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Verschiedene Ausführungsformen betreffen einen Treiberschaltkreis für einen Transistor, der auch den Transistor umfasst.
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Eines der Ziele neuer Entwicklungen auf dem Gebiet der Leistungshalbleiterschalter ist die Herstellung von Komponenten mit möglichst hohen Sperrspannungen und einem dennoch niedrigen Widerstand im Ein-Zustand. Zu diesem Zweck wurden EGFETs (Extended-Gate-FETs) entwickelt, bei denen zusätzlich zur Sperrelektrode (Gate) so genannte Driftsteuerungszonen in dem Transistor zwischen der Quelle (Source) und dem Abzug (Drain) angeordnet sind, um einen verringerten Widerstand im Ein-Zustand zu ermöglichen, siehe zum Beispiel
DE 10 2010 017 146 A1 . Jedoch werden hohe Steuerströme zum Ansteuern der Driftsteuerungszonen benötigt, um einen geringen Widerstand im Ein-Zustand zu erreichen, d. h. zum Eintragen von Ladungen in die Driftsteuerungszonen, wenn der EGFET in einen leitenden Zustand versetzt werden soll, und zum Befreien der Driftsteuerungszonen von Ladungen, wenn der EGFET in einen nicht-leitenden Zustand versetzt werden soll. Aus der
US 5 204 561 A ist ein Treiberschaltkreis für einen Transistor bekannt, mit einem Kondensator, einem ersten Schalter, einem zweiten Schalter und einer Induktanz, siehe
7. Der erste Schalter ist zwischen einer Stromquelle und einem ersten Anschluss des Kondensators gekoppelt. Die Induktivität ist zwischen dem ersten Anschluss des Kondensators und einem Steuerungsanschluss des Transistors in Reihe geschaltet. Aus der
DE 10 2011 002 264 A1 ist eine Schaltung bekannt, bei der MOS-FETs so in Series geschaltet sind, dass ihre parasitäre Dioden anti-parallel sind.
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In verschiedenen Ausführungsformen wird ein Treiberschaltkreis bereitgestellt, der Folgendes aufweist: einen Transistor, der einen Steuerungsanschluss enthält; einen Kondensator; einen ersten Schalter und eine Stromquelle, wobei der erste Schalter zwischen der Stromquelle und einem ersten Anschluss des Kondensators gekoppelt sein kann; einen zweiten Schalter und eine Induktanz, die zwischen dem ersten Anschluss des Kondensators und dem Steuerungsanschluss des Transistors in Reihe geschaltet sein können; und einen Controller, der dafür konfiguriert ist, den Betrieb des ersten Schalters und des zweiten Schalters zu steuern und eine elektrische Verbindung zwischen dem Steuerungsanschluss des Transistors und einem Bezugspotenzial herzustellen, wenn sich der Transistor in einem nicht-leitenden Zustand befindet.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Steuerungsanschluss des Transistors mit einer Steuerelektrode des Transistors gekoppelt sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Steuerungsanschluss des Transistors mit einer Driftsteuerungsregion des Transistors gekoppelt sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor können eine Steuerelektrode und eine Driftsteuerungsregion des Transistors parallel zu dem Steuerungsanschluss des Transistors gekoppelt sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor können die Steuerelektrode und die Driftsteuerungsregion des Transistors als eine einzige Region gebildet werden.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Transistor einen internen Kondensator enthalten, der durch die Steuerelektrode und mindestens eine Driftsteuerungsregion des Transistors gebildet wird.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor können die Induktanz und der Kondensator eine Schwingungszeitperiode definieren.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Schalter einen ersten Transistor enthalten.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Transistor zu Sperrspannungen einer bestimmten Polarität befähigt sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Transistor als ein MOSFET oder als ein JFET konfiguriert sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der zweite Schalter mindestens einen zweiten Transistor enthalten.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der zweite Schalter zu Sperrspannungen beider Polaritäten befähigt sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der zweite Schalter als ein JFET konfiguriert sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der zweite Schalter zwei in Reihe geschaltete MOSFETs enthalten, wobei die Drainelektroden oder die Sourceelektroden der MOSFETs miteinander gekoppelt sind.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Schalter einen ersten Transistor enthalten und der zweite Schalter kann mindestens einen zweiten Transistor enthalten und die Sperrspannung des ersten Transistors und des mindestens einen zweiten Transistors können mindestens gleich einer, oder größer als eine, Spannung sein, die durch die Stromquelle zugeführt wird.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Schalter einen ersten Transistor enthalten und der zweite Schalter kann mindestens einen zweiten Transistor enthalten und der Transistor, der erste Transistor und der mindestens eine zweite Transistor können monolithisch in einem einzigen Substrat integriert sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor können der Transistor und mindestens ein Teil der Induktanz monolithisch in einem einzigen Substrat integriert sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor können der Transistor und mindestens ein Teil des Kondensators monolithisch in einem einzigen Substrat integriert sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Controller dafür konfiguriert sein, den ersten Schalter und den zweiten Schalter zu schließen, wenn der Transistor einzuschalten ist und der Kondensator nicht vollständig auf eine voreingestellte Spannung geladen ist.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Controller dafür konfiguriert sein, den zweiten Schalter zu schließen, wenn der Transistor einzuschalten ist und der Kondensator im Wesentlichen vollständig auf einen voreingestellten Wert geladen ist.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Controller dafür konfiguriert sein, den ersten Schalter während Intervallen zu schließen, in denen der zweite Schalter geöffnet bleibt.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Controller dafür konfiguriert sein, den zweiten Schalter für einen Zeitraum zu schließen, der der halben Schwingungszeitperiode entspricht, die durch die Induktanz und den Kondensator definiert wird, wenn der Transistor einzuschalten ist.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Controller dafür konfiguriert sein, den zweiten Schalter für einen Zeitraum zu schließen, der der halben Schwingungszeitperiode entspricht, die durch die Induktanz und der Kondensator definiert wird, wenn der Transistor ausgeschaltet werden soll.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann der Treiberschaltkreis für einen Transistor des Weiteren einen Hilfskondensator enthalten, die zu dem internen Kondensator des Transistors parallel geschaltet sein kann.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der Kapazitätswert des Hilfskondensators mindestens gleich dem Kapazitätswert des internen Kondensators sein.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann der Transistor durch ein gategesteuertes Bauelement ersetzt werden, wie zum Beispiel einen Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT), einen Leistungs-MOSFET, einen Gateabschaltthyristor (GTO-Thyristor) oder einen MOS-gesteuerten Thyristor (MCT).
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen kann der Treiberschaltkreis für einen Transistor des Weiteren eine Diode enthalten, die zu dem Kondensator parallel geschaltet ist, wobei die Katode der Diode mit dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Schalter und dem zweiten Schalter gekoppelt sein kann und die Anode der Diode mit einem Bezugspotenzial gekoppelt sein kann.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen wird ein Steuerschaltkreis für einen Transistor bereitgestellt. Der Steuerschaltkreis kann Folgendes enthalten: einen Lasttransistor, der einen Steuerungsanschluss aufweist, der eine Gate-Region und/oder mindestens eine Driftsteuerungsregion enthalten kann; einen Kondensator; einen ersten Steuertransistor; eine Stromquelle, wobei der erste Steuertransistor zwischen der Stromquelle und einem ersten Anschluss des Kondensators gekoppelt ist; einen zweiten Steuertransistor; eine Induktionsspule, wobei der zweite Steuertransistor und die Induktionsspule zwischen dem ersten Anschluss des Kondensators und dem Steuerungsanschluss des Lasttransistors in Reihe geschaltet sind.
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In den Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Ansichten allgemein die gleichen Teile. Die Zeichnungen sind nicht unbedingt maßstabsgetreu; stattdessen wird generell Wert auf die Veranschaulichung der Prinzipien der Erfindung gelegt. In der folgenden Beschreibung werden verschiedene Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf die folgenden Zeichnungen beschrieben, in denen Folgendes dargestellt ist:
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1 zeigt eine Implementierung eines Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen;
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2 zeigt eine weitere Implementierung eines Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen;
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3 zeigt eine weitere Implementierung eines Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen;
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4 zeigt eine weitere Implementierung eines Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen;;
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5A und 5B zeigen eine beispielhafte Gatespannung und eine beispielhafte Drainspannung des Transistors in einem Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen während des Schaltens; und
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6 zeigt ein beispielhaftes Schaltverfahren für den Transistor in einem Treiberschaltkreis für den Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen.
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Die folgende detaillierte Beschreibung nimmt Bezug auf die begleitenden Zeichnungen, die – lediglich beispielhaft – konkrete Details und Ausführungsformen zeigen, wie die Erfindung praktiziert werden kann.
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Das Wort „beispielhaft” meint im Sinne des vorliegenden Textes „als ein Beispiel oder als Veranschaulichung” dienend. Ausführungsformen oder Designs, die im vorliegenden Text als „beispielhaft” beschrieben werden, sind nicht unbedingt als bevorzugt oder vorteilhaft gegenüber anderen Ausführungsformen oder Designs zu verstehen.
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Ein Ansatz zur Lösung des Problems hoher Steuerungsleistungen (zum Beispiel hoher Steuerströme), die zum Ansteuern der Driftsteuerungsregionen in EGFETs benötigt werden, hat zur Entwicklung von TEDFETs (Trench-Extended-Drain-FETs – Graben-Erweitertes-Drain-FETs) geführt. Ein TEDFET-Bauelement hat eine ähnliche Struktur wie ein EGFET-Bauelement, da es ebenfalls Driftsteuerungsregionen enthält, die seitlich neben einer Driftregion angeordnet sind, die sich von der Quellenregion (Sourceregion), die sich auf einer Seite des Substrats befindet, in Richtung der Abzugsregion (Drainregion), die sich auf der gegenüberliegenden Seite des Substrats befindet, erstrecken kann. Die eine oder die mehreren Driftsteuerungsregionen sind von der Driftregion mittels einer dielektrischen Schicht getrennt, die auch als Akkumulationsdielektrikum oder Akkumulationsoxid (AOX) bezeichnet wird. Wenn ein TEDFET in einen leitenden Zustand angesteuert wird, so können die Driftsteuerungsregionen zum Steuern eines Akkumulationskanals verwendet werden, der längsseits des Akkumulationsdielektrikums auf der Seite der Driftregion ausgebildet ist. Der Akkumulationskanal kann als eine Region angesehen werden, die durch eine lokal erhöhte Ladungsträgerdichte gekennzeichnet ist. Eine Voraussetzung für die Ausbildung des Akkumulationskanals ist ein Potenzialunterschied zwischen den Driftsteuerungsregionen und der Driftregion. Das Vorhandensein des Akkumulationskanals in der Driftregion, der durch geladene Driftsteuerungsregionen induziert wird, kann zu einem verringerten Widerstand im Ein-Zustand der Leistungshalbleiterkomponente führen.
