CN108432105A - 栅极驱动电路以及具备该栅极驱动电路的电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

在具备对驱动对象半导体元件的栅极施加导通电压的导通驱动元件、和对所述栅极施加截止电压的截止驱动元件的栅极驱动电路中，在所述栅极驱动电路的输出端子之间，作为能够在接通时回收在所述驱动对象半导体元件的输入电容中积蓄的电荷的回收电路，串联地连接回收开关、电抗器、以及电容器，通过控制电路，控制所述导通驱动元件、所述截止驱动元件、以及所述回收开关，降低栅极驱动电路的功耗。

Description

栅极驱动电路以及具备该栅极驱动电路的电力变换装置
技术领域
本发明涉及栅极驱动电路，特别涉及从电源对半导体开关元件的栅极供给电力，进行栅极的导通/截止驱动的栅极驱动电路。
背景技术
电压驱动型半导体开关元件(驱动对象半导体元件)的栅极驱动电路具备对驱动对象半导体元件的栅极施加导通电压的导通驱动元件、和对栅极施加截止电压的截止驱动元件，通过使导通驱动元件或者截止驱动元件的一方成为导通、使另一方成为截止，将驱动对象半导体元件的栅极控制为导通状态或者截止状态。
在对驱动对象半导体元件的栅极施加电压的情况下，栅极电压以依照由栅极的寄生电容和直至栅极的电阻量决定的时间常数的比值变化，所以为了降低在开闭(switching)时发生的噪声，对栅极连接电阻，降低栅极电流的峰值、变化率。
但是，由于驱动对象半导体元件的开闭的高频化，栅极的电阻所致的导通损失成为问题，所以还提出了：将栅极电阻置换为电抗器，利用该电抗器和驱动对象半导体元件的栅极的寄生电容将LC谐振电路构成为辅助驱动部，从而将开关损失以及噪声都降低，而且降低栅极驱动电路中的导通损失，而更容易控制的栅极驱动电路(专利文献1)。
即，在专利文献1中提出的栅极驱动电路具备：直流电源电路，将IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)作为半导体开关元件(驱动对象半导体元件)，将第1直流电源和第2直流电源串联连接，将其连接点作为电源中间点并作为基准电位；以及驱动元件部，该驱动元件部包括：导通驱动元件，使对驱动对象半导体元件的栅极供给第1直流电源的正电压的第1电源路径进行断续；以及截止驱动元件，使对驱动对象半导体元件的栅极供给第2直流电源的负电压的第2电源路径进行断续，进而将把电抗器和开关元件串联连接的辅助驱动部设置于电源中间点与驱动对象半导体元件的栅极之间。
另外，驱动元件部由驱动控制部控制，在驱动控制部使导通驱动元件成为导通时，经由导通驱动元件，对驱动对象半导体元件的栅极，施加为了成为导通状态而所需的导通电压，在驱动控制部使截止驱动元件成为导通时，对驱动对象半导体元件的栅极，施加为了成为截止状态而所需的截止电压。另外，构成为在驱动控制部使导通驱动元件以及截止驱动元件都成为截止时，由构成辅助驱动部的电抗器和驱动对象半导体元件的栅极的寄生电容形成谐振电路。
在驱动对象半导体元件的栅极成为导通的状态、即导通驱动元件是导通、截止驱动元件是截止的状态下，在电抗器中，电流从驱动对象半导体元件的栅极侧流向电抗器。在从该状态，导通驱动元件成为关断时，由于谐振电路的谐振，以驱动对象半导体元件的栅极的寄生电容的积蓄电荷放电而成为零、或者进一步充电到逆极性的方式持续流过电流。其结果，栅极电压急速降低，与此同时驱动对象半导体元件的两端电压(源极/漏极间电压、集电极/发射极间电压)急速增大，而驱动元件成为关断。然后，在驱动对象半导体元件的栅极电压达到截止电压，而驱动控制部使截止驱动元件成为接通时，栅极电压被保持为截止电压，从而驱动对象半导体元件被保持为截止状态。
另一方面，在驱动对象半导体元件的栅极成为截止的状态、即导通驱动元件是截止、截止驱动元件是导通的状态下，电流从电抗器流向驱动对象半导体元件的栅极侧。在从该状态，截止驱动元件成为关断时，由于谐振电路的谐振，驱动对象半导体元件的栅极的寄生电容的积蓄电荷放电并进而充电到逆极性、或者从积蓄电荷为零的状态向充电的方向持续流过电流。其结果，栅极电压急速上升，与此同时驱动对象半导体元件的两端电压急速降低，而驱动对象半导体元件成为接通。然后，在驱动对象半导体元件的栅极电压达到导通电压，而驱动控制部使导通驱动元件成为接通时，栅极电压被保持为导通电压，从而驱动对象半导体元件被保持为导通状态。
在辅助驱动部中，在使驱动对象半导体元件成为关断时，直至使导通驱动元件成为关断，并且，在使驱动对象半导体元件成为接通时，直至使截止驱动元件成为关断，需要在电抗器中流过为了通过谐振使栅极电压变化至截止电压或者导通电压而所需的大小的电流。换言之，无需流过其以上的电流，所以通过控制在电抗器中流过电流的期间，能够进一步降低栅极驱动电路中的功耗。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2005‐039988号公报
发明内容
但是，在专利文献1提出的栅极驱动电路中，在辅助驱动部设置电抗器，回收电力被积蓄成电抗器的励磁能量之后，该积蓄的能量全部被逆极性地供给到栅极/源极之间，关于栅极/源极之间的电位，导通时的电压和截止时的电压必定相同。另外，在驱动的驱动对象半导体元件的栅极/源极之间的额定电压在正极和负极中不同的情况下，对栅极/源极之间施加超过耐压的电压而有可能使驱动对象半导体元件产生故障。进而，在以正极和负极的额定电压低的一方的电压规定栅极的电源电压时，存在施加到栅极/源极之间的电压变低，有可能使驱动对象半导体元件的能力(开关速度、导通电阻)降低这样的问题。
因此，本发明的目的在于，进一步发展专利文献1提出的回收电力的技术，通过降低栅极驱动的电源电压，提供小型的栅极驱动电路。
在本发明中，提供一种栅极驱动电路，具备：导通驱动元件，对驱动对象半导体元件的栅极施加导通电压；以及截止驱动元件，对所述驱动对象半导体元件的所述栅极施加截止电压，其特征在于，具备：回收电路，在所述栅极驱动电路的输出端子之间串联地连接回收开关、电抗器、及电容器，能够在所述驱动对象半导体元件的接通时回收在所述驱动对象半导体元件的输入电容中积蓄的电荷；以及控制电路，控制所述导通驱动元件、所述截止驱动元件、及所述回收开关。
在本发明的栅极驱动电路中，在驱动对象半导体元件的接通时以及关断时，能够使用在输出端子之间连接的回收电路中设置的电容器，回收以及供给驱动驱动对象半导体元件的电荷，所以通过导通驱动元件以及截止驱动元件分别供给的栅极电源补充不足量的电力即可，能够大幅降低正极侧栅极电源和负极侧栅极电源的合计电力。由此，能够实现栅极电源电路的小型化。
