DE112016005884T5 - Gate-treiberschaltung und energie-umwandlungseinrichtung, die die gate-treiberschaltung enthält - Google Patents

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Abstract

Eine Gate-Treiberschaltung (100), die ein Treiber-Einschaltelement aufweist, das eine Einschaltzustand-Spannung an ein Gate (201) eines Treiberziel-Halbleiterelements (200,6) anlegt, und ein Treiber-Ausschaltelement aufweist, das eine Ausschaltzustand-Spannung an das Gate (201) anlegt, ist derart konfiguriert, dass ein Wiederherstellungs schalter (411, 431, 81, 91), eine Spule (412, 422, 82, 92) und ein Kondensator (413, 423, 83, 93) in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gate-Treiberschaltung (100) geschaltet sind, und zwar als eine Wiederherstellungsschaltung (104), die eine Ladung wiederherstellen kann, die in der Eingangskapazität (202, 7) des Treiberziel-Halbleiterelements (200, 6) beim Einschalten akkumuliert wird, und das Treiber-Einschaltelement, das Treiber-Ausschaltelement und der Wiederherstellungsschalter von einer Steuerungsschaltung (105) gesteuert werden, so dass die Leistungsaufnahme der Gate-Treiberschaltung (100) verringert wird.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gate-Treiberschaltung und insbesondere eine Gate-Treiberschaltung, die Energie von einer Energieversorgung an ein Gate eines Halbleiter-Schaltelement zuführt und das Gate treibend ein- und ausschaltet.
  • Stand der Technik
  • Eine Gate-Treiberschaltung eines spannungsgetriebenen Halbleiter-Schaltelements (eines Treiberziel-Halbleiterelements) weist Folgendes auf: ein Treiber-Einschaltelement, das eine Einschaltzustand-Spannung an ein Gate des Treiberziel-Halbleiterelements zuführt; und ein Treiber-Ausschaltelement, das eine Ausschaltzustand-Spannung an das Gate zuführt. Das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements wird so gesteuert, dass es einen Einschaltzustand oder einen Ausschaltzustand annimmt, und zwar dadurch, dass das eine von dem Treiber-Einschaltelement und dem Treiber-Ausschaltelement eingeschaltet wird und das andere ausgeschaltet wird.
  • Wenn Spannung an das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements angelegt wird, ändert sich die Gatespannung um das Verhältnis gemäß einer Konstante, die von einer parasitären Kapazität des Gates und dem Wert des Widerstands bis zum Gate bestimmt wird, da dieser Widerstand mit dem Gate verbunden ist, so dass sich der Gatestrom-Scheitelwert und die Änderungsrate verringern, um zu verhindern, dass während des Schaltens Störungen auftreten.
  • Es besteht jedoch das Problem von Leitungsverlusten, die von dem Gatewiderstand hervorgerufen werden, und zwar infolge einer erhöhten Schaltfrequenz des Treiberziel-Halbleiterelements. Daher hat man eine noch einfacher gesteuerte Gate-Treiberschaltung vorgeschlagen, so dass sowohl die Schaltverluste, als auch die Störungen verringert werden, und zwar zusätzlich dazu, dass die Leitungsverluste in der Gate-Treiberschaltung verringert werden, und zwar dadurch, dass der Gatewiderstand durch eine Spule ersetzt wird und eine LC-Resonanzschaltung aus der Spule und der parasitären Kapazität des Gates des Halbleiter-Schaltelements als eine Hilfs-Treiberschaltung konfiguriert wird (Patentdokument 1).
  • Genauer gesagt, es weist die in dem Patentdokument 1 vorgeschlagene Gate-Treiberschaltung Folgendes auf: eine DC-Energieversorgungsschaltung mit einem IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) als ein Halbleiter-Schaltelement (ein Treiberziel-Halbleiterelement), und eine erste DC-Energieversorgung und eine zweite DC-Energieversorgung, die in Reihe geschaltet sind, wobei deren Verbindungspunkt als Energieversorgungs-Zwischenpunkt genutzt wird und als Referenzpotential angenommen wird, und eine Treiber-Elementeinheit, die aus einem Treiber-Einschaltelement gebildet ist, das einen ersten Energieversorgungspfad trennt, entlang dessen eine positive Spannung der ersten DC-Energieversorgung einem Gate des Treiberziel-Halbleiterelements zugeführt wird, und ein Treiber-Ausschaltelement, das einen zweiten Energieversorgungspfad trennt, entlang dessen eine negative Spannung der zweiten DC-Energieversorgung dem Gate des Treiberziel-Halbleiterelements zugeführt wird, und ferner, eine Hilfs-Treibereinheit, bei welcher eine Spule und das Schaltelement in Reihe geschaltet sind, zwischen dem Energieversorgungs-Zwischenpunkt und dem Gate des Treiberziel-Halbleiterelements ausgebildet ist.
  • Ferner wird die Treiber-Elementeinheit von einer Treiber-Steuerungseinheit gesteuert, wobei eine Einschaltzustand-Spannung, die zum Erhalten eines Einschaltzustands notwendig ist, über das Treiber-Einschaltelement an das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements angelegt wird, wenn die Treiber-Steuerungseinheit das Treiber-Einschaltelement einschaltet, und wobei eine Ausschaltzustand-Spannung, die notwendig ist, um einen Ausschaltzustand zu erzielen, an das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements angelegt wird, wenn die Treiber-Steuerungseinheit das Treiber-Ausschaltelement einschaltet.
  • Ferner ist die Konfiguration derart, dass dann, wenn die Treiber-Steuerungseinheit sowohl das Treiber-Einschaltelement, als auch das Treiber-Ausschaltelement ausschaltet, ein Schwingkreis gebildet wird, und zwar aus der Spule, die die Hilfs-Treibereinheit bildet, und der parasitären Kapazität des Gates des Treiberziel-Halbleiterelements.
  • In einem Zustand, in welchem das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements im Einschaltzustand ist, d. h. in einem Zustand, in welchem das Treiber-Einschaltelement eingeschaltet ist und das Treiber-Ausschaltelement ausgeschaltet ist, fließt ein Strom von Seiten des Gates des Treiberziel-Halbleiterelements in Richtung der Spule, und zwar in der Spule. Wenn das Treiber-Einschaltelement in diesem Zustand ausgeschaltet wird, wird eine akkumulierte Ladung der parasitären Kapazität des Gates des Treiberziel-Halbleiterelements freigesetzt und wird Null, und zwar infolge der Resonanz des Schwingkreises, oder der Strom fließt weiter, so dass die parasitäre Kapazität mit umgekehrter Polarität weiter geladen wird.
  • Dadurch nimmt die Gatespannung stark ab, womit einhergeht, dass die Spannung über das Treiberziel-Halbleiterelement (Source-zu-Drain-Spannung, Kollektor-zu-Emitter-Spannung) stark zunimmt, und das Treiberelement wird ausgeschaltet. Wenn ferner die Gatespannung des Treiberziel-Halbleiterelements die Ausschaltzustand-Spannung erreicht und die Treiber-Steuerungseinheit das Treiber-Ausschaltelement einschaltet, wird das Treiberziel-Halbleiterelement im Ausschaltzustand gehalten, und zwar dadurch, dass die Gatespannung auf der Ausschaltzustand-Spannung gehalten wird.
  • Indessen gilt in einem Zustand, in welchem das Gate ddes Treiberziel-Halbleiterelements in einem Ausschaltzustand ist, d. h. in einem Zustand, in welchem das Treiber-Einschaltelement ausgeschaltet ist und das Treiber-Ausschaltelement eingeschaltet ist, Folgendes: Der Strom fließt von der Spule in Richtung der Seite des Gates des Treiberziel-Halbleiterelements. Wenn das Treiber-Ausschaltelement in diesem Zustand ausgeschaltet wird, wird eine akkumulierte Ladung der parasitären Kapazität des Gates des Treiberziel-Halbleiterelements freigesetzt, und die parasitäre Kapazität wird mit umgekehrter Polarität weiter geladen, und zwar infolge der Resonanz des Schwingkreises, oder der Strom fließt weiter in einer Richtung, in welcher aus einem Zustand geladen wird, in dem die akkumulierte Ladung Null ist.
  • Dadurch steigt die Gatespannung stark an, womit einhergeht, dass die Spannung über das Treiberziel-Halbleiterelement hinweg stark abnimmt, und das Treiberziel-Halbleiterelement wird eingeschaltet. Wenn ferner die Gatespannung des Treiberziel-Halbleiterelements die Einschaltzustand-Spannung erreicht und die Treiber-Steuerungseinheit das Treiber-Einschaltelement einschaltet, wird das Treiberziel-Halbleiterelement im Einschaltzustand gehalten, und zwar dadurch, dass die Gatespannung auf der Einschaltzustand-Spannung gehalten wird.
  • In der Hilfs-Treibereinheit muss dafür gesorgt werden, dass ein Strom von der Größenordnung, die notwendig ist, dafür zu sorgen, dass sich die Gatespannung infolge der Resonanz zur Ausschaltzustand-Spannung oder zur Einschaltzustand-Spannung ändert, in die Spule hineinfließt, bis das Treiber-Einschaltelement ausgeschaltet ist, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement ausgeschaltet wird, und bis das Treiber-Ausschaltelement ausgeschaltet ist, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement eingeschaltet wird.
  • Mit anderen Worten: Es besteht keine Notwendigkeit, dafür zu sorgen, dass ein Strom fließt, der größer als dieser ist. Daher kann der Energieverbrauch in der Gate-Treiberschaltung weiter verringert werden, indem ein Zeitraum gesteuert wird, in welchem dafür gesorgt wird, dass Strom in die Spule hineinfließt.
  • Literaturverzeichnis
  • Patentliteratur
  • Patentdokument 1: JP 2005-039988 A
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Technisches Problem
  • Die in dem Patentdokument 1 vorgeschlagene Gate-Treiberschaltung ist jedoch derart aufgebaut, dass die Spule in der Hilfs-Treibereinheit ausgebildet ist, wiederhergestellte Energie als Anregungsenergie der Spule akkumuliert wird, wonach die gesamte akkumulierte Energie mit umgekehrter Polarität zwischen Gate und Source zugeführt wird, und ein Gate-zu-Source-Potential ist derart, dass die Spannung beim Einschalten und die Spannung beim Ausschalten stets die gleichen sind. Wenn sich eine Gate-zu-Source-Nennspannung eines zu treibenden Treiberziel-Halbleiterelements zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode unterscheidet, bestehen Bedenken, dass eine Spannung, die die Durchbruchspannung übersteigt, zwischen Gate und Source angelegt werden, was eine Beschädigung des Treiberziel-Halbleiterelements zu Folge hat.
  • Wenn außerdem die niedrigere Spannung der Nennspannungen der positiven Elektrode und der negativen Elektrode als eine Gate-Energieversorgungsspannung spezifiziert wird, besteht das Problem, dass die zwischen Gate und Source angelegte Spannung abnimmt, und es bestehen Bedenken, dass die Kapazität (Schaltgeschwindigkeit, Einschaltzustands-Widerstand) des Treiberziel-Halbleiterelements verringert werden.
