CN113765342A - 一种谐振驱动电路及其控制方法 - Google Patents

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CN113765342A CN202111026388.9A CN202111026388A CN113765342A CN 113765342 A CN113765342 A CN 113765342A CN 202111026388 A CN202111026388 A CN 202111026388A CN 113765342 A CN113765342 A CN 113765342A
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Abstract

本发明提供了一种谐振驱动电路及其控制方法，其中谐振驱动电路主要由驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络三部分组成；驱动变压器实现原副边隔离的同时，利用其原边励磁电感与副边负载的谐振，通过控制驱动变压器上电平的正负及导通时刻以达到减小功耗和简化电路结构的目的；且通过副边阻抗分压网络实现正负非对称双极性电压输出，从而适用于多种开关器件的驱动，扩大了驱动电路的适用范围；本发明的优点在于以尽量简单的电路结构实现了适用于多种功率开关器件的非对称双极性谐振驱动，并且具有较高的效率、抗扰性和稳定性。

Description

一种谐振驱动电路及其控制方法
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种谐振驱动电路及其控制方法，尤其涉及一种隔离型非对称双极性谐振驱动电路及其控制方法。
背景技术
目前常用的开关管(包括MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管)和IGBT(绝缘栅双极晶体管))隔离型驱动电路采用驱动电阻的方案，其驱动损耗随开关频率的增加快速增大，高频时驱动损耗很大。
随着电力电子技术的发展，SiC器件已经逐渐成为主流开关器件，其一般应用在开关频率较高的场合，且其对驱动电路的要求较高，为了满足各种场合的需要，一般要求驱动电路具有正负非对称双极性输出、原副边隔离且具有较小的驱动损耗。目前采用的隔离型谐振驱动方案不仅原边控制复杂，一般需要全桥或者半桥等拓扑且这些小功率的开关管仍需要复杂的驱动电路；另外，谐振方案需要在电路中增加电感或采用变压器漏感的方案，增加电感会增加电路复杂度和成本，而变压器漏感一般难以精确设计；最后，目前产生非对称双极性电压的方法也比较复杂，需要两个电源或者较为复杂的副边电路设计，难以实现正负非对称双极性输出，有些电路虽然可以实现正负非对称双极性的输出，但是没有钳位电路，无法保证器件工作在最佳工作点。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：本发明提供了一种谐振驱动电路及其控制方法，以解决现有技术中开关管(尤其是SiC-MOSFET)驱动电路在高频时损耗大、难以实现非对称双极性驱动、且结构及控制复杂的问题。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
本发明第一方面提供一种谐振驱动电路，包括：依次进行电路连接的驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络；
所述驱动信号生成及控制电路，用于将所述谐振驱动电路的控制信号转换为驱动脉冲信号，并将所述驱动脉冲信号传输至所述驱动变压器；
所述驱动变压器，用于根据输入的驱动脉冲信号执行相应动作，并输出对称双极性驱动信号至所述分压阻抗网络，同时为所述谐振驱动电路提供谐振电感；
所述分压阻抗网络，用于对驱动变压器输出的对称双极性驱动信号进行偏压处理，得到正负非对称双极性驱动信号并将所述正负非对称双极性驱动信号输出至主开关管，其中，所述正负非对称双极性驱动信号用于控制所述主开关管开启或关断。
本发明第二方面提供一种谐振驱动电路控制方法，应用于谐振驱动电路，所述谐振驱动电路包括：依次进行电路连接的驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络；所述控制方法包括：
控制主开关管关断：
初始状态：主开关管门极电平为正驱动电平，主开关管处于开通状态；
关断过程：t0时刻改变输入控制信号，控制所述驱动信号生成及控制电路中驱动电源与所述驱动变压器断开，主开关管门极电平从正驱动电平谐振至负向峰值时(记此时为时刻t1)，关断过程完成；
