WO2018091145A1 - Ansteuerschaltung - Google Patents

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WO2018091145A1
WO2018091145A1 PCT/EP2017/025161 EP2017025161W WO2018091145A1 WO 2018091145 A1 WO2018091145 A1 WO 2018091145A1 EP 2017025161 W EP2017025161 W EP 2017025161W WO 2018091145 A1 WO2018091145 A1 WO 2018091145A1
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power semiconductor
circuit
controllable power
drive circuit
drive
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PCT/EP2017/025161
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English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan GÖTZ
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Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/163—Soft switching

Definitions

  • the present invention relates to a drive circuit for a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive, wherein the power converter has at least one controllable power semiconductor, and the drive circuit for controlling a switching operation of the at least one controllable power semiconductor is executed based on a control signal.
  • the present invention also relates to a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive, with at least one drive circuit specified above.
  • the present invention further relates to a vehicle, in particular a vehicle with electric drive, with at least one power converter specified above.
  • the present invention also relates to a method for driving a
  • Power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive, wherein the power converter comprises at least one controllable power semiconductor, the method comprising driving a switching operation of the at least one controllable power semiconductor based on a control signal.
  • Power converters are static electrical devices for converting an input electrical current, i. DC or AC, in the other type of current, or to change characteristic parameters of the type of current such as the voltage or the frequency. Also, in a power converter, both of these principles can be used in combination, i. one type of current is converted into another and at the same time, for example, a voltage between a
  • Modified input side and one output side of the current transformer There are different designs or types of power converters for a wide range of applications. Power converters are used, for example, for the control and regulation of variable-speed electric motors. An important application in this context is the use in vehicles that are designed as electric and hybrid vehicles with an electric motor.
  • Controllable switches to convert resulting currents and voltages. Due to often high electrical power, controllable power semiconductors such as field-effect transistors, IGBTs,
  • Thyristors bipolar transistors or others used.
  • the energy store is usually a battery and typically includes a plurality of individual cells interconnected to form the battery.
  • the current transformers for converting a battery voltage of the energy storage can be converted into a motor voltage for driving the electric motor.
  • the vehicle can in principle be any vehicle with an electric drive. Accordingly, the vehicle comprises at least one electric motor, for example for driving an axle of the vehicle. Alternatively, the electric drive may also have a plurality of electric motors which, for example, directly each drive a wheel of the vehicle. Such vehicles include purely electrically powered
  • Vehicles ie electric vehicles, as well as vehicles that have an electric drive in addition to another drive, such as an internal combustion engine.
  • the latter vehicles are commonly referred to as hybrid vehicles.
  • plug-in Hybrid vehicles With plug-in Hybrid vehicles whose energy storage can be additionally charged via a charging socket with electrical energy.
  • Typical circuits of power electronics use controllable power semiconductors almost exclusively as switches and avoid the lossy resistive longitudinal operation. For this reason, only quantized output voltages can be generated. These can be achieved, for example, in current-controlled circuits, typically with thyristors, as is common in railway drives, for example.
  • FIG. 1 A simple conversion for modulating a continuous signal is shown in FIG.
  • a modulated signal between two stages referred to there as a level, is switched via controllable switches in order to approximate the useful signal.
  • Intermediate stages of the output voltage are generated in the time average by rapid switching between adjacent stages.
  • Corresponding drives use, for example, a switching modulation and are also known in English as switch-mode power supplies.
  • a conversion based thereon for modulating a continuous signal is shown in FIG.
  • the output voltages are usually realized by pulse width modulation (PWM) with a fixed clock.
  • PWM pulse width modulation
  • other types of pulse modulation are also known, for example pulse amplitude modulation (PAM), pulse frequency modulation (PFM) and pulse phase modulation (PPM), which are less common.
  • PAM pulse amplitude modulation
  • PFM pulse frequency modulation
  • PPM pulse phase modulation
  • the output voltages are generated, for example, by sine-delta modulation, as was common in early analog circuits, or with a digital PWM, also called dPWM.
  • Fig. 3 shows a typical sine-delta modulation in the upper part. In the lower part of FIG. 3, a digital PWM is shown.
  • Fig. 4 shows a typical drive circuit 10 of the prior art for
  • the drive circuit 10 includes a gate driver chip 14.
  • the gate driver chip 14 receives at an input 16, a control signal 18 via outputs 20 of the gate driver chip 14 provides two drive signals 22. It takes a fixed setting of
  • the switching networks 24 are fixed switching networks 24, which are typically constructed with resistors, in particular as "gate resistance”, and more rarely also with diodes, inductors and / or capacitors, in order to control an on and off speed of the field effect transistors 12.
  • a central disadvantage is the generation of switching harmonics in the spectrum of the output voltage. Distortions may occur which result in deviations of the actually generated time profile of output variables, for example the voltage, the current and / or the electrical power, from an ideal one
  • the distortions can reach up to a high gigahertz range and have high power densities. This may cause the distortions as electromagnetic emissions to interfere with other equipment.
  • communication systems in the vehicle are susceptible to interference due to their electromagnetic communication via radio or wired fast bus systems.
  • Gigahertz frequencies are common in various communication technologies currently in use. These include, for example, GPS, Bluetooth, WLAN, GSM, UMTS, LTE or others.
  • electromagnetic waves such as, for example, GPS, Bluetooth, WLAN, GSM, UMTS, LTE or others.
  • Electromagnetic emissions is the generation of the output variables via the switching activity of the controllable power semiconductors used. Due to the modulation used, typically pulse width modulation, the output quantities are generated only on average over time.
  • the switching clock of the PWM has only limited influence. In this area, the distortions are dominated by a time on and off behavior of the controllable power semiconductors.
  • controllable power semiconductors require a switching time for switching, which can be in the range of a few nanoseconds or microseconds. You can not do this switching instantaneously. This causes that the current through the power semiconductor does not flow or is interrupted immediately. The same results for a rise or fall of a load voltage.
  • a corresponding Frequency spectrum is shown by way of example in Fig. 5 for a FET as a controllable power semiconductor.
  • the cause of the respective course of the on or off behavior differs depending on the power semiconductor used.
  • FETs and IGBTs essentially three phenomena are dominant. This is initially a charging of the gate capacitance, semiconductor-dependent carrier generation and recombination processes, as well as application-dependent effects of load currents and voltages on the input.
  • the switching behavior of controllable power semiconductors is essentially determined by the gate driver.
  • the charging process of the gate capacitance can be influenced.
  • the gate driver is a unit that amplifies power-free simple digital levels to provide sufficient power to turn a controllable power on or off
  • Need recharge current can not be provided by digital levels, such as those generated by microcontrollers.
  • a typical prior art gate driver circuit 30 is shown in FIG. Such a gate driver circuit 30 may be used, for example, in the gate driver chip 14 of FIG. 4.
  • the gate driver circuit 30 is a simple amplifier circuit having an input transistor Q2 disposed across resistors R1, R2 between a + 36V supply voltage and ground.
  • the input transistor Q2 is driven via the control signal 18 at its base.
  • a drive signal 22 is provided here via a downstream push-pull stage with two complementary transistors Q1, Q3.
  • gate drivers may also have additional functions such as galvanic isolation, level shifting, dead time insertion, to overlap two to prevent controllable power semiconductors in series, implementing a monitoring of the controllable power semiconductors or the like.
  • a drive circuit for a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive, with at least one such drive circuit, a vehicle, in particular a vehicle with electric drive, with at least one such power converter and a method for driving a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with electric drive, indicate a reduction of distortions of a time course of Allow output variables
  • the power converter comprises at least one controllable power semiconductor
  • the drive circuit for controlling a switching operation of the at least one controllable power semiconductor is executed based on a control signal
  • the drive circuit is executed, the control of at least perform a power semiconductor based on the control signal with a temporal adjustment of the behavior of the at least one power semiconductor during switching in consideration of the adjustment parameter, wherein the adjustment parameter is an adjustment parameter for electromagnetic emissions of the at least one power semiconductor.
  • the invention also provides a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with an electric drive, with at least one drive circuit specified above.
  • a vehicle is furthermore specified, in particular a vehicle with an electric drive, with at least one power converter specified above.
  • the invention also provides a method for driving a power converter for use in a vehicle, in particular in a vehicle with an electric drive, wherein the power converter has at least one controllable power semiconductor, and the method comprises the following steps: driving a
  • the adjustment parameter is an adjustment parameter for electromagnetic emissions of the at least one
  • Power semiconductor is.
  • the basic idea of the present invention is thus to control the temporal switching behavior of the corresponding controllable power semiconductor in a targeted manner in order to thereby control the spectrum of the distortions of the output variables by the
  • a central, externally controllable size of the switching behavior is used, which is commonly used field effect transistors (FET) and bipolar transistors with insulated gate, in the British insulated gate bipolar transistor (IGBT), in particular the temporal charging path of the gate.
  • FET field effect transistors
  • IGBT British insulated gate bipolar transistor
  • Charge curve of the gate is over a time course of the gate-source voltage (or in IGBT equivalent, the gate-emitter voltage) and the gate current
  • controllable or detectable Turning on is done on all field effect based transistors (FET, IGFET, MISFET, MOSFET, IGBT, JFET) by charging a capacitor, the gate against a modulatable channel.
  • FET field effect based transistor
  • IGFET IGFET
  • MISFET MISFET
  • MOSFET IGBT
  • JFET field effect based transistors
  • the gate capacitance accumulates charge carriers in the conduction channel of the transistor or actively generates these by raising them
  • the charge carrier density in the channel depends - at least in time equilibrium and neglecting dynamic delay effects - primarily on the voltage at the gate. From a certain voltage, the threshold voltage, the charge carrier density in the channel is high enough to produce an onset of load current flow. Turning off is in the opposite direction, but is otherwise equivalent.
  • the invention makes it possible not only to control the activation and / or deactivation behavior in a targeted manner, but also to regulate the behavior on the basis of measured or estimated emissions in the immediate past, with higher consideration by taking into account the switching behavior of the power semiconductors
  • Frequency ranges can be detected.
  • the adjustment parameter can either be received and used by the drive circuit.
  • the drive circuit may determine the adjustment parameter itself to detect electromagnetic emissions of the at least one
  • the drive circuit a Power semiconductor to influence.
  • the drive circuit a the drive circuit a
  • the setting parameter can be a plurality of individual parameters include, which together form the adjustment parameter.
  • Power semiconductors are each controlled independently. In principle, however, all or groups of power semiconductors can also be controlled with the same setting parameter.
  • the drive circuit is executed, a targeted change in the timing of the behavior of the at least one power semiconductor when switching by a targeted change of
  • Adjustment parameters to perform during operation The setting parameter itself is therefore not fixed, but adjustable to a targeted adjustment of
  • the change can be adaptive to perform an adjustment in operation. Thus, not only is a time controllable
  • Frequency ranges could be, for example, frequency ranges that are derived from
  • the average power density over the frequency can be selectively controlled or regulated. This can be a fault performance
  • Control or regulation of the change in the adjustment parameter can be made either on the basis of measurements or estimates of the electromagnetic distortion or emission.
  • controlling or regulating the temporal switching curve of the at least one controllable power semiconductor can be continuously influenced by controlling the temporal Umladeverlaufs the control input.
  • measured quantities can be the time-dependent blocking voltage via the corresponding controllable power semiconductor, the time load current, the magnetic field, for example via a detection coil in the vicinity of the controllable
  • Power semiconductor or the power circuit located possibly in a lower or back position of a board, or the electric field, for example via a detection dipole in the vicinity of the controllable power semiconductor or the
  • Power circuit possibly in a lower or back position of a board, or others.
  • the drive circuit is a digital driver circuit for the at least one controllable power semiconductor and has a setting circuit which is arranged between the digital driver circuit and the at least one controllable power semiconductor, the digital
  • Driver circuit is designed to receive a logic signal as a control signal and based on the control signal to generate a drive signal for the at least one controllable power semiconductor, the setting circuit is executed, the
  • Receive setting parameter, and the setting circuit is further adapted to adjust the drive signal of the digital driver circuit to perform the timing of the behavior of the at least one controllable power semiconductor in the switching taking into account the setting parameter.
  • Driver circuits also called gate drivers, allow a fixed charging of the control input.
  • the control input is usually loaded with a maximum possible speed through a binary so-called totem pole or push-pull output stage. The output will either turn on the
  • the purpose of the driver circuit is to supply a high-current switching signal which, in contrast to digital levels, supplies up to two-digit ampere values and is relative to the source (in the case of FET) or emitter connection (in the case of IGBT).
  • Such driver circuits are industry standard and therefore optimized at very low prices.
  • the setting circuit is used, which determines the timing of the behavior of the at least one controllable
  • the adjustment circuit comprises an adjustable resistor which is adjustable via the adjustment parameter.
  • the adjustable Resistance is a very simple example of a configuration of the adjustment circuit. Due to the adjustable resistor, the current supplied by the driver circuit can be limited to delay switching of the power semiconductor by the
  • Resistor adjusts the rate of charge of the gate capacitance and linearly scaled to a first approximation. With a corresponding change of the
  • setting parameters can also be influenced in a comprehensive manner over the course of the charging of the gate capacitance.
