CN112491251B - 一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法，属于电力电子领域。电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器T_r、占空比控制电路以及被驱动功率管Q，被驱动功率管Q输入电容C_gs与谐振电感L_r1或L_r2发生谐振；全桥控制电路的开关管S₁～S₄的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，被驱动功率管Q的驱动电压v_{gs_Q}的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变。本发明利用隔离变压器的漏感与被驱动开关管的输入电容谐振，循环利用输入电容中储存的能量，降低开关损耗和所需的驱动功率，同时无需添加外部谐振电感，有助于减小驱动的体积。

Description

一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法

技术领域

本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法。

背景技术

近年来，随着电力电子技术理论和半导体制造工艺水平的快速发展，高频化、高功率密度成为电力电子装置的发展方向。开关频率提高可以减小电容、电感等无源器件的尺寸，从而减小装置体积、提升功率密度。然而，驱动的开关损耗和栅极驱动损耗随着开关频率的提高成比例的增加，也就需要更大的驱动电源模块，直接导致了驱动电路功率密度的降低，成为限制系统功率密度的重要原因。现有的一体化谐振驱动电路虽然能够将功率器件输入电容的能量循环利用以降低驱动损耗，但是受隔离变压器的限制，其输出电压占空比只能为固定值50％。当输出电压占空比改变时，由于变压器所加正负电压时长的不对称，势必会导致变压器的磁通向一个方向积累而饱和，从而影响驱动的正常工作。这就大大限制了隔离谐振驱动电路的使用场合。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，输出驱动电压的占空比能够跟随输入PWM开关信号的占空比改变，旨在解决现有谐振驱动电路占空比固定导致应用场合受限的技术问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路、高频隔离变压器T_r、占空比控制电路以及被驱动功率管Q。

所述全桥控制电路包括一个直流电压源V_C、两条桥臂与四个开关管，第一开关管S₁与第二开关管S₂分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S₃与第四开关管S₄分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S₁和第三开关管S₃的漏极与直流电压源V_C的正极相连接，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极相连接，连接点记为第一桥臂中点A；和第三开关管S₃源极与第四开关管S₄的漏极相连接，连接点记为第二桥臂中点B；第二开关管S₂与第四开关管S₄的源极与直流电压源V_C的负极相连接；输入的PWM信号经过逻辑运算处理为全桥控制电路的四个开关管S₁～S₄的驱动信号。

所述高频隔离变压器T_r包括一个原边绕组L_p、两个副边绕组L₁、L₂以及两个谐振电感L_r1、L_r2，原边绕组L_p的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组L_p的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L₁的同名端与第一谐振电感L_r1的一端连接，副边第一绕组L₁的异名端与副边第二绕组L₂的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L₂的异名端与第二谐振电感L₂的一端连接；第一谐振电感L_r1和第二谐振电感L₂的另一端分别与第五开关管S₅和第七开关管S₇的漏极相接。

所述占空比控制电路包括四个开关管，第五开关管S₅的源极与第六开关管S₆的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S₇的源极与第八开关管S₈的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S₆的漏极与第八开关管S₈的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接。

所述被驱动功率管Q的输入电容由电容C_gs表示。

输入直流电压经过隔离变压器T_r原边四个开关管S₁与S₄、S₂与S₃两两交替导通作用于隔离变压器T_r原边绕组L_p，副边第一绕组L₁与副边第二绕组L₂感应出大小相同、方向相反的电压，与传统全桥电路控制不同，第一桥臂中点A与第二桥臂中点B之间的电压u_AB在一个控制周期T₀内可分为四段，包括两段连续的正压与两段连续的负压，每个阶段之间均留出一小段开关谐振时间t_d，此时第二开关管S₂与第四开关管S₄导通，第一开关管S₁与第三开关管S₃关断，将原边绕组L_p的电压钳位在零电位。

进一步地，两段正压与两段负压的时长相同，保证隔离变压器T_r的磁通平衡，避免磁芯的饱和，第一段正压与第一段负压的时长相同，第二段正压与第二段负压的时长也相同。

进一步地，全桥控制电路的两个正压阶段及两个负压阶段分别对应一个开关周期T_sw，即驱动电路的控制周期T₀对应于被驱动功率管Q的两个连续的开关周期T_SW，T₀＝2T_sw。

