CN105656311B - 动态驱动能力调节的电源控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明为一种动态驱动能力调节的电源控制装置，包括变压器、脉冲宽度调变驱动控制器、切换晶体管、隔离组件、输出二极管、输出电容，其中脉冲宽度调变驱动控制器连接切换晶体管，而切换晶体管连接变压器，且变压器的初级侧电感及切换晶体管连接输入电源，变压器的二次侧电感连接输出二极管，进一步连接输出电容及负载，隔离组件将输出电源转换成回授信号，提供脉冲宽度调变驱动控制器经调节处理，动态控制脉冲宽度调变驱动信号，实现切换晶体管的最佳导通电流，增加电磁干扰边际，减少切换损失，提升整体的电气质量及电源转换效率。

Description

动态驱动能力调节的电源控制装置

技术领域

本发明有关于一种动态驱动能力调节的电源控制装置，尤其是利用调节处理，针对切换晶体管的状态，同时考虑电磁干扰(EMI)及切换损失，以动态调节脉冲宽度调变驱动信号，进而改善电气质量及整体电源转换效率。

背景技术

电源转换技术对于日益蓬勃发展的电子产业相当重要，因为不同的电子产品需要不同电压或电流的电源而运作。比如，集成电路(IC)需要5V或3V，电动马达需要12V直流电，而液晶显示器中的灯管需要更高压的电源，如1150V。因此，需要不同电源转换器以满足所需。

在现有技术中，切换式(交换式)电源转换技术是目前电子业界常用的电源转换技术之一，主要是利用高频率的脉冲宽度调变(PWM)信号以驱动切换晶体管(或称驱动晶体管)的导通，进而控制与切换晶体管串联连接的电感(或变压器)的电流，由于电感本身具有保持电流的作用，防止瞬间改变，所以当切换晶体管被瞬间关闭时，此时原有电流不会立即改变，而是相对缓慢的变化，使得电感被充电或放电，达到改变输出电压的目的。

参考图1，现有技术调节切换晶体管的驱动能力的示意图，其中提供驱动信号VD1的预驱动器(pre-driver)的驱动能力是固定的供应电流/移除电流(source current/sinkcurrent)架构。如图1所示，为调节切换晶体管M1的驱动能力，可配置第一栅极电阻RG1、第二栅极电阻RG2、切换二极管D1以及接地电阻(或称下拉电阻)RGG，其中第一栅极电阻RG1及第二栅极电阻RG2是串联而连接到切换晶体管M1的栅极G，切换二极管D1是与第二栅极电阻RG2并联连接，且接地电阻RGG连接至切换晶体管M1的栅极G以及接地GND。因此，在打开切换晶体管M1时，驱动信号VD1可控制驱动电流IG1经由第一栅极电阻RG1及第二栅极电阻RG2而到达切换晶体管M1的栅极G，其中切换二极管D1因反偏而关闭，进而提高栅极G的电压而使切换晶体管M1导通。另外，在关闭切换晶体管M1时，可降低驱动信号VD1，使得栅极G的电压因关闭电流IG2而降低，进而关闭切换晶体管M1，其中切换二极管D1因顺偏而导通，所以关闭电流IG2会经由切换二极管D1及第二栅极电阻RG2，而不会流过第一栅极电阻RG1，同时，关闭电流IG2藉接地电阻RGG而导向接地GND。

举例而言，针对切换晶体管M1的关闭操作，当第一栅极电阻RG1设定为0欧姆及第二栅极电阻RG2设定为22欧姆时，切换晶体管M1的漏源电压Vds的下降时间为80ns，且切换晶体管M1的栅源电压V gs的米勒平台约为200ns，而当第一栅极电阻RG1设定为100欧姆及第二栅极电阻RG2的总电阻值设定为22欧姆时，下降时间可拉长为104ns，同时切换晶体管M1的栅源电压Vgs的米勒平台拉长到约300ns。因此，可降低第一栅极电阻RG1及第二栅极电阻RG2的电阻，以提高转换效换，但是无法改善EMI。然而，增加第一栅极电阻RG1及第二栅极电阻RG2的电阻，虽可拉长下降时间而改善EMI，但是当米勒平台过长时，会导致切换晶体管M1的导通电阻无法迅速减小，不利于转换效率。