保持关断：t1时刻改变输入控制信号，控制输入所述驱动变压器的电平为负电压，主开关管门极电平保持在负驱动电平，主开关管保持关断状态。
控制主开关管开通：
初始状态：主开关管门极电平为负驱动电平，主开关管处于关断状态；
开通过程：t2时刻改变输入控制信号，控制所述驱动信号生成及控制电路中驱动电源与所述驱动变压器断开，主开关管门极电平从负驱动电平谐振至正向峰值时(记此时为时刻t3)，开通过程完成；
保持开通：t3时刻改变输入控制信号，控制输入所述驱动变压器的电平为正电压，主开关管门极电平保持在正驱动电平，主开关管保持开通状态；
其中，通过控制所述驱动变压器谐振电感的大小控制主开关管开关速度。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1.利用驱动变压器可实现原副边隔离的作用，同时利用变压器原边励磁电感与副边负载谐振的方案，达到减小驱动电路功耗的目的，不需增加额外的谐振电感，在减小驱动损耗的同时，简化设计和电路结构。
2.副边阻抗网络实现正负非对称双极性电压的输出，通过调整阻抗网络的参数即可调整输出正负电压值的大小，从而适用于多种开关器件的驱动，扩大了驱动电路的适用范围。
3.通过控制输入驱动变压器驱动脉冲信号的导通，使得在开关管开关过程中驱动变压器电感与副边负载谐振，减小电路功耗，在开关管完成开关动作后，开关管门极电压被钳位，保证器件工作在最佳工作点。
附图说明
下面结合附图详述本发明的具体结构
图1为本发明电路结构构架图；
图2为本发明一实施方式电路拓扑结构示意图；
图3为图2所示电路中关键点信号的逻辑时序图；
图4为本发明另一实施方式电路拓扑结构示意图；
图5为本发明另一实施方式电路拓扑结构示意图；
图6为本发明另一实施方式电路拓扑结构示意图；
图7为本发明控制方法流程框图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
本发明第一方面提供了一种谐振驱动电路，用以驱动主开关管的开通与关断，被驱动的主开关管可以为IGBT(绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(金属-氧化物半导体场效应晶体管)，包括Si基、SiC、GaN等。
如图1所示的电路组成构架图，本发明提供一种谐振驱动电路主要由三部分组成，包括：驱动信号生成及控制电路10、驱动变压器20及分压阻抗网络30，驱动信号生成及控制电路10设置于驱动变压器20的原边侧；分压阻抗网络30设置于驱动变压器20的副边侧，其中：
原边驱动信号生成及控制电路10生成驱动脉冲信号，其主要用于将谐振驱动电路的控制信号转换为驱动脉冲信号，并将驱动脉冲信号传输至驱动变压器20；驱动变压器20用于根据输入的驱动脉冲信号进行动作，并输出对称双极性驱动信号至分压阻抗网络，同时为谐振驱动电路提供谐振电感；分压阻抗网络30用于对驱动变压器20输出的对称双极性驱动信号进行偏压处理，得到正负非对称双极性驱动信号并将正负非对称双极性驱动信号传输至主开关管。
具体地，驱动信号生成及控制电路10包括驱动电源101、电平转换电路102和驱动脉冲生成电路103，电平转换电路102可以直接用双路驱动芯片，例如芯片PM8834及其周边电路组成，也可通过模拟电路搭建或其他电平转换电路实现，例如利用功率管搭建推挽电路。该电平转换电路102与主开关管的驱动电源使用的是同一个电源VCC，不需要做隔离，VCC一般选取低于20V的电压，同时可以直接利用该电源驱动原边驱动脉冲生成电路103。
驱动脉冲生成电路103可以由半桥电路、全桥电路或其他变形拓扑构成，电平转换电路102的输出端连接于驱动脉冲生成电路103，当主开关管需要开关时，驱动脉冲生成电路103控制驱动变压器20输入为零，此时变压器原边励磁电感与副边负载谐振，循环利用能量；谐振至设计值之后，原边将驱动变压器20输入钳位在电源电压，此时输出电压也会被钳位，保证输出电压稳定在器件最佳工作点，提高电路的抗扰性和稳定性。
驱动变压器20可以为传统磁芯加线圈的方式制作的变压器，优选磁芯为EE型磁芯，也可以为平面变压器，变压器T也可设计一个原边绕组一个副边绕组控制一个主开关管的开关或者通过设计多个副边绕组同时控制多个主开关管的开关，同时利用变压器原边励磁电感与副边负载(主要是主开关管门极电容)谐振的方案，达到减小驱动电路功耗的目的，不需增加额外的谐振电感，对原副边电路进行简化设计，保证整个电路能够输出正负非对称双极性的电压，具有最简单的结构。
分压阻抗网络30通过设计充放电回路的不同，调整阻抗网络各点稳定时的电压值，从而将正负对称的电压实现偏移以适应正负非对称双极性驱动场合的应用。