占空比控制电路的两个双向开关互补导通，所以某一时刻仅有一个副边绕组工作，输出驱动电压等于该副边绕组的感应电压，双向开关的切换发生在两段正压或两段负压之间，使隔离变压器T_r原边绕组输入电压不变的情况下，驱动输出电压的极性发生变化。

进一步地，输入电容C_gs每次也仅与一个谐振电感发生谐振，经过半个谐振周期，输入电容C_gs的电压反向，被驱动功率管Q由开通/关断转变为关断/开通状态，输入电容C_gs中的能量得以循环利用，开关损耗得以降低。

进一步地，所述原边绕组L_p与两个副边绕组L₁、L₂的匝数相同。

进一步地，所述谐振电感L_r1与L_r2可由隔离变压器T_r的漏感代替。

进一步地，所述八个开关管S₁-S₈使用MOSFET。

本发明另一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：

步骤1：第一开关管S₁与第七开关管S₇共同导通(T_sw*(1-d)-t_d)后关断，第四开关管S₄导通一个开关周期T_sw后关断；

步骤2：第一开关管S₁关断后，第二开关管S₂导通t_d后关断，第五开关管S₅导通一个开关周期T_sw；

步骤3：第二开关管S₂关断后，第一开关管S₁导通(T_sw*d-t_d)后关断；

步骤4：第二开关管S₂导通(T_sw+t_d)直到下个控制周期T₀；

步骤5：进入控制周期T₀的后半周期，第三开关管S₃的动作与前半周期第一开关管S₁的开关情况相同，而第四开关管S₄的动作与第二开关管S₂相同；直到再次进入步骤1，进行循环；

步骤6：步骤5期间，第五开关管S₅关断后，第七开关管S₇导通一个开关周期T_sw。

进一步地，第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第五开关管S₅与第七开关管S₇互补导通。

本发明又一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：步骤1：第一开关管S₁与第五开关管S₅导通T_sw*d后关断；

步骤2：第一开关管S₁与五开关管S₅关断后，第二开关管S₂导通t_d后关断，第七开关管S₇导通T_sw后关断；

步骤3：第二开关管S₂关断后，第一开关管S₁导通T_sw*(1-d)后关断；

步骤4：第一开关管S₁关断后，第二开关管S₂导通(T_sw-t_d)后关断；

步骤5：第七开关管S₇关断后，第五开关管S₅导通T_sw*(1-d)，直到下一个控制周期T₀；

其中，第三开关管S₃的开关动作与第一开关管S₁的动作相同，在时间上滞后一个PWM开关周期T_sw，第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第五开关管S₅与第七开关管S₇互补导通，第六开关管S₆的动作与第五开关管S₅相同，第八开关管S₈的动作与第七开关管S₇相同。进一步地，所述开关周期T_sw表示被驱动功率管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期T_PWM。

进一步地，所述T₀表示驱动电路的控制周期；且有T₀＝2T_sw。

进一步地，所述d为输入PWM信号的占空比，也是驱动电压v_{gs_Q}的的占空比。

进一步地，所述t_d为开关谐振时间，等于被驱动功率管Q的输入电容C_gs与谐振电感L_r1、L_r2谐振周期T_R的一半。

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

(1)本发明利用隔离变压器的漏感与被驱动开关管的输入电容谐振，循环利用输入电容中储存的能量，降低开关损耗和所需的驱动功率，同时无需添加外部谐振电感，有助于减小驱动的体积。

(2)本发明使用一个具有两个副边绕组的隔离变压器，通过两个双向开关控制使两个副边绕组交替工作，以改变输出电压的占空比，同时使隔离变压器的磁通平衡，避免磁芯的饱和。