很明显的，上述现有技术可藉调整第一栅极电阻RG1而控制切换晶体管M1的导通速度，同时利用第二栅极电阻RG2调整切换晶体管M1的关闭速度。然而，现有技术的缺点在于只能配置不同的第一栅极电阻RG1及第二栅极电阻RG2而改变驱动信号VD1对切换晶体管M1的打开时间及关闭时间，虽然可适度减少切换损失，但是无法同时降低电磁干扰。亦即，当需要导通切换晶体管时，在原有关闭状态下的导通电流为0或趋近于0，所以如果此时的驱动电压上升较快时，对减少切换损失的帮助不大，反而会增加EMI的不良影响。另一方面，当切换晶体管已部分导通或完全导通时，导通电流已相当大，此时如果驱动电压的上升较慢或下降较慢，都会在整个切换过程中造成不小的电力损耗。

因此，产业界很需要一种动态驱动能力调节的电源控制装置，利用回授信号进行调节处理，可针对切换晶体管的状态，同时考虑电磁干扰(EMI)及切换损失，而动态调节脉冲宽度调变驱动信号，提升电气质量，藉以解决上述现有技术的问题。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种动态驱动能力调节的电源控制装置，包括变压器、脉冲宽度调变(PWM)驱动控制器、切换晶体管、隔离组件、输出二极管、输出电容，用以增加电磁干扰边际，减少切换损失，提升整体的电源转换效率。具体而言，PWM驱动控制器连接切换晶体管，而切换晶体管连接变压器，而变压器包含初级侧电感及二次侧电感，其中初级侧电感连接输入电源，并与切换晶体管串联，因而由切换晶体管控制初级侧电感的电流。此外，二次侧电感连接输出二极管，提供输出电源以供应负载。尤其是，隔离组件连接负载的一端，将输出电源转换成回授信号而回传至PWM驱动控制器，使得PWM驱动控制器可依据回授信号，进行调节处理，产生PWM驱动信号，以驱动切换晶体管。

上述PWM驱动控制器的调节处理包括：

在一开始时，因连续导通模式(CCM)下的初始电流较小或非连续导通模式(DCM)下初始电流为0，所以需优先考虑EMI因素，使得PWM驱动控制器的驱动电压由0V上升到约5V的第一上升时间可适当拉长；

接着，因切换晶体管的电压和电流切换已经完成，为减小导通损耗，需要快速拉高驱动电压到8V以上，以确保切换晶体管进入饱和导通，使得导通电阻尽量减小，亦即缩短驱动电压由5V上升到超过约8V的第二上升时间；

接着，当要关闭切换晶体管时，因驱动电压的下降时间过长会增加导通损耗，所以需要缩短驱动电压的下降时间，亦即缩短驱动电压由超过8V下降到约5V的第一下降时间；以及

适当缩短驱动电压由约5V降低到0V的第二下降时间。

整体而言，本发明是藉拉长第一上升时间，而改善EMI效应，并利用缩短第二上升时间、第一下降时间及第二下降时间，而减少切换损失，很适合应用于需要进行电源转换并需同时兼顾EMI及转换效率的领域。

附图说明

图1显示现有技术调节切换晶体管的驱动能力的示意图。

图2显示依据本发明实施例动态驱动能力调节的电源控制装置的示意图。

图3显示本发明中驱动电压的第一上升时间、第二上升时间、第一下降时间及第二下降时间的操作波形示意图。

图4显示本发明中驱动电压的导通操作的波形图。

图5显示本发明中驱动电压的关闭操作的波形图。

图6显示本发明另一实施例动态驱动能力调节的电源控制装置的示意图。

其中，附图标记说明如下：

10 脉冲宽度调变驱动控制器

20 切换晶体管(驱动晶体管)