附图说明
图1是示出本发明的实施方式1所涉及的栅极驱动电路的结构的框图。
图2是在本发明的实施方式1中使用的回收电路的结构图。
图3是在本发明的实施方式1中使用的回收开关的结构图。
图4是示出本发明的实施方式2所涉及的栅极驱动电路的具体例的结构图。
图5是本发明的实施方式2所涉及的动作记录图。
图6是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图7是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图8是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图9是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图10是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图11是本发明的实施方式2所涉及的动作原理图。
图12A是本发明的实施方式2所涉及的驱动信号生成的框图。
图12B是本发明的实施方式2所涉及的驱动信号生成的框图。
图13A是本发明的实施方式2所涉及的驱动信号生成的框图。
图13B是本发明的实施方式2所涉及的驱动信号生成的框图。
图13C是本发明的实施方式2所涉及的驱动信号生成的框图。
图14是示出本发明的实施方式2所涉及的驱动信号的生成的波形图。
图15是本发明的实施方式3所涉及的动作记录图。
图16是本发明的实施方式3所涉及的动作原理图。
图17是本发明的实施方式3所涉及的驱动信号生成的框图。
图18是示出本发明的实施方式4所涉及的逆变器电路的具体例的结构图。
图19是示出本发明的实施方式4所涉及的转换器电路的具体例的结构图。
图20是示出本发明的实施方式4所涉及的斩波电路的具体例的结构图。
具体实施方式
实施方式1
以下，根据附图，说明本发明的实施方式。
本发明的栅极驱动电路100具备：导通驱动元件101，对电压驱动型的半导体开关元件(驱动对象半导体元件)200的栅极201施加导通电压；以及截止驱动元件102，对驱动对象半导体元件200的栅极201施加截止电压。另外，在栅极驱动电路100的输出端子103a、103b之间连接有回收电路104。进而，在栅极驱动电路100中设置有控制电路105，该控制电路105构成为控制导通驱动元件101、截止驱动元件102、以及回收电路104的动作。
另外，回收电路104如图2所示，包括正极侧回收电路41和负极侧回收电路42，正极侧回收电路41是将正极侧回收开关411、正极侧电抗器412、正极侧电容器413串联连接而构成的。另外，负极侧回收电路42是将负极侧回收开关421、负极侧电抗器422、负极侧电容器423串联连接而构成的。
正极侧回收开关411是双向地传送电力的开关。即，在导通时双向地传送电力，在截止时在两个方向上都切断电力。例如，如图3所示，是使2个有源半导体成为逆极性而串联地连接的结构。在图3记载了IGBT，但也可以是MOSFET、晶体管、晶闸管等具备输入电容而以他励式驱动导通和截止的有源半导体。
另外，负极侧回收开关421也是与正极侧回收开关411同样地双向地传送电力的开关，如图3所示，是使2个有源半导体成为逆极性而串联地连接的结构。
在该实施方式1所示的结构的栅极驱动电路100中，在驱动对象半导体元件200成为接通的情况下，在使截止驱动元件102成为截止之后，使负极侧回收电路42的双向开关421在一定期间成为导通而将在驱动对象半导体元件200的输入电容202中积蓄的电荷积蓄到负极侧回收电路42的负极侧电容器423，进而使正极侧回收电路41的正极侧回收开关411在一定期间成为导通而从正极侧回收电路41的正极侧电容器413对驱动对象半导体元件200的输入电容202供给电荷，最后使导通驱动元件101成为导通而维持驱动对象半导体元件200的接通。
在驱动对象半导体元件200成为关断的情况下，在使正极侧的导通驱动元件101成为截止之后，使正极侧回收电路41的正极侧回收开关411在一定期间成为导通而将在驱动对象半导体元件200的输入电容202中积蓄的电荷积蓄到正极侧回收电路41的正极侧电容器413，进而使负极侧回收电路42的双向开关421在一定期间成为导通而从负极侧回收电路42的负极侧电容器423对驱动对象半导体元件200的输入电容202供给电荷，最后使负极侧的截止驱动元件102成为导通而维持驱动对象半导体元件200的关断。
这样，通过从设置于正极侧回收电路41的正极侧电容器413以及设置于负极侧回收电路42的负极侧电容器423供给电荷，在接通/关断这两方，都降低正极侧的直流电源和负极侧的直流电源的电容。
实施方式2
图4示出栅极驱动电路100的具体的结构。图4是实施方式1所示的栅极驱动电路100的具体的电路结构图，图5是动作记录图。另外，图6至图11是示出图4的栅极驱动电路的动作的动作原理图。
在图4中，将图1所示的驱动对象半导体元件200设为驱动对象半导体元件6、将输入电容202设为输入电容7而进行说明。另外，将控制电路105设为驱动信号生成电路12而进行说明。
如该图4所示，将具备输入电容7的电压驱动型的开关元件作为驱动对象半导体元件6，为了对该驱动对象半导体元件6进行导通/截止驱动，作为栅极驱动电路100，具备正极侧栅极电源1、负极侧栅极电源2、正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、以及栅极电阻5。
该图4所示的正极侧驱动器开关3(Q1)和负极侧驱动器开关4(Q2)例如由MOSFET、IGBT、晶体管、晶闸管构成。通过使正极侧驱动器开关3(Q1)成为导通，将正极侧栅极电源1的电压值VdcH作为Vciss输入，使驱动对象半导体元件6成为导通。另外，通过使负极侧驱动器开关4(Q2)成为导通，将负极侧栅极电源2的电压-VdcL作为Vciss输入，使驱动对象半导体元件6成为截止。
栅极电阻5是从正极侧栅极电源1、或者负极侧栅极电源2对输入电容7供给电流来对Vciss进行钳位(clamp)时的限流用电阻。
图1所示的回收电路104在图4中包括正极侧回收电路8和负极侧回收电路9。