  • the adjustment circuit comprises a
  • the first transistor is preferably used as a series regulator.
  • the first transistor may be either continuously or in a certain number of stages between the
  • the first transistor may be a FET or a bipolar transistor, for example a pnp or npn transistor.
  • the resistance represents a well-defined conduction path both for the turn-on operation when the transistor is switched off and for the turn-off process, wherein in the turn-off operation the control current of the gate of the power semiconductor has to flow in the reverse direction and preferably flows via the body diode of the first transistor.
  • the resistor can reduce the power dissipation in the first transistor. For the practical design of the resistor should be at least as large dimensions to allow the lowest necessary switching speed of the power semiconductor.
  • Resistor is preferably dimensioned such that the parallel connection of
  • Resistance with the further resistance is maximally so large that the fastest necessary switching speed is made possible.
  • the adjustment circuit comprises a second transistor which is connected in parallel with or in series with the first transistor, wherein the first and the second transistor are independently controllable via the adjustment parameter.
  • the first and second transistors are preferably connected in opposite directions, i. in push-pull.
  • Transistors arranged in series with resistors to set the electrical potential of the mating contacts to a well-defined value as possible. This is
  • Actuation must be made relative to a mating contact. Accordingly, the drive is carried out at field effect transistors to source, and bipolar transistors to the emitter. In one embodiment, the two transistors are with a
  • the necessary voltage at the gate terminal of the first transistor is greater than the gate voltage at the power semiconductor.
  • the first transistor is full of the supply voltages of the driver circuit, i. their negative supply Vss (GateDriver) and their positive supply Vcc (GateDriver), controllable. Additional voltages are not required.
  • Vss negative supply
  • Vcc positive supply
  • the first and the second transistor are connected directly in series, wherein additionally a resistor is connected in series with the two transistors.
  • the two transistors are also arranged with common source (in case of FET) or emitter connection (in the case of bipolar transistors).
  • the first and the second transistor are not used here exclusively with only two stages, ie maximum conducting or fully blocking, but as a longitudinal regulator. As a result, the resistance of the transistors is selectively operated in intermediate areas between maximum conducting or fully blocking.
  • the function is essentially as described above.
  • the first transistor is arranged with its resistance so that the source contact of the first transistor, which represents the above-mentioned counter electrode, coincides with the gate potential of the power semiconductor.
  • the necessary voltage at the gate terminal of the first transistor is greater than the gate voltage on
  • the first transistor is full of the supply voltages of the driver circuit, i. their negative supply Vss (GateDriver) and their positive supply Vcc (GateDriver), controllable. Additional voltages are not required. For the continuous control of the first transistor corresponding intermediate levels can be generated from the said supply voltages. The same applies to the second transistor and the resistor connected in series therewith.
  • the drive circuit is designed to set the setting circuit between two switching operations of the at least one controllable power semiconductor. This is the setting circuit during the
  • Switching ie when switching on or off, constant. Changes in the setting circuit are made from switching operation to switching operation.
  • Control mode of the adjustment circuit may be before a gate signal of the at least one controllable power semiconductor an associated, temporarily constant resistance value can be assumed.
  • This temporary constant resistance value can be used for the switch-on and the
  • Switching be identical or even different. A change of the setting circuit via the setting parameter occurs only between switching operations. As a result, the emission spectrum of the at least one power semiconductor can be regulated in the time average.
  • the gate network Due to the high switching rate of typical power electronic circuits of several kilohertz, the gate network can be changed regularly
  • the resulting emission spectrum corresponds approximately to the average of the individual spectra.
  • the drive circuit is designed to adjust the setting circuit during a switching operation of the at least one controllable power semiconductor.
  • the spectrum can be set exactly here because the switching process can be controlled in its speed at any time.
  • the adjustment circuit is with the
  • Switching synchronized This can be done for example via the digital signal, which also controls the driver circuit itself and passes a status to be assumed.
  • the drive circuit has an integral driver circuit for the at least one controllable power semiconductor and is designed to receive a logic signal as a control signal and based on the control signal to generate a drive signal for the at least one controllable power semiconductor, wherein the integral driver circuit on is executed, the
  • a driver circuit which integrally carries out the driving of the at least one power semiconductor based on the control signal with a temporal adjustment of the behavior of the at least one power semiconductor when switching taking into account the setting parameter.
  • the driver circuit is preferably activated via a simple logic signal, whereby desired high response times of a few 1-10 nanoseconds are possible.
  • the adjustment parameter is provided via a separate input. The adjustment parameter does not have to be provided simultaneously with the control signal.
  • the driver circuit can accordingly use the respectively associated last setting parameter on a rising or falling edge. This can be technically implemented in different ways, for example with a register, a sample & hold member or other memory.
  • the integral driver circuit is an analog driver circuit
  • the integral driver circuit comprises a control unit with a memory, a D / A converter and an analog amplifier stage
  • the control unit is adapted to receive the control signal and the setting parameters and a through
  • the D / A converter is adapted to convert the digital waveform of the control signal into an analog drive signal
  • the analog amplifier stage is adapted to amplify the analog drive signal and adjusted as
  • an analog driver circuit does not have to provide an approximately rectangular voltage jump with low source impedance and thus high current capability, which is approximately identical to the control signal. Instead, a variable time profile with regard to voltage and / or current should be output with a rising or falling control signal.
  • the driver circuit includes a simple
  • Solid-state transistor also known as the AB output stage, as it comes from Power amplifiers is known.
  • Push-pull stages that are similarly binary
  • Driver circuits of the prior art use at least two transistors at the power output, have the advantage that the output can take both active-high and active-low as a state. This allows the output to deliver or record both high positive and negative currents.
  • the push-pull stage is implemented either with complementary transistors, for example, in series connected p-channel and n-channel FET or npn and pnp transistors.
  • a digital signal is provided from the memory taking into account the setting parameter.
  • Control signal from low to high or from high to low is output from the memory a predetermined course for each case serially as a binary data stream of 0 and 1, which is then converted in the D / A converter into the analog drive signal.
  • the D / A converter is preferably realized by a low-pass filter which smoothes the O / I current to form a smooth course. When using a low-pass filter in the D / A conversion process, the capacity can be kept very low due to the high dynamics. This signal is amplified by the analog amplifier stage and provided as a drive signal.
  • the drive circuit has an input for a continuous signal and is adapted to receive a combined signal with the control signal and the setting parameter, and based on the
  • the control circuit comprises an integral adjustment circuit configured to set its adjusted drive signal for the at least one controllable power semiconductor based on the adjustment parameter to control the timing of the behavior of the at least one controllable one of the control signals
  • the time profile of the output current or the output voltage is provided directly via the input signal.
  • the continuous signal is a coded analog signal or a serial or parallel digital signal.
  • an analog signal at the input directly encode the current waveform or voltage waveform of the output.
  • a digital input which codes the course of the output either serially or in parallel. Due to the high reaction rates required, parallel input is preferred.
  • the drive circuit has a
  • Control unit which is designed to perform the control of the at least one controllable power semiconductor with the adjustment parameter with a type of a broken row. This provides a suitable possibility of targeted control of the emission spectrum of the at least one
  • the emission spectrum of the at least one power semiconductor is regulated predominantly by only a small number of degrees of freedom.
  • this may be just one degree of freedom, for example the duration of the
  • the duration is given, for example, via the effective resistance of the adjustment circuit or by an amplification of the charging current constant over the entire on or off duration of the at least one power semiconductor.
  • the first derivative of the duration of the switching can be considered.
  • the first derivation of the duration of the switching results, for example, by a number which defines the current in the middle of the switching process in comparison to the start and end of the switching process.
  • the charging voltage of the gate of the at least one power semiconductor is similar to a cumulative distribution function (CFD) and can therefore be described for example with the same parameters in the form. These last for example the Width (standard deviation for CFD), first order symmetry (skew for CFD), curvature (kurtosis for CFD), etc.
  • CFD cumulative distribution function
  • typical general parametric functions known from statistics can be used to represent CFDs, such as the gamma function. This type of description breaks down the form of switching to a few characteristics in the style of a series and allows the
  • PID control loops can be individual parameters of the
  • Emission spectrum derived quantities such as the maximum magnetic or electric field amplitude in a specific spectral range serve.
  • a controller can replace the control spectrum to avoid emission spectrum.
  • the drive circuit has a
  • Control unit which is carried out, the driving of the at least one controllable power semiconductor with the adjustment parameters based on a
  • a desired emission target spectrum can be established by determining the relationship between gate drive and target spectrum via machine learning.
  • the relationship between the transhipment dynamics at its control input for example, the gate in FETs and IGBTS
  • Machine learning methods have been developed to simulate and expose such complex relationships.
  • Regulating system are set up, which in the context of the invention, a scheme of
  • a simple open-loop control can alternatively be used.
  • One possibility of control is a statistical assignment of the parameters of the switching process.
  • the switching dynamics can be described as a sigmoid function, depending on the desired flexibility of a certain number of parameters, for example the moments that are also used in the statistics for CFDs, or as parameters of common functions, such as the gamma distribution.
  • each parameter is assigned a range of values and / or a statistical distribution.
  • the control process is to generate new parameter sets more or less randomly according to these specifications after one or more switching operations of the driver circuit. For a uniform spectrum, for example, each parameter can be uniformly varied within a range. In a preferred
  • Embodiment not only a value range and / or a statistical distribution are assigned to each parameter, but it is given a common multi-dimensional distribution function, which thus also defines probabilities for the occurrence of each combination of parameter values.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a simple conversion for modulating a continuous signal by switching between two stages according to the prior art, a diagram showing a simple conversion for modulating a continuous signal by switching between nine stages according to the prior art, a diagram illustrating an analog sine-delta modulation and a digital PWM according to the prior art, a circuit diagram of a drive circuit of the Prior art for driving two field effect transistors with a gate driver chip and two switching networks, a diagram of a resulting frequency spectrum at a
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a typical gate drive circuit of the prior art as part of the gate driver chip 14 of FIG. 4, a circuit diagram of a drive circuit with a driver circuit, a setting circuit and a control unit for controlling a controllable power semiconductor according to a first embodiment, a circuit diagram of a drive circuit with a driver circuit, a setting circuit and a control unit for driving a controllable power semiconductor according to a second embodiment, wherein the setting circuit comprises an adjustable resistor, a circuit diagram of a drive circuit with a Driver circuit, a setting circuit and a control unit for driving a controllable power semiconductor according to a third embodiment, wherein the adjusting circuit comprises a resistor and a first transistor, and the controllable power semiconductor is designed as FET, a circuit diagram of a drive circuit with a driver circuit, a setting circuit and a control unit for driving a controllable power semiconductor according to a fourth embodiment, wherein the adjusting circuit comprises a resistor and a The circuit comprises a drive circuit having
  • Series resistor comprises a first transistor and a second transistor and a resistor connected in parallel
  • 14 is a circuit diagram of a driving circuit having a driving circuit, a setting circuit and a control unit for driving a controllable power semiconductor according to an eighth embodiment, wherein the adjusting circuit comprises a parallel circuit of a first transistor, a second transistor and a resistor connected in parallel thereto, and wherein each transistor has an additional series resistor connected in series,
  • Fig. 15 is a circuit diagram of a drive circuit with an integral
  • Fig. 16 is a detailed circuit diagram of the integral driver circuit of the ninth
  • Fig. 17 is a detailed detailed circuit diagram of the integral
  • Fig. 18 is a circuit diagram of a drive circuit according to a tenth
  • Fig. 19 is a schematic diagram for carrying out a control according to the principle of a broken row.
  • FIG. 7 shows a driving circuit 100 according to the invention for a converter for use in a vehicle according to a first, preferred embodiment of the invention.
  • the controllable power semiconductor 102 of the first embodiment is a field effect transistor (FET).
  • the drive circuit 100 is for driving a switching operation of
  • controllable power semiconductor 102 based on a control signal 104 executed.
  • the drive circuit 100 is further configured to perform the control of the controllable power semiconductor 102 based on the control signal 104 with a time adjustment of the behavior of the at least one controllable power semiconductor 102 during switching taking into account a setting parameter 106, wherein the setting parameter 106 is an adjustment parameter 106 for electromagnetic emissions of the controllable power semiconductor 102. This is achieved by a timing of the behavior of the controllable power semiconductor 102 during switching in consideration of the setting parameter 106.
  • the drive circuit 100 includes a digital conventional driver circuit 110 and an adjustment circuit 112 disposed between the digital drive circuit 110 and the controllable power semiconductor 102.
  • the driver circuit 110 receives the control signal 104 for driving the controllable power semiconductor 102 and generates a drive signal 114 for the controllable power semiconductor 102, which is supplied to the setting circuit 112.
  • the drive circuit 100 further comprises a control unit 116, which determines the setting parameter 106. Details are given below. Of the
  • Setting parameter 106 is transmitted from the control unit 116 to the setting circuit 112.
  • the adjustment circuit 112 is configured to receive the adjustment parameter 106 and to adjust the drive signal 114 of the digital drive circuit 110 to perform the timing of the behavior of the controllable power semiconductor 102 upon switching in consideration of the adjustment parameter 106. Accordingly, the adjustment circuit 112 transmits a matched drive signal 118 to the gate G of the controllable power semiconductor.
