CN1849748A

CN1849748A - 半导体开关的高频控制

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Publication number: CN1849748A
Application number: CNA2004800256811A
Authority: CN
Inventors: T·G·托勒; T·迪尔鲍姆; G·绍尔莱恩德; T·洛佩斯
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2003-09-08
Filing date: 2004-08-25
Publication date: 2006-10-18
Anticipated expiration: 2024-08-25
Also published as: US7602229B2; US20060290388A1; JP4763606B2; WO2005025065A1; EP1665534A1; CN1849748B; JP2007505544A

Abstract

谐振栅驱动电路提供了例如MOSFET的有效开关。然而，谐振栅驱动电路的操作常常不允许其中需要高的开关频率的应用。根据本发明，执行谐振栅驱动电路的电感的预充电。这允许高度有效的和快速的MOSFET的操作。

Description

半导体开关的高频控制

技术领域

本发明涉及半导体开关的控制，更具体地，涉及用于半导体开关的谐振驱动电路的操作。特别地，本发明涉及一种用于驱动半导体开关的谐振驱动电路的操作方法，涉及一种控制电路，用于控制驱动半导体开关的谐振栅驱动电路，并且涉及一种用于半导体开关的电子驱动电路。

背景技术

在功率转换器的领域中已知的是，耦合到功率MOSFET开关的类型的栅驱动电路对功率转换器的效率有非常重要的影响，特别是在高频下。因此，开发了不同的驱动器方案。栅驱动功率损耗同开关频率成比例，并且是MHz区域中的高效率功率转换器设计中的主要限制。一种改善栅驱动功率损耗的方法是使用谐振栅驱动器，如D.Maksimovié的题为“A MOS gate drive with resonant transitions”(22^nd Annual IEEE Power Electronics Specialists’Conference(PESC)，June 23-27，1991，page 523-527)的文章中描述的。该文章描述了一种栅驱动器，其在接通和切断状态下均在栅和源端之间提供具有低阻抗的准方波栅-源电压。功率MOS晶体管的等效栅电容在谐振电路中充电和放电，由此存储在等效栅电容中的能量返回到驱动器的功率电路中。

该谐振栅驱动电路可以例如用于工作于高开关频率下的具有MOSFET的功率电子装置。这样，它们可以例如用于开关电源(SMPS)中。而且，它们可以适用于具有关于尺寸、平坦度、EMI或动力学的特殊要求的应用，诸如用于数据处理器的电压整流器模块(VRM)、用于平面显示器的SMPS和用于具有AM/FM调谐器的音频装置的SMPS。

在MHz区域中的或更高的高开关频率下，MOSFET有效的和快速的驱动变得更加重要。有效驱动对于减少栅驱动器损耗是必要的。快速驱动对于将功率晶体管的开关损耗保持在可接受的限度内是必要的。

为了实现有效驱动，谐振驱动器的应用变得越来越理想，其比例如，硬开关驱动器更加有效。然而，已知的谐振驱动器通常不能实现同硬开关驱动器相同的开关速度，并且因此常常不适用于具有较高的开关频率的应用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于驱动半导体开关的谐振驱动电路的快速和有效的操作。

根据本发明的示例性实施例，通过如权利要求1中叙述的一种用于驱动半导体开关的谐振驱动电路的操作方法，解决了上文的目的。该驱动电路包括：第一开关，其将电源连接到半导体开关的控制端；第二开关，其连接在地和半导体开关的控制端之间；和第三开关，其用于将半导体开关的控制端经由电感连接到电位。根据本发明的该示例性实施例，通过在开始半导体开关的开关之前开关第三开关，对电感预充电。

有利地，由于电感的预充电，可以将较高的初始电流施加到半导体开关的控制端，这样，有利地，可以提供半导体开关的快速的和有效的开关。该改进的操作组合了有效的和快速的驱动，其对于具有较高的开关频率的应用而言是必要的，例如MHz区域中的或更高的开关频率。

根据如权利要求2中叙述的本发明的另一示例性实施例，通过在开始开关半导体开关之前建立电感电流，执行电感的预充电，根据如权利要求3中叙述的本发明的另一示例性实施例，其是这样完成的，即提供第一时间周期，在此期间接通第二和第三开关。根据本发明的该示例性实施例，提供了一种简单的和有效的方法，用于操作半导体开关的谐振驱动电路。

权利要求4～7提供了本发明的另外的示例性实施例。

根据如权利要求8中叙述的本发明的另一示例性实施例，提供了一种控制电路，用于控制驱动半导体开关的谐振栅驱动电路。该控制电路包括开关控制器，用于控制谐振栅驱动电路的第一、第二和第三开关的开关，由此在开始半导体开关的开关之前对电感预充电。