正极侧回收电路8由将正极侧回收开关81和正极侧电抗器82、正极侧槽路电容器(tank capacitor)83串联地连接的电路构成，连接于驱动对象半导体元件6的栅极侧端子10、与驱动对象半导体元件6的源极侧端子11之间。
负极侧回收电路9由将负极侧回收开关91和负极侧电抗器92、负极侧槽路电容器93串联地连接的电路构成，连接于驱动对象半导体元件6的栅极侧端子10、与驱动对象半导体元件6的源极侧端子11之间。
驱动信号生成电路12根据开始驱动对象半导体元件6的驱动的驱动信号Ton，输出正极侧驱动器开关3(Q1)的驱动信号、负极侧驱动器开关4(Q2)的驱动信号、正极侧回收开关81(Q3)的驱动信号、负极侧回收开关91(Q4)的驱动信号。
此外，在此，将正极侧栅极电源1的电压设为VdcH，将负极侧栅极电源2的电压设为VdcL，将施加到输入电容7的栅极电压设为Vciss。
如在图1中说明，正极侧回收开关81需要为双向地传送电力的开关。
即，需要在导通时双向地传送电力，在截止时在两个方向上都切断电力。例如，如图3所示，是使2个有源半导体成为逆极性而串联地连接的结构。在图3记载了IGBT，但也可以是MOSFET、晶体管、晶闸管等具备输入电容而以他励式驱动导通和截止的有源半导体。
正极侧回收开关81通过具备双向地传送电力的功能，利用输入电容7和正极侧电抗器82的谐振动作，将在输入电容7中积蓄的正极电荷回收到正极侧槽路电容器83、或者从正极侧槽路电容器83向输入电容7积蓄正极电荷。
负极侧回收开关91也与正极侧回收开关81同样地需要为双向地传送电力的开关，可以举出如图3所示使2个有源半导体成为逆极性而串联地连接的结构。负极侧回收开关91通过具备双向地传送电力的功能，利用输入电容7和负极侧电抗器92的谐振动作，将在输入电容7中积蓄的负极电荷回收到负极侧槽路电容器93、或者从负极侧槽路电容器93向输入电容7积蓄负极电荷。
正极侧槽路电容器83的电容被设定成相对输入电容7充分大，防止对输入电容7和正极侧电抗器82的谐振条件造成影响。负极侧槽路电容器93的电容也同样地被设定成相对输入电容7的电容Ciss充分大。
正极侧栅极电源1的电压值VdcH设定成在驱动对象半导体元件6的导通时的电压下降、开关特性中确保充分的性能的值。负极侧栅极电源2的电压值VdcL设定成在截止时驱动对象半导体元件6不会由于噪声等超过导通阈值电压值，而能够维持截止的值。因此，正极侧栅极电源1的电压值VdcH和负极侧栅极电源2的电压值VdcL是与正极侧回收电路8和负极侧回收电路9的动作无关地能够设定成不同的任意的值。
在图5中，将正极侧驱动器开关3(Q1)的栅极信号G1、负极侧驱动器开关4(Q2)的栅极信号G2、正极侧回收开关81(Q3)的栅极信号G3、负极侧回收开关91(Q4)的栅极信号G4的动作状态、和栅极电压Vciss、正极栅极电流idcH以及负极栅极电流idcL的波形表示为动作记录图。
接下来，依照图5的各模式下的各电流/电压波形、和图6至图11的动作原理图，说明利用正极侧回收电路8的驱动对象半导体元件6的开关动作原理。
如图5所示，在栅极信号G1、G2、G3、G4是H的情况下，意味着各个开关导通，在L的情况下，意味着各个开关截止。在将开闭的1个周期设为T的情况下，在该周期T中，存在时刻0至时刻t1的模式1、时刻t1至时刻t2的模式2、时刻t2至时刻t3的模式3、时刻t3至时刻t4的模式4、时刻t4至时刻t5的模式5、时刻t5至时刻T的模式6这合计6个模式。
在模式1中，使驱动对象半导体元件6持续成为导通，在模式4中，使驱动对象半导体元件6持续成为截止。
在模式2和模式3中，成为将驱动对象半导体元件6从导通切换为截止的过渡动作条件，在模式5和模式6中，成为将驱动对象半导体元件6从截止切换为导通的过渡动作条件。
在该实施方式2中，正极侧槽路电容器83(CH)的电压值VCH被设定成式1所示的值。负极侧槽路电容器93(CL)的电压值VCL被设定成式2所示的值。另外，在正极侧栅极电源1的电压值VdcH和负极侧栅极电源2的电压值VdcL中，式3的关系成立。
[式1]
数1
VCH＝(2VdCH+2VdCL)/4 (1)
[式2]
数2
VCL＝(VdCH-2VdCL)/4 (2)
[式3]
数3
VdCH＞VdCL (3)
在此，在该实施方式2中，图4所示的栅极电阻5(R)作为衰减分量对输入电容7的电容值Ciss和正极侧电抗器82的电抗值LH或者输入电容7的电容值Ciss和LC谐振电路的2次谐振系造成影响。设为该栅极电阻5的电阻值R的值极其小，针对所述2次谐振系始终满足振动条件。进而，对谐振周期、振幅值等造成的影响也小，所以在该实施方式所示的式中，忽略栅极电阻5的电阻值R的值而记述。
以下，说明从模式1转移到模式4的驱动对象半导体元件6的关断时的动作原理。
首先，在模式1中，正极侧驱动器开关3(Q1)持续导通，负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)持续截止。此时，如图6所示的电流路径，电流从正极侧栅极电源1经由栅极电阻5流入到输入电容7。因此，Vciss被钳位为VdcH而持续导通状态。负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)成为截止，从而不产生电流的流通。
接着，在模式2中，正极侧回收开关81(Q3)成为导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、负极侧回收开关91(Q4)成为截止。在模式2的初始条件中，(施加到输入电容7的栅极电压Vciss)＝(正极侧栅极电源1的电压值VdcH)，所以从式1和式3，成为(施加到输入电容7的栅极电压Vciss)>(正极侧槽路电容器83(CH)的电压值VCH)。因此，从图7，谐振电流依照图的箭头从输入电容7(Ciss)流到正极侧槽路电容器83(CH)。
在模式2中，正极侧槽路电容器83(CH)相对VCH的极性成为充电动作。正极侧槽路电容器83(CH)相比于输入电容7(Ciss)，电容充分大，所以谐振模型包括输入电容7(Ciss)和正极侧电抗器82(LH)。由输入电容7(Ciss)和正极侧电抗器82(LH)决定的谐振周期Tr2用式4来表示，模式2的期间成为该谐振周期的半周期Tr2/2。
[式4]
数4
此时，施加到输入电容7的栅极电压Vciss成为具有(VdcH-VCH)的振幅的电压变化，如式5所示。此外，t是时间变量。
[式5]
Vciss＝VCH+(VdCH-VCH)×COS(2π/Tr2×t) (5)