  • Daher ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kleine Gate-Treiberschaltung anzugeben, indem die in dem Patentdokument 1 vorgeschlagene Energie-Wiederherstellungstechnologie weiterentwickelt wird und die Gatetreiber-Energieversorgungsspannung verringert wird.
  • Lösung des Problems
  • Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Gate-Treiberschaltung Folgendes aufweist: ein Treiber-Einschaltelement, das eine Einschaltzustand-Spannung an ein Gate eines Treiberziel-Halbleiterelements anlegt, ein Treiber-Ausschaltelement, das eine Ausschaltzustand-Spannung an das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements anlegt, eine Wiederherstellungsschaltung, so dass ein Wiederherstellungsschalter, eine Spule und ein Kondensator in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gate-Treiberschaltung geschaltet sind und die eine Ladung wiederherstellen kann, die in der Eingangskapazität des Treiberziel-Halbleiterelements akkumuliert ist, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement eingeschaltet wird, und eine Steuerungsschaltung, die das Treiber-Einschaltelement, das Treiber-Ausschaltelement und den Wiederherstellungsschalter steuert.
  • Vorteilhafte Wirkungen der Erfindung
  • Eine Gate-Treiberschaltung gemäß der Erfindung wirkt derart, dass dann, wenn ein Treiberziel-Halbleiterelement eingeschaltet oder ausgeschaltet wird, eine Ladung, die das Treiberziel-Halbleiterelement treibt, wiederhergestellt werden kann und unter Verwendung eines Kondensators zugeführt werden kann, der in einer Wiederherstellungsschaltung ausgebildet ist, die zwischen Ausgangsanschlüsse geschaltet ist, so dass es ausreichend ist, dass Gate-Energieversorgungen, die von einem Treiber-Einschaltelement und einem Treiber-Ausschaltelement zugeführt werden, einen Mangel an Energie ausgleichen, und die Gesamtenergie einer Energieversorgung auf Seiten der positiven Elektrode und einer Energieversorgung auf Seiten der negativen Elektrode nennenswert verringert werden kann. Daher kann eine Verringerung der Größe einer Gate-Energieversorgung erzielt werden.
  • Figurenliste
    • 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Gate-Treiberschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
    • 2 ist ein Konfigurationsdiagramm einer Wiederherstellungsschaltung, die bei der ersten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
    • 3 ist ein Konfigurationsdiagramm eines Wiederherstellungsschalters, der bei der ersten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.
    • 4 ist ein Konfigurationsdiagramm, das ein spezifisches Beispiel einer Gate-Treiberschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
    • 5 ist ein Betriebsdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 6 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 7 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 8 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 9 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 10 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 11 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 12A ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 12B ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 13A ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 13B ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 13C ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung.
    • 14 ist ein Wellenformdiagramm, das die Erzeugung von Treibersignalen gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
    • 15 ist ein Betriebsdiagramm gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung.
    • 16 ist ein Betriebsprinzipdiagramm gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung.
    • 17A ist ein Blockdiagramm einer Treibersignalerzeugung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung.
    • 18 ist ein Konfigurationsdiagramm, das ein spezifisches Beispiel einer Wechselrichterschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
    • 19 ist ein Konfigurationsdiagramm, das ein spezifisches Beispiel einer Konverterschaltung gemäß der vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
    • 20 ist ein Konfigurationsdiagramm, das ein spezifisches Beispiel einer Zerhackerschaltung gemäß der vierten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
  • Beschreibung von Ausführungsformen
  • Erste Ausführungsform
  • Nachfolgend wird eine Ausführungsformgemäß der Erfindung auf der Basis der Zeichnungen beschrieben.
  • Eine Gate-Treiberschaltung 100 der Erfindung weist Folgendes auf: ein Treiber-Einschaltelement 101, das eine Einschaltzustand-Spannung an ein Gate 201 eines spannungsgetriebenen Halbleiter-Schaltelements (eines Treiberziel-Halbleiterelements) 200 anlegt; und ein Treiber-Ausschaltelement 102, das eine Ausschaltzustand-Spannung an das Gate 201 des Treiberziel-Halbleiterelements 200 anlegt. Eine Wiederherstellungsschaltung 104 ist zwischen die Ausgangsanschlüsse 103a und 103b der Gate-Treiberschaltung 100 geschaltet.
  • Außerdem ist eine Steuerungsschaltung 105 in der Gate-Treiberschaltung 100 ausgebildet, und die Steuerungsschaltung 105 ist so konfiguriert, dass sie die Abläufe des Treiber-Einschaltelements 101, des Treiber-Ausschaltelements 102 und der Wiederherstellungsschaltung 104 steuert.
  • Wie in 2 gezeigt, ist die Wiederherstellungsschaltung 104 aus einer Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode und einer Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode gebildet, und die Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode ist aus einem Wieder-herstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode, einer Spule 412 auf Seiten der positiven Elektrode und einem Kondensator 413 auf Seiten der positiven Elektrode gebildet, die in Reihe geschaltet sind.
  • Die Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode ist aus einem Wiederherstellungsschalter 421 auf Seiten der negativen Elektrode, einer Spule 422 auf Seiten der negativen Elektrode und einem Kondensator 423 auf Seiten der negativen Elektrode gebildet, die in Reihe geschaltet sind.
  • Der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode ist ein Schalter, der Energie in zwei Richtungen überträgt. Das heißt, der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode überträgt Energie in zwei Richtungen, wenn er eingeschaltet ist, und er unterbricht die Energie in beiden Richtungen, wenn er ausgeschaltet ist. Wie in 3 gezeigt, gibt es beispielsweise eine solche Konfiguration, dass zwei aktive Halbleiter in Reihe mit umgekehrter Polarität geschaltet sind. Obwohl in 3 ein IGBT gezeigt ist, kann der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode auch ein aktiver Halbleiter sein, der eine Eingangskapazität aufweist, die mittels separater Anregung in Ein- und Ausschaltrichtung getrieben wird, wie z. B. ein MOSFET, ein Transistor oder ein Thyristor.
  • Auch ist der Wiederherstellungsschalter 421 auf Seiten der negativen Elektrode ebenfalls ein Schalter, der Energie in zwei Richtungen überträgt, und zwar auf die gleiche Weise wie der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode, und er ist so konfiguriert, dass zwei aktive Halbleiter in Reihe mit umgekehrter Polarität geschaltet sind, wie in 3 gezeigt.
  • Die Gate-Treiberschaltung 100 der bei der ersten Ausführungsform gezeigten Konfiguration wirkt wie folgt: Wenn das Treiberziel-Halbleiterelement 200 eingeschaltet wird, so wird das Treiber-Ausschaltelement 102 ausgeschaltet, woraufhin eine in der Eingangskapazität 202 des Treiberziel-Halbleiterelements 200 akkumulierte Ladung im Kondensator 423 auf Seiten der negativen Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode akkumuliert wird, wobei der bidirektionale Schalter 421 der Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode für einen gewissen Zeitraum eingeschaltet wird; und außerdem wird eine Ladung der Eingangskapazität 202 des Treiberziel-Halbleiterelements 200 von dem Kondensator 413 auf Seiten der positiven Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode zugeführt, wobei der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode für einen gewissen Zeitraum eingeschaltet wird. Schließlich wird der Einschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements 200 aufrechterhalten, wobei das Treiber-Einschaltelement 101 eingeschaltet ist.
  • Wenn das Treiberziel-Halbleiterelement 200 ausgeschaltet wird, so wird das Treiber-Einschaltelement 101 auf Seiten der positiven Elektrode ausgeschaltet, woraufhin eine Ladung, die in der Eingangskapazität 202 des Treiberziel-Halbleiterelements 200 akkumuliert ist, im Kondensator 413 auf Seiten der positiven Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode akkumuliert wird, wobei der Wiederherstellungsschalter 411 auf Seiten der positiven Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode für einen gewissen Zeitraum eingeschaltet wird; und außerdem wird eine Ladung der Eingangskapazität 202 des Treiberziel-Halbleiterelements 200 vom Kondensator 423 auf Seiten der negativen Elektrode der Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode zugeführt, wobei der bidirektionale Schalter 421 der Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode für einen gewissen Zeitraum eingeschaltet wird. Schließlich wird der Ausschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements 200 aufrechterhalten, wobei das Treiber-Ausschaltelement 102 auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet ist.
  • Durch Ladungen, die derart vom Kondensator 413 auf Seiten der positiven Elektrode zugeführt werden, der in der Wiederherstellungsschaltung 41 auf Seiten der positiven Elektrode ausgebildet ist, und vom Kondensator 423 auf Seiten der negativen Elektrode, der in der Wiederherstellungsschaltung 42 auf Seiten der negativen Elektrode ausgebildet ist, werden die Kapazitäten einer DC-Energieversorgung auf Seiten der positiven Elektrode und einer DC-Energieversorgung auf Seiten der negativen Elektrode sowohl beim Einschalten, als auch beim Ausschalten verringert.
  • Zweite Ausführungsform
  • Eine spezifische Konfiguration der Gate-Treiberschaltung 100 ist in 4 gezeigt. 4 ist ein spezifisches Schaltungs-Konfigurationsdiagramm der Gate-Treiberschaltung 100, die bei der ersten Ausführungsform gezeigt ist. 5 ist ein Betriebsdiagramm. 6 bis 11 sind Betriebsprinzipdiagramme, die die Vorgänge der Gate-Treiberschaltung gemäß 4 darstellen.
  • In 4 ist das Treiberziel-Halbleiterelement 200, das in 1 gezeigt ist, als ein Treiberziel-Halbleiterelement 6 dargestellt, und die Eingangskapazität 202 ist als eine Eingangskapazität 7 dargestellt. Die Steuerungsschaltung 105 ist als eine Treibersignal-Erzeugungsschaltung 12 dargestellt.
  • Wie in 4 gezeigt, wird ein spannungsgetriebenes Schaltelement, das die Eingangskapazität 7 aufweist, als Treiberziel-Halbleiterelement 6 angenommen, und um das Treiberziel-Halbleiterelement 6 ein- und auszuschalten, weist die Gate-Treiberschaltung 100 eine Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode, eine Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode, einen Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, einen Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und einen Gatewiderstand 5 auf.
  • Der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode und der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, die in 4 gezeigt sind, werden beispielsweise aus MOSFETs, IGBTs, Transistoren oder Thyristoren gebildet. Ein Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode wird als Vciss eingegeben, indem der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet wird, und das Treiberziel-Halbleiterelement 6 wird eingeschaltet. Ein Spannungswert -VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode wird als Vciss eingegeben, indem der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet wird, und das Treiberziel-Halbleiterelement 6 wird ausgeschaltet.
  • Der Gatewiderstand 5 ist ein strombegrenzender Widerstand, wenn er der Eingangskapazität 7 von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode oder der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode zuführt und Vciss geclampt wird.
