工作中，两路驱动信号同步。

如图4、5分别正激变换电路主电路拓扑、反激变换电路主电路拓扑中功率MOSFET Q1漏源极电压、功率MOSFET Q2漏源极电压、输出电流(IL1、Io)的波形，可以看出功率MOSFET Q1漏源极电压、功率MOSFET Q2漏源极电压相等且为输入电压UDC的一半，这样实现了分压及均压。

实施例1与实施例2提供的是两级的情况，本发明的耐高压开关电源模块可以扩展到更多级数，适合更高的输入电压等级。若所述电源的输入电压等级要求增大，参照以上所述解决方法，可以采用三个或以上的均压单元和变换器，使三个或三个以上的功率MOSFET串联起来。各个功率MOSFET的控制电路配置、保护配置等参照单个功率MOSFET的配置方式。

以上给出了具体的实施方式，但本发明不局限于所描述的实施方式。本发明的基本思路在于上述基本方案，对本领域普通技术人员而言，根据本发明的教导，设计出各种变形的模型、公式、参数并不需要花费创造性劳动。在不脱离本发明的原理和精神的情况下对实施方式进行的变化、修改、替换和变型仍落入本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种耐高压的开关电源，其特征在于，包括依次连接的均压电路(2)，变换电路(3)和整流输出电路(4)，均压电路(2)用于连接直流电源输入端(1)；

所述均压电路(2)包括串联的至少两个分压单元；

所述变换电路(3)包括一个变压器(T1)和与所述分压单元对应数量的变换器，每个变换器与分压单元对应并联；变换器构成正激变换电路或者反激变换电路；每个变换器均包括一个初级绕组；

所述整流输出电路(4)的输入端连接所述变压器(T1)的一个次级绕组(N3)。

2.根据权利要求1所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，所述分压单元分为第一均压单元(21)与第二均压单元(22)，第一均压单元(21)由第一均压电阻(R1)和第一均压电容(C1)并联构成；第二均压单元(22)由第二均压电阻(R2)与第二均压电容(C2)并联构成。

3.根据权利要求1所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，所述变换器分为第一变换器(31)与第二变换器(32)，第一变换器(31)由串设的第一开关管(Q1)和第一初级绕组(N1)构成，第二变换器(32)由串设的第二开关管(Q2)和第二初级绕组(N2)构成。

4.根据权利要求3所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，所述变换电路(3)还包括与所述变换器串联的采样电阻(R3)。

5.根据权利要求3所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，所述第一初级绕组(N1)与第二初级绕组(N2)同名端一致，匝数相同；与次级绕组(N3)同名端一致时构成正激变换电路，与次级绕组(N3)同名端不一致时构成反激变换电路。

6.根据权利要求5所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，构成正激变换电路时，所述整流输出电路(4)包括第一整流二极管(D3)、第二整流二极管(D4)、续流电感(L1)、储能滤波电容(C3)和负载电阻(RL1)；构成反激变换电路时，所述整流输出电路(4)包括第一整流二极管(D3)、储能滤波电容(C3)和负载电阻(RL2)。

7.根据权利要求3所述的一种耐高压的开关电源，其特征在于，所述开关管为功率MOSFET。