30 变压器

31 变压器

31A 一次侧线圈

31B 二次侧线圈

31C 辅助线圈

40 隔离组件

50 负载回馈单元

Cin 输入电容

CK1 电源输入电路

Co 输出电容

D 输出二极管

D1 切换二极管

VFB 负载回馈信号

G 栅极

IG1 驱动电流

IG2 关闭电流

Ion 导通电流

Lleak 漏感

Lm 激磁电感

Lp 初级侧电感

Ls 二次测电感

M1 切换晶体管

MP 米勒平台

R1、R2 分压电阻

RG1 第一栅极电阻

RG2 第二栅极电阻

RGG 接地电阻

Ro 外部负载

T1 第一上升时间

T2 第二上升时间

T3 第一下降时间

T4 第二下降时间

Tf 漏源电压下降时间

Tr 漏源电压上升时间

V1 第一电压

V2 第二电压

V_comp 回授电压

VD PWM驱动信号

VD1 驱动信号

Vin 输入电压

Vo 输出电压

具体实施方式

以下配合附图及附图标记对本发明的实施方式做更详细的说明，使熟习本领域的技术人员在研读本说明书后能据以实施。

参考图2，本发明实施例动态驱动能力调节的电源控制装置的示意图。如图2所示，本发明动态驱动能力调节的电源控制装置包括脉冲宽度调变(PWM)驱动控制器10、切换晶体管20、变压器30、隔离组件40、输出二极管D、输出电容Co，用以将具输入电压Vin的输入电源转换成具输出电压Vo的输出电源，并供电给外部负载Ro，其中变压器30、脉冲宽度调变驱动控制器10、切换晶体管20及具输入电压Vin的输入电源形成驱动控制回路，而变压器30、输出二极管D、输出电容Co及隔离组件40形成回授回路以产生回授信号，比如图中所示的回授电压V_comp，且外部负载Ro是并联至输出电容Co，而输出电容Co的端电压即为输出电源的输出电压Vo。

具体而言，PWM驱动控制器10连接切换晶体管20，并进行调节处理，产生PWM驱动信号VD，以控制切换晶体管20的导通。此外，变压器30包括初级侧电感Lp及二次侧电感Ls，且初级侧电感Lp包含串接的激磁电感Lm及漏感Lleak，激磁电感Lm能将所产生的磁通耦合至二次侧电感Ls，漏感Lleak未能将磁通耦合至二次侧电感Ls。尤其，初级侧电感Lp的一端连接切换晶体管20的漏极，PWM驱动控制器10连接切换晶体管20的栅极，输入电源的输入电压Vin跨接初级侧电感Lp的另一端及切换晶体管20的源极，且初级侧电感Lp的另一端进一步连接驱动控制器10。二次侧电感Ls的一端连接输出二极管D的正端，输出二极管D的负端连接输出电容Co的一端及隔离组件40的一端。隔离组件40将输出电压Vo转换成回授信号，比如图中的回授电压V_comp，再经由隔离组件40的另一端而传送至PWM驱动控制器10。

要注意的是，上述回授信号也可为回授电压V_comp以外的电气信号，比如与输出电源相关的回授电流或功率。此外，输入电源可为一般市电经由电桥整流后所产生的直流电，亦即市电可为110V或220V交流电，而输入电压Vin可为110V或220V。为去除输入电压Vin的高频噪声，可使用输入电容Cin跨接输入电源，以稳定输入电源。

PWM驱动控制器10可包括微控制器(MCU)或中央处理器(CPU)的单一芯片，或可由多个独立电子组件所构成的电路，因此，PWM驱动控制器10是以数字方式而实现。切换晶体管20可N型切换组件，包含N通道金氧半晶体管(N-channel Metal-Oxide Semiconductor，NMOS)或NPN双载子晶体管(Bipolar Transistor)。此外，隔离组件40可包括光耦合器或由至少一被动组件所构成的电路，比如电阻或电容。