  • Various configurations of the adjusting circuit 112 will be described below with reference to FIGS. 8 to 14 and the corresponding embodiments 2 to 8. These embodiments are derived from the first embodiment. Accordingly, the relevant explanations also apply to the drive circuits 100 of Figures 8 to 14. Deviating details with respect to the respective
  • a drive circuit 100 according to a second embodiment is shown in FIG.
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102.
  • the setting circuit 112 comprises an adjustable resistance PI
  • the setting parameter 106 from the control unit 116 is adjustable.
  • the adjustable resistor PI limits the current supplied by the driver circuit 110 to delay switching of the power semiconductor 102 by the adjustable resistor PI adjusting the rate of charge of the gate capacitance of the controllable power semiconductor 102 and linearly scaling it to a first approximation.
  • a drive circuit 100 according to a third embodiment is shown in FIG. 9
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the adjusting circuit 112 includes a resistor Rl and a first transistor T2, which are connected in a parallel connection.
  • the first transistor T2 can be controlled via the adjustment parameter 106.
  • the first transistor T2 may be a FET or a bipolar transistor, for example a pnp or npn transistor.
  • the first transistor T2 is preferably used as a series regulator and can be either continuous or be modulated in a certain number of stages between the boundary areas "locked" and "maximum conductive".
  • the resistor R1 represents a well-defined conduction path both for the turn-on when the transistor T2 is turned off and for the turn-off, wherein in the turn-off the control current of the gate of the controllable power semiconductor 102 has to flow in the reverse direction and preferably via the body diode of the first Transistor T2 flows.
  • the resistance Rl reduces a power dissipation in the first transistor T2.
  • the resistor Rl is at least as large dimensioned to allow the lowest necessary switching speed of the controllable power semiconductor 102.
  • a drive circuit 100 according to a fourth embodiment is shown in FIG.
  • the drive circuit 100 of the fourth embodiment is basically identical to the drive circuit 100 of the third embodiment.
  • a difference of the fourth embodiment over the third embodiment is only that the controllable power semiconductor 102 is a bipolar transistor, specifically an IGBT.
  • a drive circuit 100 according to a fifth embodiment is shown in FIG. 11.
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the adjusting circuit 112 includes a series resistor R3 and a first one
  • the first transistor T4 can be controlled via the setting parameter 106.
  • the first transistor T4 is an example of an FET here.
  • the resistor R2 represents a well-defined conduction path both for the switch-on operation when the transistor T4 is switched off and for the switch-off process, wherein the control current of the gate of the controllable power semiconductor 102 has to flow in the reverse direction during the switch-off operation, and preferably via the body diode of the first transistor T4 flows.
  • the resistor R2 reduces a power dissipation in the first transistor T4.
  • the resistor R2 is at least as large dimensioned to allow the lowest necessary switching speed of the controllable power semiconductor 102.
  • the series resistor R3 serves to reduce Joule'sche power loss in the first transistor T4, which occurs because of the high gate current. If a transistor with body diode is used as the first transistor T4, that is to say with a free-wheeling diode connected in antiparallel, the series resistor additionally defines the speed of the switch-off operation.
  • the series resistor R3 is dimensioned so that the parallel connection of the series resistor R3 with the resistor R2 is maximally so large that the fastest necessary switching speed is made possible.
  • a driving circuit 100 according to a sixth embodiment is shown in FIG. 12.
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the sixth control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the adjusting circuit 112 includes a first transistor T6, a series resistor R5 and a second transistor T8, which are connected in series in this order. For this series connection, a resistor R4 is connected in parallel. The first transistor T6 and the second transistor T8 are independent of the
  • the first and second transistors T6, T8 are exemplified here as FETs.
  • the first and second transistors T6, T8 are connected in opposite directions.
  • One of the two transistors T6, T8 assumes the control of the controllable power semiconductor 102 based on the control signal 104 when switching on, the other when switching off.
  • the control is relative to a counter-contact, the transistors T6, T8 are arranged with the series resistor R5 so that the electrical potential of the mating contacts on a well-defined Value is.
  • the control is against source, with bipolar transistors against the emitter.
  • the second transistor T8 the first transistor
  • Vss (GateDriver) and its positive supply Vcc (GateDriver)
  • Vcc (GateDriver)
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the adjusting circuit 112 includes a series resistor R6, a first transistor T10 and a second transistor TU connected in series in this order. For this series connection, a resistor R4 is connected in parallel.
  • the first transistor T10 and the second transistor TU can be controlled independently via the setting parameter 106.
  • the first and the second transistor T10, TU are exemplified here as FETs.
  • the first and second transistors T10, TU are connected in opposite directions.
  • One of the two transistors T10, TU assumes the control of the controllable power semiconductor 102 based on the control signal 104 at power-up, the other at power-off.
  • the two transistors T10, TU are arranged here with common source (in the case of FET) or emitter connection (in the case of bipolar transistors).
  • common source in the case of FET
  • emitter connection in the case of bipolar transistors.
  • Transistor T10, TU are used as a series regulator. As a result, the resistance of the transistors T10, TU is selectively operated in intermediate areas between maximum conducting or fully blocking.
  • a driving circuit 100 according to an eighth embodiment is shown in FIG.
  • the drive circuit 100 comprises a driver circuit 110, a setting circuit 112 and a control unit 116 for driving a controllable power semiconductor 102, which is embodied here as a field-effect transistor.
  • the adjusting circuit 112 includes a first and a second transistor T6, T7, each connected in series with a series resistor R5, R6. The two
  • Series circuits are connected in parallel.
  • a resistor R4 is connected in parallel.
  • the function of the two transistors T6, T7 is essentially as described above with respect to the respective first and second transistors.
  • the first transistor T6 is arranged with its series resistor R5 so that the source contact of the first transistor T6, which, as stated above, represents a counterelectrode with the Gate potential of the controllable power semiconductor 102 coincides.
  • the necessary voltage at the gate terminal of the first transistor T6 is greater than the
  • the first transistor is full of T6 with the supply voltages of the driver circuit, i. their negative supply Vss (GateDriver) and their positive supply Vcc (GateDriver), controllable. Additional voltages are not required. For the continuous control of the first transistor T6 corresponding intermediate levels can be generated from the said supply voltages. The same applies to the second transistor T7 and the series resistor R6 connected in series therewith.
  • the drive circuit 100 of the embodiments 1 to 8 is executed, the
  • Adjustment circuit 112 between two switching operations of the one controllable
  • the setting circuit 112 during the switching, ie when switching on or off, constant. Changes in the setting circuit 112 are made from switching operation to switching operation. Therefore, when switching the controllable power semiconductor, an associated, temporarily constant resistance value of the setting circuit 112 can be assumed.
  • This temporarily constant resistance is identical in the aforementioned embodiments 1 to 8 for the switch-on and the switch-off. In alternative embodiments, the temporarily constant resistance value is different for each of the turn-on and turn-off operations.
  • the drive circuit 100 is configured to adjust the adjustment circuit 112 during a switchover of the controllable
  • the setting circuit 112 In contrast to setting the setting circuit 112 between two switching operations, in which the total spectrum is reasonably formed from the average of the individual spectra, here the spectrum can be set exactly because the switching process is at its own speed at any point in time can be controlled. In these alternative embodiments, the setting circuit 112 is synchronized with the switching operation via the control signal.
  • a drive circuit 100 according to a ninth embodiment is shown in FIGS. 15 to 17.
  • the drive circuit 100 has a drive circuit 130 for the controllable power semiconductor 102 and is implemented as a logic signal
  • Control signal 104 to receive. Based on the control signal 104 is a
  • Driver circuit 130 is further configured to receive a setting parameter 106 as described above from a control unit 116 and to perform the timing of the behavior of the controllable power semiconductor 102 when switching taking into account the setting parameter 106.
  • the driver circuit 130 is thus an integral driver circuit 130, which directly adapted
  • the integral driver circuit 130 is activated in this embodiment via a simple logic signal.
  • the adjustment parameter 106 is supplied to the integral driver circuit 130 via a separate input.
  • the adjustment parameter 106 does not have to be provided simultaneously with the control signal 104.
  • the driver circuit 130 may accordingly use the respectively associated last setting parameter 106 on a rising or falling edge. This is implemented, for example, with a register, a sample & hold gate, or other memory.
  • the integral driver circuit 130 of the ninth embodiment is implemented as an analog drive circuit.
  • the integral driver circuit 130 has a control unit 116 with a memory 132, of which only the memory 132 is shown in FIG. 16.
  • the control unit 116 is to receive the control signal 104 and the adjustment parameter 106 and to provide a digital history of the control signal 104 selected from the memory 132 by the adjustment parameter 106. Accordingly, from the memory 132, a digital signal 134 in consideration of the setting parameter 106th
  • a history given for the respective case is output serially from the memory 132 as a binary data stream of 0 and 1.
  • the integral driver circuit 130 includes a D / A converter 136.
  • the D / A converter 136 is configured to convert the waveform of the digital signal 134 into an analog driver signal 138.
  • the D / A converter 136 is realized in this embodiment by a low-pass filter, which smoothes the 0/1 current.
  • the integral driver circuit 130 includes an analog amplifier stage 140 configured to amplify the analog drive signal 138 and provide it as a matched drive signal 118 to the controllable power semiconductor 102.
  • the analog amplifier stage 140 includes for this purpose a simple transistor counterclock stage, also referred to as AB output stage.
  • a driving circuit 100 according to a tenth embodiment is shown in FIG.
  • the driving circuit 100 of the tenth embodiment has an input for a continuous signal and is configured to receive a combined signal with the control signal 104 and the setting parameter 106.
  • Drive circuit 100 further comprises an integral adjustment circuit 150 for generating a matched drive signal 118 for the controllable power semiconductor 102 based on the control signal 104. This is the adapted
  • Drive signal 118 for the controllable power semiconductor 102 is adjusted based on the setting parameter 106 to perform the timing of the behavior of the controllable power semiconductor 102 when switching taking into account the setting parameter 106.
  • the continuous signal is a coded analog signal or a serial or parallel digital signal.
  • an analog signal at the input directly encodes the current waveform or voltage waveform of the output.
  • a digital input is used which encodes either serially or in parallel the course of the output.
  • control of the adjustment parameter 106 by the control unit 116 is carried out for all mentioned embodiments based on the principles described below.
  • the temporal switching behavior of the controllable power semiconductor 102 is controlled in a targeted manner via the setting parameter 106 in order to gain control over the spectrum of the distortions of the output variables as a result of the switching.
  • the drive circuit 100 determines the setting parameter 106 itself in order to influence the electromagnetic emissions of the power semiconductor 102.
  • the controller 116 performs a targeted change in the timing of the behavior of the power semiconductor 102 when switching by a targeted change of the setting parameter 106 between switching operations.
  • the setting parameter 106 itself is thus not fixed, but adjustable.
  • the Change can be adaptive to make an adjustment in operation. Thus, not only a temporally controllable transhipment process of the control input of the power semiconductor, such as the gate occurs.
  • Control of the variation of the adjustment parameter 106 may be based on either measurements or estimates of the electromagnetic distortion or emission.
  • control or regulation of the temporal switching course of the power semiconductor 102 is continuously influenced by controlling the temporal Umladeverlaufs the control input.
  • measured variables can be the reverse blocking voltage across the power semiconductor 102, the temporal load current, the magnetic field, for example via a detection coil in the vicinity of the power semiconductor 102 or the power circuit, possibly in a lower or rear position of a circuit board, or the electric field. for example via a detection dipole in the vicinity of the power semiconductor or the
  • Power circuit possibly in a lower or back position of a board, or others.
  • Power semiconductors can also be easily modeled, an estimation in the scheme is possible instead of a mostly expensive measurement, which consequently calculated on the basis of the estimation of an altered time course of the transshipment and adjusts the adjustment parameter 106 accordingly.
  • control unit 116 is executed, which performs the control of the controllable power semiconductor 102 with the adjustment parameter 106 with a control in the manner of a broken row, as shown for example in Fig. 19.
  • the emission spectrum of the power semiconductor 102 is regulated predominantly via only a small number of degrees of freedom.
  • Embodiment is only one degree of freedom, namely the duration of the switching.
  • the duration is determined by the effective resistance of the Adjustment circuit 112, 150 or by an amplification of the charging current constant over the entire on or off duration of the power semiconductor 102.
  • the first derivative of the duration of the switching is considered. The first derivation of the duration of the switching results from a number defining the current in the middle of the switching process compared to the beginning and end of the switching process.
  • the charging voltage of the gate of the power semiconductor 102 is similar to a cumulative distribution function (CFD) and for this reason can be described with the same parameters in the form. These are the width in this embodiment
  • control unit 116 is configured to perform the driving of the controllable power semiconductor 102 with the adjustment parameter 106 based on a determination of a relationship between the temporal behavior of the controllable power semiconductor 102 during switching and a target spectrum for electromagnetic emissions by machine learning.
  • a desired emission target spectrum is established by determining the relationship between gate drive and target spectrum via machine learning.