(3)本发明采用一体化的驱动架构，使用隔离变压器同时进行控制信号与驱动能量的传输，使驱动电路更加紧凑提升功率密度。

附图说明

图1为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的拓扑图；

图2为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型图；

图3为本发明中被驱动功率管Q开通的驱动电压波形图；

图4为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路控制方法1的驱动开关时序图；

图5为本发明提供的控制方法2的驱动开关时序图；

图6至图13分别为本发明实施例的8个开关模态示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。

如图1所示，一种占空比可调的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路，隔离变压器T_r，占空比控制电路以及被驱动功率管Q。所述全桥控制电路包括一个直流电压源V_C、两条桥臂与四个开关管，第一开关管S₁与第二开关管S₂分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S₃与第四开关管S₄分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S₁和第三开关管S₃的漏极与直流电压源V_C的正极相连接，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极相连接，该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S₃的源极与第四开关管S₄的漏极相连接，该点记为第二桥臂中点B；第二开关管S₂与第四开关管S₄的源极与直流电压源V_C的负极相连接；所述高频隔离变压器T_r包括一个原边绕组L_p、两个副边绕组L₁、L₂以及两个谐振电感L_r1、L_r2，谐振电感L_r1、L_r2为隔离变压器的漏感。原边绕组L_p的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组L_p的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L₁的同名端与第一谐振电感L_r1的一端连接，副边第一绕组L₁的异名端与副边第二绕组L₂的同名端、被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L₂的异名端与第二谐振电感L₂的一端连接；第一谐振电感L_r1和第二谐振电感L₂的另一端分别与第五开关管S₅和第七开关管S₇的漏极相接；所述占空比控制电路包括四个开关管，第五开关管S₅的源极与第六开关管S₆的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S₇的源极与第八开关管S₈的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S₆的漏极与第八开关管S₈的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；D₅～D₈表示开关管S₅～S₈的体二极管。

下面结合附图2～图13对本发明占空比可调的一体化谐振驱动电路的具体工作原理进行详细的描述。

首先对开关过程进行分析。本发明的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型如图2所示。R_DS(on)与C_oss分别表示驱动开关管S₁～S₈的导通电阻与输出电容。R_d表示电流回路中的阻尼电阻，R_sg表示隔离变压器绕线电阻与被驱动功率管Q的栅极电阻R_g的总和。

首先对被驱动功率管Q的开通过程进行分析。谐振电感L_r1与被驱动功率管Q的输入电容C_gs构成的串联谐振中，谐振角频率ω_R和谐振周期T_R分别为：

式中L_r1表示谐振电感的值，C_gs表示功率管Q的输入电容值。

图3所示为功率管Q开通过程的实际电压和电流波形。在开关谐振阶段[t₀-t₁]，栅极电流i_Lr1流经等效电阻R_sg、开关管S₂、S₄、S₅、S₆的通态电阻R_DS(on)。当取t₀＝0，功率管Q的驱动电压v_{gs_Q}等于

式中R为回路电阻的总和，R＝4R_DS(on)+R_sg，

由于谐振回路中电阻的能量损耗，谐振阶段结束时驱动电压v_{gs_Q}幅值不能达到电源电压V_C，与V_C的差值为ΔV，如图3所示。当t₁＝T_R/2，v_{gs_Q}达到最大值，由上式可知，ΔV的值为：

在t₁时刻，S₂关断，S₁开通，u_AB＝V_C，驱动电压v_{gs_Q}在电源的作用下上升至V_C。Q开通过程中电源提供的能量为C_gs*V_C*ΔV。

由于驱动电路输出的正压与负压幅值相等，所以功率管Q的关断过程与开通过程的分析基本一致，仅电压的变化情况相反。同样的，关断过程电源提供的能量也为C_gs*V_C*ΔV。

图4为控制方法1的驱动开关时序图，图5为控制方法2的驱动开关时序图。稳态下驱动电路在一个周期内共有8个开关模态，分别对应于图4或图5中的[t₀-t₁]、[t₁-t₂]、[t₂-t₃]、[t₃-t₄]、[t₄-t₅]、[t₅-t₆]、[t₆-t₇]、[t₇-t₈]，下面以控制方法1为例，对各个模态的工作原理具体分析。为了简化分析过程，下述开关过程均为忽略损耗的理想情况。

模态1[t₀-t₁]：如图6所示，控制开关管S₂与S₃导通、S₁与S₄关断，使隔离变压器T_r原边绕组L_p电压u_AB为电源电压-V_C。由于变压器的变比n_p:n₁:n₂＝1:1:1，副边绕组L₁与L₂的感应电压也被钳位在-V_C。此时开关管S₅与S₆导通，副边绕组L₁工作，输出电压为-V_C。故此阶段v_{gs_Q}保持在-V_C，被驱动功率管Q保持关断状态。

模态2[t₁-t₂]：如图7所示，t₁时刻之前，隔离变压器原/副边电流均为零。故t₁时刻，开关管S₃零电流关断、S₄零电流开通，占空比控制电路开关管S₅零电流关断、S₇零电流开通。隔离变压器T_r原边电压u_AB＝0，则副边绕组L₁与L₂的感应电压也为0。由于开关管S₅关断，故谐振电感L_r1断路，无法与输入电容C_gs发生谐振。开关管S₇处于导通状态，输入电容C_gs与谐振电感L_r2构成串联谐振电路。忽略损耗的影响，t₂时刻(t₂-t₁＝T_R/2)，电流i_Lr2＝0，驱动电压v_{gs_Q}由-V_C上升至V_C，功率器件Q开通。