实施例1
请参阅图2，图2提供了本发明谐振驱动电路的其中一种电路拓扑结构图。
在本实施方式中，驱动信号生成及控制电路10包括驱动电源VCC、电平转换电路102和驱动脉冲生成电路103，电平转换电路102直接采用双路驱动芯片及其周边电路组成。驱动脉冲生成电路103采用一个小功率PMOS加一个小功率NMOS，结合第一电容C1和第二电容C2构成半桥电路，其中，PMOS和NMOS的门极连接于电平转换电路的输出端，PMOS的源极连接驱动电源正极，PMOS的漏极连接于NMOS的漏极，NMOS的源极接地，第一电容C1并联在PMOS的源极和漏极上，第二电容C2并联在NMOS的源极和漏极上，PMOS漏极与NMOS漏极连接驱动变压器原边绕组的一端，第一电容C1与第二电容C2连接于驱动变压器原边绕组的另一端，第一电容C1和第二电容C2具有相同大小的电容值。此电路结构使得原边所有信号均可共地(包括控制信号、电平转换电路、小功率MOS管驱动电路)，不需要复杂的隔离或者自举电路，简化电路结构，需要说明的是，半桥电路中的开关管也可由其他器件(例如三极管)或两个同类型的MOS管构成。
驱动变压器20包括一个原边和一个副边，一个副边连接一个分压阻抗网络30，用于控制一个主开关管40的开关。
分压阻抗网络30由第三电容C3，第四电容C4，第一电阻R1，第二电阻R2和二极管D组成，二极管D优选为肖特基二极管或快恢复二极管，其中第一电阻R1与第三电容C3并联，第二电阻R2与第四电容C4并联，第一电阻R1与第三电容C3并联一端连接驱动变压器副边绕组一端(将该端定义为分压阻抗网络输入的正端)，第二电阻R2与第四电容C4并联一端连接驱动变压其副边绕组另一端(将该端定义为分压阻抗网络输入的负端)，两并联电阻电容网络不连接变压器副边绕组端通过二极管D连接，其中二极管D的阳极连接第一电阻R1与第三电容C3并联侧，二极管D的阴极连接第二电阻R2和第四电容C4并联侧；其通过设计充放电回路的不同，调整阻抗网络各点稳定时的电压值，从而将正负对称的电压偏移实现正负非对称双极性电压输出，从而适用于多种开关器件的驱动，扩大驱动电路的适用范围。
该电路的基本原理如下：
控制信号1和控制信号2可以由任意数字控制芯片或者模拟信号得到，其经过电平转换电路102转换为可以直接驱动小功率MOS的信号，电平转换电路102实现了电平转换功能并将控制信号转换为具有较大驱动能力的驱动信号。通过控制控制信号1和控制信号2的占空比及相位关系即可控制原边小功率PMOS和原边小功率NMOS的通断，进而控制驱动变压器20原边电压波形，典型的波形如附图3所示。
电路处于稳态工作时，第二电容C2两端电压应为VCC/2，原边小功率PMOS与原边小功率NMOS互补导通且需添加一定时间的死区，防止两个开关管同时导通，且该段死区时间需要根据电路谐振参数设计。当原边小功率PMOS开通、原边小功率NMOS关断时，驱动变压器20原边两端电压被钳位在VCC/2；当原边小功率NMOS开通、原边小功率PMOS关断时，驱动变压器20原边两端电压被钳位在-VCC/2；当原边小功率NMOS、原边小功率PMOS均关断时，变压器原边励磁电感与副边负载产生谐振，所以该段时间需要根据实际电路的谐振参数设计，保证死区时间结束时主开关管门极驱动电压已经谐振至要求值，从而达到减小驱动损耗的目的。
此外，驱动变压器20原副边匝比需要根据主开关管所需驱动电压以及驱动电源决定，例如驱动电源为18V，主开关管要求驱动电压为+15V(开通)/-3V(关断)，则可设计变压器匝比为1：1，另外由于变压器原边励磁电感直接参与谐振，其决定了谐振频率和峰值，所以实际设计时应该根据实际开关管的门极电容大小选择合适的励磁电感。副边通过二极管D导致驱动变压器副边绕组电压为正和电压为负时具有不同的电流回路，从而达到在稳态时正负输出电压不同的目的，实际设计时需要设计阻抗网络的参数，调节输出电压正负值的大小，最后在分压阻抗网络和主开关管间设置第三电阻R3为主开关管门极电容提供放电回路。
实施例2
请参阅图4所示，图4提供了本发明谐振驱动脉冲电路的另一实施方式，本实施例提供的电路拓扑图在电路结构上与实施例1的区别在于：驱动脉冲生成电路103采用全桥电路，控制信号经过电平转换电路102转换为驱动信号控制全桥电路中三极管或MOS管的通断，进而控制驱动变压器20原边电压波形。其他如驱动变压器20、分压阻抗网络30、主开关管40的结构与连接与实施例1中的方案并无差别，在此不再赘述；应当理解，本实施例所提供的电路拓扑结构图是对实施例1中的驱动脉冲生成电路的实施方式进行替换，其效果同样能够达到实施例1中的效果。
实施例3