  • the relationship between the transhipment dynamics at its control input for example, the gate in FETs and IGBTS
  • Machine learning methods have been developed to simulate and expose such complex relationships. On this basis can also be a Regulating system are set up, which in the context of the invention, a scheme of
  • an open-loop control is used.
  • the control is carried out by a statistical assignment of the parameters of the switching process.
  • the switching dynamics can describe a sigmoid function with a certain number of parameters depending on the desired flexibility, for example the moments which are also used in the statistics for CFDs or as parameters of common functions, for example the gamma distribution.
  • each parameter is assigned a range of values and / or a statistical distribution.
  • the control process is, after one or more switching operations of the driver circuit 110, 130 new
  • each parameter can be uniformly varied within a range.
  • a common multidimensional distribution function is specified, which thus also defines probabilities for the occurrence of each combination of parameter values.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung (100) für einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) aufweist, die Ansteuerschaltung (100) zur Ansteuerung eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf einem Steuersignal (104) ausgeführt ist, und die Ansteuerschaltung (100) ausgeführt ist, die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf dem Steuersignal (104) mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten unter Berücksichtigung eines Einstellparameters (106) durchzuführen, wobei der Einstellparameter (106) ein Einstellparameter (106) für elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) ist. Die Erfindung betrifft außerdem einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug mit wenigstens einer solchen Ansteuerschaltung (100) und ein Fahrzeug mit wenigstens einem solchen Stromrichter. Außerdem betrifft die Erfindung ein korrespondierendes Verfahren.

Description

Ansteuerschaltung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter aufweist, und die Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters basierend auf einem Steuersignal ausgeführt ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft auch einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einer oben angegebenen Ansteuerschaltung.
Die vorliegende Erfindung betrifft weiterhin ein Fahrzeug, insbesondere ein Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einem oben angegebenen Stromrichter.
Die vorliegende Erfindung betrifft ebenfalls ein Verfahren zum Ansteuern eines
Stromrichters zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter aufweist, wobei das Verfahren das Ansteuern eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters basierend auf einem Steuersignal umfasst.
Stromrichter sind ruhende elektrische Geräte zur Umwandlung einer eingespeisten elektrischen Stromart, d.h. Gleichstrom oder Wechselstrom, in die jeweils andere Stromart, oder zur Änderung charakteristischer Parameter der Stromart wie der Spannung oder der Frequenz. Auch können in einem Stromrichter beide genannten Prinzipien in Kombination angewendet werden, d.h. es wird eine Stromart in eine andere gewandelt und gleichzeitig wird beispielsweise eine Spannung zwischen einer
Eingangsseite und einer Ausgangsseite des Stromwandlers verändert. Es gibt verschiedene Bauformen bzw. Typen von Stromrichtern für ein großes Spektrum an Anwendungsbereichen. Stromrichter werden beispielsweise für die Steuerung und Regelung von drehzahlveränderlichen Elektromotoren verwendet. Ein wichtiger Anwendungsfall in diesem Zusammenhang ist der Einsatz in Fahrzeugen, die als Elektro- und Hybrid- Fahrzeuge mit einem Elektromotor ausgeführt sind.
Stromwandler umfassen typischerweise steuerbare Schalter, um anfallende Ströme und Spannungen zu wandeln. Aufgrund oftmals hoher elektrischer Leistungen werden hier steuerbare Leistungshalbleiter wie beispielsweise Feldeffekttransistoren, IGBTs,
Thyristoren, Bipolartransistoren oder andere eingesetzt.
Stromwandler werden in Fahrzeugen mit Elektroantrieb beispielsweise für das Wandeln einer von außen bereitgestellten Netzspannung in eine Ladespannung für einen
Energiespeicher des Fahrzeugs verwendet. Der Energiespeicher ist üblicherweise eine Batterie und umfasst üblicherweise eine Mehrzahl einzelner Zellen, die zusammen verschaltet sind, um die Batterie zu bilden. Außerdem können die Stromwandler für das Wandeln einer Batteriespannung des Energiespeichers in eine Motorspannung zum Antrieb des Elektromotors gewandelt werden. Außerdem kann dabei eine
Leistungsanpassung für den Motor durchgeführt werden, wie nachstehend im Detail ausgeführt ist.
Das Fahrzeug kann prinzipiell ein beliebiges Fahrzeug mit einem elektrischen Antrieb. Entsprechend umfasst das Fahrzeug wenigstens einen Elektromotor, beispielsweise zum Antrieb einer Achse des Fahrzeugs. Alternativ kann der elektrische Antrieb auch eine Mehrzahl Elektromotoren aufweisen, die beispielsweise unmittelbar jeweils ein Rad des Fahrzeugs antreiben. Derartige Fahrzeuge umfassen rein elektrisch betriebene
Fahrzeuge, d.h. Elektrofahrzeuge, wie auch Fahrzeuge, die zusätzlich zu einem anderen Antrieb, beispielsweise einem Verbrennungsmotor, einen elektrischen Antrieb aufweisen. Letztere Fahrzeuge werden üblicherweise als Hybridfahrzeuge bezeichnet. Bei Plug-in Hybridfahrzeugen kann deren Energiespeicher zusätzlich über eine Ladebuchse mit elektrischer Energie geladen werden.
Typische Schaltungen der Leistungselektronik verwenden steuerbare Leistungshalbleiter nahezu ausschließlich als Schalter und vermeiden den verlustbehafteten resistiven Längsbetrieb. Aus diesem Grund können lediglich quantisierte Ausgangsspannungen erzeugt werden. Diese können beispielsweise in stromgesteuerten Schaltungen typischerweise mit Thyristoren erzielt werden, wie es beispielsweise in Bahnantrieben üblich ist.
Eine einfache Wandlung zur Modulation eines kontinuierlichen Signals ist in Fig. 1 dargestellt. Dabei wird über steuerbare Schalter ein moduliertes Signal zwischen zwei Stufen, dort als Level bezeichnet, geschaltet, um das Nutzsignal anzunähern.
Zwischenstufen der Ausgangsspannung werden im zeitlichen Mittel durch schnelles Umschalten zwischen benachbarten Stufen erzeugt. Entsprechende Ansteuerungen verwenden beispielsweise eine Schaltmodulation und sind in englischen auch als switch- mode power supplies bekannt. Eine darauf basierende Wandlung zur Modulation eines kontinuierlichen Signals ist in Fig. 2 dargestellt. Dabei wird über steuerbare Schalter ein moduliertes Signal zwischen neun Stufen, dort als Level bezeichnet, geschaltet, um das Nutzsignal anzunähern.
Die Ausgangsspannungen werden meist durch Pulsweitenmodulation (PWM) mit festem Takt realisiert. Prinzipiell sind auch andere Arten der Pulsmodulation bekannt, beispielsweise Pulsamplitudenmodulation (PAM), Pulsfrequenzmodulation (PFM) und Pulsphasenmodulation (PPM), die aber weniger verbreitet sind. Die Erzeugung der Ausgangsspannungen erfolgt beispielsweise per Sinus-Dreieck-Modulation, wie es in frühen Analogschaltungen verbreitet war, oder mit einer digitalen PWM, auch dPWM genannt. Fig. 3 zeigt eine typische Sinus-Dreieck-Modulation im oberen Teil. Im unteren Teil der Fig. 3 ist eine digitale PWM gezeigt. Fig. 4 zeigt eine typische Ansteuerschaltung 10 aus dem Stand der Technik zur
Ansteuerung von zwei Feldeffekttransistoren 12, im Weiteren als FET 12 bezeichnet. Die Ansteuerschaltung 10 umfasst einen Gate-Treiberchip 14. Der Gate-Treiberchip 14 empfängt an einem Eingang 16 ein Steuersignal 18. Über Ausgänge 20 liefert der Gate- Treiberchip 14 zwei Ansteuersignale 22. Es erfolgt eine fixe Einstellung der
Ansteuersignale 22 über Schaltnetzwerke 24, bevor die Ansteuersignale 22 die Gates G der FETs 12 ansteuern. Die Schaltnetzwerke 24 sind fixe Schaltnetzwerke 24, die typischerweise mit Widerständen, insbesondere als "Gate-Widerstand", sowie seltener auch mit Dioden, Drosseln und/oder Kondensatoren aufgebaut sind, um eine An- und Ausschaltgeschwindigkeit der Feldeffekttransistoren 12 zu steuern.
Ein zentraler Nachteil ist die Erzeugung von Schaltharmonischen im Spektrum der Ausgangsspannung. Es können Verzerrungen auftreten, die zu Abweichungen des tatsächlich erzeugten zeitlichen Verlaufes von Ausgangsgrößen, beispielsweise der Spannung, des Stromes und/oder der elektrischen Leistung, von einem idealen
Wunschverlauf führen. Die Verzerrungen können dabei bis in einen hohen Gigahertz- Bereich reichen und hohe Leistungsdichten aufweisen. Dadurch können die Verzerrungen als elektromagnetische Emissionen mit anderen Geräten interferieren.
Insbesondere Kommunikationssysteme im Fahrzeug sind durch ihre elektromagnetische Kommunikation mittels Funk oder leitungsgebundenen schnellen Bussystemen anfällig für Störungen. Bei verschiedenen aktuell verwendeten Kommunikationstechniken sind Frequenzen im Gigahertzbereich üblich. Hierzu gehören beispielsweise GPS, Bluetooth, WLAN, GSM, UMTS, LTE oder andere. Darüber hinaus sind elektromagnetische
Emissionen in vielen Frequenzbändern und elektromagnetische Verträglichkeit gesetzlich geregelt und zulassungsrelevant.
Konventionelle leistungselektronische Schaltungen erzeugen aufgrund ihrer
Schaltaktivität sehr breitbandige Störungen, die zur Einhaltung der vorgegebenen Grenzen mit EMV-Filtern aufwändig entstört werden muss. Hierzu sind
Leistungselektronikfilter für unterschiedliche Anwendungsgebiete bekannt, beispielsweise mit einer typischen, sogenannten Pi-Struktur. Entsprechende Filter sind teuer und erzeugen gerade bei leistungselektronischen Schaltungen mit hohen Leistungen erhebliche Energieverluste.
Die Ursachen für hochfrequente Verzerrungen und daraus resultierende
elektromagnetische Emissionen liegt in der Erzeugung der Ausgangsgrößen über die Schaltaktivität der verwendeten steuerbaren Leistungshalbleiter. Durch die verwendete Modulation, typischerweise die Pulsweitemodulation, werden die Ausgangsgrößen lediglich im zeitlichen Mittel erzeugt.
In niedrigen Frequenzbereichen etwa bis einige hundert Kilohertz sind vor allem der Schalttakt und die Wahl der Umschaltzeitpunkte der PWM für Verzerrungen
verantwortlich. Auf hohe Frequenzen von einigen hundert Kilohertz bis weit über ein Gigahertz, die insbesondere die oben genannten Kommunikationstechniken wie auch schnelle drahtgebundene Datenübertragungsbusse und Prozessoren stören, hat der Schalttakt der PWM nur begrenzten Einfluss. In diesem Bereich werden die Verzerrungen durch ein zeitliche An- und Ausschaltverhalten der steuerbaren Leistungshalbleiter dominiert.
Die steuerbaren Leistungshalbleiter benötigen für das Umschalten eine Schaltzeit, die im Bereich einiger Nano- oder Mikrosekunden liegen kann. Sie können das Umschalten nicht instantan durchführen. Dies bewirkt, dass auch der Strom durch den Leistungshalbleiter nicht unmittelbar fließt oder unterbrochen wird. Entsprechendes ergibt sich für ein Steigen oder Fallen einer Lastspannung.
Die Schaltvorgänge beim Umschalten der steuerbaren Leistungshalbleiter erzeugen einen charakteristischen spektralen Fingerabdruck, der, je schneller der
Umschaltvorgang, desto höher Frequenzanteile aufweist. Ein entsprechendes Frequenzspektrum ist beispielhaft in Fig. 5 für einen FET als steuerbaren Leistungshalbleiter dargestellt.
Die Ursache für den jeweiligen Verlauf des An- bzw. Ausschaltverhaltens unterscheidet sich je verwendetem Leistungshalbleiter. Bei FETs und IGBTs sind im Wesentlichen drei Phänomene dominant. Dies ist zunächst ein Aufladevorgang der Gate-Kapazität, halbleiterabhängige Ladungsträgergenerations- und -rekombinationsvorgänge, sowie anwendungsabhängige Rückwirkungen von Lastströmen und -Spannungen auf den Eingang.
Das Schaltverhalten von steuerbaren Leistungshalbleitern wird wesentlich vom Gate- Treiber bestimmt. Darüber kann der Aufladevorgang der Gate-Kapazität beeinflusst werden. Der Gate-Treiber ist eine Einheit, die leistungsfreie einfache Digitalpegel verstärkt, um ausreichend Strom zum Ein- oder Ausschalten eines steuerbaren
Leistungshalbleiters bereitzustellen. Große, steuerbare Leistungshalbleiter wie beispielsweise IGBTs können kurzzeitig einige Ampere aber auch bis zu 100A
Umladestrom benötigen. Derartige Ströme können von digitalen Pegeln, wie sie beispielsweise von Mikrocontrollern erzeugt werden, nicht bereitgestellt werden.