  • Die Wiederherstellungsschaltung 104, die in 1 gezeigt ist, ist aus einer Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode und einer Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode in 4 gebildet.
  • Die Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode ist aus einer Schaltung gebildet, bei welcher ein Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode, eine Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode und ein Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode in Reihe geschaltet sind, und sie ist zwischen einen Anschluss 10 auf der Gate-Seite des Treiberziel-Halbleiterelements 6 und einen Anschluss 11 auf der Source-Seite des Treiberziel-Halbleiterelements 6 geschaltet.
  • Die Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode ist aus einer Schaltung gebildet, wobei ein Wiederherstellungsschalter 91 auf Seiten der negativen Elektrode, eine Spule 92 auf Seiten der negativen Elektrode und ein Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode in Reihe geschaltet sind, und sie ist zwischen den Anschluss 10 auf der Gate-Seite des Treiberziel-Halbleiterelements 6 und den Anschluss 11 auf der Source-Seite des Treiberziel-Halbleiterelements 6 geschaltet.
  • Die Treibersignal-Erzeugungsschaltung 12 gibt ein Treibersignal des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, ein Treibersignal des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, ein Treibersignal des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und ein Treibersignal des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode aus, und zwar auf der Basis eines Treibersignals Ton, das einen Treibervorgang des Treiberziel-Halbleiterelements 6 startet.
  • Hierbei wird die Spannung der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode als VdcH angenommen, die Spannung der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode wird als VdcL angenommen, und die Gatespannung, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, wird als Vciss angenommen.
  • Wie unter Bezugnahme auf 1 beschrieben, muss der Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode ein Schalter sein, der Energie in zwei Richtungen überträgt.
  • Das heißt, der Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode muss Energie in zwei Richtungen übertragen, wenn er eingeschaltet wird, und Energie in beiden Richtungen unterbrechen, wenn er ausgeschaltet wird. Wie in 3 gezeigt, gibt es beispielsweise eine solche Konfiguration, dass zwei aktive Halbleiter in Reihe mit umgekehrter Polarität geschaltet sind. Obwohl in 3, ein IGBT gezeigt ist, kann der Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode auch ein aktiver Halbleiter sein, der eine Eingangskapazität aufweist, die mittels separater Anregung in Ein- und Ausschaltrichtung getrieben wird, wie z. B. ein MOSFET, ein Transistor oder ein Thyristor.
  • Durch den Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode, der eine Funktion aufweist, mit welcher Energie in zwei Richtungen übertragen wird, wird eine positive Elektrodenladung, die in der Eingangskapazität 7 akkumuliert ist, im Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode wiederhergestellt, oder eine positive Elektrodenladung wird in der Eingangskapazität 7 vom Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode akkumuliert, wobei ein Resonanzvorgang der Eingangskapazität 7 und der Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode genutzt wird.
  • Da der Wiederherstellungsschalter 91 auf Seiten der negativen Elektrode ebenfalls ein Schalter sein muss, der Energie in zwei Richtungen überträgt, und zwar auf die gleiche Weise wie der Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode, wird eine derartige Konfiguration vorgeschlagen, dass zwei aktive Halbleiter mit umgekehrten Polaritäten in Reihe geschaltet sind, wie in 3 gezeigt.
  • Durch den Wiederherstellungsschalter 91 auf Seiten der negativen Elektrode, der eine Funktion aufweist, mit welcher Energie in zwei Richtungen übertragen wird, wird eine negative Elektrodenladung, die in der Eingangskapazität 7 akkumuliert ist, im Schwingkreiskondensator 93, auf Seiten der negativen Elektrode wiederhergestellt, oder eine negative Elektrodenladung wird in der Eingangskapazität 7 vom Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode akkumuliert, wobei ein Resonanzvorgang der Eingangskapazität 7 und der Spule 92 auf Seiten der negativen Elektrode genutzt wird.
  • Die Kapazität des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode wird in Hinblick auf die Eingangskapazität 7 ausreichend groß eingestellt, so dass sie die Resonanzbedingungen der Eingangskapazität 7 und der Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode nicht beeinflusst. Auf die gleiche Weise wird die Kapazität des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode in Hinblick auf eine Kapazität Ciss der Eingangskapazität 7 ausreichend hoch eingestellt.
  • Der Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode wird auf einen Wert eingestellt, so dass eine ausreichende Leistungsfähigkeit im Hinblick auf einen Spannungsabfall und die Schalteigenschaften des Treiberziel-Halbleiterelements 6 gewährleistet ist, wenn es eingeschaltet wird. Der Spannungswert VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode wird auf einen Wert eingestellt, so dass der Ausschaltzustand beibehalten werden kann, ohne dass das Treiberziel-Halbleiterelement 6 eine Einschaltzustand-Schwellenspannung infolge von Störungen oder dergleichen überschreitet, wenn es ausgeschaltet wird.
  • Demzufolge können der Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode und der Spannungswert VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode auf beliebige unterschiedliche Werte eingestellt werden, ungeachtet der Vorgänge der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode.
  • Die Betriebsbedingungen eines Gatesignals G1 des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, eines Gatesignals G2 des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, eines Gatesignals G3 des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und eines Gatesignals G4 des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode, sowie die Wellenformen der Gatespannung Vciss, eines Gatestroms idcH der positiven Elektrode und eines Gatestroms idcL der negativen Elektrode sind als Betriebsdiagramm in 5 dargestellt.
  • Als nächstes wird das Prinzip eines Schaltvorgangs des Treiberziel-Halbleiterelements 6 gemäß der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode beschrieben, und zwar gemäß den Strom- und Spannungswellenformen von jedem Modus gemäß 5 und den Betriebsprinzipdiagrammen gemäß 6 bis 11.
  • Wie in 5 gezeigt, bedeutet „Gatesignale G1, G2, G3 und G4 auf hohem Pegel“, dass der relevante Schalter im Einschaltzustand ist, und „Gatesignale G1, G2, G3 und G4 auf niedrigem Pegel“, dass der relevante Schalter im Ausschaltzustand ist. Wenn eine Schaltperiode als T angenommen wird, gibt es insgesamt sechs Modi in der Periode T, wobei der Modus 1 vom Zeitpunkt 0 zum Zeitpunkt t1 geht, der Modus 2 vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t2 geht, der Modus 3 vom Zeitpunkt t2 zum Zeitpunkt t3 geht, der Modus 4 vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t4 geht, der Modus 5 vom Zeitpunkt t4 zum Zeitpunkt t5 geht und der Modus 6 vom Zeitpunkt t5 zum Zeitpunkt T geht.
  • Im Modus 1 wird der Einschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements 6 fortgesetzt, und im Modus 4 wird der Ausschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements 6 fortgesetzt.
  • Im Modus 2 und im Modus 3 gibt es eine transiente Betriebsbedingung, derart, dass das Treiberziel-Halbleiterelement 6 aus einem Einschaltzustand in einen Ausschaltzustand umgeschaltet wird, und im Modus 5 und im Modus 6 gibt es eine transiente Betriebsbedingung, derart, dass das Treiberziel-Halbleiterelement 6 vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand umgeschaltet wird.
  • In der zweiten Ausführungsform wird ein Spannungswert VCH des Schwingkreiskondensators 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode auf den im Ausdruck 1 gezeigten Wert eingestellt. Ein Spannungswert VCL des Schwingkreiskondensators 93 (CL) auf Seiten der negativen Elektrode wird auf den im Ausdruck 2 gezeigten Wert eingestellt. Der Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode und der Spannungswert VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode sind so, dass das Verhältnis von Ausdruck 3 erfüllt ist.
    [Math. 1] V CH = ( 2 V dCH + 2 V dCL ) / 4
    Figure DE112016005884T5_0001
    [Math. 2] V CL = ( V dCH − 2V dCL ) / 4
    Figure DE112016005884T5_0002
    [Math. 3] V dCH > V dCL
    Figure DE112016005884T5_0003
  • Hier hat bei der zweiten Ausführungsform der Gatewiderstand 5 (R), der in 4 gezeigt ist, die Wirkung einer Dämpfungskomponente eines Sekundärresonanzsystems des Kapazitätswerts Ciss der Eingangskapazität 7 und eines Reaktanzwerts LH der Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode oder des Kapazitätswerts Ciss der Eingangskapazität 7 und einer LC-Resonanzschaltung. Der Widerstandswert R des Gatewiderstands 5 ist extrem klein und erfüllt konstant eine Oszillationsbedingung in Hinblick auf das Sekundärresonanzsystem. Ferner ist die Wirkung einer Resonanzperiode, eines Amplitudenwerts und dergleichen ebenfalls klein, weshalb der Widerstandswert R des Gatewiderstands 5 in den bei dieser Ausführungsform gezeigten Ausdrücken ignoriert wird.
  • Nachfolgend wird das Betriebsprinzip beschrieben, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement 6 beim Wechsel von Modus 1 in Modus 4 ausgeschaltet wird.
  • Zunächst werden im Modus 1 der Einschaltzustand des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode sowie der Ausschaltzustand des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode fortgesetzt. Zu dieser Zeit fließt der Strom von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode über den Gatewiderstand 5 zur Eingangskapazität 7, und zwar gemäß dem in 6 gezeigten Strompfad.
  • Demzufolge wird Vciss bei VdcH geclampt, und der Einschaltzustand wird fortgesetzt. Wenn der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet werden, tritt keine Stromleitung auf.
  • Als nächstes wird im Modus 2 der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet, und der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode werden ausgeschaltet. Unter den Anfangsbedingungen in Modus 2 gilt: (Gatespannung Vciss, die an der Eingangskapazität 7 anliegt) = (Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode), weshalb gemäß Ausdruck 1 und Ausdruck 3 gilt: (Gatespannung, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird) > (Spannungswert VCH des Schwingkreiskondensators 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode).
  • Demzufolge fließt gemäß 7 der Resonanzstrom von der Eingangskapazität 7 (Ciss) zum Schwingkreiskondensator 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode gemäß dem Pfeil in der Zeichnung.
  • Im Modus 2 wird der Schwingkreiskondensator 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode einem Ladevorgang in Hinblick auf die Polarität von VCH unterzogen. Da die Kapazität des Schwingkreiskondensators 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode im Vergleich zur Eingangskapazität 7 (Ciss) ausreichend groß ist, ist ein Resonanzmodell aus der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 82 (LH) auf Seiten der positiven Elektrode gebildet. Eine Resonanzperiode Tr2, die von der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 82 (LH) auf Seiten der positiven Elektrode festgelegt wird, ist im Ausdruck 4 ausgedrückt, und der Zeitraum von Modus 2 wird als Halbperiode Tr2/2 der Resonanzperiode angenommen.
    [Math. 4] T r2 = 2 π ( LH × Ciss )
    Figure DE112016005884T5_0004
  • Zu dieser Zeit wird die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, einer Spannungsänderung unterzogen, die eine Amplitude von (VdcH - VCH) hat und wie im Ausdruck 5 ist. Dabei ist t eine Zeitvariable.