为进一步清楚说明本发明的实际操作特点，将以NMOS的切换晶体管20当作范例。

PWM驱动控制器10依据来自隔离组件40的回授信号，决定目前负载Ro的负载状态，同时如图3的波形所示，并参考图4及图5的导通操作及关闭操作的波形图，藉以进行包括以下步骤的调节处理：

在第一上升时间T1内，将PWM驱动控制器10的PWM驱动信号VD的驱动电压由0V上升到第一电压V1；

在第二上升时间T2内，将PWM驱动信号VD的驱动电压由第一电压V1上升到超过大于第一电压V1的第二电压V2，其中用以开始导通切换晶体管20而使切换晶体管20的漏源电压Vds会下降；

维持一预设时间；

在第一下降时间T3内，将PWM驱动信号VD的驱动电压由超过第二电压V2下降到第一电压V1；以及

在第二下降时间T4内，将PWM驱动信号VD的驱动电压由第一电压V1降低到0V。

具体而言，第一电压V1是用以开始导通切换晶体管20，使得切换晶体管20的漏源电压Vds下降。此外，第一电压V1约为切换晶体管20的米勒平台，其中米勒平台是指切换晶体管20在关闭至导通的切换过程中可维持某一定值的栅源电压Vgs，且当切换晶体管20的漏极电流Id为零时，可拉长第一上升时间T1以降低电磁干扰(EMI)，因为在此期间的漏极电流Id为零，不会影响切换损失。亦即，可在符合EMI的要求范围内，尽可能降低PWM驱动信号VD的驱动电压由0V上升到第一电压V1的上升速度。同时，尽可能缩短第二上升时间T2、第一下降时间T3及第二下降时间T4以降低切换损失至一极小值，因为在此期间的漏极电流Id不为零，所以速度太慢会导致耗电增加，降低整体转换效率。因此，可藉加大或减少PWM驱动控制器10的驱动能力而分别动态调整控制第一上升时间T1、第二上升时间T2、第一下降时间T3及第二下降时间T4。

更要注意的是，如果使用PMOS当作切换晶体管20，则相对应的驱动电压为反相，且上升及下降的操作为互反，藉以控制PMOS的导通及关闭的动作。

以下将详细说明上述调节处理的具体功效。

首先，在连续导通模式(CCM)下的初始导通电流Ion较小(比如电源转换一开始时)，或非连续导通模式(DCM)下初始导通电流Ion为0，所以可不需考虑切换损失，而只考虑EMI因素，亦即尽量压制EMI的效应，此时，可适当拉长图中的第一上升时间T1而达成。

对于PWM驱动信号VD由5V上升到约8V的第二上升时间T2，此时，切换晶体管20的电压和电流切换已经完成，导通电流Ion上升，因此为了减小导通损耗，需要快速拉高驱动电压到8V以上，以确保切换晶体管20快速进入饱和导通，尽量减小导通电阻，降低切换损失。

驱动电压的第一下降时间T3实质上是第二上升时间T2的相反过程，此时，切换晶体管20的电压和电流尚未进行切换，所以PWM驱动信号VD降低的时间如果太长，将增加导通损耗，因此，需缩短第一下降时间T3，使导通电流Ion快速减少。

驱动电压的第二下降时间T4实质上是第一上升时间T1的相反过程，此时导通电流Ion较大，应优先考虑效率因素，亦即需要适当缩短第二下降时间T4，快速关闭切换晶体管20，使导通电流Ion降到0或约为0。

因此，本发明能依据回授信号进行调节处理，调节最佳化的脉冲宽度调变驱动信号，改变切换晶体管(驱动晶体管)的驱动能力，同时达成降低EMI及导通损失的双重功能，不仅改善电气操作质量，并提高整体电源转换效率。