Eine typische Gate-Treiberschaltung 30 aus dem Stand der Technik ist in Fig. 6 dargestellt. Eine solche Gate-Treiberschaltung 30 kann beispielsweise in dem Gate- Treiberchip 14 gemäß Fig. 4 verwendet werden. Die Gate-Treiberschaltung 30 ist eine einfache Verstärkerschaltung mit einem Eingangstransistor Q2, der über Widerstände Rl , R2 zwischen einer Versorgungsspannung von +36V und Masse angeordnet ist. Der Eingangstransistor Q2 wird über das Steuersignal 18 an seiner Basis angesteuert. Über eine nachgeschaltete Gegentaktstufe mit zwei komplementären Transistoren Ql , Q3 wird hier ein Ansteuersignal 22 bereitgestellt.
Zusätzlich können derartige Gate-Treiber auch Zusatzfunktionen wie eine galvanische Trennung, Levelshifting, Totzeiteinfügung, um ein überlappendes Anschalten zweier steuerbarer Leistungshalbleiter in Serie zu unterbinden, eine Überwachung der steuerbaren Leistungshalbleiter oder ähnliches implementieren.
Ausgehend von dem oben genannten Stand der Technik liegt der Erfindung somit die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltung für einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einer solchen Ansteuerschaltung, ein Fahrzeug, insbesondere ein Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einem solchen Stromrichter und ein Verfahren zum Ansteuern eines Stromrichters zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, anzugeben, die eine Reduktion von Verzerrungen eines zeitlichen Verlaufes von Ausgangsgrößen ermöglichen,
kostengünstig anzuwenden sind und gute EMV-Eigenschaften aufweisen.
Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Erfindungsgemäß ist somit eine Ansteuerschaltung für einen Stromrichter zur
Verwendung in einem Fahrzeug angegeben, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter aufweist, die Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters basierend auf einem Steuersignal ausgeführt ist, und die Ansteuerschaltung ausgeführt ist, die Ansteuerung des wenigstens einen Leistungshalbleiters basierend auf dem Steuersignal mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchzuführen, wobei der Einstellparameter ein Einstellparameter für elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen Leistungshalbleiters ist. Erfindungsgemäß ist auch ein Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug angegeben, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einer oben angegebenen Ansteuerschaltung.
Erfindungsgemäß ist weiterhin ein Fahrzeug angegeben, insbesondere ein Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einem oben angegebenen Stromrichter.
Erfindungsgemäß ist ebenfalls ein Verfahren zum Ansteuern eines Stromrichters zur Verwendung in einem Fahrzeug angegeben, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter aufweist, und das Verfahren folgende Schritte umfasst Ansteuern eines
Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters basierend auf einem Steuersignal, und Ansteuern des wenigstens einen steuerbaren
Leistungshalbleiters basierend auf dem Steuersignal mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung eines Einstellparameters, wobei der Einstellparameter ein Einstellparameter für elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen
Leistungshalbleiters ist.
Grundidee der vorliegenden Erfindung ist es also, das zeitliche Umschaltverhalten des/der entsprechenden steuerbaren Leistungshalbleiter gezielt zu steuern, um hiermit Kontrolle über das Spektrum der Verzerrungen der Ausgangsgrößen durch das
Umschalten zu gewinnen. Dazu wird eine zentrale, von außen steuerbare Größe des Umschaltverhaltens genutzt, die bei häufig verwendeten Feldeffekttransistoren (FET) und Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode, im englischen insulated-gate bipolar transistor (IGBT), insbesondere der zeitliche Aufladeverlauf des Gates ist. Der
Aufladeverlauf des Gates ist über einen zeitlichen Verlauf der Gate-Source-Spannung (bzw. bei IGBT äquivalent die Gate-Emitter-Spannung) sowie den Gate-Strom
kontrollierbar bzw. detektierbar. Das Anschalten erfolgt bei allen feldeffektbasierten Transistoren (FET, IGFET, MISFET, MOSFET, IGBT, JFET) über das Laden eines Kondensators, dem Gate gegen einen modulierbaren Kanal. Bei JFETs mit hoher Stromleckrate aufgrund der leitenden Verbindung zum Kanal gegen Source, bzw. bei IGBT gegenüber dem bzw. Emitter. Über die Kapazität und die damit verbundene elektrostatische Anziehungskraft auf einer entgegengesetzten Kondensatorelektrode reichert die Gate-Kapazität Ladungsträger im Leitungskanal des Transistors an bzw. generiert diese aktiv durch Anheben von
Energieniveaus von Elektronen. Somit ist das Anschaltverhalten bei dieser
Bauelementklasse spannungsgesteuert, d. h. die Ladungsträgerdichte im Kanal hängt - zumindest im zeitlichen Gleichgewicht und bei Vernachlässigung von dynamischen Verzögerungseffekten - primär von der Spannung am Gate ab. Ab einer gewissen Spannung, der Schwellenspannung, ist die Ladungsträgerdichte im Kanal hoch genug, um ein Einsetzen des Laststromflusses zu erzeugen. Das Ausschalten erfolgt in die entgegengesetzte Richtung, ist jedoch ansonsten äquivalent.
Insbesondere erlaubt die Erfindung, das An- und/oder Ausschaltverhalten nicht nur gezielt zu steuern, sondern ferner das Verhalten auf der Basis von gemessenen oder geschätzten Emissionen in der unmittelbaren Vergangenheit zu regeln, wobei durch eine Berücksichtigung des Umschaltverhalten der Leistungshalbleiter höhere
Frequenzbereiche erfasst werden können.
Dabei kann entweder für den Ausschaltvorgang schlicht der invertierte Verlauf des Einschaltvorganges oder jeweils ein eigener dedizierter Verlauf verwendet werden.
Der Einstellparameter kann von der Ansteuerschaltung entweder empfangen und verwendet werden. Alternativ kann die Ansteuerschaltung den Einstellparameter selber bestimmen, um elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen
Leistungshalbleiters zu beeinflussen. Dazu kann die Ansteuerschaltung eine
Steuerungseinheit aufweisen, die den Einstellparameter bereitstellt. Bei mehreren Leistungshalbleitern kann der Einstellparameter eine Mehrzahl Einzelparameter umfassen, die gemeinsam den Einstellparameter bilden. Somit können mehrere
Leistungshalbleiter jeweils unabhängig angesteuert werden. Prinzipiell können jedoch auch alle oder Gruppen von Leistungshalbleitern mit dem gleichen Einstellparameter angesteuert werden.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die Ansteuerschaltung ausgeführt, eine gezielte Veränderung der zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen Leistungshalbleiters beim Umschalten durch eine gezielte Veränderung des
Einstellparameters im Betrieb durchzuführen. Der Einstellparameter selber ist also nicht fest vorgegeben, sondern einstellbar, um eine gezielte Anpassung der
elektromagnetischen Emissionen des wenigstens einen Leistungshalbleiters
durchzuführen. Die Veränderung kann adaptiv sein, um eine Anpassung im Betrieb durchführen zu können. Somit erfolgt nicht nur ein zeitlich kontrollierbarer
Umladevorgang des Steuereinganges des Leistungshalbleiters, beispielsweise des Gates. Wäre der Umladevorgang bei jedem Umschalten, d.h. Einschalten bzw.
Ausschalten, gleich, würde sich ebenso ein gleicher zeitlicher Verlauf des Umschaltens ergeben. Dies würde gleiche Hochfrequenzverzerrungen und damit kontinuierliche Abstrahlungen in denselben Frequenzbereichen ergeben. Gleichwohl ist es nicht zwingend erforderlich, dass der Einstellparameter immer zwischen Umschaltvorgängen verändert wird.
Auch wäre eine allgemein weiße, d.h. über einen weiten Frequenzbereich gleiche Leistungsdichte, von Frequenzanteilen, die ein- oder Ausschalten mit immer gleicher zeitlicher Dynamik erlaubte, technisch kaum möglich. Auch würde dies dazu führen, dass beispielsweise bei besonders wichtigen Frequenzbereichen zumindest ein Störpegel durch das Rauschen vorhanden wäre. Damit wäre es nicht möglich, bestimmte
Frequenzbereiche von Verzerrungen und Abstrahlungen freizuhalten. Wichtige
Frequenzbereiche könnten beispielsweise Frequenzbereiche sein, die von
Kommunikationssystemen verwendet werden, oder für welche die Kommunikationssysteme sensitiv sind. Hier wäre eine weiße Abstrahlung nicht wünschenswert.
Durch ein adaptives Anpassen des zeitlichen Verlaufes des Lade- und/oder
Entladevorganges kann dagegen die durchschnittliche Leistungsdichte über die Frequenz gezielt gesteuert oder geregelt werden. Dadurch kann eine Störungsleistung
gleichmäßig verteilt werden, wodurch Leistungsspitzen in schmalen Frequenzbändern vermieden werden können.
Eine Steuerung oder eine Regelung der Veränderung des Einstellparameters kann entweder auf der Basis von Messungen oder von Schätzungen der elektromagnetischen Verzerrung bzw. Emission erfolgen. Durch die Steuerung oder Regelung den zeitliche Umschaltverlauf des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters durch Kontrolle des zeitlichen Umladeverlaufs des Steuereinganges kontinuierlich beeinflusst werden. Messgrößen können dabei die zeitliche Sperrspannung über den entsprechenden steuerbaren Leistungshalbleiter, der zeitliche Laststrom, das magnetische Feld, beispielsweise über eine Detektionsspule in der Nähe des steuerbaren
Leistungshalbleiters oder des Leistungsstromkreises gelegen, ggf. in einer unteren oder rückseitigen Lage einer Platine, oder das elektrische Feld, beispielsweise über ein Detektionsdipol in der Nähe des steuerbaren Leistungshalbleiters oder des
Leistungsstromkreises, ggf. in einer unteren oder rückseitigen Lage einer Platine, oder andere sein.
Da jedoch das gesamte System aus Gate-Treiber und dem wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter auch einfach modelliert werden kann, ist statt einer zumeist teuren Messung auch eine Schätzung in der Regelung möglich, die folglich auf der Basis der Schätzung einen veränderten Zeitverlauf des Umladevorgangs errechnet und den Einstellparameter entsprechend anpasst. In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die Ansteuerschaltung eine digitale Treiberschaltung für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter und weist eine Einstellschaltung auf, die zwischen der digitalen Treiberschaltung und dem wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter angeordnet ist, die digitale
Treiberschaltung ist ausgeführt, ein Logiksignal als Steuersignal zu empfangen und basierend auf dem Steuersignal ein Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter zu erzeugen, die Einstellschaltung ist ausgeführt, den
Einstellparameter zu empfangen, und die Einstellschaltung ist weiter ausgeführt, das Ansteuersignal der digitalen Treiberschaltung anzupassen, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchzuführen. Konventionelle
Treiberschaltungen, auch Gate-Treiber genannt, ermöglichen einen fixen Ladevorgang des Steuereingangs. Dabei wird der Steuereingang zumeist mit maximal möglicher Geschwindigkeit durch eine binäre sogenannte Totem-Pole- oder Gegentakt- Ausgangsstufe geladen. Der Ausgang wird entweder zum Einschalten des
Leistungshalbleiters mit der positiven oder zum Ausschalten mit der negativen
Spannungsversorgung des Gate-Treibers über je einen Transistor leitend verbunden.
Die Treiberschaltung hat die Aufgabe ein stromstarkes Schaltsignal zu liefern, das im Gegensatz zu Digitalpegeln bis zu zweistellige Amperewerte liefert und relativ zum Source- (bei FET) oder Emitter-Anschluss (bei IGBT) liegt. Derartige Treiberschaltungen sind Industriestandard und daher optimiert zu sehr niedrigen Preisen erhältlich. Um auch mit dieser konventionellen Treiberschaltung eine adaptive Formung des zeitlichen Ein- oder Ausschaltvorganges zu ermöglichen, wird die Einstellschaltung eingesetzt, die die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren
Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchführt. Dadurch wird der zeitliche Verlauf des Umschaltens beeinflusst.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Einstellschaltung einen einstellbaren Widerstand, der über den Einstellparameter einstellbar ist. Der einstellbare Widerstand ist ein sehr einfaches Beispiel einer Ausführung der Einstellschaltung. Durch den einstellbaren Widerstand kann der von der Treiberschaltung gelieferte Strom begrenzt werden, um Schalten des Leistungshalbleiters zu verzögern, indem der
Widerstand die Geschwindigkeit der Ladung der Gate-Kapazität einstellt und diese in erster Näherung linear skaliert. Bei einer entsprechenden Veränderung des
Einstellparameters kann aber auch der zeitliche Verlauf der Aufladung der Gate-Kapazität umfassend beeinflusst werden.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Einstellschaltung einen
Widerstand und einen ersten Transistor, die in einer Parallelschaltung verschaltet sind, wobei der erste Transistor über den Einstellparameter ansteuerbar ist. Dadurch kann ein Einschaltvorgang des steuerbaren Leistungshalbleiters beeinflusst werden. Der erste Transistor wird vorzugsweise als Längsregler verwendet. Der erste Transistor kann entweder kontinuierlich oder in einer gewissen Anzahl von Stufen zwischen den
Grenzbereichen gesperrt und maximalleitfähig moduliert werden. Der erste Transistor kann ein FET oder ein Bipolartransistor, beispielsweise ein pnp- oder npn-Transistor, sein. Der Widerstand stellt dabei einen wohldefinierten Leitungspfad sowohl für den Einschaltvorgang bei ausgeschaltetem Transistor als auch für den Ausschaltvorgang dar, wobei bei dem Ausschaltvorgang der Steuerstrom des Gates des Leistungshalbleiters in umgekehrter Richtung zu fließen hat und vorzugsweise über die Body-Diode des ersten Transistors fließt. Außerdem kann der Widerstand die Verlustleistung in dem ersten Transistor verringern. Für die praktische Auslegung sollte der Widerstand mindestens so groß dimensioniert werden, um die geringste nötige Umschaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters zu ermöglichen.