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In TEDFETs werden die Ladungen, die in die Driftsteuerungsregionen geleitet werden, um einen geringen Widerstand im Ein-Zustand zu erreichen, in Kondensatoren gespeichert, die elektrisch zwischen der Driftsteuerungsregion und der Sourceregion gekoppelt sind. Bei den derzeit verfügbaren TEDFET-Bauelementen sind diese Kondensatoren mindestens teilweise oder vollständig in der Driftsteuerungsregion angeordnet, wie es bei TEDFET-Bauelementen der Fall ist, die sich derzeit in der Entwicklung befinden, um zu vermeiden, dass hohe Ströme über Kontakte geleitet werden, und um parasitische Effekte, beispielsweise aufgrund des Vorhandenseins von Streu- oder verteilten Induktanzen, zu vermeiden. Jedoch kann das Speichern von Ladungen mittels integrierter Kondensatoren sehr viel Platz beanspruchen. Zum Beispiel können 50% der Oberfläche des Chips für die Driftsteuerungsregionen benötigt werden. Des Weiteren kann der Spannungsanstieg in dem Kondensator während eines Übergangs vom Ein-Zustand in den Aus-Zustand eines jeweiligen TEDFET als nachteilig angesehen werden. Der Spannungsanstieg in dem Kondensator wird durch den folgenden Effekt verursacht. Im Ein-Zustand des TEDFET sind der Speicherkondensator, d. h. der Kondensator, der zum Speichern der Ladungen verwendet wird, die in die bzw. aus den Driftsteuerungsregionen eingetragen und abgezogen werden, und der Akkumulationskondensator, d. h. der Kondensator, der an dem Akkumulationsdielektrikum ausgebildet ist, parallel geschaltet. Im Gegensatz dazu ist der Akkumulationskondensator im Aus-Zustand nicht vorhanden, da keine Ladungen in der Driftsteuerungsregion vorhanden sind, die eine entsprechende Ladung in der Driftregion, die durch das Akkumulationsdielektrikum davon getrennt ist, induzieren könnten. Im Aus-Zustand wird das Halbleitervolumen in der Driftregion und in der Driftsteuerungsregion zu einem Isolator, weil sich die Verarmungsregion aufspreizt, während die Ladung beibehalten werden muss. Darum muss die gesamte Ladung auf den Bereich des Speicherkondensators beschränkt werden. Der Speicherkondensator ist im sogenannten Kopf der Driftsteuerungsregion angeordnet, d. h. in der Region der Driftsteuerungsregion, die sich auf der Höhe des TEDFET-Korpus befindet oder damit elektrisch verbunden ist. Folglich kommt es zu einem relativ hohen Spannungsabfall zwischen den oberen Regionen der Driftsteuerungsregion und der Driftregion im Aus-Zustand des Transistors. Dieser relativ hohe Spannungsabfall kann die Sperrfähigkeit der Driftregion mit Bezug auf Spannungen reduzieren, die an den Transistor, d. h. zwischen seiner Quellen- und seiner Abzugselektrode, angelegt werden. Tolerierbare Spannungen zwischen den oberen Regionen der Driftsteuerungsregionen und der Driftregion im Aus-Zustand des Transistors, die nicht zu einem Absinken der Sperrfähigkeit des TEDFET führen, sind niedriger als die möglichen Spannungen, denen das Akkumulationsdielektrikum im Prinzip widerstehen könnte. Zum Beispiel sollte im Fall einer Akkumulationsdielektrikum-Schicht mit einer Dicke von 100 nm die Spannung an dieser Schicht 23 V nicht übersteigen, wenn eine Beschädigung vermieden werden soll. Weil sich im Aus-Zustand des Transistors eine höhere Spannung an dem Akkumulationsdielektrikum aufbaut, kann in schnellschaltenden Anwendungen im Ein-Zustand des Transistors eine Spannung von ungefähr bis zu 14 V an die Driftsteuerungsregion angelegt werden, die dann im Aus-Zustand des Transistors bis auf 21 V erhöht wird, selbst wenn das Akkumulationsdielektrikum in der Lage wäre, einem Zustand zu widerstehen, in dem eine Spannung von beispielsweise 23 V dauerhaft an dem Akkumulationsdielektrikum anliegt. Infolge dessen besteht die Möglichkeit, den Widerstand im Ein-Zustand in ansonsten gleichen Bauelementen (mit Bezug auf ihre Geometrie) um ungefähr weitere 40% zu reduzieren, wenn die Spannung der Driftsteuerungsregion im Ein-Zustand des TEDFET auf ungefähr 14 V anstelle der potenziell möglichen 23 V begrenzt werden muss.
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In verschiedenen Ausführungsformen wird ein Treiberschaltkreis für einen Transistor bereitgestellt, der ein intelligentes und resonantes Ansteuern für einen Transistor, zum Beispiel für einen EGFET oder einen TEDFET, ausführen kann. Der Treiberschaltkreis kann das Problem einer zu hohen erforderlichen Steuerungsleistung, die für den Leistungstransistor, zum Beispiel einen EGFET, benötigt wird, und das Problem des Platzbedarfs für Kondensatoren in der Driftsteuerungsregion lösen. Er kann des Weiteren das Problem der verringerten Sperrspannung des Transistors lösen, wenn eine hohe Spannung an die Driftsteuerungsregion angelegt wird, und er kann außerdem den Widerstand im Ein-Zustand des Transistors um 40% im Vergleich zu einem Transistor verringern, der eine Driftregion, eine Driftsteuerungsregion und ein Akkumulationsdielektrikum von gleichen Abmessungen aufweist.
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In 1 ist ein Treiberschaltkreis 100 für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen gezeigt. Der Treiberschaltkreis 100 kann zum Steuern des Betriebes eines Transistors T1 verwendet werden, der zum Beispiel ein EGFET sein kann. Jedoch kann der Treiberschaltkreis 100 auch dafür verwendet werden, den Betrieb eines TEDFET oder eines sonstigen Transistors zu steuern, in dessen Steuerungsregionen im leitenden Zustand möglicherweise eine sehr hohe elektrische Ladung eingespeist werden muss. Eine Ansteuerspannung Udrive von einer Stromquelle 102 kann in einen Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 über eine Reihenanordnung eingespeist werden, die einen ersten Schalter S1, einen zweiten Schalter S2 und eine Induktanz 106 (auch mit L bezeichnet) enthält.
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Der Steuerungsanschluss des Transistors T1 kann Steuerungsregionen des Transistors enthalten, wie zum Beispiel mindestens eine Gate-Region und mindestens eine Driftsteuerungsregion. Die mindestens eine Driftsteuerungsregion kann sich zwischen der Source und dem Drain des Lasttransistors T1 erstrecken. Zum Beispiel kann eine Driftsteuerungsregion neben der Driftregion, zum Beispiel auf ihrer linken Seite, angeordnet sein, und eine weitere Driftsteuerungsregion kann neben der Driftregion, zum Beispiel auf ihrer rechten Seite, angeordnet sein. Die Driftregion und die Driftsteuerungsregionen können sich vertikal nebeneinander zwischen der Source und dem Drain des Transistors T1 erstrecken. Die Driftsteuerungsregionen können dafür verwendet werden, den Widerstand im Ein-Zustand des Lasttransistors mittels des oben beschrieben Mechanismus weiter zu reduzieren. Die Gate-Region und die mindestens eine Driftsteuerungsregion des Transistors T1 können parallel zu seinem Steuerungsanschluss gekoppelt sein, oder sie können aus derselben Struktur gebildet werden, zum Beispiel einer durchgängigen polykristallinen Siliziumschicht oder einer Region, die von einer dielektrischen Schicht umgeben ist, wobei ein Teil dieser Struktur die Funktion einer klassischen Steuerelektrode (Gate) erfüllt und der oder die anderen Teile dieser Struktur die Funktion einer oder mehrerer Driftsteuerungsregionen erfüllen. Das ist jedoch nur ein Beispiel. Die Gate-Region und die mindestens eine Driftsteuerungsregion können auch durch andere, zum Beispiel synchronisierte Signale angesteuert werden. Der Lasttransistor T1 enthält des Weiteren den Drainanschluss, an den eine Last angeschlossen werden kann, und den Sourceanschluss, der an ein Bezugspotenzial 104, zum Beispiel das Erdungspotenzial, angeschlossen werden kann. Die Transistorkorpusdiode (Transistorbodydiode) zwischen dem Sourceanschluss und dem Drainanschluss des Transistors T1 ist ebenfalls gezeigt. Der Transistor T1 enthält einen zweiten Kondensator C2, der zwischen dem Steuerungsanschluss des Transistors T1 und seinem Drainanschluss gekoppelt ist, und kann einen Kondensator darstellen, der in dem Lasttransistor T1 inhärent vorhanden ist (und darum in Strichlinie gezeigt ist). Der zweite Kondensator C2 kann somit einem internen Kondensator äquivalent sein und kann die Gatekapazität und den Kondensator der Driftsteuerungsregion darstellen, die zu dem Steuerungsanschluss des Transistors T1 parallel geschaltet sind. Während des Ein-Zustands des Transistors T1 oder im Ein-Zustand des Transistors T1 kann der Wert des zweiten Kondensators C2 durch den Kondensator der Driftsteuerungsregion dominiert werden. Der Kondensator der Driftsteuerungsregion kann als ein Stellkondensator angesehen werden, der je nach dem Zustand des Lasttransistors T1, d. h. ob er sich in einem leitenden oder nicht-leitenden Zustand befindet, einen größeren oder einen kleineren Beitrag zum zweiten Kondensator C2 leisten kann.