因此，模式2的施加到输入电容7的栅极电压Vciss的电压值Vg1成为如式6的值。
[式6]
数6
Vg1＝VCH-(VdCH-VCH)＝VdCL (6)
接着，在模式3中，负极侧回收开关91(Q4)成为导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)成为截止。在该模式3的初始条件中，(施加到输入电容7的栅极电压Vciss)＝(电压值Vg1)＝(负极侧栅极电源2的电压值VdcL)，将(电压值Vg1)>(负极侧槽路电容器93(CL)的电压值VCL)作为前提条件。此时，从图8，谐振电流依照图的箭头从输入电容7(Ciss)流到负极侧槽路电容器93(CL)。在模式3中，负极侧槽路电容器93相对VCL的极性成为放电动作。负极侧槽路电容器93(CL)相比于输入电容7(Ciss)，电容充分大，所以谐振模型包括输入电容7(Ciss)和负极侧电抗器92(LL)。由输入电容7(Ciss)和负极侧电抗器92(LL)决定的谐振周期Tr3用式7来表示，模式3的期间成为该谐振周期的半周期Tr3/2。
[式7]
数7
此时，施加到输入电容7的栅极电压Vciss成为具有(Vg1－VCL)的振幅的电压变化，如式8所示。此外，t是时间变量。
[式8]
Vciss＝VCL+(Vg1-VCL)×COS(2π/Tr3×t) (8)
因此，模式3的施加到输入电容7的栅极电压Vciss的电压值Vg2成为如式9所示的值。
[式9]
数9
Vg2＝VCL-(Vg1-VCL)＝2VCL-Vg1＝-VdCL (9)
在模式4中，负极侧驱动器开关4(Q2)持续导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)持续截止。此时，如图9所示的电流路径，电流从负极侧栅极电源2经由栅极电阻5流入到输入电容7。
施加到输入电容7的栅极电压Vciss被钳位为负极侧栅极电源2的电压值-VdcL而持续截止状态。正极侧驱动器开关3(Q1)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)通过成为截止而不产生电流的流通。
这样，从使驱动对象半导体元件6持续成为导通的模式1，在模式2中使用正极侧回收电路8使施加到输入电容7的栅极电压Vciss减少，在模式3中使用负极侧回收电路使其减少，栅极电压Vciss减少至负极侧栅极电源2的电压值-VdcL。在式4至式9中是忽略电阻分量的情况，在实际上考虑栅极电阻和零件电阻分量时，成为电压值Vg2>-VdcL。在该情况下，使施加到输入电容7的栅极电压Vciss从Vg2变化至-VdcL，所以从负极侧栅极电源2供给的电力量Pdc1用式10来表示。在此，将开闭频率设为fsw。
[式10]
数10
Pdc1＝Ciss×(VdCL+Vg2)2×fsw (10)
根据式10，与VdcL和Vg2的差电压相当的电力量成为负极侧栅极电源2所需的电力量。在不具有回收功能的一般的栅极电路中，如式11所示，电压值Vg2的值原样地保持VdcH，其电力量Pdc2比式10大。
[式11]
Pdc2＝Ciss×(VdCL+VdCH)2×fsw (11)
这样，通过在关断时设置模式2和模式3，能够大幅地降低关断时的负极侧栅极电源2的电力量。
从在模式4中，负极侧驱动器开关4(Q2)持续导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)持续截止的状态，转移到模式5时，负极侧回收开关91(Q4)成为导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)成为截止。在模式5的初始条件中，施加到输入电容7的栅极电压Vciss＝-VdcL，VCL>-VdcL成立。在该情况下，如在图10的图中用箭头所示，谐振电流从输入电容7(Ciss)流到负极侧槽路电容器93(CL)。
在模式5中，负极侧槽路电容器93相对VCL的极性成为充电动作。与模式3同样地，谐振模型包括输入电容7(Ciss)和负极侧电抗器92(LL)。由输入电容7(Ciss)和负极侧电抗器92(LL)决定的谐振周期Tr3与式7相同，模式5的期间也成为Tr3/2。此时，施加到输入电容7的栅极电压Vciss成为具有(VdcL-VCL)的振幅的电压变化，如式12所示。t是时间变量。
[式12]
Vciss＝VCL-(VdCL-VCL)×COS(2π/Tr3×t) (12)
因此，模式5的施加到输入电容7的栅极电压Vciss的电压值Vg1成为如式13所示的值。
[式13]
数13
Vg1＝VCL+(VdCL-VCL)＝VdCL (13)
该式13的VdcL与式6相同。
接下来，在模式6中，正极侧回收开关81(Q3)成为导通，正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、负极侧回收开关91(Q4)成为截止。
在模式6的初始条件中，(施加到输入电容7的栅极电压Vciss)＝VdcL，VCH>VdcL成立。因此，依照图11的图中的箭头的方向，谐振电流从正极侧槽路电容器83(CH)流到输入电容7(Ciss)。
另外，在模式6中，正极侧槽路电容器83相对VCH的极性成为放电动作。与模式2同样地，谐振模型是由输入电容7(Ciss)与正极侧电抗器82(LH)之间构成的。另外，谐振周期也与式4同样地，模式6的期间成为Tr2/2。此时，施加到输入电容7的栅极电压Vciss成为具有(VCH－Vg1)即(VCH-VdcL)的振幅的电压变化，如式14所示。t是时间变量。
[式14]
Vciss＝VCH-(VCH-VdCL)×COS(2π/Tr2×t) (14)
因此，模式6中的栅极电压Vciss的电压值Vg3从式1成为如式15所示的值。
[式15]
数15
Vg3＝2VCH-VdCL＝VdCH (15)
接下来，再次在模式1中正极侧驱动器开关3(Q1)持续导通，负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)持续截止。此时，电流如图6所示的电流路径所示，从正极侧栅极电源1经由栅极电阻5流入到输入电容7。施加到输入电容7的栅极电压Vciss被钳位为正极侧栅极电源1的电压值VdcH而持续导通状态。
这样，从在模式4中使驱动对象半导体元件6持续成为截止的状态，设置模式5和模式6的期间，在模式5中使用负极侧回收电路9而使栅极电压Vciss增加，在模式6中使用正极侧回收电路8而使栅极电压Vciss增加至VdcH。式15是忽略电阻分量的情况的解析式，但在实际上考虑栅极电阻、零件电阻分量时，成为Vg3<VdcH。