Wegen des hohen Gate-Stromes kann insbesondere bei großen Leistungskreisen von Vorteil sein, die Joule'sche Verlustleistung im ersten Transistor zu vermindern, indem ein weiterer Widerstand ergänzt wird. Dieser weitere Widerstand ist in Reihe mit dem ersten Transistor geschaltet. Wird als erster Transistor ein Transistor mit Body-Diode
verwendet, also mit einer antiparallel geschalteten Freilaufdiode, definiert der weitere Widerstand ebenfalls die Geschwindigkeit des Ausschaltvorganges. Der weitere
Widerstand ist vorzugsweise so dimensioniert, dass die Parallelschaltung des
Widerstands mit dem weiteren Widerstand maximal so groß ist, dass die schnellste nötige Umschaltgeschwindigkeit ermöglicht wird.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung umfasst die Einstellschaltung einen zweiten Transistor, der parallel zu oder in Reihe mit dem ersten Transistor verschaltet ist, wobei der erste und der zweite Transistor unabhängig über den Einstellparameter ansteuerbar sind. Bei einer Reihenschaltung sind der erste und der zweite Transistor vorzugsweise in entgegengesetzten Richtungen verschaltet, d.h. im Gegentakt. Durch die Verwendung von zwei Transistoren kann die Ansteuerung des wenigstens einen Leistungshalbleiters basierend auf dem Steuersignal neben dem Einschaltverhalten auch das
Ausschaltverhalten beeinflusst werden. Vorzugsweise sind neben den beiden
Transistoren seriell dazu Widerstände angeordnet, um das elektrische Potential der Gegenkontakte auf einem möglichst wohldefinierten Wert zu legen. Dies ist
empfehlenswert, da sowohl bei Bipolar- als auch bei Feldeffekttransistoren eine
Ansteuerung relativ zu einem Gegenkontakt erfolgen muss. Entsprechend erfolgt die Ansteuerung bei Feldeffekttransistoren gegen Source, und bei Bipolartransistoren gegen den Emitter. In einer Ausführungsform sind die beiden Transistoren mit einem
dazwischenliegenden Widerstand in Reihe geschaltet und so angeordnet, dass der Source-Kontakt des ersten Transistors mit dem Gate-Potential des Leistungshalbleiters zusammenfällt. Damit ist die nötige Spannung am Gate-Anschluss des ersten Transistors größer als die Gatespannung am Leistungshalbleiter. Damit ist der erste Transistor voll mit den Versorgungsspannungen der Treiberschaltung, d.h. deren negativer Versorgung Vss(GateDriver) und deren positiver Versorgung Vcc(GateDriver), steuerbar. Darüber hinausgehende Spannungen sind nicht erforderlich. Für die kontinuierliche Steuerung des ersten Transistors können entsprechend Zwischenniveaus aus den genannten
Versorgungsspannungen erzeugt werden. Entsprechendes gilt für den zweiten
Transistor. In einer anderen Ausführungsform sind der erste und der zweite Transistor unmittelbar in Reihe geschaltet, wobei zusätzlich ein Widerstand mit den beiden Transistoren in Reihe geschaltet ist. Die beiden Transistoren sind ebenfalls mit gemeinsamem Source- (bei FET) oder Emitter-Anschluss (bei Bipolartransistoren) angeordnet. Der erste und der zweite Transistor werden hier nicht ausschließlich mit lediglich zwei Stufen, d.h. maximal leitend oder voll sperrend, sondern als Längsregler verwendet. Dadurch wird der Widerstand der Transistoren gezielt in Zwischenbereichen zwischen maximal leitend oder voll sperrend betrieben.
In einem Ausführungsbeispiel, bei dem der erste und der zweite Transistor jeweils mit einem Widerstand in Reihe geschaltet sind, und diese Reihenschaltungen parallel angeordnet sind, ist die Funktion im Wesentlichen wie oben beschrieben. Der erste Transistor ist mit seinem Widerstand so angeordnet, dass der Source-Kontakt des ersten Transistors, der die oben genannte Gegenelektrode darstellt, mit dem Gate- Potential des Leistungshalbleiters zusammenfällt. Damit ist die nötige Spannung am Gate-Anschluss des ersten Transistors größer als die Gatespannung am
Leistungshalbleiter. Damit ist der erste Transistor voll mit den Versorgungsspannungen der Treiberschaltung, d.h. deren negativer Versorgung Vss(GateDriver) und deren positiver Versorgung Vcc(GateDriver), steuerbar. Darüber hinausgehende Spannungen sind nicht erforderlich. Für die kontinuierliche Steuerung des ersten Transistors können entsprechend Zwischenniveaus aus den genannten Versorgungsspannungen erzeugt werden. Entsprechendes gilt für den zweiten Transistor und den damit in Reihe geschalteten Widerstand.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die Ansteuerschaltung ausgeführt, die Einstellschaltung zwischen zwei Umschaltvorgängen des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters einzustellen. Damit ist die Einstellschaltung während des
Umschaltens, also beim Einschalten oder beim Ausschalten, konstant. Änderungen der Einstellschaltung erfolgen von Schaltvorgang zu Schaltvorgang. Als eine zentrale
Steuerungsart der Einstellschaltung kann vor einem Gate-Signal des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters ein zugehöriger, temporär konstanter Widerstandswert angenommen werden.
Dieser temporär konstante Widerstandswert kann für den Einschalt- und den
Ausschaltvorgang identisch sein oder auch jeweils unterschiedlich. Eine Veränderung der Einstellschaltung über den Einstellparameter erfolgt nur zwischen Schaltvorgängen. Dadurch kann das Emissionsspektrum des wenigstens einen Leistungshalbleiters im zeitlichen Durchschnitt geregelt werden.
Durch die hohe Schaltrate typischer leistungselektronischer Schaltungen von mehreren Kilohertz lässt sich bei regelmäßigen Änderungen des Gate-Netzwerkes das
Emissionsspektrum effektiv modulieren. Das sich ergebende Emissionsspektrum entspricht dabei näherungsweise dem Durchschnitt der Einzelspektren.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die Ansteuerschaltung ausgeführt ist, die Einstellschaltung während eines Umschaltvorganges des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter einzustellen. Im Gegensatz zum Einstellen der Einstellschaltung zwischen zwei Umschaltvorgängen, bei der das Gesamtspektrum leidglich aus dem Durchschnitt der Einzelspektren gebildet wird, kann hier das Spektrum exakt eingestellt werden, da der Umschaltvorgang zu jedem Zeitpunkt in seiner Geschwindigkeit kontrolliert werden kann. Vorzugsweise ist die Einstellschaltung mit dem
Umschaltvorgang synchronisiert. Dies kann beispielsweise über das Digitalsignal erfolgen, das auch die Treiberschaltung selbst steuert und einen einzunehmenden Status übergibt.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung weist die Ansteuerschaltung eine integrale Treiberschaltung für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter auf und ist ausgeführt, ein Logiksignal als Steuersignal zu empfangen, und basierend auf dem Steuersignal ein Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter zu erzeugen, wobei die integrale Treiberschaltung weiter ausgeführt ist, den
Einstellparameter zu empfangen und die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchzuführen. Es wird eine Treiberschaltung bereitgestellt, die integral die Ansteuerung des wenigstens einen Leistungshalbleiters basierend auf dem Steuersignal mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchführt. Die Treiberschaltung wird vorzugsweise über ein einfaches Logiksignal aktiviert, wodurch gewünschte hohe Reaktionszeiten von wenigen 1 - 10 Nanosekunden ermöglicht werden. Der Einstellparameter wird dabei über einen separaten Eingang bereitgestellt. Der Einstellparameter muss dabei nicht gleichzeitig mit dem Steuersignal bereitgestellt werden. Die Treiberschaltung kann entsprechend bei einer steigenden oder fallenden Flanke den jeweils zugehörigen letzten Einstellparameter verwenden. Dies kann auf unterschiedliche Weise technisch implementiert werden, beispielsweise mit einem Register, einem Sample&Hold-Glied oder einem anderweitigen Speicher.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist die integrale Treiberschaltung eine analoge Treiberschaltung, die integrale Treiberschaltung weist eine Steuerungseinheit mit einem Speicher, einen D/A-Wandler und einer analogen Verstärkerstufe auf, die Steuerungseinheit ist ausgeführt, das Steuersignal und den Einstellparameter zu empfangen und einen durch den Einstellparameter ausgewählten digitalen Verlauf des Steuersignals bereitzustellen, der D/A-Wandler ist ausgeführt, den digitalen Verlauf des Steuersignals in ein analoges Treibersignal zu wandeln, und die analoge Verstärkerstufe ist ausgeführt, das analoge Treibersignal zu verstärken und als angepasstes
Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter bereitzustellen. Im Gegensatz zu eine konventionellen, digitalen Treiberschaltung muss eine analoge Treiberschaltung keinen näherungsweise rechteckigen Spannungssprung mit geringer Quellimpedanz und somit hoher Stromfähigkeit liefern, der näherungsweise identisch zum Steuersignal ausgeführt ist. Stattdessen soll mit einem steigenden oder fallenden Steuersignal ein veränderbarer zeitlicher Verlauf hinsichtlich Spannung und/oder Strom ausgegeben werden. Die Treiberschaltung umfasst dazu eine einfache
Transistorgegentaktstufe, auch als AB-Endstufe bezeichnet, wie sie aus Leistungsverstärkern bekannt ist. Gegentaktstufen, die ähnlich binären
Treiberschaltungen aus dem Stand der Technik mindestens zwei Transistoren am Leistungsausgang einsetzen, haben den Vorteil, dass der Ausgang sowohl active-high als auch active-low als Zustand einnehmen kann. Dadurch kann der Ausgang sowohl hohe positive als auch negative Ströme abgeben bzw. aufnehmen kann. Die Gegentaktstufe ist entweder mit komplementären Transistoren, beispielsweise in Serie geschalteten p- Kanal- und n-Kanal-FET oder npn- und pnp-Transistoren ausgeführt.
Bei der analogen Treiberschaltung wird aus dem Speicher ein digitales Signal unter Berücksichtigung des Einstellparameters bereitgestellt. Beim Umschalten des
Steuersignals von low nach high oder von high nach low wird aus dem Speicher ein für den jeweiligen Fall vorgegebener Verlauf seriell als binärer Datenstrom von 0 und 1 ausgegeben, der anschließend in dem D/A-Wandler in das analoge Treibersignal gewandelt wird. Der D/A-Wandler ist vorzugsweise durch einen Tiefpassfilter, das den O/l-Strom glättet, um einen glatten Verlauf zu bilden, realisiert. Bei Verwendung eines Tiefpassfilters im D/A Wandelprozess kann die Kapazität aufgrund der hohen Dynamik sehr gering gehalten werden. Dieses Signal wird von der analogen Verstärkerstufe verstärkt und als Ansteuersignal bereitgestellt.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung weist die Ansteuerschaltung einen Eingang für ein kontinuierliches Signal auf und ist ausgeführt, ein kombiniertes Signal mit dem Steuersignal und dem Einstellparameter zu empfangen, und basierend auf dem
Steuersignal ein angepasstes Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter zu erzeugen, und die Ansteuerschaltung umfasst eine integrale Einstellschaltung, die ausgeführt ist, ihr angepasstes Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter basierend auf dem Einstellparameter einzustellen, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren
Leistungshalbleiters beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters durchzuführen. Alternativ wird der zeitliche Verlauf des Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung direkt über das Eingangssignal bereitgestellt.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung ist das kontinuierliche Signal ein codiertes analoges Signal oder ein serielles oder paralleles digitales Signal. Beispielsweise kann ein Analogsignal am Eingang direkt den Stromverlauf oder Spannungsverlauf des Ausganges kodieren. Alternativ kann auch ein digitaler Eingang verwendet werden, der entweder seriell oder parallel den Verlauf des Ausganges kodiert. Aufgrund der hohen nötigen Reaktionsgeschwindigkeiten ist ein paralleler Eingang bevorzugt.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung weist die Ansteuerschaltung eine
Steuerungseinheit auf, die ausgeführt ist, die die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters mit dem Einstellparameter mit einer Regelung nach der Art einer abgebrochenen Reihe durchzuführen. Dies stellt eine geeignete Möglichkeit einer gezielten Steuerung des Emissionsspektrums des wenigstens einen
Leistungshalbleiters während des Betriebes bis über den MHz-Bereich hinaus dar.