模态3[t₂-t₃]：如图8所示，电流i_p＝i_Lr2＝0，开关管S₄零电流关断、S₃零电流开通，原边绕组L_p电压u_AB＝-V_C，副边绕组L₂感应电压为-V_C。由于副边绕组L₂的同名端与功率管Q的源极相连接，异名端通过双向开关S7与功率管Q的栅极相连接，故输出电压为V_C。在此阶段，驱动电压v_{gs_Q}＝V_C不变，Q保持导通。

模态4[t₃-t₄]：如图9所示，t₃时刻之前，变压器原/副边电流均为零。t₃时刻，S₃关断、S₄开通，u_AB＝0。副边占空比控制电路开关管S₅与S₇不动作。输入电容C_gs与谐振电感L_r2构成串联谐振，至t₄时刻，驱动电压v_{gs_Q}由V_C下降为-V_C，功率管Q关断。

模态5[t₄-t₅]：如图10所示，开关管S2零电流关断、S1零电流开通，原边绕组L_p电压u_AB钳位在V_C。副边绕组L₂工作，输出电压为-V_C。在此阶段v_{gs_Q}稳定在-V_C，功率管Q保持关断。

模态6[t₅-t₆]：如图11所示，开关管S₁零电流关断、开关管S₂零电流开通，u_AB＝0。零电流关断开关管S₇、打开开关管S₅。副边第一绕组L₁和第一谐振电感L_r1与驱动回路相连，副边第二绕组L₂回路断开。那么输入电容C_gs将与谐振电感L_r1发生谐振，驱动电压v_{gs_Q}上升。忽略损耗影响，t₆时刻，v_{gs_Q}＝V_C，功率管Q开通。

模态7与模态8的工作情况与模态3和模态4相似，如图12与图13所示，区别在于副边第一绕组L₁工作，第二绕组L₂被断路，这里不再赘述。

t₈时刻以后，驱动电路工作状态回到模态1，不再重复叙述。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，所述占空比可调节的一体化谐振驱动电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器T_r、占空比控制电路以及被驱动功率管Q；

所述全桥控制电路包括一个直流电压源V_C、第一桥臂、第二桥臂与第一至第四开关管S₁~S₄，第一开关管S₁与第二开关管S₂分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S₃与第四开关管S₄分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S₁和第三开关管S₃的漏极与直流电压源V_C的正极相连接，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极相连接，该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S₃源极与第四开关管S₄的漏极相连接，该点记为第二桥臂中点B；第二开关管S₂与第四开关管S₄的源极与直流电压源V_C的负极相连接；所述高频隔离变压器T_r包括一个原边绕组L_p、两个副边绕组L₁、L₂以及两个谐振电感L_r1、L_r2，原边绕组L_p的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组L_p的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L₁的同名端与第一谐振电感L_r1的一端连接，副边第一绕组L₁的异名端与副边第二绕组L₂的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L₂的异名端与第二谐振电感L_r2的一端连接；第一谐振电感L_r1和第二谐振电感L_r2的另一端分别与第五开关管S₅和第七开关管S₇的漏极相接；所述占空比控制电路包括第五至第八开关管S₅~S₈，第五开关管S₅的源极与第六开关管S₆的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S₇的源极与第八开关管S₈的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S₆的漏极与第八开关管S₈的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；所述被驱动功率管Q输入电容C_gs与谐振电感L_r1或L_r2发生谐振；所述全桥控制电路的开关管S₁~S₄的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，所述被驱动功率管Q的驱动电压v_{gs_Q}的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变；其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：第一开关管S₁与第七开关管S₇共同导通T_sw*（1-d）-t_d后关断，第四开关管S₄导通一个PWM开关周期T_sw后关断；

步骤2：第一开关管S₁关断后，第二开关管S₂导通t_d后关断，第五开关管S₅导通一个开关周期T_sw；

步骤3：第二开关管S₂关断后，第一开关管S₁导通T_sw*d-t_d后关断；

步骤4：第二开关管S₂导通T_sw+t_d直到下个控制周期T₀；

步骤5：进入控制周期T₀的后半周期，第三开关管S₃的动作与前半周期第一开关管S₁的开关情况相同，而第四开关管S₄的动作与第二开关管S₂相同；直到再次进入步骤1，进行循环；