权利要求9提供了根据本发明的控制电路的示例性实施例。

根据如权利要求10中叙述的本发明的另一示例性实施例，提供了一种用于驱动半导体开关的电子驱动电路。

可被视为本发明的示例性实施例的要点的是，在开始半导体开关的开关之前，对谐振驱动电路的电感预充电。这可以这样执行，即通过开关连接在地和半导体开关的控制端之间的开关，以及经由电感将半导体开关的控制端连接到电容器的另一开关，由此提供了时间周期，在此期间这两个开关都被接通。而且，通过提供第二时间周期，在此期间连接在电源和半导体开关的控制端之间的开关，以及经由电感将半导体开关的控制端连接到地的开关被接通，可以提供非常有效的切断。优选地，如下面的本发明的示例性实施例的描述中将更加详细描述的，可以增加执行半导体开关的硬开关的谐振栅驱动器的开关速度。而且，这些重叠的时间提供了电感中的额外的电流，由此每次转变可以是纯谐振的，其有利地可以避免高损耗和EMI不利地下拉到零。

有利地，这可以提供快速的和有效的，即功率有效的半导体开关(诸如例如，MOSFET)的操作，允许该电路应用到用于数据处理器的VRM、用于平面显示器的SMPS或者用于音频装置的SMPS。

通过参考下面描述的实施例，本发明的这些和其他的方面将变得更加清楚。

下面将通过参考附图描述本发明的示例性实施例：

附图说明

图1示出了谐振栅驱动电路的简化的电路图，包括用于控制谐振栅驱动电路的控制电路的示例性实施例。

图2示出了时序图，其中图2左侧的时序图示出了理想化的开关方案和用于驱动零电压开关(ZVS)-MOSFET的重要状态变量以及50％的占空周期，并且图2右侧的时序图示出了在使用50％的占空周期驱动硬开关MOSFET时可能出现的问题。

图3示出了时序图，其示出了根据本发明操作图1所示的控制电路的方法的示例性实施例。

具体实施方式

图1示出了用于驱动MOSFET 10，诸如功率MOSFET的谐振栅驱动器的简化的电路图。尽管针对驱动MOSFET 10解释了本发明的该示例性实施例，但是应当理解，本发明同样适用于大多数类型的电压控制的半导体开关，诸如例如I GBT。而且，本发明还可以应用于电流控制的半导体，诸如双极型晶体管、闸流晶体管(thyristor)和三端双向可控硅开关(triac)。参考数字22标出了根据本发明的方法用于控制谐振栅驱动电路的操作的控制电路的示例性实施例。

图1中的参考数字2标出了电源，其产生电源电压V_cc。在电源电压V_cc和MOSFET 10的控制端26即MOSFET 10的栅极之间，提供了由参考数字4标出的第一开关T₁。在栅极26和地，即电源2的“-”侧之间，提供了由参考数字8标出的第二开关T₂。而且，栅极26经由电感12、由参考数字6标出的第三开关T₃和由参考数字18标出的电容C_DC连接到地，即电源2的“-”侧。在MOSFET 10的栅极26和源极端28之间提供的电容C_gs，其也连接到地，可以表示MOSFET 10的栅-源电容。优选地，T₁、T₂是晶体管，诸如双极型晶体管或MOSFET。优选地，T₃是能够在两个方向中连接和阻断的双向开关。T₃可以通过例如两个MOSFET的反串联连接实现。

跨越电容C_DC产生的电压被称为V_DC，跨越电容C_GS产生的电压被称为V_GS，并且流过由参考数字12标出的电感L₁的电流被称为I_L。

而且，提供了与开关T₁并联的第一二极管D₁，其由参考数字14标出。而且，存在同开关T₂并联的第二二极管D₂，其由参考数字16标出。当T₁和T₂是MOSFET开关时，第一和第二二极管D₁和D₂可以是T₁和T₂的本征体二极管。

用于控制驱动MOSFET 10的谐振栅驱动电路操作的控制电路22包括开关控制器24。根据本发明的该示例性实施例的一个方面，该开关控制器控制第一、第二和第三开关T₁、T₂和T₃的开关，由此在开始MOSFET 10的接通之前对电感L₁预充电。为此，控制电路连接到第一、第二和第三开关T₁、T₂和T₃。特别地，为了开始MOSFET 10的接通，开关控制器24适于通过开关第二和第三开关T₂和T₃来执行电感L₁的预充电，由此提供了第一时间周期，在此期间第二和第三开关T₂和T₃接通。而且，在开始MOSFET 10的切断之前，开关控制器24适于控制第一和第二开关T₁和T₃的开关，由此提供了第二时间周期，在此期间第一和第三开关T₁和T₃接通。