    [Math. 5] V ciss = V CH + ( V dCH − V CH ) × COS ( 2 π / T 2 × t )
    Figure DE112016005884T5_0005
  • Demzufolge ist der Spannungswert Vg1 der Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 von Modus 2 angelegt wird, ein Wert gemäß Ausdruck 6.
    [Math. 6] V gl = V CH − ( V dCH − V CH ) = V dCL
    Figure DE112016005884T5_0006
  • Als nächstes wird im Modus 3 der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet, und der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode werden ausgeschaltet. Unter den Anfangsbedingungen in Modus 3 wird als Voraussetzungen angenommen: (Gatespannung Vciss, die an der Eingangskapazität 7 anliegt) = (Spannungswert Vg1) = (Spannungswert VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode), und (Spannungswert Vg1) > (Spannungswert VCL des Schwingkreiskondensators 93 (CL) auf Seiten der negativen Elektrode).
  • Zu dieser Zeit fließt gemäß 8 ein Resonanzstrom von der Eingangskapazität 7 (Ciss) zum Schwingkreiskondensator 93 (CL) auf Seiten der negativen Elektrode, und zwar gemäß dem Pfeil in der Zeichnung. Im Modus 3 wird der Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode einem Entladevorgang hinsichtlich der Polarität von VCL unterzogen.
  • Da die Kapazität des Schwingkreiskondensators 93 (CL) auf Seiten der negativen Elektrode im Vergleich zur Eingangskapazität 7 (Ciss) ausreichend groß ist, ist ein Resonanzmodell aus der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 92 (LL) auf Seiten der negativen Elektrode gebildet. Eine Resonanzperiode Tr3 die von der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 92 (LL) auf Seiten der negativen Elektrode festgelegt wird, ist im Ausdruck 7 ausgedrückt, und der Zeitraum von Modus 3 wird als Halbperiode Tr3/2 der Resonanzperiode angenommen.
    [Math. 7] T r3 = 2 π ( LL × Ciss )
    Figure DE112016005884T5_0007
  • Zu dieser Zeit wird die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, einer Spannungsänderung unterzogen, die eine Amplitude von (Vg1 - VCL) hat und wie im Ausdruck 8 ist. Dabei ist t eine Zeitvariable.
    [Math. 8] V ciss = V CL + ( V gl − V CL ) × COS ( 2 π / T r3 × t )
    Figure DE112016005884T5_0008
  • Demzufolge ist der Spannungswert Vg2 der Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 von Modus 3 angelegt wird, ein Wert gemäß Ausdruck 9.
    [Math. 9] V g2 = V CL − ( V gl − V CL ) = 2 V CL − V gl = − V dCL
    Figure DE112016005884T5_0009
  • Im Modus 4 werden der Einschaltzustand des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und der Ausschaltzustand-Spannung des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode fortgesetzt. Zu dieser Zeit fließt der Strom von der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode über den Gatewiderstand 5 zur Eingangskapazität 7, und zwar gemäß dem in 9 gezeigten Strompfad.
  • Die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, wird auf den Spannungswert -VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode geclampt, und der Ausschaltzustand wird fortgesetzt. Wenn der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet werden, tritt keine Stromleitung auf.
  • Auf diese Weise wird dadurch, dass die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, unter Verwendung der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode im Modus 2 verringert wird und unter Verwendung der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der negativen Elektrode im Modus 3 verringert wird, vom Modus 1, in welchem der Einschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements 6 fortgesetzt wird, die Gatespannung Vciss bis zum Spannungswert -VdcL der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode verringert.
  • Ausdruck 4 bis Ausdruck 9 sind Fälle, in welchen die Widerstandskomponente ignoriert wird, aber wenn der Gatewiderstand und ein Teilwiderstand tatsächlich berücksichtigt werden, ist der Spannungswert Vg2 > -VdcL. In diesem Fall verändert sich die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, von Vg2 zu -VdcL, weshalb ein Leistungswert Pdcl, der von der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode zugeführt wird, im Ausdruck 10 ausgedrückt wird. Hierbei wird die Schaltfrequenz als fsw angenommen.
    [Math. 10] P dc1 = C iss × ( V dCL + V g2 ) 2 × f sw
    Figure DE112016005884T5_0010
  • Gemäß Ausdruck 10 ist der Leistungswert, der äquivalent zur Spannungsdifferenz zwischen VdcL und Vg2 ist, der Wert der Leistung, die von der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode benötigt wird. Eine gemeinsame Gateschaltung, die keine Wiederherstellungsfunktion hat, funktioniert derart, dass der Spannungswert Vd2 auf VdcH verbleibt, wie im Ausdruck 11 gezeigt, und dass dessen Leistungswert Pdc2 größer ist als im Ausdruck 10.
    [Math. 11] P dc 2 = C iss × ( V dCL + V dCH ) 2 × f sw
    Figure DE112016005884T5_0011
  • Dadurch, dass der Modus 2 und der Modus 3 derart ausgebildet sind, wenn ausgeschaltet wird, kann der Leistungswert von der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode beim Ausschalten beträchtlich verringert werden.
  • Wenn in Modus 5 aus dem Zustand in Modus 4 gewechselt wird, wobei ein Einschaltzustand des Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und ein Ausschaltzustand des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode fortgesetzt werden, wird der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet, und der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode werden ausgeschaltet.
  • Unter den Anfangsbedingungen in Modus 5 ist Folgendes erfüllt: Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird = -VdcL; und VCL > -VdcL. In diesem Fall fließt ein Resonanzstrom von der Eingangskapazität 7 (Ciss) zum Schwingkreiskondensator 93 (CL) auf Seiten der negativen Elektrode, wie mit dem Pfeil in 10 gezeigt.
  • Im Modus 5 wird der Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode einem Ladevorgang hinsichtlich der Polarität von VCL unterzogen. Auf die gleiche Weise wie im Modus 3 ist ein Resonanzmodell aus der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 92 (LL) auf Seiten der negativen Elektrode konfiguriert. Die Resonanzperiode Tr3, die von der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 92 (LL) auf Seiten der negativen Elektrode festgelegt ist, ist derart, dass der Zeitraum von Modus 5 auch Tr3/2 ist, auf die gleiche Weise wie im Ausdruck 7. Zu dieser Zeit wird die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, einer Spannungsänderung unterzogen, die eine Amplitude von (VdcL - VCL) hat und wie im Ausdruck 12 ist. Dabei ist t eine Zeitvariable.
    [Math. 12] V ciss = V CL − ( V dCL − V CL ) × COS ( 2 π / T r3 × t )
    Figure DE112016005884T5_0012
  • Demzufolge ist der Spannungswert Vg1 der Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 von Modus 5 angelegt wird, ein Wert gemäß Ausdruck 13.
    [Math. 13] V g1 = V CL + ( V dCL − V CL ) = V dCL
    Figure DE112016005884T5_0013
  • VdcL im Ausdruck 13 ist genauso wie im Ausdruck 6.
  • Als nächstes wird im Modus 6 der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet, und der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode werden ausgeschaltet.
  • Unter den Anfangsbedingungen in Modus 6 ist Folgendes erfüllt: (Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird) = VdcL; und VCH > -VdcL. Demzufolge fließt der Resonanzstrom von dem Schwingkreiskondensator 83 (CH) auf Seiten der positiven Elektrode zur Eingangskapazität 7 (Ciss) gemäß dem der Richtung des Pfeils in 11.
  • Im Modus 6 wird der Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode einem Entladevorgang in Hinblick auf die Polarität von VCH unterzogen. Auf die gleiche Weise wie im Modus 2 wird ein Resonanzmodell aus der Eingangskapazität 7 (Ciss) und der Spule 82 (LH) auf Seiten der positiven Elektrode konfiguriert. Die Resonanzperiode ist derart, dass der Zeitraum von Modus 6 auch Tr2/2 ist, auf die gleiche Weise wie im Ausdruck 4. Zu dieser Zeit wird die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, einer Spannungsänderung unterzogen, die eine Amplitude von (VCH - Vg1) hat, d. h. (VCH - VdcL), und wie im Ausdruck 14 ist. Dabei ist t eine Zeitvariable.
    [Math. 14] V ciss = V CH − ( V CH − V dCL ) × COS ( 2 π / T r2 × t )
    Figure DE112016005884T5_0014
  • Demzufolge ist der Spannungswert Vg3 der Gatespannung Vciss aus Modus 6 ein Wert gemäß Ausdruck 1 bis Ausdruck 15.
    [Math. 15] V g3 = 2 V CH − V dCL = V dCH
    Figure DE112016005884T5_0015
  • Als nächstes werden wiederum im Modus 1 der Einschaltzustand des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode sowie der Ausschaltzustand des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode fortgesetzt. Zu dieser Zeit fließt der Strom von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode über den Gatewiderstand 5 zur Eingangskapazität 7, und zwar gemäß dem in 6 gezeigten Strompfad. Die Gatespannung Vciss, die an die Eingangskapazität 7 angelegt wird, wird auf den Spannungswert VdcH der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode geclampt, und der Einschaltzustand wird fortgesetzt.
  • Auf diese Weise werden die Zeiträume im Modus 5 und Modus 6 ausgebildet, die Gatespannung Vciss wird unter Verwendung der Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode im Modus 5 erhöht, und die Gatespannung Vciss wird bis zu einem Wert von VdcH unter Verwendung der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode in Modus 6 erhöht, und zwar aus dem Zustand, in welchem der Ausschaltzustand des Treiber-ziel-Halbleiterelements 6 in Modus 4 fortgesetzt wird. Ausdruck 15 ist ein analytischer Ausdruck eines Falls, in welchem die Widerstandskomponente ignoriert wird, aber wenn der Gatewiderstand und ein Teilwiderstand tatsächlich berücksichtigt werden, ist Vg3 < VdcH.
  • In diesem Fall verändert sich die Gatespannung von Vg3 auf VdcH, weshalb der Leistungswert Pdcl, der von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode zugeführt wird, im Ausdruck 16 ausgedrückt wird.
    [Math. 16] P dc1 = C iss × ( V dCH − V g3 ) 2 × f sw
    Figure DE112016005884T5_0016
  • Gemäß Ausdruck 16, ist der Leistungswert, der äquivalent zur Spannungsdifferenz zwischen VdcH und Vg3 ist, der Wert der Leistung, die von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode benötigt wird. Eine gemeinsame Gateschaltung, die keine Wiederherstellungsfunktion hat, funktioniert derart, dass Vg3 auf -VdcL verbleibt, wie im Ausdruck 17 gezeigt, und dass dessen Leistungswert Pdc2 größer ist als im Ausdruck 16.
    [Math. 17] P dc2 = C iss × ( V dCH + V dCL ) 2 × f sw
    Figure DE112016005884T5_0017
  • Dadurch, dass der Modus 5 und der Modus 6 derart ausgebildet sind, wenn eingeschaltet wird, kann der Leistungswert von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode beim Einschalten beträchtlich verringert werden.