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Der Treiberschaltkreis 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen enthält des Weiteren einen ersten Kondensator C1. Eine Seite oder ein Anschluss des ersten Kondensators C1 ist mit dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Schalter S1 und dem zweiten Schalter S2 gekoppelt, und die andere Seite oder der andere Anschluss des ersten Kondensators C1 ist mit dem Bezugspotenzial 104 gekoppelt. Die Stromquelle 102 kann als eine Konstantspannungsquelle (Gleichspannungsquelle) konfiguriert sein. Der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 dienen zum Einschalten (d. h. zum Versetzen in einen leitenden Zustand) und Ausschalten (d. h. zum Versetzen in einen nicht-leitenden Zustand) des Lasttransistors T1. Im Folgenden wird der Betrieb des Treiberschaltkreises 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ausführlicher beschrieben.
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Mit dem Treiberschaltkreis 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist es möglich, Ladungen in dem ersten Kondensator C1 zu speichern, der in den Steuerungsanschluss, zum Beispiel in die Gate-Region und die mindestens eine Driftsteuerungsregion des Lasttransistors T1, in seinen Ein-Zustand eingespeist werden können. Ladungen, die in dem ersten Kondensator C1 gespeichert sind, können zwischen dem ersten Kondensator C1 und dem zweiten Kondensator C2, der in dem Lasttransistor T1 angeordnet ist, mit Hilfe der Induktanz 106 und in Abhängigkeit vom Zustand des zweiten Schalters S2 und vom Zustand des ersten Kondensators C1, d. h. ob sie geladen ist oder nicht, vor und zurück schwingen. Wenn der erste Kondensator C1 geladen wird und der zweite Schalter S2 geschlossen wird (d. h. leitend wird), so kann die Energie, die in dem elektrischen Feld des ersten Kondensators C1 gespeichert ist, zu der Induktanz 106 übertragen und darin in Form eines Magnetfeldes gespeichert werden, während der zweite Kondensator C2 gleichzeitig geladen wird. Wenn die Spannung des ersten Kondensators C1 unter die Spannung des zweiten Kondensators fällt, so wird die in der Induktanz 106 gespeicherte Energie freigesetzt und steuert einen Strom an, der fortfährt, den zweiten Kondensator C2 zu laden. Oder anders ausgedrückt: Die Induktanz 106 kann als ein elektrisches Schwungrad angesehen werden, das eine effiziente Übertragung von Ladungen von dem ersten Kondensator C1 zu dem zweiten Kondensator C2 des Lasttransistors T1 ermöglicht.
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Der erste Kondensator C1 und der zweite Kondensator C2 können in einer Ausführungsform im Wesentlichen gleiche Kapazitätswerte haben. Wie bereits angesprochen, ist der Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 im Allgemeinen größer, wenn sich der Transistor in einem leitenden (d. h. eingeschalteten) Zustand befindet, als sein Kapazitätswert, wenn sich der Transistor T1 in einem nicht-leitenden Zustand befindet (d. h. ausgeschaltet ist). Mit Bezug auf diesen Effekt kann sich der Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 auf seinen Kapazitätswert im Ein-Zustand des Lasttransistors T1 beziehen.
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Bevor der Lasttransistor T1 zum ersten Mal eingeschaltet wird, wird der erste Kondensator C1 geladen, bis seine Spannung die Ansteuerspannung Udrive erreicht, die durch die Stromquelle 102 zugeführt wird. Während dieser Phase kann der erste Schalter S1 geschlossen (d. h. in seinem leitenden Zustand) sein, während der zweite Schalter S2 offen (d. h. in seinem nicht-leitenden Zustand) sein kann. Wenn der Ladevorgang des ersten Kondensators C1 abgeschlossen ist, so kann der erste Schalter S1 wieder geöffnet werden, wodurch die Stromquelle 102 von dem ersten Kondensator C1 getrennt wird.
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Wenn der Lasttransistor T1 eingeschaltet werden soll, so wird der zweite Schalter S2 geschlossen, und ein Ansteuerstrom kann von dem ersten Kondensator C1 zu dem zweiten Kondensator C2 des Transistors T1 über den zweiten Schalter S2 und die Induktanz 106 fließen. Unter der Annahme vernachlässigbarer Verluste, die zum Beispiel durch einen Widerstand der Induktanz 106 und/oder durch den Reihenwiderstand des zweiten Schalters S2 und/oder durch den Reihenwiderstand des ersten Kondensators C1 und des zweiten Kondensators C2 verursacht werden, wird der zweite Kondensator C2 auf eine Spannung des ersten Kondensators C1 geladen, bevor der zweite Schalter S2 geschlossen wurde. Oder anders ausgedrückt: In diesem beispielhaften Szenario, wo der Kapazitätswert des ersten Kondensators C1 im Wesentlichen gleich dem Kapazitätswert des zweiten Kondensators C2 ist, wird der Zustand des ersten Kondensators C1 im Wesentlichen auf den zweiten Kondensator C2 des Transistors T1 „kopiert”. Sobald dieser Prozess abgeschlossen ist, wird der zweite Schalter S2 geöffnet, um ein Zurückfließen von Ladungen von dem zweiten Kondensator C1 zum ersten Kondensator C1 zu verhindern. Die Ladungen, die zu dem Steuerungsanschluss und dadurch zu den Steuerungsregionen übertragen werden, bleiben darin enthalten, zum Beispiel in der Gate-Region und den Driftsteuerungsregionen, und der Lasttransistor T1 ist im Ein-Zustand.
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Die Zeit, während der sich der Transistor T1 in einem leitenden Zustand befindet, kann durch die Ausschaltzeit des zweiten Schalters S2 gesteuert werden. Das heißt, der Transistor T1 bleibt solange eingeschaltet, wie der zweite Schalter S2 offen gehalten wird, so dass die Ladungen, die zu den Steuerungsregionen übertragen wurden (zum Beispiel zu der Gate-Region und den Driftsteuerungsregionen des Transistors T1), nicht von dort entladen werden können (bei Vernachlässigung von Leckströmen). Wenn der Lasttransistor T1 ausgeschaltet werden soll, so wird der zweite Schalter S2 geschlossen, wodurch veranlasst wird, dass die Ladungen von dem zweiten Kondensator C2 über die Induktanz 106 in den ersten Kondensator C1 fließen. Am Ende des Entladevorgangs des ersten Kondensators C1 kann der zweite Schalter S2 wieder geöffnet werden, so dass der Lasttransistor T1 über eine gewünschte Zeitdauer ausgeschaltet bleiben kann. Während der Zeit, die der Lasttransistor T1 im Aus-Zustand ist, kann der erste Schalter S1 geschlossen sein, und der erste Kondensator C1 kann auf eine Spannung geladen werden, die gleich der Ansteuerspannung Udrive ist, die durch die Stromquelle 102 ausgegeben wird. Dieser Neuladevorgang kann zum Beispiel verwendet werden, um (ohmsche) Verluste, zum Beispiel Leckstromverluste während des Schaltvorgangs und/oder Verluste im Bereich des Transistors T1 während der Zeit, die er sich im Ein-Zustand befand, zu kompensieren. Der erste Schalter S1 muss möglicherweise wieder geöffnet werden, bevor – oder wenigstens wenn – das nächste Einschalten des Transistors T1 stattfindet, d. h. wenn der zweite Schalter S2 wieder geöffnet wird.
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Die Größenordnung des Stroms, der von dem ersten Kondensator C1 fließt (oder der von der Stromquelle 102 fließt, wenn der Transistor T1 einzuschalten ist und der erste Kondensator C1 noch nicht geladen ist), oder die Rate, mit der der Strom, der den zweiten Kondensator C2 lädt, zunimmt, wird durch die Induktanz 106 definiert, deren Funktion man sich als die eines Strombegrenzers vorstellen kann. Mit zunehmenden Induktanzwerten der Induktanz 106 benötigen der Ladevorgang und der Entladevorgang des zweiten Kondensators C2 mehr Zeit, so dass Zeitbeschränkungen mit Bezug auf den zweiten Schalter S2 nicht mehr so kritisch sind. Oder anders ausgedrückt: Die genaue Wahl des Zeitpunktes, wann der zweite Schalter S2 zu schließen oder zu öffnen ist, braucht nicht unbedingt der kritischste Parameter zu sein, der den Zeitpunkt definiert, wann der Transistor T1 voll betriebsfähig ist (zum Beispiel vollständig leitet oder vollständig nicht leitet), da der Einschaltprozess und der Ausschaltprozess des Transistors T1 durch die Induktanz 106 dominiert werden können, die sowohl den Ladestrom als auch den Entladestrom begrenzen kann. Durch Wählen einer entsprechenden Induktanz für die Induktanz 106, d. h. durch Justieren der induktiven Reaktanz der Induktanz 106, kann die Schaltkennlinie des Lasttransistors T1 justiert werden, ohne die Gate- und die Driftsteuerungsregionen des Lasttransistors T1 über den üblicherweise verwendeten, aber verlustbehafteten Gatewiderstand laden zu müssen. Wenn der ohmsche Widerstand der leitenden Pfade vernachlässigt wird, so ermöglicht der Treiberschaltkreis für einen Transistor 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ein im Wesentlichen verlustfreies Ansteuern des Lasttransistors T1. Dieser Aspekt kann sich umso vorteilhafter gegenüber dem herkömmlichen Verfahren des Verwendens eines Gatewiderstandes erweisen, je größer die Eingangskapazität des Lasttransistors wird. Unter der Annahme, dass der erste Kondensator C1 und der zweite Kondensator C2 ungefähr gleiche Kapazitätswerte haben, beträgt die Einschaltzeit ton (und auf eine erste Näherung auch die Ausschaltzeit) des Lasttransistors T1, die als äquivalent zu der Zeit angesehen werden kann, die der zweite Schalter S2 geschlossen bleiben muss, die Hälfte der Schwingungszeitperiode des Oszillatorschaltkreises, der durch die Induktanz 106 und den ersten Kondensator C1 gebildet wird, ton = π√LC1
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Es ist anzumerken, dass die Schwingungszeitperiode zwar den Übergangsprozess zwischen dem Ein-Zustand und dem Aus-Zustand (bei beiden Richtungen) des Lasttransistors T1 bestimmt, dass aber die tatsächliche Zeit, die der Transistor T1 eingeschaltet oder ausgeschaltet bleibt, dadurch nicht berührt wird, da sie von der Schwingungszeitperiode unabhängig ist und im Grunde durch die Zeit definiert wird, während der der zweite Schalter S2 offen bleibt. Jedoch kann während schneller Schaltvorgänge beispielsweise in Kombination mit niedrigen Quelle-zu-Abzug-Strömen durch den Lasttransistor T1 der Ausschaltvorgang verzögert werden, weil interne Kapazitäten innerhalb des Lasttransistors T1 immer noch entladen werden, so dass immer noch ein Laststrom durch den Transistor T1 fließt, während die Gate-Region bereits „ausgeschaltet” ist.