在该情况下，为了使栅极电压Vciss从Vg3变化至VdcH而从正极侧栅极电源1供给的电力量Pdc1用式16来表示。
[式16]
数16
Pdc1＝Ciss×(VdCH-Vg3)2×fsw (16)
根据式16，与VdcH和Vg3的差电压相当的电力量成为正极侧栅极电源1所需的电力量。在不具有回收功能的一般的栅极电路中，如式17所示，Vg3原样地保持-VdcL，其电力量Pdc2变得比式16大。
[式17]
数17
Pdc2＝Ciss×(VdCH+VdCL)2×fsw (17)
这样，即使在接通时也通过设置模式5和模式6，能够大幅降低接通时的正极侧栅极电源1的电力量。
进而，在该实施方式中说明的将关断时和接通时合计的栅极电源的电力量Pdc1用式18来表示。
[式18]
Pdc1＝Ciss×{(VdCH―Vg3)2+(VdCL+Vg2)2}×fsw (18)
另外，在不具有回收功能的一般的栅极电路的情况下，栅极电源的电力量Pdc2成为式19，供给由VdcH和VdcL的合计电压决定的电源容量(power supply capacitance)。
[式19]
数19
Pdc2＝Ciss×{2×(VdCH+VdCL)2}×fsw (19)
根据式18和式19，在该实施方式中，电压值Vg2无限等于-VdcL，电压值Vg3无限等于VdcH，所以能够比式19所示的一般的栅极电路中的电力量Pdc2，降低栅极电源容量。在理想地电路电阻成为零的情况下，成为Vg2＝-VdcL、Vg3＝VdcH，所以成为电力量Pdc1＝0，栅极电源容量成为零。
在稳定动作中，正极侧槽路电容器83在模式2中成为充电动作，在模式6中成为放电动作。模式2和模式6是相同的谐振模型，所以谐振电流的值和谐振周期成为共同的，VCH的增加量和减少量相等。同样地，负极侧槽路电容器93也在模式3中成为放电动作，在模式5中成为充电动作，模式3和模式5是相同的谐振模型，所以谐振电流的值和谐振周期成为共同的，VCL的增加量和减少量均衡。因此，关于VCH和VCL，稳定的是电压收敛于恒定值。
VCH的收敛电压收敛于Vg1和VdcH的中间电压、即如下所示的式20。在该情况下，在模式2和模式6中施加的栅极电压Vciss的电压变化相等，正极侧槽路电容器83的充电量和放电量相等。
[式20]
数20
VCH＝(Vg1+VdCH)/2＝(VdCH+VdCL)/2 (20)
VCL的收敛电压收敛于Vg1和-VdcL的中间电压、即如下所示的式21。在该情况下，在模式3和模式5中施加的栅极电压Vciss的电压变化相等，负极侧槽路电容器93的充电量和放电量相等。
[式21]
数21
VCL＝(Vg1-VdCH)/2＝0 (21)
此外，在模式1至模式6中，正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)的导通/截止的切换如图5所示全部连续地切换。即，不发生正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)同时成为截止的动作模式。另外，模式2和模式3中的谐振模型相同，所以Tr2(由Ciss和LH决定的谐振周期)和Tr3(由Ciss和LL决定的谐振周期)相等。
在关断时，通过将模式2的期间设定为Tr2/2，在正极侧回收开关81(Q3)的接通时和关断时，iLH成为零电流，所以零电流开闭成立。同样地，通过将模式3的期间设定为Tr3/2，在负极侧回收开关91(Q4)的接通时和关断时，iLL成为零电流，所以零电流开闭成立。在接通时，也同样地，通过将模式4和模式5的期间分别设定为Tr3/2和Tr2/2，在正极侧回收开关81(Q3)的接通时和关断时，iLH成为零电流，在负极侧回收开关91(Q4)的接通时和关断时，iLL成为零电流。因此，在正极侧回收开关81(Q3)和负极侧回收开关91(Q4)中发生的损失仅为导通损失，能够提高输入电容7(Ciss)的电荷回收效率。
在该实施方式中，根据上述内容成为VCL＝0V、Vg1＝VdcL，进而驱动对象半导体元件的栅极/源极间电压(栅极电压Vciss)中的导通/截止阈值电压(Vth)是0V至VdcL。在该情况下，在模式2中，持续接通，在模式3中，从接通切换为关断。在模式5中，从关断切换为接通。在模式6中，持续接通。
在该情况下，导通期间成为模式6、模式1、模式2的合计期间。截止期间成为模式4，导通和截止的过渡时间成为模式3和模式5的期间。因此，驱动对象半导体元件的导通期间TON用式22来表示。将模式1的期间设为T1。
[式22]
数22
TON＝T1+Tr2 (22)
接下来，使用图12A、图12B和图13A、图13B、图13C，说明驱动信号生成电路12中的、向正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)的驱动信号的生成过程。图12A、图12B是示出在驱动对象半导体元件6的导通期间中，根据占空比指令值(duty command value)Ton*，生成考虑模式2、模式3、模式5、模式6期间的导通期间校正占空比指令值Ton*2和Ton3*的框图。图13A、图13B、图13C是示出根据Ton*、Ton2*、Ton3*，生成正极侧驱动器开关3(Q1)、负极侧驱动器开关4(Q2)、正极侧回收开关81(Q3)、负极侧回收开关91(Q4)的各驱动信号的框图。图14是说明图13A、图13B、图13C所示的框图的生成过程的波形图。
在图12A、图12B中，示出生成为了生成模式2、模式3、模式5、模式6的期间而所需的占空比指令值Ton2*和占空比指令值Ton3*的结构。在图12A中，示出在加法器21中，对Ton*加上Tr2/2来生成Ton2*。另外，在图12B中，示出在减法器22中，从Ton*减去Tr2/2来生成Ton3*。
图13A、图13B、图13C是示出将载波波形设为三角波TW，根据该三角波TW和占空比指令值Ton*、Ton2*、Ton3*，生成第1驱动信号Q1、第2驱动信号Q2、第3驱动信号Q3以及第4驱动信号Q4的栅极信号的框图。
首先，如图13A所示，将三角波TW和占空比指令值Ton2*输入到比较器23来生成第1驱动信号Q1。从图14所示的波形图，期间从Ton*1变窄合计Tr2。但是，在该实施方式中，模式2和模式6如上述所述是导通期间，所以从式21，导通期间TON等于Ton*1。另外，如图13B所示，将三角波TW和占空比指令值Ton3*输入到比较器24来生成第2驱动信号Q2。从图14的波形图，截止期间也是期间从Ton1*变窄Tr2。