  • Ferner wird der Leistungswert Pdcl der Gate-Energieversorgung, der eine Kombination von Pdcl beim Ausschalten und Pdcl beim Einschalten ist, der bei dieser Ausführungsform beschrieben ist, im Ausdruck 18 ausgedrückt.
    [Math. 18] P dc1 = C iss × { ( V dCH − V g3 ) 2 + ( V dCL + V g 2 ) 2 } × f sw
    Figure DE112016005884T5_0018
  • Auch in einem Fall einer gemeinsamen Gateschaltung ohne Wiederherstellungsfunktion ist der Leistungswert Pdc2 der Gate-Energieversorgung wie im Ausdruck 19, und die Energieversorgungs-Kapazität wird zugeführt, die von der Gesamtspannung aus VdcH und VdcL bestimmt wird.
    [Math. 19] P dc2 = C iss × { 2 × ( V dCH + V dCL ) 2 } × f sw
    Figure DE112016005884T5_0019
  • Gemäß Ausdruck 18 und Ausdruck 19 ist diese Ausführungsform derart, dass der Spannungswert Vg2 ohne Ausnahme äquivalent zu -VdcL ist, und dass der Spannungswert Vg3 ohne Ausnahme äquivalent zu VdcH ist, weshalb die Kapazität der Gate-Energieversorgung im Vergleich mit dem Leistungswert Pdc2 der im Ausdruck 19 gezeigten gemeinsamen Gateschaltung verringert werden kann. Idealerweise gilt, wenn der Schaltungswiderstand Null ist, Vg2 = -VdcL und Vg3 = VdcH, weshalb der Leistungswert Pdcl = 0 und die Kapazität der Gate-Energieversorgung Null ist.
  • Ein stabiler Zustand oder eingeschwungener Zustand verhält sich derart, dass der Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode einem Ladevorgang in Modus 2 unterzogen wird und einem Entladevorgang in Modus 6 unterzogen wird. Da Modus 2 und Modus 6 das gleiche Resonanzmodell sind, sind auch die Werte des Resonanzstroms und der Resonanzperioden die gleichen, und der Anstieg und die Abnahme von VCH sind gleich.
  • Auf die gleiche Weise wird der Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode in Modus 3 einem Entladevorgang unterzogen, und er wird in Modus 5 einem Ladevorgang unterzogen, und da Modus 3 und Modus 5 das gleiche Resonanzmodell sind, sind auch die Werte des Resonanzstroms und der Resonanzperioden die gleichen, und der Anstieg und die Abnahme von VCL sind ausgeglichen. Demzufolge konvergieren die Spannungen VCH und VCL routinemäßig gegen einen bestimmten Wert.
  • Die VCH-Konvergenzspannung konvergiert gegen eine Zwischenspannung zwischen VG1 und VdcH, d. h. wie in dem unten gezeigten Ausdruck 20. In diesem Fall sind die Änderungen der Gatespannung Vciss gleich, die in Modus 2 und Modus 6 angelegt wird, und der Ladewert und der Entladewert des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode sind gleich.
    [Math. 20] V CH = ( V g1 + V dCH ) / 2 = ( V dCH + V dCL ) / 2
    Figure DE112016005884T5_0020
  • Die VCL-Konvergenzspannung konvergiert gegen eine Zwischenspannung zwischen Vg1 und VdcL, d. h. wie in dem unten gezeigten Ausdruck 21.
  • In diesem Fall sind die Änderungen der Gatespannung Vciss gleich, die in Modus 3 und Modus 5 angelegt wird, und der Ladewert und der Entladewert des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode sind gleich.
    [Math. 211 V CL = ( V g1 − V dCH ) / 2 = 0
    Figure DE112016005884T5_0021
  • Das Schalten zwischen dem Einschaltzustand und dem Ausschaltzustand des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, des Treiberschalters 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode in Modus 1 zu Modus 6 wird sämtlich konsekutiv ausgeführt, wie in 5 gezeigt.
  • Das heißt, es tritt kein Betriebsmodus auf, in welchem der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode gleichzeitig im Ausschaltzustand sind. Da die Resonanzmodelle in Modus 2 und Modus 3 die gleichen sind, sind auch Tr2 (die Resonanzperiode, die durch Ciss und LH festgelegt ist) und Tr3 (die Resonanzperiode, die durch Ciss und LL festgelegt ist), gleich.
  • Dadurch, dass der Zeitraum in Modus 2 beim Ausschalten auf Tr2/2 eingestellt ist, wird iLH ein Nullstrom beim Einschalten und Abschalten des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode, weshalb ein Nullstrom-Schalten erzielt wird. Auf ähnliche Weise gilt: Dadurch, dass der Zeitraum von Modus 3 auf Tr3/2 eingestellt ist, wird iLL ein Nullstrom beim Einschalten und Ausschalten des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode, weshalb ein Nullstrom-Schalten erzielt wird.
  • Auf ähnliche Weise gilt: Dadurch, dass die Zeiträume von Modus 4 und Modus 5 auf Tr3/2 bzw. Tr2/2 beim Einschalten eingestellt sind, wird iLH ein Nullstrom beim Einschalten und Ausschalten des Wiederherstellungsschalters 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode, und iLL wird ein Nullstrom beim Einschalten und Ausschalten des Wiederherstellungsschalters 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode. Demzufolge sind die Verluste, die im Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und im Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode auftreten, ausschließlich Leitungsverluste, und die Ladewiederherstellungs-Effizienz der Eingangskapazität 7 (Ciss) kann erhöht werden.
  • Bei dieser Ausführungsform wird angenommen, dass VCL = 0V und Vg1 = VdcL gilt, wie oben beschrieben. Ferner wird angenommen, dass eine Schwellenspannung (Vth) beim Einschalten/Ausschalten der Gate-zu-Source-Spannung (der Gatespannung Vciss) des Treiberziel-Halbleiterelements 0V bis VdcL beträgt. In diesem Fall wird der Einschaltzustand im Modus 2 fortgesetzt, und der Ausschaltzustand wird in Modus 3 in einen Ausschaltzustand umgeschaltet. Der Ausschaltzustand wird in Modus 5 in einen Einschaltzustand umgeschaltet. Der Einschaltzustand wird in Modus 6 fortgesetzt.
  • In diesem Fall ist der Einschaltzustand-Zeitraum die Gesamtheit der Zeiträume von Modus 6, Modus 1 und Modus 2. Der Ausschaltzustand-Zeitraum ist Modus 4, und die Transientenzeiten zwischen dem Einschaltzustand und dem Ausschaltzustand sind die Zeiträume von Modus 3 und Modus 5. Demzufolge wird der Einschaltzustand-Zeitraum TON des Treiberziel-Halbleiterelements im Ausdruck 22 ausgedrückt. Der Zeitraum von Modus 1 wird als T1 angenommen.
    [Math. 22] T ON = T 1 + T r2
    Figure DE112016005884T5_0022
  • Als nächstes wird der Prozess zum Erzeugen von Treibersignalen an den Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, den Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, den Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und den Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode in der Treibersignal-Erzeugungsschaltung 12 unter Verwendung von FIG. 12A, FIG. 12B, FIG. 13A, FIG. 13B und 13C beschrieben. FIG. 12A und 12B sind Blockdiagramme, die eine Erzeugung von einem Schaltverhältnis-Befehlswert Ton* von Korrektur-Schaltverhältnis-Befehlswerten Ton2* und Ton3* im Einschaltzeitraum darstellen, die die Zeiträume von Modus 2, Modus 3, Modus 5 und Modus 6 berücksichtigen, und zwar in einem Einschaltzustand-Zeitraum des Treiberziel-Halbleiterelements 6.
  • FIG. 13A, FIG. 13B und 13C sind Blockdiagramme, die die Erzeugung von Treibersignalen an den Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode, den Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode, den Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode und den Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode von Ton*, Ton2* und Ton3* darstellen. 14 ist ein Wellenformdiagramm, das die Erzeugungsprozesse der in FIG. 13A, FIG. 13B und 13C gezeigten Blockdiagramme veranschaulicht.
  • FIG. 12A und 12B zeigen Konfigurationen zum Erzeugen des Schaltverhältnis-Befehlswerts Ton2* und des Schaltverhältnis-Befehlswerts Ton3*, die benötigt werden, um die Zeiträume von Modus 2, Modus 3, Modus 5 und Modus 6 zu erzeugen. In 12A ist gezeigt, dass Ton2* dadurch erzeugt wird, dass Tr2/2 unter Verwendung eines Addierers 21 zu Ton* addiert wird. In 12 ist auch gezeigt, dass Ton3* dadurch erzeugt wird, dass Tr2/2 unter Verwendung eines Subtrahierers 22 von Ton* abgezogen wird.
  • FIG. 13A, FIG. 13B und 13 sind Blockdiagramme, die mit einer Dreieckswelle TW als Trägerwellenform eine Erzeugung von Gatesignalen zeigen, die ein erstes Treibersignal Q1, ein zweites Treibersignal Q2, ein drittes Treibersignal Q3 und ein viertes Treibersignal Q4 sind, und zwar aus der Dreieckswelle TW und den Schaltverhältnis-Befehlswerten Ton*, Ton2* und Ton3*.
  • Wie in 13A gezeigt, wird zunächst das erste Treibersignal Q1 erzeugt, indem die Dreieckswelle TW und der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton2* in einen Komparator 23 eingegeben werden. Gemäß dem in 14 gezeigten Wellenformdiagramm ist der Zeitraum kürzer als Ton1*, und zwar um insgesamt Tr2. Bei dieser Ausführungsform sind jedoch Modus 2 und Modus 6 Einschaltzustand-Zeiträume, wie oben beschrieben, weshalb gemäß Ausdruck 21 der Einschaltzustand-Zeitraum TON äquivalent ist zu Ton*1.
  • Auch wird, wie in 13B gezeigt, das zweite Treibersignal Q2 dadurch erzeugt, dass die Dreieckswelle TW und der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton3* in einen Komparator 24 eingegeben werden. Gemäß dem Wellenformdiagramm in 14 ist der Ausschaltzustand-Zeitraum auch kürzer als Ton1*, und zwar um Tr2.
  • Hinsichtlich des Einschaltzustand-Zeitraums des dritten Treibersignals Q3, d. h. Modus 2 und Modus 6, wird das dritte Treibersignal Q3 gebildet, indem ein Befehlswert 26, der berechnet wird, indem der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton2* und die Dreieckswelle TW in einen Komparator 25 eingegeben werden, und ein Befehlswert 28, der berechnet wird, indem die Dreieckswelle TW und Ton* in einen Komparator 27 eingegeben werden, in eine UND-Schaltung 29 eingegeben werden, wie in 13B gezeigt.
  • Gemäß dem Wellenformdiagramm in 14 ist der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton2* ein Schaltverhältnis-Befehlswert derart, dass die Zeit um Tr2 ausgehend von Ton* verlängert wird, und der Einschaltzustand-Zeitraum Tr2/2 des dritten Treibersignals Q3 wird dadurch berechnet, dass die Differenz zwischen Ton2* und Ton* im Komparator 25, im Komparator 27 und in der UND-Schaltung 29 berechnet werden.