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Der Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen ermöglicht das Ansteuern von Komponenten, wie zum Beispiel Transistoren, mit hohen Frequenzen, selbst wenn sie eine hohe Steuerungsregionsladung erfordern (zum Beispiel einschließlich der Gatter-Region und mindestens eine Driftsteuerungsregion), wie zum Beispiel der EGFET oder der TEDFET. Oder anders ausgedrückt: Der Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann dafür konfiguriert sein, die Ladungen aus den Steuerungsregionen des Transistors zu speichern oder zu puffern und wiederzuverwenden, dergestalt, dass ein leistungseffizientes Schalten von Transistoren, die eine hohe Steuerungsregionsladung erfordern, bei hohen Frequenzen möglich ist. Der Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann einen externen Kondensator, eine Induktanz und zwei Schalter enthalten, wobei die Schalter dafür verwendet werden, den externen Kondensator entweder mit einer Stromquelle oder über die Induktanz mit der Steuerungsregion des Transistors zu verbinden, wobei in dem Fall, dass der externe Kondensator mit der Steuerungsregion des Transistors über die Induktanz verbunden ist, nach der Hälfte der Schwingungszeitperiode, die durch den externen Kondensator und die Induktanz bestimmt wird, den externen Kondensator von der Steuerungsregion des Transistors durch Öffnen des entsprechenden Schalters getrennt wird.
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Wir kehren zurück zu 1. Der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 müssen so konstruiert sein, dass sie in der Lage sind, nur die relativ geringe Ansteuerspannung Udrive von der Stromquelle 102 zu sperren, die im Bereich von bis zu einigen zehn Volt liegen kann, zum Beispiel 8 V oder 12 V. Die Obergrenze für die Ansteuerspannung Udrive kann durch die maximal zulässige Spannung des Akkumulationsdielektrikums gegeben sein. Der Lasttransistor T1 hingegen muss eine signifikant höhere Sperrspannung aufweisen, die zum Beispiel im Bereich von einigen hundert Volt, zum Beispiel 300 V oder 500 V, bis etwa 1000 V oder mehr liegen kann. Der erste Schalter S1 kann eine unidirektionale Sperrfähigkeit mit Bezug auf seine Anschlüsse besitzen, da die Spannung an dem ersten Kapazität Kondensator C1 niedriger als – oder maximal so groß wie – die Ansteuerspannung Udrive ist. Oder anders ausgedrückt: Der erste Schalter S1 kann eine unipolare Sperrfähigkeit besitzen, da die an den ersten Schalter S1 angelegte Spannung ihre Polarität während des korrekten Betriebes des Treiberschaltkreises 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen beibehält. Der erste Schalter S1 kann darum als ein Niederspannungs-MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) konfiguriert sein. In Fällen, wo die Ansteuerspannung Udrive unter ihren Nennwert abfallen kann, zum Beispiel, wenn der Treiberschaltkreis 100 gemäß verschiedenen Ausführungsformen abgeschaltet oder vom Stromnetz getrennt wird, kann der erste Kondensator C1 durch die Körperdiode (Bodydiode) des ersten Schalters S1 entladen werden, wenn er als ein MOSFET implementiert ist.
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Der zweite Schalter S2 muss so konstruiert werden, dass er eine bidirektionale Sperrfähigkeit besitzt, da die an den zweiten Schalter S2 angelegte Spannung, d. h. der Potenzialunterschied zwischen dem ersten Kondensator C1 und dem zweiten Kondensator C2, jedes Mal wechselt, nachdem der zweite Schalter S2 geschlossen und wieder geöffnet wurde, da das Potenzial des ersten Kondensators C1 und des zweiten Kondensators C2 jedes Mal zwischen einem höheren und einem niedrigeren Potenzial wechselt, nachdem der zweite Schalter S2 geschlossen und wieder geöffnet wurde.
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In 2 ist ein Treiberschaltkreis für einen Transistor 200 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gezeigt. Der Treiberschaltkreis 200 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ist dem in 1 gezeigten Treiberschaltkreis 100 sehr ähnlich, weshalb für die gleichen Komponenten die gleichen Bezugszahlen verwendet werden. Man kann sehen, dass der in 2 gezeigte Schaltkreis eine detailliertere Veranschaulichung einer möglichen Implementierung des ersten Schalters S1 und des zweiten Schalters S2 des Treiberschaltkreises 100 gemäß verschiedenen in 1 gezeigten Ausführungsformen ist. In dieser beispielhaften Ausführungsform ist der erste Schalter S1 als ein erweiterter n-Kanal-MOSFET (NMOSFET) implementiert, dessen Drainelektrode mit der Stromquelle 102 verbunden ist und dessen Sourceelektrode mit einem Anschluss des zweiten Schalters S2 und einer Seite des ersten Kondensators C1 verbunden ist. Wie oben bereits angesprochen, entspricht das Potenzial an der Drainelektrode des ersten Schalters S1 dem durch die Stromquelle 102 ausgegebenen Potenzial und ist in der Praxis immer größer als das Potenzial (oder wenigstens gleich dem Potenzial) an der Sourceelektrode des ersten Schalters S1. Der zweite Schalter S2 enthält einen ersten Transistor 204 und einen zweiten Transistor 206. In dieser beispielhaften Ausführungsform sind beide Transistoren, die in dem zweiten Schalter S2 enthalten sind, als erweiterte n-Kanal-MOSFETs mit einer gemeinsamen Sourceelektrode implementiert, was helfen kann, Leistungsverluste und/oder Steuerungsaufwand zu reduzieren. Die Drainelektrode des ersten Transistors 204 ist mit der einen Seite des ersten Kondensators C1 und dem ersten Schalter S1 gekoppelt, und die Drainelektrode des zweiten Transistors 206 ist mit der Induktanz 106 gekoppelt. Durch Implementieren des zweiten Schalters S2 durch zwei MOSFETs entsteht eine bidirektionale Sperrfähigkeit. Wenn das Potenzial an der ersten Kapazität C1 höher ist als das Potenzial an dem zweiten Kondensator C2, so kann der erste Transistor 204 das Sperren übernehmen. Im entgegengesetzten Fall kann der zweite Transistor 206 das Sperren übernehmen. Der Lasttransistor T1 kann, wie im Fall des Treiberschaltkreises für einen in 1 gezeigten Transistor 100, ein EGFET oder ein TEDFET sein, dessen Gate-Region und Driftsteuerungsregionen zueinander parallel gekoppelt sind. In einer (nicht gezeigten) alternativen Ausführungsform können die Gate-Region und die mindestens eine Driftsteuerungsregion auch durch andere, zum Beispiel synchronisierte Signale angesteuert werden. Die Steuerelektroden von allen drei MOSFETs sind mit einem Controller 202 gekoppelt. Der Controller 202 ist dafür konfiguriert, die jeweiligen Transistoren durch Bereitstellen geeigneten Gatterspannungen ein- und auszuschalten. In der beispielhaften Implementierung des Treiberschaltkreises für einen Transistor 200 gemäß verschiedenen in 2 gezeigten Ausführungsformen erfordern die erweiterten n-Kanal-MOSFETs eine Gatespannung, die höher ist als die durch die Stromquelle 102 ausgegebene Ansteuerspannung Udrive, um vollständig aktiviert zu sein, d. h. wenn die Ansteuerspannung Udrive (von der Stromquelle 102 oder dem ersten Kondensator C1) in die Steuerungsregion des Lasttransistors T1 mit so wenig Spannungsabfall wie möglich eingespeist werden soll. Darum muss der Controller 202, der seinen Betriebsstrom von der Stromquelle 102 beziehen kann, so konfiguriert sein, dass er Spannungen ausgeben kann, die größer als die Ansteuerspannung Udrive sind. Zum Beispiel kann der Controller 202 ein Mittel enthalten, zum Beispiel eine Ladungspumpe, um die Ansteuerspannung Udrive in eine höhere (im Fall von NMOSFETs) Spannung oder in eine niedrigere Spannung (im Fall von p-Kanal-MOSFETs (PMOSFETs)) umzuwandeln, die dann dafür verwendet werden kann, die MOSFETs des ersten Schalters S1 und des zweiten Schalters S2 anzusteuern. Alternativ können stattdessen erweiterte PMOSFETs verwendet werden, um diesen Umstand zu vermeiden.