Dazu wird das Emissionsspektrum des wenigstens einen Leistungshalbleiters vorwiegend über lediglich eine geringe Anzahl von Freiheitsgraden geregelt. Beispielsweise kann es sich hier um lediglich einen Freiheitsgrad handeln, zum Beispiel die Dauer des
Umschaltens. Die Dauer ist gegeben beispielsweise über den effektiven Widerstand der Einstellschaltung bzw. durch eine Verstärkung des Ladestroms konstant über die gesamte Ein- oder Ausschaltdauer des wenigstens einen Leistungshalbleiters. Bei zwei Freiheitsgraden kann zusätzlich beispielsweise die erste Ableitung der Dauer des Umschaltens betrachtet werden. Die erste Ableitung der Dauer des Umschaltens ergibt sich beispielsweise durch eine den Strom in der Mitte des Umschaltvorganges im Vergleich zum Anfang und Ende des Umschaltvorganges definierende Zahl.
Die Ladespannung des Gates des wenigstens einen Leistungshalbleiters gleicht einer kumulativen Verteilungsfunktion (CFD) und lässt sich aus diesem Grund beispielsweise mit denselben Parametern in der Form beschreiben. Diese währen beispielsweise die Breite (Standardabweichung bei CFD), Symmetrie erster Ordnung (Schiefe bei CFD), Wölbung (Kurtosis bei CFD) usw. Alternativ lassen sich typische aus der Statistik bekannte sehr allgemeine parametrische Funktionen zur Darstellung von CFDs einsetzen, beispielsweise die Gamma-Funktion. Diese Art der Beschreibung bricht die Form des Umschaltens auf wenige Kenngrößen im Stil einer Reihe herunter und erlaubt die
Verwendung gewöhnlicher Regelungsverfahren wie beispielsweise einer PID-Regelung.
Vorzugsweise können mehrere PID-Regelschleifen einzelne Parameter der
Reihendarstellung des Umschaltvorganges regeln. Als Regelgröße können vom
Emissionsspektrum abgeleitete Größen, beispielsweise die maximale magnetische oder elektrische Feldamplitude in einem bestimmten Spektralbereich, dienen.
Um eine Regelung mit einer geschlossenen Regelstrecke und die Messung des
Emissionsspektrums zu vermeiden, kann alternativ eine Steuerung die Regelung ersetzen.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung weist die Ansteuerschaltung eine
Steuerungseinheit auf, die ausgeführt ist, die die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters mit dem Einstellparameter basierend auf einer
Ermittlung eines Zusammenhangs zwischen dem zeitlichen Verhalten des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters beim Umschalten und einem Zielspektrum für elektromagnetische Emissionen durch maschinelles Lernen durchzuführen. Ein gewünschtes Emissionszielspektrum kann durch Ermittlung des Zusammenhanges zwischen Gate-Ansteuerung und Zielspektrum über maschinelles Lernen hergestellt werden. Je nach verwendetem Leistungshalbleiter ist der Zusammenhang zwischen der Umladedynamik an dessen Steuerungseingang (beispielsweise des Gates bei FETs und IGBTS) und dem Emissionsspektrum nicht offensichtlich und durch Nichtlinearitäten beeinflusst. Maschinelle Lernmethoden wurden entwickelt, um derartige komplizierte Zusammenhänge nachzubilden und aufzudecken. Auf dieser Basis kann ebenfalls ein Regelsystem aufgestellt werden, das im Sinne der Erfindung eine Regelung des
Emissionsspektrums erlaubt.
Um eine Regelung zu vermeiden, kann alternativ eine einfache open-loop-Steuerung herangezogen werden. Eine Möglichkeit einer Steuerung besteht in einer statistischen Zuweisung der Parameter des Umschaltvorganges. Wie oben beschrieben lässt sich die Umschaltdynamik als Sigmoid-Funktion mit je nach gewünschter Flexibilität einer gewissen Zahl von Parametern beschreiben, beispielsweise den Momenten, die auch in der Statistik für CFDs verwendet werden, oder als Parameter von gebräuchlichen Funktionen, beispielsweise der Gamma-Verteilung. In einem einfachen Fall werden jedem Parameter ein Wertebereich und/oder eine statistische Verteilung zugeordnet. Der Steuerungsvorgang besteht darin, nach einem oder mehreren Umschaltvorgängen der Treiberschaltung neue Parametersätze mehr oder weniger zufällig gemäß diesen Vorgaben zu generieren. Für ein gleichmäßiges Spektrum kann beispielsweise jeder Parameter gleichmäßig in einem Bereich variiert werden. In einer bevorzugten
Ausgestaltung werden nicht nur jedem Parameter ein Wertebereich und/oder eine statistische Verteilung zugeordnet, sondern es wird eine gemeinsame multidimensionale Verteilungsfunktion vorgegeben, die somit auch Wahrscheinlichkeiten für das Auftreten jeder Kombination aus Parameterwerten festlegt.
Nachfolgend wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die anliegende Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsformen näher erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 ein Diagramm zur Darstellung einer einfachen Wandlung zur Modulation eines kontinuierlichen Signals durch Umschalten zwischen zwei Stufen gemäß dem Stand der Technik, ein Diagramm zur Darstellung einer einfachen Wandlung zur Modulation eines kontinuierlichen Signals durch Umschalten zwischen neun Stufen gemäß dem Stand der Technik, ein Diagramm zur Darstellung einer analogen Sinus-Dreieck-Modulation und einer digitalen PWM gemäß dem Stand der Technik, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung aus dem Stand der Technik zur Ansteuerung von zwei Feldeffekttransistoren mit einem Gate-Treiberchip und zwei Schaltnetzwerken, ein Diagramm eines sich ergebenden Frequenzspektrum bei einer
Ansteuerung mit dem Gate-Treiberchip aus Fig. 4 gemäß dem Stand der Technik, ein Schaltbild einer typischen Gate-Treiberschaltung aus dem Stand der Technik als Teil des Gate-Treiberchips 14 aus Fig. 4, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer ersten Ausführungsform, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer zweiten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung einen einstellbaren Widerstand umfasst, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer dritten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung einen Widerstand und einen ersten Transistor umfasst, und der steuerbare Leistungshalbleiter als FET ausgeführt ist, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer vierten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung einen Widerstand und einen ersten Transistor umfasst, und der steuerbare Leistungshalbleiter als Bipolartransistor ausgeführt ist, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer fünften Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung einen Reihenwiderstand und einen ersten Transistor, und einen parallel dazu geschalteten Widerstand umfasst, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer sechsten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung eine Reihenschaltung aus einem ersten Transistor, einem Reihenwiderstand, und einem zweiten Transistor und einen parallel dazu geschalteten Widerstand umfasst, ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer siebten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung eine Reihenschaltung aus einem
Reihenwiderstand, einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor und einen parallel dazu geschalteten Widerstand umfasst, Fig. 14 ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer Treiberschaltung, einer Einstellschaltung und einer Steuerungseinheit zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters gemäß einer achten Ausführungsform, wobei die Einstellschaltung eine Parallelschaltung aus einem ersten Transistor, einem zweiten Transistor und einem parallel dazu geschalteten Widerstand umfasst, und wobei zu jeden Transistor ein zusätzlicher Reihenwiderstand in Reihe geschaltet ist,
Fig. 15 ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einer integralen
Treiberschaltung gemäß einer neunten Ausführungsform,
Fig. 16 ein Detailschaltbild der integralen Treiberschaltung der neunten
Ausführungsform aus Fig. 15,
Fig. 17 ein detaillierter ausgeführtes Detailschaltbild der integralen
Treiberschaltung der neunten Ausführungsform aus Fig. 16,
Fig. 18 ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung gemäß einer zehnten
Ausführungsform, und
Fig. 19 ein Prinzipschaltbild zur Durchführung einer Regelung nach dem Prinzip einer abgebrochenen Reihe.
Die Figur 7 zeigt eine erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 100 für einen Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug gemäß einer ersten, bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
Von dem Stromrichter ist im Detail nur ein steuerbarer Leistungshalbleiter 102 in Fig. 7 dargestellt. Der steuerbare Leistungshalbleiter 102 des ersten Ausführungsbeispiels ist ein Feldeffekttransistor (FET). Die Ansteuerschaltung 100 ist zur Ansteuerung eines Umschaltvorgangs des
steuerbaren Leistungshalbleiters 102 basierend auf einem Steuersignal 104 ausgeführt. Die Ansteuerschaltung 100 ist weiter ausgeführt ist, die Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 basierend auf dem Steuersignal 104 mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung eines Einstellparameters 106 durchzuführen, wobei der Einstellparameter 106 ein Einstellparameter 106 für elektromagnetische Emissionen des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 ist. Dies wird durch eine zeitliche Einstellung des Verhaltens des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106 erreicht.
Die Ansteuerschaltung 100 umfasst eine digitale, konventionelle Treiberschaltung 110 und eine Einstellschaltung 112, die zwischen der digitalen Treiberschaltung 110 und dem steuerbaren Leistungshalbleiter 102 angeordnet ist. Die Treiberschaltung 110 erhält das Steuersignal 104 zur Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 und erzeugt ein Ansteuersignal 114 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102, welches der Einstellschaltung 112 zugeführt wird.
Die Ansteuerschaltung 100 umfasst weiterhin eine Steuerungseinheit 116, die den Einstellparameter 106 bestimmt. Details sind nachstehend angegeben. Der
Einstellparameter 106 wird von der Steuerungseinheit 116 an die Einstellschaltung 112 übertragen. Die Einstellschaltung 112 ist ausgeführt, den Einstellparameter 106 zu empfangen, und das Ansteuersignal 114 der digitalen Treiberschaltung 110 anzupassen, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106 durchzuführen. Entsprechend wird von der Einstellschaltung 112 ein angepasstes Ansteuersignal 118 an das Gate G des steuerbaren Leistungshalbleiters übertragen. Verschiedene Ausgestaltungen der Einstellschaltung 112 werden nachfolgend unter Bezug auf die Figuren 8 bis 14 und die entsprechenden Ausführungsbeispiele 2 bis 8 beschrieben. Diese Ausführungsformen sind von der ersten Ausführungsform abgeleitet. Entsprechend gelten die diesbezüglichen Ausführungen auch für die Ansteuerschaltungen 100 der Figuren 8 bis 14. Abweichende Details in Bezug auf die jeweilige
Einstellschaltung 112 werden explizit beschrieben.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer zweiten Ausführungsform ist in Fig. 8 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102. Gemäß der zweiten Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen einstellbaren Widerstand PI , den Einstellparameter 106 von der Steuerungseinheit 116 einstellbar ist. Der einstellbare Widerstand PI begrenzt den von der Treiberschaltung 110 gelieferten Strom, um ein Schalten des Leistungshalbleiters 102 zu verzögern, indem der einstellbare Widerstand PI die Geschwindigkeit der Ladung der Gate-Kapazität des steuerbaren Leistungshalbleiters 102einstellt und diese in erster Näherung linear skaliert.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer dritten Ausführungsform ist in Fig. 9
dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102, der hier als Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Gemäß der dritten Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen Widerstand Rl und einen ersten Transistor T2, die in einer Parallelschaltung verschaltet sind. Der erste Transistor T2 ist über den Einstellparameter 106 ansteuerbar. Der erste Transistor T2 kann ein FET oder ein Bipolartransistor, beispielsweise ein pnp- oder npn-Transistor, sein. Der erste Transistor T2 wird vorzugsweise als Längsregler verwendet und kann entweder kontinuierlich oder in einer gewissen Anzahl von Stufen zwischen den Grenzbereichen„gesperrt" und „maximalleitfähig" moduliert werden.
Der Widerstand Rl stellt dabei einen wohldefinierten Leitungspfad sowohl für den Einschaltvorgang bei ausgeschaltetem Transistor T2 als auch für den Ausschaltvorgang dar, wobei bei dem Ausschaltvorgang der Steuerstrom des Gates des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 in umgekehrter Richtung zu fließen hat und vorzugsweise über die Body-Diode des ersten Transistors T2 fließt. Außerdem verringert der Widerstand Rl eine Verlustleistung in dem ersten Transistor T2. Der Widerstand Rl ist mindestens so groß dimensioniert, um die geringste nötige Umschaltgeschwindigkeit des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 zu ermöglichen.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer vierten Ausführungsform ist in Fig. 10 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 der vierten Ausführungsform ist prinzipiell identisch zu der Ansteuerschaltung 100 der dritten Ausführungsform. Ein Unterschied der vierten Ausführungsform besteht gegenüber der dritten Ausführungsform lediglich darin, dass der steuerbare Leistungshalbleiter 102 ein Bipolartransistor, konkret ein IGBT, ist.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer fünften Ausführungsform ist in Fig. 11 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102, der hier als Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Gemäß der fünften Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen Reihenwiderstand R3 und einen ersten
Transistor T2, die in Reihe geschaltet sind. Zu dieser Reihenschaltung ist ein Widerstand R2 parallel geschaltet. Wie zuvor unter Bezug auf die dritte Ausführungsform der Fig. 9 beschrieben, ist der erste Transistor T4 über den Einstellparameter 106 ansteuerbar. Der erste Transistor T4 ist hier beispielhaft ein FET. Der Widerstand R2 stellt wie zuvor beschrieben einen wohldefinierten Leitungspfad sowohl für den Einschaltvorgang bei ausgeschaltetem Transistor T4 als auch für den Ausschaltvorgang dar, wobei bei dem Ausschaltvorgang der Steuerstrom des Gates des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 in umgekehrter Richtung zu fließen hat und vorzugsweise über die Body-Diode des ersten Transistors T4 fließt. Außerdem verringert der Widerstand R2 eine Verlustleistung in dem ersten Transistor T4. Der Widerstand R2 ist mindestens so groß dimensioniert, um die geringste nötige Umschaltgeschwindigkeit des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 zu ermöglichen.