  • Hinsichtlich des Einschaltzustand-Zeitraums des vierten Treibersignals Q4, d. h. Modus 3 und Modus 5, wird das vierte Treibersignal Q4 gebildet, indem ein Befehlswert 31, der berechnet wird, indem der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton* und die Dreieckswelle TW in einen Komparator 30 eingegeben werden, und ein Befehlswert 33, der berechnet wird, indem die Dreieckswelle TW und der Schaltverhältnis-Befehlswert Ton3* in einen Komparator 32 eingegeben werden, in eine UND-Schaltung 34 eingegeben werden, wie in 13C gezeigt.
  • Gemäß dem Wellenformdiagramm in 14 ist der Schaaltverhältnis-Befehlswert Ton3* ein Schaltverhältnis-Befehlswert derart, dass die Zeit um Tr2 ausgehend von Ton* verkürzt wird, und der Einschaltzustand-Zeitraum Tr3/2 des vierten Treibersignals Q4 wird dadurch berechnet, dass die Differenz zwischen Ton*3 und Ton* im Komparator 30, im Komparator 32, und in der UND-Schaltung 34 berechnet werden.
  • Auf diese Weise ist diese Ausführungsform derart, dass unter Verwendung der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode die Spannung Vciss erhöht oder verringert wird, und zwar in einem Zeitraum zwischen dem Einschalten und dem Ausschalten des Treiberziel-Halbleiterelements 6, mittels eines Resonanzphänomens unter Verwendung der Eingangskapazität 7 und der Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode oder der Eingangskapazität 7 und der Spule 92 auf Seiten der negativen Elektrode, so dass die von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode und der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode zugeführte Energie beschränkt wird.
  • Dadurch kann eine Verringerung der Größe der Gate-Energieversorgung erzielt werden.
  • Auch bei dieser Ausführungsform können die Spannung der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode und die Spannung der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode auf unterschiedliche Werte eingestellt werden, und VdcH und VdcL können auf Treiberspannungen eingestellt werden, die das Leistungsvermögen und die Zuverlässigkeit des Treiberziel-Halbleiterelements 6 gewährleisten.
  • Daher kann eine Verbesserung der Schalteigenschaften und eine Verhinderung der Fehlfunktion beim Ausschalten erzielt werden, und die Zuverlässigkeit der Gate-Energieversorgung nimmt zu. Dies ist insbesondere nützlich, wenn die Spannung auf der negativen Seite beim Ausschalten geclampt wird, und beim Verbessern der Schalteigenschaften, und zwar bei einem Element, dessen Nennspannung auf der positiven Seite und Nennspannung auf der negativen Seite unterschiedlich sind, wie in dem Fall eines Halbleiterelements mit breitem Bandabstand.
  • Auch bei dieser Ausführungsform kann ein Zeitraum, in welchem ein Resonanzbetrieb ausgeführt wird, beliebig als Resonanzperiode eingestellt werden, und außerdem entspricht der Zeitraum, in welchem eine Resonanzhandlung ausgeführt wird, einem Totzeitraum. Dadurch, dass der Totzeitraum und die Resonanzperiode gleich groß sind, wird demzufolge eine Beschränkung der Kapazität der Gate-Energieversorgung verwirklicht, ohne den Einschaltzeitraum des Treiberziel-Halbleiterelements 6 zu verändern.
  • Auch bei dieser Ausführungsform sind die Schaltungskonstanten der Wiederherstellungsschaltung 8 auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode sowie die Resonanzperiode gleich, so dass die Lade- und Entladewerte des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode und des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode routinemäßig gleich sind. Daher konvergieren VCH und VCL auf einem bestimmten Wert, weshalb keine externe Energieversorgung benötigt wird, und es wird eine Verringerung der Größe der gesamten Gate-Energieversorgung erzielt.
  • Hier ist bei dieser Ausführungsform ein gemeinsamer Gate-Treiber gezeigt, der VdcH und VdcL an die Eingangskapazität 7 des Treiberziel-Halbleiterelements 6 ausgibt, mit einer Halbbrücken-Wechselrichterkonfiguration unter Verwendung der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode, der Gate-Energieversorgung 2 auf Seiten der negativen Elektrode, des Treiberschalters 3 auf Seiten der positiven Elektrode und des Treiberschalters 4 auf Seiten der negativen Elektrode, aber es kann auch eine Vollbrücken-Wechselrichterkonfiguration verwendet werden. In diesem Fall sind VdcH und VdcL eine gemeinsame Spannung.
  • Dritte Ausführungsform
  • Das Prinzip eines Gate-Leistungs-Wiederherstellungsvorgangs, wenn die Spannungen VCH und VCL des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode und des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode konvergieren, wie in 4 gezeigt, ist bei der zweiten Ausführungsform beschrieben. In der dritten Ausführungsform wird ein anfänglicher Ladevorgang des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode und des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode beim Anlaufen beschrieben, d. h. wenn VCH = VCL = 0.
  • Bei der dritten Ausführungsform ist das Schaltungs-Konfigurationsdiagramm das gleiche wie in 4. Auch ist das routinemäßige Betriebsprinzip das gleiche wie bei der zweiten Ausführungsform, und die Zeiträume der Betriebsmodi, d. h. Modus 1, Modus 2, Modus 3, Modus 4, Modus 5 und Modus 6 im eingeschwungenen Zustand sind ebenfalls wie bei der zweiten Ausführungsform. Das heißt, die dritte Ausführungsform beschreibt einen Betrieb beim Anlaufen oder Starten einer Gate-Treiberschaltung, die die Schaltungskonfiguration von 4 aufweist, und des Treibersystems, das in den Blockdiagrammen von FIG. 12A, FIG. 12B, FIG. 13A, FIG. 13B und 13C gezeigt ist.
  • Wenn in einem Zustand gestartet wird, in welchem VCH = VCL = 0 in der Konfiguration von 4 gilt, versucht die Gatespannung Vciss, von VdcH nach -VdcH zu wechseln, und zwar zentriert auf VcH = 0 und im Modus 2-Zeitraum, wie in 5 definiert, aber sie wird auf -VdcL geclampt, und zwar infolge der Wirkung einer Körperdiode, die im Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode enthalten ist. Der Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode hat die Funktion, eine Überspannung auf Seiten der negativen Polarität der Gatespannung Vciss auf -VdcL zu clampen.
  • Die Gatespannung Vciss aus Modus 2 wechselt im Zustand von -VdcL in Modus 3. In diesem Fall ist die Gatespannung Vciss < VCL, weshalb ein Resonanzstrom vom Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode in Richtung der Eingangskapazität 7 in der Wiederherstellungsschaltung 9 auf Seiten der negativen Elektrode fließt, und Vciss nimmt von -VdcL auf VdCL zentriert auf VCL = 0 zu. Zu diesem Zeitpunkt wird, wenn die Einschalt-Schwellenspannung Vth des Treiberziel-Halbleiterelements 6 überschritten wird, das Treiberziel-Halbleiterelement 6 im Modus 3 eingeschaltet. Da Modus 3 ein Zeitraum ist, in welchem ein Einschaltzustand in einen Ausschaltzustand umschaltet, ist der Einschaltvorgang eine Fehlfunktion.
  • Beispielsweise sind in einem Fall, in welchem ein Schenkel von zwei Treiberziel-Halbleiterelementen 6 konfiguriert wird, die in Reihe geschaltet sind, die Elemente, die das Paar von Treiberiberziel-Halbleiterelementen 6 bilden, in Modus 3 bereits eingeschaltet. Dies führt zu dahingehenden Bedenken, dass ein Zweig-Kurzschluss hervorgerufen wird, so dass die Gate-Schaltung oder das Treiberziel-Halbleiterelement beschädigt werden und die Zuverlässigkeit abnimmt.
  • Indessen ist der Schaltvorgang vom Ausschaltzustand in den Einschaltzustand ebenfalls so, dass ein Abschalten infolge einer Fehlfunktion auftritt. In Modus 4 wechselt Vciss zum Modus 4 in einem Zustand mit -VdcL. In diesem Fall ist die Gatespannung Vciss < VCL, und die Gatespannung Vciss nimmt von -VdcL auf VdcL zu, zentriert auf VCL = 0, wie bei der ersten Ausführungsform beschrieben.
  • Als nächstes wechselt Vciss in den Modus 6, und zwar in einem Zustand, in welchem die Gatespannung Vciss = VdcL, und VCH = 0. In diesem Fall ist die Gatespannung Vciss > VCH = 0, weshalb die Gatespannung Vciss von VdcL auf -VdcL abnimmt, zentriert auf VCH = 0. Da Vth > -VdcL, wird das Treiberziel-Halbleiterelement 6 ausgeschaltet.
  • Da Modus 6 ein Modus ist, in welchem der Einschaltzustand-Betrieb fortgesetzt wird, ist der Ausschaltvorgang des Treiberziel-Halbleiterelements 6 eine Fehlfunktion. In der dritten Ausführungsform gilt Folgendes: Um die Fehlfunktion zu vermeiden, wird ein anfängliches Laden durchgeführt, so dass VCH = VdcH nur im Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode gilt. Das anfängliche Laden wird im Schwingkreiskondensator 93 auf Seiten der negativen Elektrode nicht ausgeführt.
  • Ein anfänglicher Ladevorgang hinsichtlich VCH wird unter Verwendung des Betriebsdiagramms in 15 beschrieben. In 15 wird angenommen, dass der Ausschaltzustand im Bereitschaftsmodus beibehalten wird. Das bedeutet, es wird angenommen, dass der Treiberschalter 4 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode weiterhin in einem Einschaltzusstand ist, und ein anfänglicher Ladevorgang beim Starten wird durchgeführt, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement 6 nach dem Starten zuerst eingeschaltet wird.
  • Der Zeitpunkt, wenn der Einschaltvorgang gestartet wird, wird in 15 als 0 angenommen; die anfängliche Ladezeit wird als tc angenommen; und die Definition der Zeit vom Zeitpunkt tc an, die Definition des Modus und das Betriebsprinzip sind sämtlich so wie bei der zweiten Ausführungsform. Die Zeiträume bis zum Zeitpunkt 0 und von 0 bis tc werden bei dieser Ausführungsform behandelt.
  • Bis zum Zeitpunkt 0 ist der Treiberschalter 4 (Q2) auf Seiten der negativen Elektrode in einem Einschaltzustand, und das Treiberziel-Halbleiterelement 6 verbleibt in einem Ausschaltzustand.
  • Gleichzeitig damit, dass der Treiberschalter 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode zum Zeitpunkt 0 eingeschaltet wird, wird der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode für einen tc-Zeitraum eingeschaltet. Der Treiberschalter 4 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter 91 (Q4) auf Seiten der negativen Elektrode verbleiben im Ausschaltzustand. In diesem Fall werden zwei Strompfade erzeugt, wie mit den gepunkteten Pfeilen in 16 angezeigt, und es wird Energie von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode zum Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode entlang eines Strompfades übertragen.