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In 2 ist zusätzlich zu dem ersten Kondensator C1 und dem zweiten Kondensator C2 ein weiterer Kondensator 208 angeordnet, der extern angeordnet sein kann, d. h. er braucht nicht monolithisch in den Lasttransistor T1 integriert zu sein. Je nach der konkreten Anwendung kann der weitere Kondensator 208 auch in den Lasttransistor T1 oder in sein Gehäuse integriert sein, so dass auf die Notwendigkeit einer externen Komponente verzichtet werden kann. Eine Seite oder ein Anschluss des weiteren Kondensators 208 kann mit dem elektrischen Pfad zwischen der Induktanz 106 und der Steuerungsregion (zum Beispiel der Gate-Region und der einen oder den mehreren Driftsteuerungsregionen) des Transistors T1 gekoppelt sein, und die andere Seite oder der andere Anschluss des weiteren Kondensators 208 kann mit dem Bezugspotenzial 104, zum Beispiel dem Erdungspotenzial, gekoppelt sein. Oder anders ausgedrückt: Der weitere Kondensator 208 kann zu dem zweiten Kondensator C2 parallel geschaltet sein. Der Wert der Kapazität des weiteren Kondensators 208 kann im vollständig aktivierten Zustand des Lasttransistors T1 in der Größenordnung des Wertes der Kapazität des zweiten Kondensators C2 liegen. Der zweite Kondensator C2 kann als ein dynamischer Kondensator mit einem variablen Kapazitätswert angesehen werden. Wenn sich der Transistor T1 in einem nicht-leitenden Zustand befindet, so ist sein Kapazitätswert kleiner und erhöht sich während des Einschaltvorgangs des Transistors T1, um seinen maximalen Wert zu erreichen, sobald der Transistor T1 vollständig aktiviert ist, d. h. seinen vollständig leitenden Zustand hat. Der weitere Kondensator 208 kann die Energieübertragung von der Induktanz 106 zu dem zweiten Kondensator C2 verstärken, indem sie als ein Puffer für die Ladungen wirkt, die zu Beginn der Ladephase in Richtung der Steuerungsregion des Transistors T1 fließen, wenn der zweite Kondensator C2 einen verringerten Kapazitätswert haben kann. Der weitere Kondensator 208 kann verhindern, dass die Spannung des zweiten Kondensators C2 steigt und zu schnell die Spannung des ersten Kondensators C1 erreicht, als dies zu einer vorzeitigen Verlangsamung der Übertragung von Ladungen von dem ersten Kondensator C1 zu der einen oder den mehreren Steuerungsregionen des Lasttransistors T1 führen würde. Die Funktion des weiteren Kondensators 208 kann man sich als einen Anlaufverstärker in dem Sinne vorstellen, dass er hilft, mehr Energie aus der magnetisierten Induktanz 106 während der Einschaltphase des Lasttransistors T1 zu ziehen. Die Bereitstellung des weiteren Kondensators 208 ist unabhängig von der Art und Weise, in der der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 implementiert sind, und kann darum genauso erfolgen, wie es für den Treiberschaltkreis für einen in 1 gezeigten Transistor 100 oder in irgendeiner anderen Ausführungsform davon beschrieben wurde, zum denen, die im Folgenden mit Bezug auf 3 und 4 beschrieben werden.
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In 3 ist eine weitere Implementierung des Treiberschaltkreises 300 für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen gezeigt. Sie basiert auf der in 2 gezeigten Implementierung, so dass die gleichen Bezugszeichen für gleiche Elemente bzw. Komponenten verwendet werden.
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Der Hauptunterschied zwischen der in 2 gezeigten Implementierung und die in 3 gezeigten Implementierung ist, dass der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 in der Implementierung des Treiberschaltkreises 300 gemäß verschiedenen in 3 gezeigten Ausführungsformen jeweils nur einen Transistor enthalten, in diesem Fall einen n-Kanal-JFET. Die in 3 gezeigte Implementierung kann als symmetrisch angesehen werden, da jeder der als Schalter verwendeten JFETs eine bidirektionale oder bipolare Sperrfähigkeit besitzen kann, d. h. eine Sperrfähigkeit ungeachtet der Polarität der zwischen seiner Abzugs- und Quellenelektrode angelegten Spannung. Jeder der JFETs in der Implementierung des Treiberschaltkreises 300 für einen Transistor in 3 kann so konfiguriert sein, dass sie wenigstens die durch die Stromquelle 102 ausgegebene Ansteuerspannung Udrive als eine tolerierbare Abschnürspannung zwischen seiner Steuerungs- und Sourceelektrode bzw. Drainelektrode gestattet.
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Wenn eine solche Spannung an die Steuerelektrode G1 des ersten JFET S1 angelegt wird, dass die Differenz zwischen dieser Gatespannung und der Ansteuerspannung Udrive geringer ist als die Abschnürspannung, so wird der erste JFET S1 leitend, und der erste Kondensator C1 kann durch die Stromquelle 102 geladen werden. Wenn der erste JFET S1 in einen nicht-leitenden Zustand versetzt werden soll, so muss die an seine Steuerelektrode G1 angelegte Spannung, zum Beispiel auf das Bezugspotenzial 104, beispielsweise das Erdungspotenzial, verringert werden. Das gleiche gilt für die Funktion des zweiten JFET S2 in der Ausführungsform des in 3 gezeigten Treiberschaltkreises 300. Da der erste JFET S1 und der zweite JFET S2 beide mit Bezug auf ihre Sperrfähigkeit symmetrisch sind, werden sie in einen nichtleitenden Zustand versetzt, wenn das Potenzial an ihren Steuerelektroden auf das Bezugspotenzial abgesenkt wird, und zwar ungeachtet der Polarität der zwischen ihren Drainelektroden und Sourceelektroden angelegten Spannung. Diese bipolare Sperrfähigkeit kann unter Berücksichtigung der Tatsache bereitgestellt werden, dass die JFETs nur für Sperrspannungen im Bereich der Ansteuerspannung Udrive konstruiert werden müssen, die im Allgemeinen im Bereich einiger zehn Volt liegen kann, zum Beispiel zwischen ungefähr 5 V und ungefähr 20 V oder 30 V. Alternativ können Verarmungs-PMOSFETs und/oder -NMOSFETs anstelle der JFETs verwendet werden.
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Es kann sich als vorteilhaft für die intrinsische Sicherheit des Lasttransistors T1 und sein ausfallsicheres Sperren der Lastspannung während des Einschaltens und Ausschaltens des Lasttransistors T1 erweisen, dass die folgende Bedingung mit Bezug auf die verwendeten Spannungen erfüllt ist: |Upinch-off| < Umin_controller < UT1_operational, wobei Upinch-off die Abschnürspannung der JFETs bezeichnet, Umin_controller eine Mindestbetriebsspannung des Controllers 202 bezeichnet und UT1_operational die Zielspannung bezeichnet, die an den Steuerungsanschluss des Transistors T1 angelegt werden muss, wenn er in einen leitenden Zustand versetzt werden soll.
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Wenn der Transistor T1 aktiviert werden soll, so wird die Stromquelle 102 eingeschaltet, und die Ansteuerspannung Udrive steigt. Der erste JFET S1 und der zweite JFET S2 in 3 sind leitend. Darum wird die Ansteuerspannung Udrive direkt an den Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 angelegt. Kurz darauf erreicht die Betriebsspannung des Controllers 202 Umin_controller, und der Controller 202 nimmt seinen Betrieb auf, d. h. der Controller 202 wird eingeschaltet. Nach der Aufnahme des Betriebes zieht der Controller 202 sowohl das an die Steuerelektrode G1 des ersten JFET S1 angelegte Potenzial als auch das an die Steuerelektrode G2 des zweiten JFET S2 angelegte Potenzial auf das Bezugspotenzial 104, zum Beispiel auf das Erdungspotenzial, und somit werden die JFETs in einen nicht-leitenden Zustand versetzt, da der Modul ihrer Abschnürspannung kleiner ist als die Betriebsspannung des Controllers 202. Oder anders ausgedrückt: Der Potenzialunterschied zwischen den Steuerelektroden der JFETs und ihren Sourceanschlüssen übersteigt ihre Abschnürspannung, wodurch die JFETs nicht-leitend werden. Jedoch hat an diesem Punkt die Spannung am Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 noch nicht den Zielwert erreicht, der nötig ist, um den Lasttransistor T1 einzuschalten. Darum leitet der Transistors T1 noch nicht. Diese Verfahrensweise gewährleistet, dass zu keiner Zeit während des Prozesses des Einschaltens des Treiberschaltkreises 300, der den Transistor T1 steuert, eine unkontrollierbar hohe Spannung an seinen Steuerungsanschluss angelegt wird. In der gleichen Weise kann verfahren werden, wenn der Treiberschaltkreis 300 ausgeschaltet wird (nur in umgekehrter Reihenfolge). Auf diese Weise können der Lasttransistor T1 und/oder die an ihn angeschlossene Last in Situationen vor Leistungsverlust oder Schaden bewahrt werden, wo eine bereits hohe Spannung am lastseitigen Anschluss des Transistors T1 anliegt und der Lasttransistor T1 in einer unkontrollierten Weise eingeschaltet wird, weil der Controller 202 noch nicht vollständig funktionstüchtig ist.