请参阅图5所示，图5提供了本发明谐振驱动脉冲电路的另一种实施方式，本实施例提供的电路拓扑图在电路结构上与实施例1的区别在于：本实施例中驱动变压器20具有一个原边绕组和两个副边绕组，相应的，两个副边绕组分别连接有两个分压阻抗网络301和302同时控制两个主开关管401和402，其中，两个副边绕组区别为一个副边绕组同名端连接在分压阻抗网络301输入的正端，而另一个副边绕组同名端连接在分压阻抗网络302输入的负端，即两副边绕组反相。其也可以设计多个同相或反相的副边绕组控制多个主开关管，其他如驱动信号生成及控制电路的结构与连接与实施例1中的方案并无差别，在此不再赘述。
实施例4
请参阅图6所示，图6提供了本发明谐振驱动脉冲电路的另一种实施方式，本实施例提供的电路拓扑图在电路结构上与实施例1的区别在于：若所驱动的主开关管40不需要正负非对称的驱动信号(例如Si基的MOSFET或IGBT)，则可以省去分压阻抗网络30部分，从而输出正负对称的驱动信号，以进一步降低电路的复杂度和成本。其余电路结构以及控制方法与实施例1中并无差别，在此不再赘述。
本发明第二方面提出谐振驱动电路控制方法，应用于上述依次进行电路连接的驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络；如图7所示的控制流程图，该控制方法包括：
控制主开关管关断：
初始状态：初始时刻控制信号控制驱动信号生成及控制电路输出至驱动变压器原边的电压为正电压，主开关管门极电平保持在正驱动电平，主开关管保持开通状态；
关断过程：t0时刻改变输入控制信号，其特征在于其可控制驱动信号生成及控制电路中驱动电源与驱动变压器断开，此过程中变压器谐振电感与后端负载自由谐振，主开关管门极电平从正驱动电平谐振至负驱动电平；主开关管门极电平谐振至负向峰值时(记此时刻为t1时刻)，关断过程完成；
保持关断：t2时刻改变输入控制信号，其特征在于其可控制驱动信号生成及控制电路输出至驱动变压器原边的电压为负电压，此过程中主开关管门极电平保持在负驱动电平，主开关管保持关断状态。
控制主开关管开通：
初始状态：初始时刻控制信号控制驱动信号生成及控制电路输出至驱动变压器原边的电压为负电压，主开关管门极电平保持在负驱动电平，主开关管保持关断状态；
开通过程：t2时刻改变输入控制信号，其特征在于其可控制驱动信号生成及控制电路中驱动电源与驱动变压器断开，此过程中变压器谐振电感与后端负载自由谐振，主开关管门极电平从负驱动电平谐振至正驱动电平；主开关管门极电平谐振至正向峰值时(记此时刻为t3时刻)，开通过程完成；
保持开通：t3时刻改变输入控制信号，其特征在于其可控制驱动信号生成及控制电路输出至驱动变压器原边的电压为正电压，此过程中主开关管门极电平保持在正驱动电平，主开关管保持开通状态。
其中，通过控制驱动变压器谐振电感的大小控制主开关管开关速度，谐振电感越小，则谐振周期越短，开关速度也就越快。开通、关断过程所需时间可由驱动变压器谐振电感及主开关管门极电容等参数计算得到，但实际计算比较复杂，工程上可通过线下测试的方式得到开关过程所需时间，进而确定输入控制信号的相位。
综上，本发明提供的谐振驱动电路及其控制方法，利用驱动变压器实现原副边隔离的同时，利用其原边励磁电感与副边负载的谐振以达到减小功耗和简化电路结构的目的；当开关管需要开关时，原边驱动脉冲生成电路控制驱动变压器与所述驱动信号生成及控制电路中的驱动电源断开，此时变压器原边励磁电感与副边负载谐振，循环利用能量；谐振至设计值之后，原边将驱动变压器输入钳位在电源电压，此时输出电压也会被钳位，保证输出电压稳定在器件最佳工作点；提高电路的抗扰性和稳定性；同时原边利用控制及电平转换电路和驱动脉冲生成电路生成驱动脉冲，通过设计可将原边电路大大简化，不需要复杂的自举电路或隔离电路。最后副边通过阻抗分压网络实现正负非对称双极性电压输出，从而适用于多种开关器件的驱动，扩大了驱动电路的适用范围。
以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种谐振驱动电路，其特征在于，包括：依次进行电路连接的驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络；
所述驱动信号生成及控制电路，用于将所述谐振驱动电路的控制信号转换为驱动脉冲信号，并将所述驱动脉冲信号传输至所述驱动变压器；
所述驱动变压器，用于根据输入的所述驱动脉冲信号执行相应动作，并输出对称双极性驱动信号至所述分压阻抗网络，同时为所述谐振驱动电路提供谐振电感；
所述分压阻抗网络，用于对所述对称双极性驱动信号进行偏压处理，得到正负非对称双极性驱动信号，并将所述正负非对称双极性驱动信号传输至主开关管，其中，所述正负非对称双极性驱动信号用于控制所述主开关管开启或关断。