如图13B所示，关于第3驱动信号Q3的导通期间即模式2和模式6，把将占空比指令值Ton2*和三角波TW输入到比较器25而运算出的指令值26、以及将三角波TW和Ton*输入到比较器27而运算出的指令值28，输入到AND电路29来生成第3驱动信号Q3。根据图14的波形图，占空比指令值Ton2*是将时间从Ton*延长Tr2的占空比指令值，通过用比较器25、比较器27、AND电路29运算Ton2*和Ton*的差分，计算第3驱动信号Q3的导通期间Tr2/2。
如图13C所示，关于第4驱动信号Q4的导通期间即模式3和模式5，把将占空比指令值Ton*和三角波TW输入到比较器30而运算出的指令值31、以及将三角波TW和占空比指令值Ton3*输入到比较器32而运算出的指令值33，输入到AND电路34来生成第4驱动信号Q4。根据图14的波形图，占空比指令值Ton3*是将时间从Ton*缩短Tr2的占空比指令值，通过用比较器30、比较器32、AND电路34运算Ton3*和Ton*的差分，计算第4驱动信号Q4的导通期间Tr3/2。
这样，在该实施方式中，通过正极侧回收电路8和负极侧回收电路9，在驱动对象半导体元件6的接通时与关断时之间的期间，通过使用输入电容7和正极侧电抗器82、或者输入电容7和负极侧电抗器92的谐振现象，使Vciss的电压增减，从而抑制从正极侧栅极电源1和负极侧栅极电源2供给的栅极电力。由此，能够实现栅极电源的小型化。
另外，在该实施方式中，正极侧栅极电源1的电压和负极侧栅极电源2的电压能够设定为不同的值，VdcH和VdcL能够设定为对于驱动对象半导体元件6而言能够确保性能和可靠性的驱动电压。由此，能够实现开关特性的提高、关断时的误动作防止，栅极电源的可靠性提高。特别，在如宽带隙半导体元件，正侧的额定电压和负侧的额定电压不同的元件中，便于在截止时将电压钳位为负侧的情况以及开关特性的提高。
另外，在该实施方式中，能够将进行谐振动作的期间任意地设定为谐振周期，进而进行谐振动作的期间与死区时间期间相当。因此，通过使死区时间期间和谐振周期相等，无需改变驱动对象半导体元件6的导通期间，而实现栅极电源容量的抑制。
另外，在该实施方式中，通过使正极侧回收电路8和负极侧回收电路9的电路常数和谐振周期相等，正极侧槽路电容器83和负极侧槽路电容器93的充放电量稳定的是相等。由此，VCH和VCL收敛为恒定的值，所以不需要外部电源，实现栅极电源整体的小型化。
在此，在该实施方式中，示出在使用正极侧栅极电源1、负极侧栅极电源2、正极侧驱动器开关3、以及负极侧驱动器开关4的半桥逆变器的结构中，向驱动对象半导体元件6的输入电容7输出VdcH和VdcL的一般的栅极驱动器，但也可以是全桥逆变器的结构。在该情况下，VdcH和VdcL成为共同的电压。
实施方式3
在实施方式2中，说明了图4所示的正极侧槽路电容器83和负极侧槽路电容器93的电压VCH和VCL充分收敛的情况下的栅极电力的回收动作原理，但在该实施方式3中，说明起动时即VCH＝VCL＝0的情况下的、正极侧槽路电容器83和负极侧槽路电容器93的初始充电动作。
该实施方式3中的电路结构图与图4相同。另外，稳定的动作原理与实施方式2相同，稳定时的动作模式、即模式1、模式2、模式3、模式4、模式5、模式6的期间也依照实施方式2。即，在该实施方式3中，说明具备图4的电路结构、和图12A、图12B、图13A、图13B、图13C的框图所示的驱动系统的栅极驱动电路中的起动时的动作。
在图4的结构中，在VCH＝VCL＝0的状态下起动时，在图5中定义的模式2期间中，栅极电压Vciss要从VdcH以VcH＝0为中心变化至-VdcH，但由于内置于负极侧驱动器开关的体二极管的影响，被钳位为-VdcL。在负极侧驱动器开关中，有将栅极电压Vciss的负极性侧的过电压钳位为-VdcL的作用。
在模式2的栅极电压Vciss为-VdcL的状态下转移到模式3。在该情况下，成为栅极电压Vciss<VCL，所以在负极侧回收电路9中谐振电流从负极侧槽路电容器93流向输入电容7，Vciss从-VdcL以VCL＝0为中心增加至VdcL。此时，在超过驱动对象半导体元件6的接通阈值电压Vth时，在模式3下成为接通。模式3是从接通切换到关断的期间，所以所述接通动作成为误动作。例如，在将驱动对象半导体元件6串联地连接2个元件而构成支路的情况下，在模式3下成为驱动对象半导体元件6的对的元件已经成为接通时，有可能引起分支短路从而使栅极电路、或者驱动对象装置产生故障而可靠性降低。
另一方面，关于从关断到接通动作，也由于误动作成为关断。在模式4中在Vciss为-VdcL的状态下，转移到模式4。在该情况下，成为栅极电压Vciss<VCL，如在实施方式1中的说明，栅极电压Vciss从-VdcL以VCL＝0为中心增加至VdcL。
接下来，在栅极电压Vciss＝VdcL、VCH＝0的状态下，转移到模式6。在该情况下，成为栅极电压Vciss>VCH＝0，所以栅极电压Vciss从VdcL以VCH＝0为中心减少至-VdcL。由于Vth>-VdcL，所以驱动对象半导体元件6成为关断。
该模式6是持续接通动作的模式，所以驱动对称半导体元件6的关断动作成为误动作。为了避免该误动作，在该实施方式3中，仅对正极侧槽路电容器83以成为VCH＝VdcH的方式进行初始充电。此外，不对负极侧槽路电容器93进行初始充电。
使用图15所示的动作记录图，说明针对VCH的初始充电动作。在图15中，以在待机时维持关断状态为前提。即，负极侧驱动器开关4(Q4)持续接通，而且起动时的初始充电动作以在起动之后驱动对象半导体元件6第1次成为接通的情况为前提。在图15中，将开始该接通动作的时间设为0，将初始充电时间设为tc，时刻tc以后的时间的定义、模式的定义、以及动作原理全部与实施方式2相同。在该实施方式中，将时刻0以前和0至tc期间作为对象。
在时刻0以前，负极侧驱动器开关4(Q2)成为接通，而驱动对象半导体元件6持续关断。
在时刻0使正极侧驱动器开关3(Q1)成为接通，同时，使正极侧回收开关81(Q3)接通tc期间。负极侧驱动器开关4(Q4)和负极侧回收开关91(Q4)持续关断。在该情况下，如图16中的虚线箭头所示，产生2个电流路径，在一个电流路径中，从正极侧栅极电源1向正极侧槽路电容器83传送电力。由于该电流路径，正极侧槽路电容器83成为充电动作，正极侧槽路电容器83的电压值VCH上升。在该电流路径中，成为一边在正极侧电抗器82与正极侧槽路电容器83之间进行谐振，一边收敛于VdcH的2次谐振模型。