图2的左侧示出了对于理想的具有线性C_GS并且没有电流进入反向转移电容C_DG的功率MOSFET，用于开关第一、第二和第三开关T₁、T₂和T₃的可行的开关方案的时序图。图2的右侧示出了时序图，其示出了在没有ZVS的情况下开关MOSFET 10时，即在具有50％的占空周期的硬开关条件下，图1中可能出现的问题。

参考数字30标出了示出第三开关T₃的开关操作的时序图。时序图32示出了第一和第二开关T₁和T₂的开关操作。时序图34示出了通过电感L₁的电流I_L，并且时序图36示出了栅极26处的电压。

如由时序图30～36所获得的，在同一点处进行的第三开关T₃的接通以及第二开关T₂的切断引起电流I_L上升。同时，栅电压V_GS上升，并且最终达到V_CC。这样，MOSFET 10完全接通。此时，第三开关T₃切断，并且第一开关T₁接通。

为了使MOSFET 10切断，第一开关T₁切断并且同时第三开关T₃接通，其引起电流I_L沿相反方向流动。因此，栅电压V_GS下降，最终使得MOSFET 10切断。

图2的右侧的时序图38～44示出了在将时序图30～36中示出的开关方案应用于图1的谐振驱动电路时，即MOSFET 10根据该方案进行硬开关时，可能出现的问题。

时序图38示出了第三开关T₃的开关，时序图40示出了开关T₁和T₂的开关。时序图42示出了进入栅极26的电流I_G，并且时序图44示出了栅电压V_GS。

如由时序图40所获得的，在t_x处第三开关T₃的切断之前，并且在t_x处第一开关T₁实际的接通之前，T₁呈现为是导通的(但并不是被接通的)，这是因为此时电流可能流过与第一开关T₁并联的二极管D₁。

在硬开关的MOSFET处，如时序图38～44所示，时序图44中示出的米勒平坦区通过使栅-源电容C_gs变为极为非线性的元件，损害了开关对称性。

米勒平坦区是由必须流过栅极的关于栅-漏电容C_gd的重新加载的电流引起的。特别地，栅-漏电容C_gd和栅-源电容C_gs是电压依赖的电容，并且因此电容值依赖于跨越诸如MOSFET的半导体器件的漏源、以及还跨越半导体器件的栅源的电压而变化。C_gd的变化比C_gs更显著，这仅仅因为跨越其的电压比跨越C_gs的电压高很多。电容的这些变化对出现在器件栅极处的电压，即栅电压有影响。该影响被称为米勒平坦区。根据Mohan等人的“Power Electronics，Converters，Applications and Design”(ISBN 0-471-58404-8)，该米勒平坦区在开关瞬间引起了关断和导通的上升和下降时间，并且使得栅电压变平坦，如时序图44所示。

这导致了L₁中的能量过剩，如时序图42中在导通处指出的，以及在关断过程中的能量缺乏。该线圈电流缺乏导致了高的损耗和缓慢的关断。

由于具有过小能量的脉冲，如时序图42所示，引起了浪费的和困难的充电，其可能引起周围的电子装置中的EMI问题。而且，在图2所示的驱动拓扑结构中可能出现的一个问题是，电感1使流入栅极的电荷减慢，并且因此栅电压上升。

图3示出了操作图1所示的控制电路22，即根据本发明执行第一、第二和第三开关T₁、T₂和T₃的开关的方法的示例性实施例的时序图50、52、54和56。

时序图50示出了在第三开关T₃处执行的开关操作，并且因此示出了由开关控制器24控制的第三晶体管T₃的开关操作。时序图52示出了第一和第二开关T₁和T₂的开关操作，并且因此示出了由开关控制器24执行的T₁和T₂的开关操作的控制。时序图54示出了由于开关T₁、T₂和T₃的开关操作引起的电流I_L，并且时序图54示出了或描绘了栅极26处产生的电压V_GS。

如由图3可获得的，根据本发明的该示例性实施例，在通过开关第二和第三开关T₂和T₃开始MOSFET 10的接通之前，执行电感L₁的预充电。特别地，在开始半导体开关的接通之前(时序图54)，即在t₂处的T₂的切断之前，通过建立电感电流I_L，对电感L₁预充电。换言之，提供了时间周期[t₁；t₂]，其中第二开关T₂和第三开关T₃接通。因此，在MOSFET 10的实际接通于t₂处开始之前，在电感L₁中建立电流I_L。

