CN105337504A - 一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法，变换器包括第一、第二、第三、第四桥臂，高频隔离变压器T以及电容C₁、电容C₂，其中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S2、S4、S7、S8为SiC-MOSFET开关管。本发明将开关损耗较小的新型SiC-MOSFET与基于目前主流半导体技术的Si-IGBT相结合，并通过控制将开关损耗集中在SiC-MOSFET上，使隔离型双向直流变换器同时具备两种不同种类开关器件的优势，从而提高系统效率和开关频率。

Description

一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及电气自动化设备技术领域，具体地，涉及一种应用于直流微网的、集合IGBT与SIC-MOSFET的混合桥臂式隔离型双向直流变换器及其控制方法。

背景技术

隔离型双向直流变换器是直流微网中的关键部件之一，其地位类似于交流电网中的变压器，可实现直流能量的双向传输，电压等级转换及故障隔离等功能。其中较为成熟的一种隔离型双向直流变换器采用双移相桥拓扑，其结构及控制简单，中高频工作下，隔离变压器的体积可以大幅减小，且效率更高。

传统双移相桥拓扑采用Si-IGBT作为开关器件，控制方式则采用移相控制。此种控制方式下，在一个开关周期内会产生八次开关损耗，IGBT的开关损耗基本在数十mJ/次这个数量级，此值与开关频率直接相乘即为开关损耗，因而随着系统频率提高，该损耗将非常可观，不利于系统效率的进一步提高。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种应用于直流微网的混合桥臂式隔离型双向直流变换器，并提供其对应的控制方法，有利于系统效率的提高。

根据本发明的一个方面，提供一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器，包括第一桥臂，第二桥臂，第三桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器T以及输入电容C₁、输出电容C₂，其中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S2、S4、S7、S8为SiC-MOSFET开关管；

所述变换器的电源输入端正极接至输入电容C₁的正极，电源输入端负极接至输入电容C₁的负极。电容C₁正极与第一桥臂正端即开关管S1的集电极、第二桥臂正端即开关管S3的漏极相连；开关管S1的发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S3的源极与开关管S4的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出接至高频隔离变压器T的原边；电容C₁负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥臂负端即开关管S4的源极相连；

所述变换器的电源输出端正极接至输出电容C₂的正极，电源输出端负极接至输入电容C₂的负极；电容C₂正极与第三桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管S7的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管S8的漏极相连；第三桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容C₂负极与第三桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。

根据本发明的另一个方面，提供一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方法，所述方法具体为：在变换器运行时，开关序列以一个开关周期Ts为基本单位进行循环，一个开关序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为t1、t2、T_s/2、t1+T_s/2、t2+T_s/2、T_s，时刻0与t₁之间的时间间隔记为T₁，t1与t2之间的时间间隔记为T2，通过合理设置T1、T2两大参数实现第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产生二次开关损耗，且开关损耗全部由SiC-MOSFET开关管产生；其中T1，T2需满足如下条件：

$\frac{T_1}{T_2}=\frac{U_{dc2}/n-U_{dc1}}{U_{dc1}}$

其中，Udc1、Udc2代表输入电容C₁、输出电容C₂上的直流电压，n表示变压器变比；当T1，T2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一和第三桥臂的ZCS软开关；电路传输功率P为：

$P=\frac{{T_2}^2{U}_{dc1}{U_{dc2}}^2}{T_s{L}_s{n}^2(U_{dc1}-U_{dc2}/n)}$

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

本发明方法由低开关损耗但价格较高的SIC-MOSFET承受开关损耗，SI-IGBT则工作于ZCS软开关状态，从而提升系统整体效率。除具备该优势外，此方法可实现与传统的移相控制方法相类似的功率双向流动功能。

本发明的应用于直流微网的隔离双向直流变流器混合式桥臂拓扑，可实现传统双向直流变换器的所有基本功能，同时提升其效率。当本发明的拓扑运行于本发明的控制方式下时，可减小开关损耗，从而提升系统的功率密度，减小散热压力。

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明一实施例中混合桥臂式隔离型双向直流变换器拓扑图；

图2为本发明混合桥臂式隔离型双向直流变换器的工作波形(Vp<Vs)；

图3a、图3b为典型Si-IGBT器件与SiC-MOSFET器件之间的性能对比图；

图4为混合桥臂式隔离型双向直流变换器的工作波形(Vp>Vs)。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。

参照图1，为本发明一实施例中混合桥臂式隔离型双向直流变换器拓扑，包括第一桥臂，第二桥臂，第三桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器T以及输入电容C₁、输出电容C₂，其中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成；

所述变换器的电源输入端正极接至输入电容C₁的正极，电源输入端负极接至输入电容C₁的负极。电容C₁正极与第一桥臂正端即开关管S1的集电极(C极)、第二桥臂正端即开关管S3的漏极(D极)相连；开关管S1的发射极(E极)与开关管S2的集电极相连，开关管S3的源极(S极)与开关管S4的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出接至高频隔离变压器T的原边；电容C₁负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥臂负端即开关管S4的源极相连；