关于衰减的电阻分量，设想正极侧驱动器开关3和正极侧回收开关81的导通电阻、或者路径的导通电阻等。在该情况下，正极侧槽路电容器83的电压值VCH出现用式23表示的电压变化。此外，式24示出谐振各频率，式25示出谐振周期。
[式23]
数23
VCH＝VdCH-VdCH·COS(ωr·t) (23)
[式24]
数24
[式25]
数25
根据式22，正极侧槽路电容器83的电压值VCH有可能过渡地上升至2VdcH，所以将tc设定为式25所示的谐振周期Tr的1/4期间，将VCH的初始充电期间设定为VdcH。
[式26]
数26
图16所示的另一方的电流路径表示从正极侧栅极电源1经由栅极电阻5向输入电容7传送电力。因此，栅极电压Vciss从-VdcL变化至VdcH并被钳位为VdcH。
在时刻tc，使正极侧回收开关81(Q3)成为关断。在其以后，栅极电路按照与实施方式1同样的动作原理动作。
在该实施方式3中，不进行负极侧槽路电容器93的初始充电。在实施方式2中说明的动作原理中，VCL满足下式的不等式，从而按照原理进行模式2、模式3、模式5、模式6的谐振动作，适合地管控驱动对象半导体元件6的接通和关断。
在通过在该实施方式中说明的正极侧槽路电容器83的初始充电动作，电压值VCH从0增加至VdcH时，VCL满足式27。因此，VCL无需进行初始充电。
[式27]
数27
-VdCL＜VCL＜VCH (27)
图17是正极侧回收开关81(Q3)的驱动信号生成的框图。稳定的驱动信号生成系统与实施方式2等同，相应的是栅极信号37。关于起动时的信号，在对Q3初始信号生成块35输入起动信号S和正极侧驱动器开关3(Q1)的第1驱动信号Q1时，生成与第1驱动信号Q1同步并且在tc期间输出H的起动信号36。然后，将上述稳定的栅极信号37和起动信号S36代入到选择器38。在选择器38中根据起动信号S确认起动信号S的输入时，仅在第1次将起动信号S36作为第3驱动信号Q3输出，在第2次以后，全部将栅极信号37作为第3驱动信号Q3输出。
这样，在该实施方式3中，在从电压值VCH＝VCL＝0的初始状态使正极侧驱动器开关3成为接通而起动时，通过仅1次与正极侧驱动器开关3的接通上升同步地使正极侧回收开关81在tc期间成为接通，将正极侧槽路电容器83初始充电为电压值VCH(＝VdcH)。由此，能够防止由于正极侧槽路电容器83是电压值VCH＝0的情况而产生的驱动对象半导体元件6的误动作，提高包括驱动对象半导体元件6的栅极电路整体的可靠性。
实施方式4
在上述实施方式1至3中，说明了本发明的栅极驱动电路。在该实施方式4中，说明将本发明的栅极驱动电路应用于电力变换装置的事例。在此，作为电力变换装置，以逆变器电路为例子进行说明。
图18示出实施方式4所涉及的逆变器电路1000。在图18中，逆变器电路1000具备包括Q-U1和Q-U2的U相的支路、包括Q-V1和Q-V2的V相的支路、包括Q-W1和Q-W2的W相的支路、以及控制电路200，将直流电源100的电力变换为交流电力，传送到交流负载300。在图18中作为例子记载了马达，但也可以是其他负载。
在此，逆变器电路1000内的开关元件是电压驱动型半导体开关元件(驱动对象半导体元件)，通过由栅极驱动电路施加的电压进行导通/截止动作。栅极驱动电路是与图4所示的栅极驱动电路同样的结构，省略说明。
接下来，说明动作。逆变器电路1000通过根据从控制电路200输出的驱动信号(Q-U1Signal、Q-U2Signal、Q-V1Signal、Q-V2Signal、Q-W1Signal、Q-W2Signal)使栅极驱动电路动作，使逆变器电路1000内的开关元件进行导通/截止动作，使马达300驱动。此处所示的逆变器电路1000是一般的例子，其动作能够应用以往的逆变器电路的控制方法(例如日本特开2010‐154582号记载的控制方法)。另外，从控制电路200接收到驱动信号的各栅极驱动电路的动作与实施方式1所示的内容相同，省略说明。通过从栅极驱动电路输出的电压被驱动，作为逆变器电路动作。
在此，示出了作为栅极驱动电路使用图4所示的栅极驱动电路的情况，但当然也可以使用图6所示的栅极驱动电路。
另外，示出了作为电力变换装置的一个例子的逆变器电路1000，但不限于此，只要是通过栅极驱动电路进行导通/截止驱动的电力变换装置，则可以是任意的例子。
例如，也可以在将如图19所示的交流电源400的交流电压变换为直流电压、并且将交流电源400的电流控制为高功率因数的转换器电路2000，搭载栅极驱动电路。
在图19中，转换器电路2000具备包括Q-U1和Q-U2的U相的支路、包括Q-V1和Q-V2的V相的支路、包括Q-W1和Q-W2的W相的支路、U相的电抗器RU、V相的电抗器RV、W相的电抗器RW、以及控制电路500。
接下来，说明动作。转换器电路2000通过根据从控制电路500输出的驱动信号使栅极驱动电路动作，使转换器电路2000内的开关元件进行导通/截止动作，调整施加到电抗器U、电抗器V、电抗器W的电压，将交流电源400的电流控制为高功率因数，将交流电源400的电力变换为直流电力，传送到直流负载600。
其动作能够应用以往的逆变器电路的控制方法(例如专利公开WO2015/045485号记载的控制方法)。另外，从控制电路500接收到驱动信号的各栅极驱动电路的动作与逆变器电路同样地与实施方式1所示的内容相同、且是一般的动作，所以省略说明。
另外，也可以如图20所示，在将直流电源700的直流电压变换为电压值不同的直流电压的斩波电路3000，搭载栅极驱动电路。
在图20中，斩波电路3000具备包括Q1和Q2的支路、电抗器R以及控制电路800。
接下来，说明动作。斩波电路3000通过根据从控制电路800输出的驱动信号而使栅极驱动电路动作，使斩波电路3000内的开关元件进行导通/截止动作，调整施加到电抗器R的电压，从直流电源700向直流负载900使电压升压而传送电力。
其动作能够应用以往的斩波电路的控制方法(例如WO2016/075996号记载的控制方法)。另外，从控制电路800接收到驱动信号的各栅极驱动电路的动作与逆变器电路同样地与实施方式1所示的内容相同、且是一般的动作，所以省略说明。
在图20中，作为一个例子，示出了升压型的斩波电路，但也可以是降压斩波器、升降压斩波电路等。