  • Der Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode wird einem Ladevorgang unterzogen, was dem Strompfad geschuldet ist, und der Spannungswert VCH des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode steigt an. Ein Sekundärresonanzmodell, das bei VdcH konvergiert, wird im Strompfad gebildet, während es zwischen der Spule 82 auf Seiten der positiven Elektrode und dem Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode in Resonanz schwingt.
  • Eine dämpfende Widerstandskomponente wird als Einschaltwiderstand des Treiberschalters 3 auf Seiten der positiven Elektrode und des Wiederherstellungsschalters 81 auf Seiten der positiven Elektrode, als Pfad-Leitungswiderstand oder dergleichen vorgesehen. In diesem Fall wird der Spannungswert VCH des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode einer Veränderung unterzogen, wie im Ausdruck 23 ausgedrückt. Die Resonanzfrequenzen sind im Ausdruck 24 gezeigt, und die Resonanzperiode ist im Ausdruck 25 gezeigt.
    [Math. 23] V CH = V dCH − V dCH ⋅ COS ( ω r ⋅ t )
    Figure DE112016005884T5_0023
    [Math. 24] ω r = 1 / ( LH ⋅ CH )
    Figure DE112016005884T5_0024
    [Math. 25] Tr = 2 π ( LH ⋅ CH )
    Figure DE112016005884T5_0025
  • Gemäß Ausdruck 22 bestehen Bedenken, dass der Spannungswert VCH des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode transient auf 2VdcH ansteigen wird, weshalb tc auf eine 1/4-Periode einer Resonanzperiode Tr eingestellt wird, wie im Ausdruck 25 gezeigt, und der anfängliche Ladezeitraum von VCH ist auf VdcH eingestellt.
    [Math. 26] t c = π / 2 × ( LH ⋅ CH )
    Figure DE112016005884T5_0026
  • Der andere in 16 gezeigte Strompfad zeigt, dass Energie von der Gate-Energieversorgung 1 auf Seiten der positiven Elektrode über den Gatewiderstand 5 an die Eingangskapazität 7 übertragen wird. Demzufolge ändert sich die Gatespannung Vciss von -VdcL zu VdcH und wird bei VdcH geclampt.
  • Der Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode wird zum Zeitpunkt tc ausgeschaltet. Danach arbeitet die Gate-Schaltung mit demselben Betriebsprinzip wie bei der ersten Ausführungsform.
  • Bei der dritten Ausführungsform wird ein anfängliches Laden des Schwingkreiskondensators 93 auf Seiten der negativen Elektrode nicht ausgeführt. Gemäß dem Betriebsprinzip, das bei der zweiten Ausführungsform beschrieben ist, werden die Resonanzvorgänge in Modus 2, Modus 3, Modus 5 und Modus 6 gemäß dem Prinzip ausgeführt, wenn VCL die Ungleichung des folgenden Ausdrucks erfüllt, und das Einschalten und das Ausschalten des Treiberziel-Halbleiterelements 6 werden geeignet gesteuert.
  • Wenn der Spannungswert VCH von 0 auf VdcH zunimmt, was dem anfänglichen Ladevorgang des Schwingkreiskondensators 83 auf Seiten der positiven Elektrode geschuldet ist, was bei dieser Ausführungsform beschrieben ist, erfüllt VCL den Ausdruck 27. Daher braucht kein anfängliches Laden hinsichtlich VCL durchgeführt zu werden.
    [Math. 27] − V dCL < V CL < V CH
    Figure DE112016005884T5_0027
  • 17 ist ein Blockdiagramm eines Treibersignals an den Wiederherstellungsschalter 81 (Q3) auf Seiten der positiven Elektrode. Ein routinemäßiges Treibersignal-Erzeugungssystem ist äquivalent zu demjenigen bei der zweiten Ausführungsform, und ein Gatesignal 37 ist verwendbar. Ein Signal beim Starten ist derart, dass dann, wenn ein Startsignal S und das erste Treibersignal Q1 des Treiberschalters 3 (Q1) auf Seiten der positiven Elektrode in einen Q3-Anfangssignal-Erzeugungsblock 35 eingegeben werden, ein Startsignal 36 synchron zu dem ersten Treibersignal Q1 erzeugt wird und mit hohem Pegel während des tc-Zeitraums ausgegeben wird.
  • Ferner werden das oben erwähnte routinemäßige Gatesignal 37 und das Startsignal S36 einem Selektor 38 zugewiesen. Wenn die Eingabe des Startsignals S im Selektor 38 auf der Basis des Startsignals S bestätigt wird, wird das Startssignal S36 als das dritte Treibersignal Q3 nur ein erstes Mal ausgegeben, und vom zweiten Mal an wird das Gatesiesignal 37 jedes Mal als das dritte Treibersignal Q3 ausgegeben.
  • Dadurch ist die dritte Ausführungsform derart, dass beim Starten, indem der Treiberschalter 3 auf Seiten der positiven Elektrode aus einem anfänglichen Zustand eingeschaltet wird, in welchem der Spannungswert VCH = VCL = 0 ist, wird der Wiederherstellungsschalter 81 auf Seiten der positiven Elektrode nur einmal eingeschaltet, und zwar für den tc-Zeitraum synchron mit dem Ansteigen beim Einschalten des Treiberschalters 3 auf Seiten der positiven Elektrode, so dass der Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode anfänglich mit dem Spannungswert VCH (=VdcH) geladen wird.
  • Daher wird eine Fehlfunktion des Treiberziel-Halbleiterelements 6 vermieden, die auftritt, wenn der Schwingkreiskondensator 83 auf Seiten der positiven Elektrode derart ist, dass der Spannungswert VCH = 0 ist, und die Zuverlässigkeit der gesamten Gateschaltung inklusive dem Treiberziel-Halbleiterelement 6 kann erhöht werden.
  • Vierte Ausführungsform
  • Die Gate-Treiberschaltung der Erfindung ist bei der ersten bis dritten Ausführungsform beschrieben. Bei einer vierten Ausführungsform wird ein Beispiel beschrieben, bei welchem die Gate-Treiberschaltung der Erfindung auf eine Energie-Umwandlungseinrichtung angewendet wird. Hierin erfolgt die Beschreibung, wobei eine Wechselrichterschaltung als ein Beispiel für eine Energie-Umwandlungseinrichtung angenommen wird.
  • 18 zeigt eine Wechselrichterschaltung 1000 gemäß der vierten Ausführungsform. In 18 weist die Wechselrichterschaltung 1000 Folgendes auf: einen U-Phasen-Schenkel, der aus Q-U1 und Q-U2 gebildet ist, einen V-Phasen-Schenkel, der aus Q-V1 und Q-V2 gebildet ist, einen W-Phasen-Schenkel, der aus Q-W1 und Q-W2 gebildet ist, und eine Steuerungsschaltung 200. Sie setzt die Energie einer DC-Energieversorgung 100 in AC-Energie um und überträgt die AC-Energie an eine AC-Last 300. Obwohl ein Motor als ein Beispiel in 18 gezeigt ist, kann dies auch eine andere Last sein.
  • Hierin ist ein Schaltelement in der Wechselrichterschaltung 1000 ein spannungsgetriebenes Halbleiter-Schaltelement (ein Treiberziel-Halbleiterelement), und es führt ein Einschalt- und Ausschaltvorgänge gemäß der Spannung aus, die von einer Gate-Treiberschaltung angelegt wird. Da die Gate-Treiberschaltung die gleiche Konfiguration hat wie diejenige der in 4 gezeigten Gate-Treiberschaltung, wird die Beschreibung weggelassen.
  • Als nächstes wird der Betrieb beschrieben. Die Wechselrichterschaltung 1000 ist derart konfiguriert, dass die Gate-Treiberschaltung auf der Basis von Treibersignalen (Q-U1-Signal, Q-U2-Signal, Q-V1-Signal, Q-V2-Signal, Q-W1-Signal, Q-W2-Signal) betrieben wird, die von der Steuerungsschaltung 200 ausgegeben werden, so dass dafür gesorgt wird, dass das Schaltelement in der Wechselrichterschaltung 1000 Einschalt- und Ausschaltvorgänge durchführt, so dass der Motor 300 angetrieben wird.
  • Die hier gezeigte Wechselrichterschaltung 1000 ist eine gewöhnliche Wechselrichterschaltung, und ein existierendes Wechselrichterschaltungs-Steuerungsverfahren (beispielsweise die in der JP 2010-154582 A beschriebene Art von Steuerungsverfahren) kann zum Betrieb der Wechselrichterschaltung 1000 angewendet werden. Da ein Betrieb jeder Gate-Treiberschaltung, die ein Treibersignal von der Steuerungsschaltung 200 empfängt, der gleiche ist wie derjenige, der bei der ersten Ausführungsform beschrieben ist, wird die Beschreibung weggelassen. Das Schaltelement wird von einer Spannung getrieben, die von der Gate-Treiberschaltung ausgegeben wird, und arbeitet als eine Wechselrichterschaltung.
  • Es ist hier ein Fall gezeigt, bei welchem die in 4 gezeigte Gate-Treiberschaltung als Gate-Treiberschaltung verwendet wird, aber es versteht sich, dass auch die in 6 gezeigte Gate-Treiberschaltung verwendet werden kann.
  • Auch ist die Wechselrichterschaltung 1000 als ein Beispiel für eine Energie-Umwandlungseinrichtung gezeigt, aber dies ist nicht einschränkend, und irgendeine Art von Energie-Umwandlungseinrichtung kann verwendet werden, vorausgesetzt, dass die Energie-Umwandlungseinrichtung ein Treiben von Einschalten und Ausschalten gemäß der Gate-Treiberschaltung ausführt.
  • Beispielsweise kann die Gate-Treiberschaltung in einer Art von Konverterschaltung 2000 montiert sein, wie in 19 gezeigt, die die AC-Spannung einer AC-Energieversorgung 400 in eine DC-Spannung umsetzt, und die den Strom der AC-Energieversorgung 400 auf einen hohen Leistungsfaktor steuert.
  • In 19 weist die Konverterschaltung 2000 Folgendes auf: einen U-Phasen-Schenkel, der aus Q-U1 und Q-U2 gebildet ist, einen V-Phasen-Schenkel, der aus Q-V1 und Q-V2 gebildet ist, einen W-Phasen-Schenkel, der aus Q-W1 und Q-W2 gebildet ist, eine U-Phasen-Spule RU, eine V-Phasen-Spule RV, eine W-Phasen-Spule RW und eine Steuerungsschaltung 500.
  • Als nächstes wird der Betrieb beschrieben. Die Wechselrichterschaltung 2000 ist derart konfiguriert, dass die Gate-Treiberschaltung auf der Basis von Treibersignalen arbeitet, die von der Steuerungsschaltung 500 ausgegeben werden, so dass dafür gesorgt wird, dass ein Schaltelement in der Konverterschaltung 2000 Einschalt- und Ausschaltvorgänge durchführt, dass die an die Spule U, die Spule V und die Spule W angelegte Spannung gleichgerichtet wird, dass der Strom der AC-Energieversorgung 400 auf einen hohen Leistungsfaktor gesteuert wird, und dass die Energie der AC-Energieversorgung 400 in DC-Energie umgewandelt wird und an eine DC-Last 600 übertragen wird.