综上所述，本发明的特点主要在于利用脉冲宽度调变驱动控制器的调节处理，且在DCM下切换晶体管的初始导通电流为0时，尽可能降低切换晶体管的开通速度，因而减少电压的切换斜率，达到增加EMI边际的目的，降低EMI。此外，当切换晶体管在CCM下的初始导通电流不为0时，可加快切换晶体管的开通速度，减少切换损失，进而提升转换效率，同时确保电气质量。

虽然本发明基本上是以图2的电路结构进行详细说明，尤其图2是使用二次侧回授的方式，不过本发明实质上也可应用于其它电路系统，亦即可涵盖隔离系统(如具有变压器)、隔离的降压/升压(buck/boost)系统、非隔离的系统等等，尤其是回授的方式也可使用一次侧回授。

为进一步说明本发明的特点，请参考图6，本发明另一实施例动态驱动能力调节的电源控制装置的示意图，用以解释本发明可利用一次侧回授的架构以实现电源控制。

如图6所示，本实施例动态驱动能力调节的电源控制装置是类似于图2的架构，而主要的差异点在于本实施例使用包含一次侧线圈31A、二次侧线圈31B、辅助线圈31C的变压器31，其中一次侧线圈31A连接输入电源Vin，并与切换晶体管20串联，切换晶体管20控制一次侧线圈31A的电流，二次侧线圈31B连接输出二极管Co，提供输出电源以供应负载Ro，且辅助线圈31C与一次侧线圈31A及二次侧线圈31B相互耦合。此外，本实施例使用负载回馈单元50当作回路架构，包含串接的两分压电阻R1及R2构成，其中负载回馈单元50连接至辅助线圈31C，且分压电阻R1及R2的串接点产生负载回馈信号VFB，提供如图2实施例回授电压V_comp的作用，使得PWM驱动控制器10接收负载回馈信号VFB，并据以产生PWM驱动信号VD，而控制切换晶体管20的导通。

具体而言，图6的PWM驱动控制器10依据负载回馈信号VFB以决定目前负载Ro的负载状态，而图3、图4及图5为实际的导通操作及关闭操作的波形图，藉以进行相同的调节处理，在此不再赘述。

此外，进一步如图6所示，本实施例还可包含电源输入电路CK1，用以对交流电的输入电源Vin进行整流及滤波处理，得到直流电源而输入到变压器31。

因此，本发明可利用第一侧回授或二次侧回授的架构而构成控制回路，实现对负载状态的感测功能，因而能动态调整任何切换式电源系统的切换晶体管的驱动能力，进而达到动态调整驱动器能力的目的，改善整体操作效率。

以上所述内容仅为用以解释本发明的较佳实施例，并非企图据以对本发明做任何形式上的限制，因此，凡有在相同的发明精神下所作有关本发明的任何修饰或变更，皆仍应包括在本发明意图保护的范畴。

Claims (5)

1.一种动态驱动能力调节的电源控制装置，用以将具一输入电压的一输入电源转换成具一输出电压的一输出电源而提供一输出功率给外部的一负载，其特征在于，该电源控制装置包括：

一切换晶体管，为一N型切换组件，包含一N通道金氧半晶体管或一NPN双载子晶体管；

一脉冲宽度调变驱动控制器，连接该切换晶体管，并进行一调节处理，产生一PWM驱动信号，以控制该切换晶体管的导通；

一输出二极管；

一输出电容，并联至该负载；

一变压器，包含一初级侧电感及一二次侧电感，其中该初级侧电感连接该输入电源，并与该切换晶体管串联，而由该切换晶体管控制该初级侧电感的电流，该二次侧电感连接该输出二极管，提供该输出电源以供应该负载，该二次侧电感、该输出二极管以及该输出电容是依序串联连接而形成一回路；以及