此外，本发明能够在该发明的范围内，适宜地变更或者省略实施方式的任意的构成要素。

Claims (15)

1.一种栅极驱动电路，具备：
导通驱动元件，对驱动对象半导体元件的栅极施加导通电压；以及
截止驱动元件，对所述驱动对象半导体元件的所述栅极施加截止电压，
所述栅极驱动电路的特征在于，具备：
回收电路，在所述栅极驱动电路的输出端子之间串联地连接回收开关、电抗器和电容器，能够在所述驱动对象半导体元件接通时回收在所述驱动对象半导体元件的输入电容中积蓄的电荷；以及
控制电路，控制所述导通驱动元件、所述截止驱动元件和所述回收开关。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
具备对所述驱动对象半导体元件施加导通电压的所述导通驱动元件以及施加截止电压的所述截止驱动元件的所述栅极驱动电路是包括正极侧驱动器开关、负极侧驱动器开关、正极侧栅极电源以及负极侧栅极电源的半桥逆变器型栅极驱动电路，
所述回收电路是将正极侧回收开关、正极侧电抗器以及正极侧电容器串联连接的正极侧回收电路和将负极侧回收开关、负极侧电抗器以及负极侧电容器串联连接的负极侧回收电路，在所述半桥逆变器型栅极驱动电路的输出端子之间并联地连接，
所述控制电路为了使所述驱动对象半导体元件接通，在使所述负极侧驱动器开关截止之后，使所述负极侧回收开关导通一定期间，使所述正极侧回收开关导通一定期间，使所述正极侧驱动器开关导通而维持所述驱动对象半导体元件的接通，为了使所述驱动对象半导体元件关断，在使所述正极侧驱动器开关截止之后，使所述正极侧回收开关导通一定期间，使所述负极侧回收开关导通一定期间，使所述负极侧驱动器开关导通而维持所述驱动对象半导体元件的关断。
3.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述控制电路中的控制是以如下方式进行的：在使所述驱动对象半导体元件接通的情况下，使所述负极侧驱动器开关截止的定时和所述负极侧回收开关导通的定时同步，使所述负极侧回收开关截止的定时和所述正极侧回收开关导通的定时同步，使所述正极侧回收开关截止的定时和所述负极侧驱动器开关导通的定时同步。
4.根据权利要求2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述控制电路中的控制是以如下方式进行的：在使所述驱动对象半导体元件关断的情况下，使所述正极侧驱动器开关截止的定时和所述正极侧回收开关导通的定时同步，使所述正极侧回收开关截止的定时和所述负极侧回收开关导通的定时同步，使所述负极侧回收开关截止的定时和所述正极侧驱动器开关导通的定时同步。
5.根据权利要求2至4中的任意一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述正极侧回收开关导通的期间和所述负极侧回收开关导通的期间相等。
6.根据权利要求2至5中的任意一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述正极侧回收开关导通的期间为由所述驱动对象半导体元件的所述输入电容和所述正极侧电抗器决定的谐振周期的半周期，所述负极侧回收开关导通的期间为由所述驱动对象半导体元件的所述输入电容和所述负极侧电抗器决定的谐振周期的半周期。
7.根据权利要求2至6中的任意一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
在所述栅极驱动电路起动时，使所述正极侧驱动器开关和所述正极侧回收开关同时导通一定期间，使所述负极侧驱动器开关和所述负极侧回收开关截止，从所述正极侧栅极电源对所述正极侧电容器进行初始充电。
8.根据权利要求7所述的栅极驱动电路，其特征在于，
使所述正极侧驱动器开关和所述正极侧回收开关同时导通的期间为由所述正极侧电抗器和所述驱动对象半导体元件的所述输入电容决定的谐振周期的1/4倍。
9.根据权利要求2至8中的任意一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述正极侧栅极电源的电压和所述负极侧栅极电源的电压被设定为不同的电压。
10.根据权利要求2至9中的任意一项所述的栅极驱动电路，其特征在于，
使载波波形成为三角波，在所述正极侧驱动器开关中，比较从输入导通占空比减去与所述正极侧回收电路的导通期间相当的占空比而得到的占空比指令值和所述载波波形，来决定所述正极侧驱动器开关的导通期间，在所述负极侧驱动器开关中，比较对所述输入导通占空比加上与所述正极侧回收电路的导通期间相当的占空比而得到的占空比指令值和所述载波波形，来决定所述负极侧驱动器开关的导通期间。
11.根据权利要求10所述的栅极驱动电路，其特征在于，
与所述正极侧回收电路的导通期间相当的占空比和与所述负极侧回收电路的导通期间相当的占空比相等。
12.根据权利要求10所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述正极侧回收电路的导通期间是从第1比较结果和第2比较结果的逻辑和导出的，其中，所述第1比较结果是对所述输入导通占空比加上与正极侧回收电路的导通期间相当的占空比而得到的占空比指令值和所述载波波形的、在所述占空比指令值大的期间输出的比较结果，所述第2比较结果是所述输入导通占空比和所述载波波形的、在所述载波波形大的期间输出的比较结果。
13.根据权利要求10所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述负极侧回收电路的导通期间是根据第1比较结果和第2比较结果的逻辑和计算的，其中，所述第1比较结果是所述输入导通占空比和所述载波波形的、在所述输入导通占空比大的期间输出的比较结果，所述第2比较结果是从所述输入导通占空比减去与负极侧回收电路的导通期间相当的占空比而得到的占空比指令值和所述载波波形的、在所述载波波形大的期间输出的比较结果。
14.根据权利要求1或者2所述的栅极驱动电路，其特征在于，
所述驱动对象半导体元件是宽带隙半导体元件。
15.一种具备栅极驱动电路的电力变换装置，其特征在于，
具备通过栅极驱动电路驱动的至少1个开关元件，所述栅极驱动电路是权利要求1至14中的任意一项所述的栅极驱动电路。
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