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Als Alternative oder zusätzlich zu dem soeben beschriebenen Verfahren des sicheren Ein- und Ausschaltens kann der Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 während der Einschalt- und/oder Ausschaltphase über den Controller 202 mit dem Bezugspotenzial verbunden werden. Diese Maßnahme kann für ein exakt definiertes Potenzial am Steuerungsanschluss des Transistors T1 sorgen und kann den Transistor T1 am Beginn seiner Einschaltphase und/oder am Ende seiner Ausschaltphase zuverlässig in einem nicht-leitenden Zustand halten. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen beziehen sich die Einschaltphase und die Ausschaltphase auf die Phasen, während denen der Lasttransistor T1 eingeschaltet werden kann und/oder die Last an das Stromnetz angeschlossen werden kann, bzw. die Phase, in der der Lasttransistor T1 ausgeschaltet werden kann und/oder die Last vom Stromnetz getrennt werden kann. Diese beiden Phasen müssen von den normalen Ein- und Ausschaltvorgängen des Lasttransistors T1, nachdem er eingeschaltet wurde, unterschieden werden. Aus diesem Grund kann der Controller 202 einen Anschluss haben, der mit dem elektrischen Pfad zwischen dem zweiten Schalter S2 und der Induktanz 106 gekoppelt ist, was durch die Strichlinie in 3 angedeutet ist. Jedoch kann dieser Verbindungsknoten abwärts entlang der Leitung in Richtung des Transistors T1 verschoben werden und kann zum Beispiel auch mit dem elektrischen Pfad zwischen der Induktanz 106 und dem Lasttransistor T1 verbunden werden. Das Verbinden des Steuerelektrodenanschlusses des Transistors T1 mit dem Bezugspotenzial kann durch den Controller 202 selbst gesteuert und durchgeführt werden oder kann durch den Controller 202 gesteuert und über einen externen Schalter (in 3 nicht gezeigt), der durch den Controller 202 gesteuert wird, durchgeführt werden. Der zusätzliche Pfad (Strichlinie in 3) kann auch in der Ausführungsform des in 2 gezeigten Treiberschaltkreises 200 vorhanden sein, da er von der tatsächlichen technischen Implementierung des ersten Schalters S1 und des zweiten Schalters S2 unabhängig ist.
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Es ist anzumerken, dass der Lasttransistor T1 durch jedes andere äquivalente gategesteuerte Bauelement ersetzt werden kann, auf das das Verfahren des sicheren Ein- und Ausschaltens angewendet werden kann, zum Beispiel einen Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode (IGBT), einen Leistungs-MOSFET, einen Gateabschaltthyristor (GTO-Thyristor) oder einen MOS-gesteuerten Thyristor (MCT).
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Der Controller 202 kann auch dafür konfiguriert sein, den Anschluss zu nutzen, der mit dem elektrischen Pfad zwischen dem zweiten Schalter S2 und der Induktanz 106 (durch die Strichlinie in 3 angedeutet) gekoppelt ist, um die Steuerungsregionen des Transistors T1 auf ihre voreingestellten Werte neu zu laden, zum Beispiel, wenn der Transistor T1 lange eingeschaltet bleiben soll und Leckströme die Ladung verringern können, die anfangs zu seinen Steuerungsregionen geleitet wird, was zu einem geringfügigen (aber trotzdem unerwünschten) Anstieg des Widerstandes im Ein-Zustand des Transistors T1 führen kann.
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Wie bereits angesprochen, kann der zweite Kondensator C2 die Gatekapazität und die Kapazität der Driftsteuerungsregion darstellen. Um die Möglichkeit zu haben, exakt die Resonanzfrequenz einzustellen, die die Dauer des Ladungstransfers vor und zurück zwischen dem ersten Kondensator C1 und dem zweiten Kondensator C2 definiert, kann ein zusätzlicher Kondensator, zum Beispiel der in 2 gezeigte weitere Kondensator 208, in dem Treiberschaltkreis gemäß verschiedenen Ausführungsformen vorhanden sein. Der zusätzliche Kondensator kann dafür verwendet werden, die Schaltkennlinie (zum Beispiel den Einschaltvorgang und/oder den Ausschaltvorgang) des Transistors T1 zu verlangsamen, wodurch sich zum Beispiel die EMV des Bauelements verbessern kann. Der zusätzliche Kondensator kann in Form eines externen Kondensators vorhanden sein, wie bereits mit Bezug auf den in 2 gezeigten weiteren Kondensator 208 beschrieben wurde. Jedoch kann der zusätzliche Kondensator (zusätzlich oder alternativ) auch als interner Kondensator ausgebildet sein, der monolithisch in den Transistor T1 integriert sein kann. Wenn zusätzliche Kondensatoren hinzugefügt werden, die mit dem (inhärenten) zweiten Kondensator C2 parallel geschaltet werden, so kann die Kondensatorkennlinie (d. h. die Beziehung zwischen der Ladung und der Spannung) des zweiten Kondensators C2 linearer und darum vorhersagbarer werden. Des Weiteren kann durch Implementieren zusätzlicher Kondensatoren parallel zu dem zweiten Kondensator C2 – wenn die dadurch entstehende Gesamtkapazität, die extern (d. h. nicht monolithisch in dem Transistor T1) bereitgestellt werden kann, größer ist als die Kapazität der Gate-Region und/oder die Driftsteuerungsregion des Transistors T1 – der Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen in Verbindung mit Lasttransistoren T1 unterschiedlicher Größen und mit unterschiedlichen Einschaltwiderständen verwendet werden, ohne dass individuelle Justierungen, wie zum Beispiel die Dimensionierung des Treiberschaltkreises, vorgenommen werden müssen.
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Der erste Kondensator C1 und/oder die Induktanz 106 können auch, zumindest teilweise, monolithisch in den Lasttransistor T1 integriert werden. Bedenkt man, dass die Verbindungspfade zu und von der Induktanz 106 Teil des Lasttransistors T1 sind, so kann in dem Treiberschaltkreis – gemäß verschiedenen Ausführungsformen – ohnehin eine teilweise monolithische Integration in den Lasttransistor T1 inhärent vorhanden sein. Es kann sich auch als vorteilhaft erweisen, den ersten Schalter S1 und den zweiten Schalter S2 monolithisch in den Lasttransistor T1 zu implementieren. Halbleiterkomponenten, wie zum Beispiel EGFETs und TEDFETs, enthalten aufgrund ihrer inhärenten Struktur seitliche und vertikale Isolierregionen, zum Beispiel seitliche und vertikale dielektrische Isolierregionen. Darum braucht wenigstens einer der Schalter, zum Beispiel wenigstens einer der n-Kanal-JFETs, während der Herstellung des Lasttransistors T1 mit nur einigen wenigen (zusätzlichen) lithographischen Schichten hergestellt zu werden. Bei EGFET-Bauelementen muss eine Diode zwischen dem Endabschnitt der Driftsteuerungsregion, die dem Abzug am nächsten liegt, und der Drainelektrode angeordnet sein. Die Anode der Diode ist in der Regel mit dem Drainanschluss verbunden, um einen elektrischen Pfad für den Leckstrom (Elektronen) zu dem Drainanschluss in einem nicht-leitenden Zustand des Transistors zu bilden. Diese Leckstromdiode kann auch monolithisch in dem Halbleitersubstrat des Lasttransistors T1 implementiert werden.
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In 4 ist eine weitere Implementierung des Treiberschaltkreises 400 für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen gezeigt. Sie basiert auf der in 3 gezeigten Implementierung, so dass gleiche Bezugszahlen für gleiche Elemente verwendet werden.
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Der Treiberschaltkreis 400 gemäß verschiedenen Ausführungsformen ähnelt dem in 3 gezeigten Treiberschaltkreis 300 gemäß verschiedenen Ausführungsformen. Diesbezüglich wurde der elektrische Pfad (durch die Strichlinie angedeutet) zwischen dem Ausgang des zweiten Schalters S2 und der Induktanz 106 in dem Sinne geändert, dass der Controller 202 mit einem Steuerungsanschluss eines dritten Schalters S3 gekoppelt ist, der zwischen dem Bezugspotenzial 104, zum Beispiel dem Erdungspotenzial, und dem elektrischen Pfad zwischen der Induktanz 106 und dem Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 gekoppelt ist. In seiner Funktion entspricht der dritte Schalter S3 der Lösung, die bereits mit Bezug auf 3 vorgestellt und besprochen wurde – der Controller 202 kann den dritten Schalter S3 veranlassen, den Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 mit bzw. von dem Bezugspotenzial 104 zu verbinden und zu trennen. Dieser elektrische Pfad zu dem Bezugspotenzial (bei einer der beiden Implementierungen, d. h. der dritte Schalter S3 wird durch den Controller 202 gesteuert, oder diese Funktion wird im Controller 202 implementiert) kann dafür verwendet werden, einen elektrischen Pfad für Leckstrom in Form von Löchern von dem Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 in seinem nicht-leitenden Zustand (oder Sperrzustand) zu dem Bezugspotenzial 104 zu bilden. Wie bereits angesprochen, kann dieser Pfad auch dafür verwendet werden, die zweite Kapazität mit dem Bezugspotenzial 104 während der Einschaltphase und der Ausschaltphase des Lasttransistors T1 zu verbinden, um unkontrollierbar hohe Spannungen an seinem Steuerelektrodenanschluss zu verhindern. Der Verbindungsknoten zwischen dem dritten Schalter S3 und dem Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 kann aufwärts entlang der Leitung von dem Transistor T1 fort bewegt und zum Beispiel statt dessen mit dem elektrischen Pfad zwischen der Induktanz 106 und dem zweiten Schalter S2 verbunden werden. Oder anders ausgedrückt: Die Position des elektrischen Pfades, der durch die Strichlinie in 3 dargestellt ist, und die Position des elektrischen Pfades, der durch den elektrischen Pfad dargestellt ist, der durch den dritten Schalter S3 in 4 hindurch führt, können miteinander vertauscht werden. Der dritte Schalter S3 kann ebenfalls monolithisch in den Lasttransistor T1 integriert werden.
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Der in 4 gezeigte dritte Schalter S3 kann zur selben Zeit geschaltet werden wie der zweite Schalter S2. Sobald der zweite Schalter S2 geöffnet wurde, nachdem der zweite Kondensator C2 entladen wurde, so dass sich der Lasttransistor T1 in einem nicht-leitenden Zustand befindet, wird der dritte Schalter S3 geschlossen, d. h. leitend. Wenn der Lasttransistor T1 in einem leitenden Zustand ist, werden der zweite Schalter S2 und der dritte Schalter S3 geöffnet, d. h. nicht-leitend. Der Vergleich dieser beiden Situationen verdeutlicht, dass das Schaltregime für den dritten Schalter S3 nicht einfach einer Umkehrung des Schaltregimes für den zweiten Schalter S2 entspricht. Die Körperdiode (Bodydiode) in dem dritten Schalter S3 kann dafür verwendet werden zu verhindern, dass die Spannung an dem Steuerungsanschluss des Lasttransistors unter das Bezugspotenzial 104, zum Beispiel das Erdungspotenzial, abfällt.