步骤6：步骤5期间，第五开关管S₅关断后，第七开关管S₇导通一个开关周期T_sw；

其中，第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第五开关管S₅与第七开关管S₇互补导通，第六开关管S₆的开关动作与第五开关管S₅相同，第八开关管S₈的开关动作与第七开关管S₇相同；

开关周期T_sw为被驱动功率管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期T_PWM，T₀为控制周期，d为输入PWM信号的占空比，等于驱动电压v_{gs_Q}的正压的占空比，t_d为开关谐振时间。

2.一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，所述占空比可调节的一体化谐振驱动电路包括全桥控制电路、高频隔离变压器T_r、占空比控制电路以及被驱动功率管Q；

所述全桥控制电路包括一个直流电压源V_C、第一桥臂、第二桥臂与第一至第四开关管S₁~S₄，第一开关管S₁与第二开关管S₂分别位于第一桥臂的高侧与低侧，第三开关管S₃与第四开关管S₄分别位于第二桥臂的高侧与低侧；第一开关管S₁和第三开关管S₃的漏极与直流电压源V_C的正极相连接，第一开关管S₁的源极与第二开关管S₂的漏极相连接，该点记为第一桥臂中点A；第三开关管S₃源极与第四开关管S₄的漏极相连接，该点记为第二桥臂中点B；第二开关管S₂与第四开关管S₄的源极与直流电压源V_C的负极相连接；所述高频隔离变压器T_r包括一个原边绕组L_p、两个副边绕组L₁、L₂以及两个谐振电感L_r1、L_r2，原边绕组L_p的同名端接于第一桥臂的中点A，原边绕组L_p的异名端接于第二桥臂的中点B；副边第一绕组L₁的同名端与第一谐振电感L_r1的一端连接，副边第一绕组L₁的异名端与副边第二绕组L₂的同名端以及被驱动功率器件Q的源极相连；副边第二绕组L₂的异名端与第二谐振电感L_r2的一端连接；第一谐振电感L_r1和第二谐振电感L_r2的另一端分别与第五开关管S₅和第七开关管S₇的漏极相接；所述占空比控制电路包括第五至第八开关管S₅~S₈，第五开关管S₅的源极与第六开关管S₆的源极连接，构成第一双向开关；第七开关管S₇的源极与第八开关管S₈的源极连接，构成第二双向开关；第六开关管S₆的漏极与第八开关管S₈的漏极、被驱动功率管Q的栅极连接；所述被驱动功率管Q输入电容C_gs与谐振电感L_r1或L_r2发生谐振；所述全桥控制电路的开关管S₁~S₄的驱动信号由输入PWM信号经过逻辑运算得到，所述被驱动功率管Q的驱动电压v_{gs_Q}的占空比能够跟随输入PWM信号的占空比改变而改变；其特征在于，包括以下步骤：

步骤1：第一开关管S₁与第五开关管S₅导通T_sw*d后关断；

步骤2：第一开关管S₁与第五开关管S₅关断后，第二开关管S₂导通t_d后关断，第七开关管S₇导通T_sw后关断；

步骤3：第二开关管S₂关断后，第一开关管S₁导通T_sw*(1-d)后关断；

步骤4：第一开关管S₁关断后，第二开关管S₂导通T_sw-t_d后关断；

步骤5：第七开关管S₇关断后，第五开关管S₅导通T_sw*(1-d)，直到下一个控制周期T₀；

其中，第三开关管S₃的开关动作与第一开关管S₁相同，在时间上滞后一个PWM开关周期T_sw，第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通，第五开关管S₅与第七开关管S₇互补导通，第六开关管S₆的开关动作与第五开关管S₅相同，第八开关管S₈的开关动作与第七开关管S₇相同；

开关周期T_sw为被驱动功率管Q的开关周期，等于输入PWM信号的周期T_PWM，T₀为控制周期，d为输入PWM信号的占空比，等于驱动电压v_{gs_Q}的正压的占空比，t_d为开关谐振时间。

3.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，被驱动功率管Q的开关周期T_sw和控制周期T₀的关系为：T₀=2T_sw。

4.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于，开关谐振时间t_d等于被驱动功率管Q的输入电容C_gs与谐振电感L_r1、L_r2谐振周期T_R的一半。

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