一隔离组件，连接该负载的一端，将该输出电源转换成一回授信号而回传至该脉冲宽度调变驱动控制器，

其中该脉冲宽度调变驱动控制器的调节处理包括以下步骤：

在一第一上升时间内，将该脉冲宽度调变驱动控制器的PWM驱动信号的一驱动电压由0V上升到一第一电压；

在一第二上升时间内，将该驱动电压由该第一电压上升到超过大于该第一电压的一第二电压，其中用以开始导通该切换晶体管而使该切换晶体管的漏源电压会下降；

维持一预设时间；

在一第一下降时间内，将该驱动电压由超过该第二电压下降到该第一电压；以及

在一第二下降时间内，将该驱动电压由该第一电压降低到0V，其中该第一电压为该切换晶体管的米勒平台，而该米勒平台是指该切换晶体管在关闭至导通的切换过程中维持某一定值的栅源电压，且当该切换晶体管的漏极电流为零时，拉长该第一上升时间以降低电磁干扰，同时缩短该第二上升时间、该第一下降时间及该第二下降时间以降低切换损失。

2.一种动态驱动能力调节的电源控制装置，用以将具一输入电压的一输入电源转换成具一输出电压的一输出电源而提供一输出功率给外部的一负载，其特征在于，该电源控制装置包括：

一切换晶体管，为一N型切换组件，包含一N通道金氧半晶体管或一NPN双载子晶体管；

一脉冲宽度调变驱动控制器，连接该切换晶体管，并进行一调节处理，产生一PWM驱动信号，以控制该切换晶体管的导通；

一输出二极管；

一输出电容，并联至该负载；

一变压器，包含一次侧线圈、二次侧线圈及辅助线圈，该一次侧线圈连接该输入电源或经由一电源输入电路而连接该输入电源，并与该切换晶体管串联，该切换晶体管控制该一次侧线圈的电流，该二次侧线圈连接该输出二极管，提供该输出电源以供应该负载，而该辅助线圈与该一次侧线圈及该二次侧线圈相互耦合，该二次侧电感、该输出二极管以及该输出电容是依序串联连接而形成一回路；以及

一负载回馈单元，连接至该辅助线圈，并包含串接的两分压电阻，且该两分压电阻的串接点产生一负载回馈信号，当作一回授信号而回传至该脉冲宽度调变驱动控制器，

其中该脉冲宽度调变驱动控制器的调节处理包括以下步骤：

在一第一上升时间内，将该脉冲宽度调变驱动控制器的PWM驱动信号的一驱动电压由0V上升到一第一电压；

在一第二上升时间内，将该驱动电压由该第一电压上升到超过大于该第一电压的一第二电压，其中用以开始导通该切换晶体管而使该切换晶体管的漏源电压会下降；

维持一预设时间；

在一第一下降时间内，将该驱动电压由超过该第二电压下降到该第一电压；以及

在一第二下降时间内，将该驱动电压由该第一电压降低到0V，其中该第一电压为该切换晶体管的米勒平台，而该米勒平台是指该切换晶体管在关闭至导通的切换过程中维持某一定值的栅源电压，且当该切换晶体管的漏极电流为零时，拉长该第一上升时间以降低电磁干扰，同时缩短该第二上升时间、该第一下降时间及该第二下降时间以降低切换损失。

3.依据权利要求1或2所述的动态驱动能力调节的电源控制装置，其特征在于，该第一电压为3V至6V，而该第二电压为7V至9V。

4.依据权利要求1或2所述的动态驱动能力调节的电源控制装置，其特征在于，该切换晶体管的一漏源电压下降时间及一漏源电压上升时间在该输出功率为36W时分别小于200ns及100ns，且该漏源电压下降时间是指该切换晶体管在导通过程中的一漏源电压由一最高漏源电压下降至一最低漏源电压的时间，而该漏源电压上升时间是指该切换晶体管在关闭过程中该漏源电压由一最低漏源电压上升至一最高漏源电压的时间。

5.依据权利要求1或2所述的动态驱动能力调节的电源控制装置，其特征在于，该第一上升时间、该第二上升时间、该第一下降时间及该第二下降时间藉加大或减少该脉冲宽度调变驱动控制器的驱动能力而分别动态调整控制。