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Der erste Schalter S1 und der dritte Schalter S3 können dafür verwendet werden, die Potenziale an dem ersten Kondensator C1 bzw. dem zweiten Kondensator C2 einzustellen oder zu definieren sowie kleine Abweichungen der Zeitsteuerungen in den Schaltregimes der Schalter zu kompensieren. Ein Akkumulieren von Störungen, weil der erste Schalter S1 und/oder der zweite Schalter S2 zu Zeiten ein- oder ausgeschaltet wurden, die geringfügig von den voreingestellten Werten abweichen, d. h. weil der erste Schalter S1 und/oder der zweite Schalter S2 geringfügig zu lang oder geringfügig zu kurz ein- oder ausgeschaltet blieben, kann wirksam vermieden werden. Der erste Schalter S1 kann geschlossen werden, wenn sich der Transistor T1 in einem nicht-leitenden Zustand befindet, um den ersten Kondensator C1 auf die Ansteuerspannung Udrive neu zu laden und zum Beispiel dadurch mögliche Leckströme oder Verluste während des Schaltens der Schalter zu kompensieren, die zu einer reduzierten Spannung an dem ersten Kondensator C1 (mit Bezug auf die Ansteuerspannung Udrive) führen können. Der dritte Schalter S3 kann dafür verwendet werden, den zweiten Kondensator C2 zu entladen, wenn sich der Lasttransistor T1 in einem nicht-leitenden Zustand befindet, und dadurch ein exakt definiertes Potenzial, das zum Beispiel dem Bezugspotenzial entsprechen kann, an dem zweiten Kondensator C2 vor dem nächsten Einschalten des Lasttransistors T1 zu erzeugen. Oder anders ausgedrückt: Zu hohe oder zu niedrige Potenziale an dem ersten Kondensator C1 und/oder dem zweiten Kondensator C2, weil die jeweiligen Schalter zu kurz oder zu lange ein- oder ausgeschaltet waren, oder aufgrund von Leckströmen oder sonstigen möglichen Gründen, können spätestens nach jedem Schaltzyklus des Lasttransistors T1 korrigiert werden, wodurch ein stabiler und kontinuierlich steuerbarer Betrieb des Lasttransistors T1 ermöglicht wird.
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In der in 4 gezeigten Ausführungsform des Treiberschaltkreises 400 für einen Transistor ist eine weitere optionale Modifizierung gezeigt, die in allen anderen Ausführungsformen, die in 1 bis 3 gezeigt sind, implementiert werden kann. Der Treiberschaltkreis für einen Transistor 400 gemäß verschiedenen Ausführungsformen enthält eine Diode 402, wobei ihre Katode mit dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Schalter S1 und dem ersten Kondensator C1 gekoppelt sein kann und ihre Anode mit dem Bezugspotenzial 104, zum Beispiel dem Erdungspotenzial, gekoppelt sein kann. Oder anders ausgedrückt: Die Diode 402 kann in einer antiparallelen Anordnung mit Bezug auf den erste Kondensator C1 gekoppelt werden, um einen freilaufenden Pfad zu bilden. Die Diode 402 kann als ein Spannungsbegrenzungselement in dem Sinne wirken, dass sie den Aufbau negativer Spannung an den ersten Kondensator C1 auf beispielsweise die typische Durchlassspannung von 0,7 V begrenzen kann (falls die Diode 402 eine Silizium-pn-Diode ist). Das kann verhindern, dass der erste Kondensator C1 beschädigt wird, da das Anschließen einiger Arten von Kondensatoren, zum Beispiel Elektrolyt-Kondensatoren, mit falscher Polarität sie schnell beschädigen kann. Ohne die Freilaufdiode 402 kann sich eine negative Spannung an dem ersten Kondensator C1 aufbauen, wenn der zweite Schalter S2 für eine Zeit geschlossen bleibt, die länger als die halbe Schwingungszeitperiode ist, die durch die Werte der Induktanz 106 und des ersten Kondensators C1 vorgegeben werden. Außerdem kann durch Bereitstellen der Freilaufdiode 402 der Strom, der durch die magnetisierte Induktanz 106 angesteuert wird, die der zweite Kondensator C2 lädt, mit einer langsameren Rate (im Vergleich zu dem Fall, wo die Diode 402 fehlt) nach dem Zeitpunkt abnehmen, wenn die Spannung an dem ersten Kondensator C1 (die zum Beispiel, mit der Ansteuerspannung Udrive beginnend, stetig abgenommen hat, nachdem der zweite Schalter S2 geschlossen wurde) gleich der Spannung an dem zweiten Kondensator C2 ist (die zum Beispiel, mit dem Bezugspotenzial beginnend, stetig zugenommen hat, nachdem der zweite Schalter S2 geschlossen wurde).
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Es ist anzumerken, dass der Treiberschaltkreis für einen Transistor vorteilhafterweise auch auf andere Lastschalter angewendet werden kann, zum Beispiel einen Feldplattentransistor, wobei die Feldplatte und die Steuerelektrode das gleiche Potenzial haben können.
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Der Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann auch dafür verwendet werden, einen TEDFET anzusteuern, wobei die Steuerelektrode des TEDFET in einer herkömmlichen Weise angesteuert werden kann (zum Beispiel unter Verwendung eines Treiberschaltkreises und eines Gatewiderstandes) und die Driftsteuerungsregionen durch den Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen, wie in 1 bis 4 gezeigt, angesteuert werden können. In einem solchen Szenario kann die Driftsteuerungsregion bis zu einer Spannung geladen werden, die der Durchschlagspannung der dielektrischen Schicht entspricht, die die Driftsteuerungsregion von der Driftregion trennt, wenn sich der TEDFET in einem leitenden Zustand befindet. Wenn sich der TEDFET in einem nicht-leitenden Zustand befindet, so ist nur ein geringes Restpotenzial in der Driftsteuerungsregion vorhanden, das dem Quellenpotenzial entsprechen kann, so dass die Sperrfähigkeit des TEDFET nicht verringert wird. Der Mindesteinschaltwiderstand eines TEDFET kann im Vergleich zu einem TEDFET mit ansonsten gleicher Struktur, aber dessen Driftsteuerungsregion in einer herkömmlichen Weise geladen wird (d. h. in der oben umrissenen Weise, bei der die Steuerelektrode auf herkömmliche Weise geladen wird), ungefähr um einen Faktor von 1/3 verringert werden. An dieser Stelle kann angemerkt werden, dass der Steuerstrom, der in die Steuerungsregionen eines EGFET während seines Schaltvorgangs geleitet werden muss, Stromspitzen von etwa 100 A haben kann, was mit der Größenordnung der Lastströme vergleichbar ist, die durch den EGFET geleitet werden, wenn er eingeschaltet wird. Durch die Verwendung des Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen kann dieser hohe Steuerstrom in der Kapazität gespeichert werden, die als ein Ladungspuffer fungiert, und braucht somit nicht in jedem Schaltzyklus von der Stromquelle herangeführt zu werden, was zumindest aus der Sicht des Gesamtstromverbrauchs des Treiberschaltkreises für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen von Vorteil ist.
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Gemäß verschiedenen weiteren Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann die Größenordnung der Spannung, die an den Steuerungsanschluss des Ansteuertransistors T1 in einem leitenden Zustand angelegt wird, durch Justieren der Ansteuerspannung Udrive moduliert werden. In einem solchen Regime kann der Controller 202 mit einer festen oder konstanten Versorgungsspannung verbunden werden, anstatt mit der variablen oder schwankenden Ansteuerspannung Udrive verbunden zu werden (wie in 2 bis 4 angedeutet ist, kann der Controller 202 seine Betriebsspannung aus der Stromquelle 102 ziehen, da er an ihren Ausgang angeschlossen ist). Oder anders ausgedrückt: Der Controller 202 kann mit einer festen Betriebsspannung versorgt werden, die dafür verwendet werden kann, eine Ansteuerspannung einer variablen Größenordnung an den Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 anzulegen, beispielsweise an eine Gate-Region und/oder die Driftsteuerungsregion eines TEDFET.
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Es ist anzumerken, dass mehr als ein Lasttransistor T1, zum Beispiel 2, 5, 12 oder 24 oder jede andere geeignete Anzahl von Lasttransistoren, parallel gekoppelt und durch einen einzelnen Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen angesteuert werden können. Die Steuerungsanschlüsse der mehreren parallel geschalteten Lasttransistoren können alle parallel zu der Induktanz 106 gekoppelt werden, und sie können alle einen weiteren Kondensator 208 gemeinsam nutzen (siehe 2). Die Sourceelektroden und die Drainelektroden der mehreren parallel geschalteten Lasttransistoren können aneinander gekoppelt sein oder können als eine gemeinsame Sourceregion bzw. als eine gemeinsame Drainregion ausgebildet sein.
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5A und 5B veranschaulichen eine beispielhafte Steuerspannung und eine beispielhafte Abzugsspannung eines Lasttransistors T1 während eines beispielhaften Schaltvorgangs des Lasttransistors T1 in dem Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen. In dem Diagramm 500 in 5A ist die Steuerspannung 508, die an die Gate-Region und/oder die Driftsteuerungsregionen des Lasttransistors T1 angelegt werden kann, gezeigt, wobei die y-Achse die Größenordnung der Gatespannung 508 in Volt bezeichnet. Im Diagramm 502 in 5B ist die Abzugsspannung 510 gezeigt, wobei die y-Achse 506 die Größenordnung der Abzugsspannung 508 in Volt bezeichnet. Beide Diagramme haben dieselbe x-Achse 504, die die Zeit in Mikrosekunden bezeichnet.