  • Es kann ein existierendes Wechselrichterschaltungs-Steuerungsverfahren (beispielsweise die in der WO2015/045485 A1 beschriebene Art von Steuerungsverfahren) zum Betrieb verwendet werden. Da der Betrieb jeder Gate-Treiberschaltung, die ein Treibersignal von der Steuerungsschaltung 500 empfängt, der gleiche ist wie der bei der ersten Ausführungsform gezeigte, und zwar auf die gleiche Weise wie mit der Wechselrichterschaltung, ist der Betrieb ein allgemeiner Betrieb, weshalb eine Beschreibung hier weggelassen wird.
  • Wie in 20 gezeigt, kann die Gate-Treiberschaltung auch in einer Zerhackerschaltung 3000 montiert sein, die eine DC-Spannung einer DC-Energieversorgung 700 in eine DC-Spannung von einem anderen Wert konvertiert.
  • In 20 ist die Zerhackerschaltung 3000 aus einem Schenkel gebildet, der aus Q1 und Q2, einer Spule R und einer Steuerungsschaltung 800 gebildet ist.
  • Als nächstes wird der Betrieb beschrieben. Die Zerhackerschaltung 3000 ist derart konfiguriert, dass die Gate-Treiberschaltung auf der Basis von Treibersignalen arbeitet, die von der Steuerungsschaltung 800 ausgegeben werden, so dass dafür gesorgt wird, dass ein Schaltelement in der Zerhackerschaltung 3000 Einschalt- und Ausschaltvorgänge durchführt, dass die an die Spule R angelegte Spannung gleichgerichtet wird, und dass die Energie einer aufwärtsgewandelten Spannung von der DC-Energieversorgung 700 einer DC-Last 900 zugeführt wird.
  • Es kann ein existierendes Zerhackerschaltungs-Steuerungsverfahren (beispielsweise die in der WO2016/075996 A1 beschriebene Art von Steuerungsverfahren) zum Betrieb verwendet werden. Da der Betrieb jeder Gate-Treiberschaltung, die ein Treibersignal von der Steuerungsschaltung 800 empfängt, der gleiche ist wie der bei der ersten Ausführungsform gezeigte, und zwar auf die gleiche Weise wie mit der Wechselrichterschaltung, ist der Betrieb ein allgemeiner Betrieb, weshalb eine Beschreibung weggelassen wird.
  • In 20 ist beispielhaft eine Aufwärtswandlungs-Zerhackerschaltung gezeigt, aber es können auch ein Abwärtswandlungs-Zerhacker, eine Aufwärts-/Abwärtswandlungs-Zerhackerschaltung oder dergleichen verwendet werden.
  • Beliebige Komponenten der Ausführungsformen können frei verändert oder dabei Merkmale weggelassen werden, wenn es zweckmäßig ist, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • JP 2005039988 A [0014]
    • JP 2010154582 A [0146]
    • WO 2015/045485 A1 [0152]
    • WO 2016/075996 A1 [0156]

Claims (15)

  1. Gate-Treiberschaltung, die Folgendes aufweist: ein Treiber-Einschaltelement, das eine Einschaltzustand-Spannung an ein Gate eines Treiberziel-Halbleiterelements anlegt, ein Treiber-Ausschaltelement, das eine Ausschaltzustand-Spannung an das Gate des Treiberziel-Halbleiterelements anlegt, eine Wiederherstellungsschaltung, so dass ein Wiederherstellungsschalter, eine Spule und ein Kondensator in Reihe zwischen die Ausgangsanschlüsse der Gate-Treiberschaltung geschaltet sind, und die eine Ladung wiederherstellen kann, die in der Eingangskapazität des Treiberziel-Halbleiterelements akkumuliert ist, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement eingeschaltet wird, und eine Steuerungsschaltung, die das Treiber-Einschaltelement, das Treiber-Ausschaltelement und den Wiederherstellungsschalter steuert.
  2. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die Gate-Treiberschaltung, die das Treiber-Einschaltelement aufweist, das die Einschaltzustand-Spannung an das Treiberziel-Halbleiterelement anlegt, und die das Treiber-Ausschaltelement aufweist, das die Ausschaltzustand-Spannung anlegt, eine Halbbrücken-Wechselrichter-Gate-Treiberschaltung ist, die aus einem Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode, einem Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode, einer Energieversorgung auf Seiten der positiven Elektrode und einer Energieversorgung auf Seiten der negativen Elektrode gebildet ist, die Wiederherstellungsschaltung eine Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode ist, wobei ein Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode, eine Spule auf Seiten der positiven Elektrode und ein Kondensator auf Seiten der positiven Elektrode in Reihe geschaltet sind, und eine Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der negativen Elektrode ist, wobei ein Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode, eine Spule auf Seiten der negativen Elektrode und ein Kondensator auf Seiten der negativen Elektrode in Reihe geschaltet sind, und parallel zwischen die Ausgangsanschlüsse der Halbbrücken-Wechselrichter-Gate-Treiberschaltung geschaltet ist, und die Steuerungsschaltung, um das Treiberziel-Halbleiterelement einzuschalten, den Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode ausschaltet, dann den Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode für einen gewissen Zeitraum einschaltet, den Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode für einen gewissen Zeitraum einschaltet und den Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode einschaltet, so dass ein Einschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements aufrechterhalten wird, und um das Treiberziel-Halbleiterelement auszuschalten, die Steuerungsschaltung den Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode ausschaltet, dann den Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode für einen gewissen Zeitraum einschaltet, den Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode für einen gewissen Zeitraum einschaltet und den Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode einschaltet, so dass ein Ausschaltzustand des Treiberziel-Halbleiterelements aufrechterhalten wird.
  3. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei die Steuerung mittels der Steuerungsschaltung ausgeführt wird, so dass, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement eingeschaltet wird, ein Zeitpunkt, zu welchem der Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet wird und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind, ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet wird und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind, und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode ausgeschaltet wird und zu welchem der Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind.
  4. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei die Steuerung mittels der Steuerungsschaltung ausgeführt wird, so dass, wenn das Treiberziel-Halbleiterelement ausgeschaltet wird, ein Zeitpunkt, zu welchem der Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode ausgeschaltet wird und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind, ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode ausgeschaltet wird und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind, und ein Zeitpunkt, zu welchem der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet wird und ein Zeitpunkt, zu welchem der Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode eingeschaltet wird, synchronisiert sind.
  5. Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei ein Zeitraum, für welchen der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode im Einschaltzustand ist und ein Zeitraum, für welchen der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode im Einschaltzustand ist, gleich sind.
  6. Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, wobei der Zeitraum, für welchen der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode in einem Einschaltzustand ist, eine Hälfte einer Resonanzperiode ist, die von der Eingangskapazität des Treiberziel-Halbleiterelements und der Spule auf Seiten der positiven Elektrode festgelegt ist, und der Zeitraum, für welchen der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode in einem Einschaltzustand ist, eine Hälfte einer Resonanzperiode ist, die von der Eingangskapazität des Treiberziel-Halbleiterelements und der Spule auf Seiten der negativen Elektrode festgelegt ist.
  7. Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei dann, wenn die Gate-Treiberschaltung gestartet wird, der Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode gleichzeitig für einen gewissen Zeitraum eingeschaltet werden, der Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode und der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der negativen Elektrode ausgeschaltet werden und ein anfängliches Laden von der Energieversorgung auf Seiten der positiven Elektrode zum Kondensator auf Seiten der positiven Elektrode durchgeführt wird.
  8. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 7, wobei der Zeitraum, für welchen der Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschalter auf Seiten der positiven Elektrode gleichzeitig in einem Einschaltzustand sind, ein Viertel einer Resonanzperiode ist, die von der Spule auf Seiten der positiven Elektrode und der Eingangskapazität des Treiberziel-Halbleiterelements bestimmt wird.
  9. Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, wobei die Spannung der Energieversorgung auf Seiten der positiven Elektrode und die Spannung der Energieversorgung auf Seiten der negativen Elektrode auf unterschiedliche Spannungen eingestellt sind.
  10. Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, wobei, mit einer Dreieckswelle als Trägerwellenform, ein Einschaltzustand-Zeitraum des Treiberschalters auf Seiten der positiven Elektrode von einem Schaltverhältnis-Befehlswert bestimmt wird, der ein Schaltverhältnis ist, das einem Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode entspricht, der bestimmt wird, indem ein Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis mit der Trägerwellenform im Treiberschalter auf Seiten der positiven Elektrode verglichen wird, und ein Einschaltzustand-Zeitraum des Treiberschalters auf Seiten der negativen Elektrode von einem Schaltverhältnis-Befehlswert bestimmt wird, der ein Schaltverhältnis ist, das dem Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode addiert zu dem Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis verglichen mit der Trägerwellenform im Treiberschalter auf Seiten der negativen Elektrode entspricht.
  11. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 10, wobei die Schaltverhältnisse, die den Einschaltzustand-Zeiträumen der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode und der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der negativen Elektrode entsprechen, gleich sind.
  12. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 10, wobei der Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode berechnet wird aus einer logischen Summe eines ersten Vergleichsergebnisses, das für einen Zeitraum ausgegeben wird, in welchem von einem Schaltverhältnis-Befehlswert, der das Schaltverhältnis ist, das dem Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der positiven Elektrode addiert zu dem Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis entspricht, und der Trägerwellenform, der Schaltverhältnis-Befehlswert größer ist, und eines zweiten Vergleichsergebnisses, das für einen Zeitraum ausgegeben wird, in welchem aus dem Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis und der Trägerwellenform die Trägerwellenform größer ist.
  13. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 10, wobei der Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der negativen Elektrode berechnet wird aus einer logischen Summe eines ersten Vergleichsergebnisses, das für einen Zeitraum ausgegeben wird, in welchem von dem Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis und der Trägerwellenform das Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis größer ist, und eines zweiten Vergleichsergebnisses, das für einen Zeitraum ausgegeben wird, in welchem von einem Schaltverhältnis-Befehlswert, der das Schaltverhältnis ist, das dem Einschaltzustand-Zeitraum der Wiederherstellungsschaltung auf Seiten der negativen Elektrode subtrahiert von dem Eingangs-Einschalt-Tastverhältnis entspricht, und der Trägerwellenform die Trägerwellenform größer ist.
  14. Gate-Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Treiberziel-Halbleiterelement ein Halbleiterelement mit breitem Bandabstand ist.
  15. Energie-Umwandlungseinrichtung, die eine Gate-Treiberschaltung aufweist, die mindestens ein Schaltelement aufweist, das von der Gate-Treiberschaltung getrieben wird, wobei die Gate-Treiberschaltung die Gate-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14 ist.
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