2.根据权利要求1所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述驱动信号生成及控制电路包括驱动电源、电平转换电路和驱动脉冲生成电路，所述驱动电源同时为所述电平转换电路和驱动脉冲生成电路进行供电，所述电平转换电路的输出端连接于所述驱动脉冲生成电路。
3.根据权利要求2所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述电平转换电路由驱动芯片构成或通过模拟电路搭建。
4.根据权利要求3所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述驱动脉冲生成电路为半桥电路，由开关管PMOS、NMOS和第一电容C1、第二电容C2组成；所述PMOS和NMOS的门极连接于所述电平转换电路的输出端，所述PMOS的源极连接所述驱动电源正极，所述PMOS的漏极连接于所述NMOS的漏极，所述NMOS的源极接地，所述第一电容C1并联在所述PMOS的源极和漏极上，所述第二电容C2并联在所述NMOS的源极和漏极上，所述PMOS漏极与所述NMOS漏极连接所述驱动变压器原边绕组的一端，所述第一电容C1与所述第二电容C2连接于所述驱动变压器原边绕组的另一端。
5.根据权利要求3所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述驱动脉冲生成电路还包括全桥电路或其他电路拓扑结构。
6.根据权利要求1所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述驱动变压器包括一个原边绕组和至少一个副边绕组。
7.根据权利要求6所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述驱动变压器包括一个原边绕组和两个副边绕组，且所述两个副边绕组反相，或所述驱动变压器包括一个原边绕组及多个用于多个开关管驱动的同相或反相的副边绕组。
8.根据权利要求1所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述分压阻抗网络由第三电容C3，第四电容C4，第一电阻R1，第二电阻R2，二极管D组成，所述第一电阻R1与第三电容C3并联，所述第二电阻R2与所述第四电容C4并联，所述第一电阻R1与所述第三电容C3并联一端连接所述驱动变压器副边绕组一端，所述第二电阻R2与所述第四电容C4并联一端连接所述驱动变压其副边绕组另一端，两并联电阻电容网络不连接变压器副边绕组端通过所述二极管D连接，其中所述二极管D的阳极连接所述第一电阻R1与所述第三电容C3并联侧，所述二极管D的阴极连接所述第二电阻R2和所述第四电容C4并联侧。
9.根据权利要求8所述的谐振驱动电路，其特征在于，所述二极管D为肖特基二极管或快恢复二极管。
10.一种谐振驱动电路控制方法，其特征在于，应用于谐振驱动电路，所述谐振驱动电路包括：依次进行电路连接的驱动信号生成及控制电路、驱动变压器和分压阻抗网络；所述控制方法包括：
控制主开关管关断：
初始状态：主开关管门极电平为正驱动电平，主开关管处于开通状态；
关断过程：t0时刻改变输入控制信号，控制所述驱动信号生成及控制电路中驱动电源与所述驱动变压器断开，主开关管门极电平从正驱动电平谐振至负向峰值时(记此时为时刻t1)，关断过程完成；
保持关断：t1时刻改变输入控制信号，控制输入所述驱动变压器的电压为负电压，主开关管门极电平保持在负驱动电平，主开关管保持关断状态；
控制主开关管开通：
初始状态：主开关管门极电平为负驱动电平，主开关管处于关断状态；
开通过程：t2时刻改变输入控制信号，控制所述驱动信号生成及控制电路中驱动电源与所述驱动变压器断开，主开关管门极电平从负驱动电平谐振至正向峰值时(记此时为时刻t3)，开通过程完成；
保持开通：t3时刻改变输入控制信号，控制输入所述驱动变压器的电平为正电压，主开关管门极电平保持在正驱动电平，主开关管保持开通状态；
其中，通过控制所述驱动变压器谐振电感的大小控制主开关管开关速度。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN114094988A (zh) * 2022-01-18 2022-02-25 杭州维纳安可医疗科技有限责任公司 具有脉冲检测功能的脉冲发生电路、设备及方法

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