所述变换器的电源输出端正极接至输出电容C₂的正极，电源输出端负极接至输入电容C₂的负极；电容C₂正极与第三桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管S7的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管S8的漏极相连；第三桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容C₂负极与第三桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。

在本实施例中，上述开关管S3、S4、S7、S8为SiC-MOSFET开关管，上述开关管S1、S2，S5，S6为Si-IGBT开关管，采用SiC-MOSFET与Si-IGBT共同构成混合式桥臂。

开关管S1，S2，S5，S6的门极(G极)连接至对应的驱动电路，其开关状态受驱动电路产生的门极驱动信号所控制。S3，S4，S7，S8的栅极(G极)连接至对应的驱动电路，其开光状态受驱动电路产生的栅极驱动信号所控制。

开关管S2，S4，S7，S8采用SiC-MOSFET，SiC-MOSFET在开关性能上优于现有双移相桥拓扑的Si-IGBT，如图3a、图3b所示，但导通损耗上因其呈现为电阻特性，压降随电流增大线性增大，因此优势不明显，尤其在大电流的工况下。

为保证由SiC-MOSFET承受开关损耗，本发明将控制方法进行改进，通过调整开关管切换时间t₁，t₂，实现第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关，同时第二和第四桥臂实现ZVS软开关，从而降低开关损耗，提升整机效率。在变换器运行时，开关序列以一个开关周期T_s为基本单位进行循环，一个开关序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为t1、t2、T_s/2、t1+T_s/2、t2+T_s/2、T_s，时刻0与t₁之间的时间间隔记为T₁，t1与t2之间的时间间隔记为T2，通过合理设置T1、T2两大参数实现第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产生二次开关损耗，且开关损耗全部由SiC-MOSFET开关管产生；从而实现降低开关损耗、提升整机效率的目的。

其中T1，T2需满足如下条件：

$\frac{T_1}{T_2}=\frac{U_{dc2}/n-U_{dc1}}{U_{dc1}}$

其中，Udc1、Udc2代表输入电容C₁、输出电容C₂上的直流电压，n表示变压器变比；当T1、T2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关；

电路传输功率P为：

$P=\frac{{T_2}^2{U}_{dc1}{U_{dc2}}^2}{T_s{L}_s{n}^2(U_{dc1}-U_{dc2}/n)}$

其中：T_s是指开关频率，L_s是指变压器漏感。

具体的，以功率正向流动为例，假定U_dc1<U_dc2/n运行波形如图2所示，以Ts代表开关周期。原理简述如下：

(1)正半周期：

从0时刻开始，T1时间段内开关管S1与开关管S4导通，开关管S5与开关管S7导通，其余开关管关断，有V_p＝Udc1，V_s＝0，其中，Vs代表第一桥臂和第二桥臂中点C、D之间的电位差，Vs代表第三桥臂和第四桥臂中点C、D之间的电位差，Udc1代表电容C1上的直流电压。此时，电流向正方向增长；

在t₁时刻，开关管S7关断，开关管S8导通，此时第四桥臂上会产生一次开关损耗；在T2时间段内(即t₁时刻与t₂时刻之间的时间段)有V_p＝Udc1，V_s＝Udc2/n，其中，Udc2代表电容C2上的直流电压。此时，电流向负方向增大；

在t₂时刻，在电流过零点时刻t₂，开关管S1关断，开关管S2导通，开关管S5关断，开关管S6导通，此次开关过程均为ZCS软开关。

(2)负半周期，类似的：

在T_s/2时刻，开关管S4关断，开关管S3导通，此次开关为ZCS软开关，电流往负方向增大；

在t₁+T_s/2时刻，开关管S8关断，开关管S7导通，此时第四桥臂上会产生一次开关损耗，之后电流向正方向增大；

在过零点t₂+T_s/2时刻，开关管S3关断，开关管S4导通，开关管S6关断，开关管S5导通，均为ZCS软开关，之后此状态保持至T_s时刻，即下一个周期的0时刻，如此循环。

通过上述控制方法，开关损耗全部由SiC-MOSFET(S2，S4，S7，S8)承担，当Udc1>Udc2/n时，该方法同样有效，工作波形和开关序列做相应调整即可，如图4所示。

当Udc1>Udc2/n时，原理如下：

(1)正半周期：

从0时刻开始，T1时间段内开关管S1与开关管S4导通，开关管S5与开关管S8导通，其余开关管关断，有V_p＝Udc1，V_s＝Udc2/n，其中，Vs代表第一桥臂和第二桥臂中点C、D之间的电位差，Vs代表第三桥臂和第四桥臂中点C、D之间的电位差，Udc1代表电容C1上的直流电压。此时，电流向正方向增长；