而且，在通过第一开关T₁的切断开始t₅处的MOSFET 10的实际的切断之前，提供了另一时间周期[t₄；t₅]，在此期间第一和第三开关T₁和T₃接通。

换言之，根据本发明的该示例性实施例的驱动方案，分别在T₂和T₃和/或T₁和T₃之间提供了重叠时间。由此，在MOSFET 10的实际的开关动作之前，建立了电感电流I_L。

由此，有利地，高得多的初始电流对MOSFET 10的栅极充电，并且因此允许MOSFET 10的栅电容更快速的充电。而且，有利地，通过控制T₂和T₃和/或T₁和T₃之间的重叠时间的长度，可由开关控制器24控制流入和流出C_DC的电荷量。由此，有利地，可以控制或调节跨越C_DC的电压V_DC。通过提供这些重叠时间而在L₁中引起的额外的电流(时序图54)，可以有利地使每次转变，即MOSFET 10的每次开关可以是纯谐振的，其避免了发生任何高损耗以及EMI不利地下拉到零。因此，避免了这样的情况，即脉冲具有过小的能量以及浪费的和困难的充电引起EMI问题，如时序图42中所示。而且，根据本发明的该示例性实施例的一个方面，时序图54中指出的电感L₁中的额外能量在转变之后恢复为V_CC。而且，如由时序图44和56的比较而获得的，通过图3所示的开关方案，可以有利地减少米勒平坦区的长度。

根据本发明的该示例性实施例的另一方面，通过控制T₂和T₃和/或T₁和T₃之间的重叠时间，开关控制器24进一步适于调节V_DC使其仅稍高于阈值电压V_TH，对应于米勒平坦区电平。由此，可以至少部分地改善接通和切断的对称性。

而且，根据本发明，有利地，可以将V_DC控制为任何电平，这有助于避免(功率MOSFET的)栅极的浪费的和困难的充电，并且同时有助于减少电感中额外存储的电荷。在该方面，根据本发明，最优的电压是在Vth和0.5Vcc之间的范围中。在已知的利用它们的电路和方法中，V_DC依赖于功率MOSFET的占空周期，其可能是不利的。根据本发明的示例性实施例，有利地，可以使用如图1所示的该谐振栅驱动器，即使转换器不具有恒定的50％的占空周期。换言之，根据本发明，转换器可以在不同于50％的占空周期下操作。

Claims

1.用于驱动半导体开关的谐振驱动电路的操作方法，其中驱动电路包括第一开关，用于将电源连接到半导体开关的控制端；第二开关，其连接在地和半导体开关的控制端之间；和第三开关，用于将半导体开关的控制端经由电感连接到电位，该方法包括步骤：通过在开始半导体开关的开关之前开关第三开关，对电感预充电。

2.权利要求1的方法，其中通过在开始开关半导体的开关之前建立电感电流，对电感预充电。

3.权利要求2的方法，其中通过提供第一时间周期，在此期间接通第二和第三开关，从而建立电感电流。

4.权利要求2的方法，其中通过提供第二时间周期，在此期间接通第一和第三开关，从而建立电感电流。

5.权利要求4的方法，其中通过切断第二开关和接通第三开关，执行半导体开关的接通；并且其中通过切断第一开关和接通第三开关，执行半导体开关的切断。

6.权利要求1的方法，其中通过第一、第二和第三开关的开关，控制电感和电容之间的连接处的电压，由此其达到高于米勒平坦区电压的最优电压。

7.权利要求1的方法，其中半导体开关是MOSFET或IGBT。

8.一种控制电路，用于控制驱动半导体开关的谐振栅驱动电路，其中驱动电路包括第一开关，用于将电源连接到半导体开关的控制端；第二开关，其连接在地和半导体开关的控制端之间；和第三开关，用于将半导体开关的控制端经由电感连接到电位，该控制电路包括：开关控制器，用于控制第一、第二和第三开关的第一开关，由此在开始半导体开关的开关之前对电感预充电。

9.权利要求8的控制电路，其中，为了开始半导体开关的第二开关，通过提供第一时间周期，在此期间接通第二和第三开关，从而执行电感的预充电；并且其中，为了开始半导体开关的第三开关，提供了第二时间周期，在此期间接通第一和第三开关。

10.用于驱动半导体开关的电子驱动电路，包括：第一开关，用于将电源连接到半导体开关的控制端；第二开关，其连接在地和半导体开关的控制端之间；和第三开关，用于将半导体开关的控制端经由电感连接到电位；其中电感通过在开始半导体开关的开关之前开关第三开关是可预充电的。