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In den Diagrammen sind drei eigenständige Phasen markiert: eine erste Phase 512, eine zweite Phase 514 und eine dritte Phase 516. Die erste Phase 512, während der der zweite Schalter S2 geschlossen ist, kann der Einschaltphase des Lasttransistors T1 entsprechen. Während der ersten Phase 512 können Ladungen von dem ersten Kondensator C1 zu der einen oder den mehreren Steuerungsregionen des Lasttransistors T1 übertragen werden (zum Beispiel zu seiner Gate-Region und/oder seinen Driftsteuerungsregionen). Es ist jedoch zu erkennen, dass der Widerstand des Lasttransistors T1 erst dann signifikant abfällt, wenn die Gatespannung 508 ungefähr 3,8 V (beispielhafter Wert gemäß einer Ausführungsform) an einem Zeitpunkt t1 erreicht hat. Bis zum Zeitpunkt t1 wird die Gate-zu-Source-Kapazität geladen, und der Transistor T1 bleibt ausgeschaltet. Sobald die Gate-zu-Source-Kapazität ungefähr am Zeitpunkt t1 geladen wird, fällt der Drain-zu-Source-Widerstand auf einen vernachlässigbaren Wert ab, während die Miller-Kapazität entladen wird. Die Entladung der Miller-Kapazität ist in dem Plateau in der Steuerspannung 508 widergespiegelt, das am Zeitpunkt t1 beginnt und kurz danach endet. Ungefähr 4 Mikrosekunden, nachdem der zweite Schalter S2 geschlossen wurde, wird der Widerstand des Pfades zwischen Source und Drain des Lasttransistors T1 auf einen vernachlässigbaren Wert verringert. Diese Situation entspricht der Situation, in der der Lasttransistor T1 vollständig eingeschaltet ist (d. h. leitet). Der Abfall des Widerstandes des Lasttransistors T1 spiegelt sich direkt darin wider, dass die Drainspannung 510 von 400 V auf einen vernachlässigbaren Wert von ungefähr 0 V um den Zeitpunkt t1 in der ersten Phase 512 fällt. Kurz nachdem die Gatespannung 508 ihren Zielwert von 8 V erreicht hat (beispielhafter Wert gemäß einer Ausführungsform), wird der zweite Schalter S2 ausgeschaltet. Dieses Ereignis markiert den Beginn der zweiten Phase 514, während der der zweite Schalter S2 ausgeschaltet (d. h. nicht-leitend) bleibt und während der der Lasttransistor T1 eingeschaltet bleibt. Am Ende der zweiten Phase 514 wird der zweite Schalter S2 wieder geschlossen, so dass die Steuerungsregionen des Lasttransistors T1 in den ersten Kondensator C1 hinein entladen werden kann. Jedoch wird – analog zur ersten Phase 512 – der Lasttransistor erst dann ausgeschaltet, wenn die Gatespannung auf ungefähr 3,8 V an einem Zeitpunkt t2 in der dritten Phase 516 gefallen ist. Am Ende der dritten Phase 516 kann der zweite Schalter S2 wieder geöffnet werden, so dass der Lasttransistor T1 im Aus-Zustand bleibt. Außerdem kann am Ende der dritten Phase 516 der dritte Schalter S3 geschlossen werden (falls der dritte Schalter S3 in dem Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen angeordnet ist), um den zweiten Kondensator C2 vollständig zu entladen. Das kann garantieren, dass das Potenzial des zweiten Kondensators C2 exakt definiert und gleich dem Bezugspotenzial 104, beispielsweise dem Erdungspotenzial, ist. Gleichzeitig kann der erste Schalter S1 geschlossen werden, um sicherzustellen, dass die Spannung an dem ersten Kondensator C1 gleich der Ansteuerspannung Udrive ist.
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Im Allgemeinen können mit dem Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen Schaltfrequenzen von einigen wenigen Hertz bis zu einigen wenigen zehn Kilohertz, zum Beispiel 20 kHz, erreicht werden. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen des Treiberschaltkreises für einen Transistor kann der erste Kondensator C1 Kapazitätswerte im Bereich einiger weniger zehn Nanofarad, zum Beispiel 20 nF, haben. Die Induktanz 106 kann Induktanzwerte im Bereich zwischen einigen wenigen Mikrohenry, zum Beispiel 10 μH, und einigen wenigen zehn Millihenry, zum Beispiel 50 mH, oder auch einigen wenigen hundert Millihenry, zum Beispiel 100 mH, haben. Der Induktanzwert kann beträchtlich größer sein als die parasitische Gesamtinduktanz des Treiberschaltkreises für einen Transistor.
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In 6 ist ein beispielhaftes Schaltverfahren 600, das mit dem Treiberschaltkreis gemäß verschiedenen Ausführungsformen verwendet werden kann, veranschaulicht. Das vorgestellte Schaltverfahren 600 basiert auf der Annahme, dass der Lasttransistor T1 ausgeschaltet ist und dass der erste Kondensator C1, der als ein Ladungsreservoir für die Steuerungsregionen des Lasttransistors T1 fungiert, vollständig geladen ist, d. h. dass die Spannung an dem ersten Kondensator C1 gleich der Ansteuerspannung Udrive ist, die durch die Stromquelle 102 ausgegeben wird. Des Weiteren wird in dem Fall, dass der dritte Schalter S3 (oder eine analoge Funktion, die sich in dem Controller befindet, wie in 3 gezeigt) vorhanden ist, angenommen, dass kurz vor – oder spätestens zu – dem Zeitpunkt, wo der Lasttransistor T1 einzuschalten ist, der Schalter S3 geöffnet wird, so dass der Steuerungsanschluss des Lasttransistors T1 von dem Bezugspotenzial 104 getrennt wird.
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In einem ersten Schritt 602 kann der zweite Schalter S2 geschlossen werden, um die eine oder die mehreren Steuerungsregionen (wie zum Beispiel die Gate-Region und/oder die eine oder die mehreren Driftsteuerungsregionen) des Lasttransistors T1 zu laden. Während des Einschaltvorgangs des Lasttransistors T1 kann der zweite Schalter S2 für einen Zeitraum geschlossen bleiben, der ungefähr der halben Schwingungszeitperiode des Oszillatorschaltkreises entspricht, der durch die Induktanz 106 und den ersten Kondensator C1 gebildet wird.
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Nachdem der Lasttransistor T1 eingeschaltet wurde, kann der zweite Schalter S2 in einem zweiten Schritt 604 geöffnet werden und offen gehalten werden, um den Lasttransistor T1 eingeschaltet (d. h. in einem leitenden Zustand) zu halten. Während dieses Schrittes kann die Steuerelektrode des Lasttransistors T1 optional mit einer Ansteuerspannung zum Kompensieren von Leckströmen, hauptsächlich während langer Einschaltzeiten, zum Beispiel über den elektrischen Pfad zwischen dem zweiten Schalter S2 und der Induktanz 106, der durch die Strichlinie in 3 angedeutet ist, verbunden sein.
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In einem dritten Schritt 606 kann der zweite Schalter S2 geschlossen werden, um die eine oder die mehreren Steuerungsregionen des Lasttransistors zu entladen. Es ist zu sehen, dass der dritte Schritt 606 den umgekehrten Prozess des ersten Schrittes 602 enthält.
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In einem vierten Schritt 608, nachdem der Lasttransistor T1 im vorangehenden Schritt ausgeschaltet wurde, kann der erste Schalter S1 geschlossen werden, um sicherzustellen, dass die Spannung an dem ersten Kondensator C1 gleich der Ansteuerspannung Udrive ist. Der Controller 202 kann dafür konfiguriert sein, die Spannung an dem ersten Kondensator C1 abzutasten, um den Zeitpunkt einzuschätzen, wann der erste Schalter S1 geschlossen werden muss, so dass die Ladezeit ausreicht, damit der erste Kondensator C1 seine Zielspannung (die gleich der Ansteuerspannung Udrive ist) erreichen kann. Jedoch kann in diesem Schritt der erste Schalter S1 für die Dauer eines Standardzeitraums geschlossen werden, der ausreicht, damit der erste Kondensator C1 seinen Zielwert in einer statistisch signifikanten Zahl der Fälle erreichen kann.
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In einem fünften Schritt 610 kann der dritte Schalter S3 (wenn er in dem Treiberschaltkreis für einen Transistor gemäß verschiedenen Ausführungsformen vorhanden ist) geschlossen werden, um sicherzustellen, dass die eine oder die mehreren Steuerungsregionen des Lasttransistors T1 vollständig entladen sind.
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Nachdem der Prozess gemäß dem fünften Schritt 610 ausgeführt wurde, befindet sich der Lasttransistor T1 in einem Zustand, in dem er sich vor dem Ausführen des Schaltverfahrens 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen befand. Es ist anzumerken, dass der vierte Schritt 608 und der fünfte Schritt 610 miteinander vertauscht werden können oder gleichzeitig stattfinden können. Oder anders ausgedrückt: Solange der zweite Schalter S2 während des Aus-Zustands des Lasttransistors T1 geschlossen ist, ist es irrelevant, welcher der anderen Schalter (d. h. der erste Schalter S1 und der dritte Schalter S3) zuerst eingeschaltet wird und/oder zuerst ausgeschaltet wird. Jedoch kann es sein, wie oben angesprochen wurde, dass sowohl der erste Schalter S1 als auch der dritte Schalter S2 geöffnet werden müssen, bevor der nächste Schaltvorgang – wie durch das Schaltverfahren 600 gemäß verschiedenen Ausführungsformen gezeigt – initiiert wird.
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Obgleich die Erfindung speziell mit Bezug auf konkrete Ausführungsformen gezeigt und beschrieben wurde, versteht der Fachmann, dass verschiedene Änderungen in Form und Detail daran vorgenommen werden können, ohne vom Geist und Geltungsbereich der Erfindung, wie er durch die beiliegenden Ansprüche definiert wird, abzuweichen. Der Geltungsbereich der Erfindung wird somit durch die beiliegenden Ansprüche definiert, und es ist beabsichtigt, alle Änderungen, die unter die Bedeutung und den Äquivalenzumfang der Ansprüche fallen, ebenfalls darin aufzunehmen.