在t₁时刻，开关管S4关断，开关管S3导通，此时第二桥臂上会产生一次开关损耗；在T2时间段内(即t₁时刻与t₂时刻之间的时间段)有V_p＝0，V_s＝Udc2，其中，Udc2代表电容C2上的直流电压。此时，电流向负方向增大；

在t₂时刻，在电流过零点时刻t₂，开关管S5关断，开关管S6导通，此次开关过程为ZCS软开关。

(2)负半周期，类似的：

在T_s/2时刻，开关管S1关断，开关管S2导通，开关管S8关断，开关管S7导通，此次开关均为ZCS软开关，电流往负方向增大；

在t₁+T_s/2时刻，开关管S3关断，开关管S4导通，此时第二桥臂上会产生一次开关损耗，之后电流向正方向增大；

在过零点t₂+T_s/2时刻，开关管S6关断，开关管S5导通，此次开关为ZCS软开关，之后此状态保持至T_s时刻，即下一个周期的0时刻，如此循环。

综上，SiC-MOSFET在开关性能上优于Si-IGBT，但导通损耗上因其呈现为电阻特性，压降随电流增大线性增大，因此优势不明显，尤其在大电流的工况下。采用本发明控制方法后，可综合二者优势，开关损耗均由第二和第四桥臂产生并承担，借助SiC-MOSFET更佳的开关特性，以提升整机开关频率和效率。

本发明将开关损耗较小的新型SiC-MOSFET与基于目前主流半导体技术的Si-IGBT相结合，并通过控制将开关损耗集中在SiC-MOSFET上，使隔离型双向直流变换器同时具备两种不同种类开关器件的优势，从而提高系统效率和开关频率，为设备整体的高功率密度化奠定了基础。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (4)

1.一种混合桥臂式隔离型双向直流变换器，其特征在于包括第一桥臂，第二桥臂，第三桥臂，第四桥臂，高频隔离变压器T以及电容C₁、电容C₂，其中：第一桥臂由两个开关管S1、S2构成，第二桥臂由两个开关管S3、S4构成，第三桥臂由两个开关管S5、S6构成，第四桥臂由两个开关管S7、S8构成，所述开关管S3，S4，S7，S8为SiC-MOSFET开关管；

所述变换器的电源输入端正极接至输入电容C₁的正极，电源输入端负极接至输入电容C₁的负极；电容C₁正极与第一桥臂正端即开关管S1的集电极、第二桥臂正端即开关管S3的漏极相连；开关管S1的发射极与开关管S2的集电极相连，开关管S3的源极与开关管S4的漏极相连；第一桥臂中点A、第二桥臂中点B引出接至高频隔离变压器T的原边；电容C₁负极与第一桥臂负端即开关管S2的发射极、第二桥臂负端即开关管S4的源极相连；

所述变换器的电源输出端正极接至输出电容C₂的正极，电源输出端负极接至输入电容C₂的负极；电容C₂正极与第三桥臂正端即开关管S5的集电极、第四桥臂正端即开关管S7的漏极相连；开关管S5的发射极与开关管S6的集电极相连，开关管S7的源极与开关管S8的漏极相连；第三桥臂中点C、第四桥臂中点D引出接至高频隔离变压器T的副边；电容C₂负极与第三桥臂负端即开关管S6的发射极、第四桥臂负端即开关管S8的源极相连。

2.根据权利要求1所述的混合桥臂式隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述开关管S1、S2，S5，S6为Si-IGBT开关管。

3.一种权利要求1-2任一项所述混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方法，其特征在于，在所述变换器运行时，开关序列以一个开关周期T_s为基本单位进行循环，一个开关序列共进行6次开关切换，切换时刻分别为t1、t2、T_s/2、t1+T_s/2、t2+T_s/2、T_s，时刻0与t₁之间的时间间隔记为T₁，t1与t2之间的时间间隔记为T2，通过合理设置T1、T2两大参数实现第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关，每个开关周期只产生二次开关损耗，且开关损耗全部由SiC-MOSFET开关管产生。

4.根据权利要求3所述混合桥臂式隔离型双向直流变换器的控制方法，其特征在于，其中T1，T2需满足如下条件：

$\frac{T_1}{T_2}=\frac{U_{dc2}/n-U_{dc1}}{U_{dc1}}$

其中，Udc1、Udc2代表输入电容C₁、输出电容C₂上的直流电压，n表示变压器变比；当T1、T2满足上式时，电流在0时刻自零开始增大，并在t2时刻回到零，实现了第一桥臂和第三桥臂的ZCS软开关；

电路传输功率P为：

$P=\frac{{T_2}^2{U}_{dc1}{U_{dc2}}^2}{T_s{L}_s{n}^2(U_{dc1}-U_{dc2}/n)}$

其中：T_s是指开关频率，L_s是指变压器漏感。