Der Reihenwiderstand R3 dient dabei zur Verringerung von Joule'sche Verlustleistung in dem ersten Transistor T4, die wegen des hohen Gate-Stromes auftritt. Wird als erster Transistor T4 ein Transistor mit Body-Diode verwendet, also mit einer antiparallel geschalteten Freilaufdiode, definiert der Reihenwiderstand zusätzlich die Geschwindigkeit des Ausschaltvorganges. Der Reihenwiderstand R3 ist so dimensioniert, dass die Parallelschaltung des Reihenwiderstands R3 mit dem Widerstand R2 maximal so groß ist, dass die schnellste nötige Umschaltgeschwindigkeit ermöglicht wird.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer sechsten Ausführungsform ist in Fig. 12 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die erste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102, der hier als Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Gemäß der sechsten
Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen ersten Transistor T6, einen Reihenwiderstand R5 und einen zweiten Transistor T8, die in dieser Reihenfolge in Reihe geschaltet sind. Zu dieser Reihenschaltung ist ein Widerstand R4 parallel geschaltet. Der erste Transistor T6 und der zweiter Transistor T8 sind unabhängig über den
Einstellparameter 106 ansteuerbar. Der erste und der zweite Transistor T6, T8 sind hier beispielhaft als FETs ausgeführt. Der erste und der zweite Transistor T6, T8 sind in entgegengesetzten Richtungen verschaltet. Einer der zwei Transistoren T6, T8 übernimmt die Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 basierend auf dem Steuersignal 104 beim Einschalten, der andere beim Ausschalten.
Da sowohl bei der Verwendung von Bipolar- wie auch bei Feldeffekttransistoren als erster und zweiter Transistor T6, T8 die Ansteuerung relativ zu einem Gegenkontakt erfolgt, sind die Transistoren T6, T8 mit dem Reihenwiderstande R5 so angeordnet, dass das elektrische Potential der Gegenkontakte auf einem wohldefinierten Wert liegt. Bei Feldeffekttransistoren erfolgt die Ansteuerung gegen Source, bei Bipolartransistoren gegen den Emitter.
Gemäß der sechsten Ausführungsform sind der zweite Transistor T8, der
Reihenwiderstand R5 und der erste Transistor T6 so angeordnet, dass der Source- Kontakt von dem ersten Transistor T6, der die oben genannte Gegenelektrode darstellt, mit dem Gate-Potential des steuerbaren Leistungshalbleiter zusammenfällt. Damit ist die nötige Spannung am Gate-Anschluss des steuerbaren Leistungshalbleiters 102, hier auch als T5 bezeichnet, vs. Source des ersten Transistors T6 wie folgt: Vcc(GateDriver) > Vin + Vsteuermax > Vgate(T5) + Vsteuermax > Vgate-source(T6) > Vgate(T5) > Vsource(T5). Daraus folgt, dass der erste Transistor T6 voll mit den
Versorgungsspannungen des GateTreibers, d.h. mit essen negativer Versorgung
Vss(GateDriver) und dessen positiver Versorgung Vcc(GateDriver), steuerbar ist. Es ist keine Spannung nötig, die über diese Potentiallevel hinausgeht. Für die kontinuierliche Steuerung des ersten Transistors T6 können entsprechend Zwischenniveaus aus den genannten Versorgungsspannungen erzeugt werden. Die Ausführungen gelten
entsprechend für den zweiten Transistor T8.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer siebten Ausführungsform ist in Fig. 13 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die sechste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102, der hier als Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Gemäß der siebten Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen Reihenwiderstand R6, einen ersten Transistor T10 und einen zweiten Transistor TU , die in dieser Reihenfolge in Reihe geschaltet sind. Zu dieser Reihenschaltung ist ein Widerstand R4 parallel geschaltet. Der erste Transistor T10 und der zweiter Transistor TU sind unabhängig über den Einstellparameter 106 ansteuerbar. Der erste und der zweite Transistor T10, TU sind hier beispielhaft als FETs ausgeführt. Der erste und der zweite Transistor T10, TU sind in entgegengesetzten Richtungen verschaltet. Einer der zwei Transistoren T10, TU übernimmt die Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 basierend auf dem Steuersignal 104 beim Einschalten, der andere beim Ausschalten.
Die beiden Transistoren T10, TU sind hier mit gemeinsamem Source- (bei FET) oder Emitter-Anschluss (bei Bipolartransistoren) angeordnet. Der erste und der zweite
Transistor T10, TU werden als Längsregler verwendet. Dadurch wird der Widerstand der Transistoren T10, TU gezielt in Zwischenbereichen zwischen maximal leitend oder voll sperrend betrieben.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer achten Ausführungsform ist in Fig. 14 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 umfasst wie zuvor unter Bezug auf die sechste Ausführungsform beschrieben eine Treiberschaltung 110, einer Einstellschaltung 112 und eine Steuerungseinheit 116 zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiters 102, der hier als Feldeffekttransistor ausgeführt ist. Gemäß der achten Ausführungsform umfasst die Einstellschaltung 112 einen ersten und einen zweiten Transistor T6, T7, jeweils mit einem Reihenwiderstand R5, R6 in Reihe geschaltet sind. Die beiden
Reihenschaltungen sind parallel geschaltet. Zusätzlich ist ein Widerstand R4 parallel dazu geschaltet.
Die Funktion der beiden Transistoren T6, T7 ist im Wesentlichen wie oben in Bezug auf die entsprechenden ersten und zweiten Transistoren beschrieben. Der erste Transistor T6 ist mit seinem Reihenwiderstand R5 so angeordnet, dass der Source-Kontakt des ersten Transistors T6, der wie oben ausgeführt eine Gegenelektrode darstellt, mit dem Gate-Potential des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 zusammenfällt. Damit ist die nötige Spannung am Gate-Anschluss des ersten Transistors T6 größer als die
Gatespannung am steuerbaren Leistungshalbleiter 102. Damit ist der erste Transistor voll T6 mit den Versorgungsspannungen der Treiberschaltung, d.h. deren negativer Versorgung Vss(GateDriver) und deren positiver Versorgung Vcc(GateDriver), steuerbar. Darüber hinausgehende Spannungen sind nicht erforderlich. Für die kontinuierliche Steuerung des ersten Transistors T6 können entsprechend Zwischenniveaus aus den genannten Versorgungsspannungen erzeugt werden. Entsprechendes gilt für den zweiten Transistor T7 und den damit in Reihe geschalteten Reihenwiderstand R6.
Die Ansteuerschaltung 100 der Ausführungsbeispiele 1 bis 8 ist ausgeführt, die
Einstellschaltung 112 zwischen zwei Umschaltvorgängen des einen steuerbaren
Leistungshalbleiters 102 einzustellen. Damit ist die Einstellschaltung 112 während des Umschaltens, also beim Einschalten oder beim Ausschalten, konstant. Änderungen der Einstellschaltung 112 erfolgen von Schaltvorgang zu Schaltvorgang. Daher kann beim Umschalten des steuerbaren Leistungshalbleiters ein zugehöriger, temporär konstanter Widerstandswert der Einstellschaltung 112 angenommen werden. Dieser temporär konstante Widerstandswert ist in den genannten Ausführungsbeispielen 1 bis 8 für den Einschalt- und den Ausschaltvorgang identisch. In alternativen Ausführungsformen ist der temporär konstante Widerstandswert jeweils unterschiedlich für den Einschalt- und den Ausschaltvorgang. Eine Veränderung der Einstellschaltung 112 über den
Einstellparameter erfolgt nur zwischen Schaltvorgängen. Dadurch wird das
Emissionsspektrum des Leistungshalbleiters 102 im zeitlichen Durchschnitt geregelt.
In alternativen Ausführungsbeispielen ist die Ansteuerschaltung 100 ausgeführt, die Einstellschaltung 112 während eines Umschaltvorganges des steuerbaren
Leistungshalbleiters einzustellen. Im Gegensatz zum Einstellen der Einstellschaltung 112 zwischen zwei Umschaltvorgängen, bei der das Gesamtspektrum leidglich aus dem Durchschnitt der Einzelspektren gebildet wird, kann hier das Spektrum exakt eingestellt werden, da der Umschaltvorgang zu jedem Zeitpunkt in seiner Geschwindigkeit kontrolliert werden kann. In diesen alternativen Ausführungsbeispielen ist die Einstellschaltung 112 über das Steuersignal mit dem Umschaltvorgang synchronisiert.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer neunten Ausführungsform ist in den Figuren 15 bis 17 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 weist eine Treiberschaltung 130 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102 auf und ist ausgeführt, ein Logiksignal als
Steuersignal 104 zu empfangen. Basierend auf dem Steuersignal 104 wird ein
Ansteuersignal 118 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102 erzeugt. Die
Treiberschaltung 130 ist weiter ausgeführt, einen Einstellparameter 106 wie oben beschrieben von einer Steuerungseinheit 116 zu empfangen und die zeitliche Einstellung des Verhaltens des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106 durchzuführen. Die Treiberschaltung 130 ist also eine integrale Treiberschaltung 130, die unmittelbar das angepasste
Ansteuersignal 118 basierend auf dem Steuersignal 104 und dem Einstellparameter 106 bereitstellt, wobei das angepasste Ansteuersignal 118 eine Ansteuerung des
steuerbaren Leistungshalbleiters 102 basierend auf dem Steuersignal 104 mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106 durchführt. Die integrale Treiberschaltung 130 wird in diesem Ausführungsbeispiel über ein einfaches Logiksignal aktiviert. Der Einstellparameter 106 wird über einen separaten Eingang der integralen Treiberschaltung 130 zugeführt. Der Einstellparameter 106 muss dabei nicht gleichzeitig mit dem Steuersignal 104 bereitgestellt werden. Die Treiberschaltung 130 kann entsprechend bei einer steigenden oder fallenden Flanke den jeweils zugehörigen letzten Einstellparameter 106 verwenden. Dies wird beispielsweise mit einem Register, einem Sample&Hold-Glied oder einem anderweitigen Speicher implementiert.
Wie in den Figuren 16 und 17 im Detail dargestellt ist, ist die integrale Treiberschaltung 130 der neunten Ausführungsform als analoge Treiberschaltung ausgeführt. Die integrale Treiberschaltung 130 weist eine Steuerungseinheit 116 mit einem Speicher 132 auf, wovon in Fig. 16 lediglich der Speicher 132 dargestellt ist. Die Steuerungseinheit 116 ist ausgeführt, das Steuersignal 104 und den Einstellparameter 106 zu empfangen und einen durch den Einstellparameter 106 ausgewählten digitalen Verlauf des Steuersignals 104 aus dem Speicher 132 bereitzustellen. Entsprechend wird aus dem Speicher 132 ein digitales Signal 134 unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106
bereitgestellt. Beim Umschalten des Steuersignals 104 von low nach high oder umgekehrt wird aus dem Speicher 132 ein für den jeweiligen Fall vorgegebener Verlauf seriell als binärer Datenstrom von 0 und 1 ausgegeben.
Weiterhin umfasst die integrale Treiberschaltung 130 einen D/A-Wandler 136. Der D/AWandler 136 ist ausgeführt, den Verlauf des digitalen Signals 134 in ein analoges Treibersignal 138 zu wandeln. Der D/A-Wandler 136 ist in diesem Ausführungsbeispiel durch einen Tiefpassfilter, das den 0/1 -Strom glättet, realisiert.
Zusätzlich umfasst die integrale Treiberschaltung 130 eine analoge Verstärkerstufe 140, die ausgeführt ist, das analoge Treibersignal 138 zu verstärken und als angepasstes Ansteuersignal 118 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102 bereitzustellen. Die analoge Verstärkerstufe 140 umfasst dazu eine einfache Transistorgegentaktstufe, auch als AB-Endstufe bezeichnet.
Eine Ansteuerschaltung 100 gemäß einer zehnten Ausführungsform ist in Figur 18 dargestellt. Die Ansteuerschaltung 100 der zehnten Ausführungsform weist einen Eingang für ein kontinuierliches Signal auf und ist ausgeführt, ein kombiniertes Signal mit dem Steuersignal 104 und dem Einstellparameter 106 zu empfangen. Die
Ansteuerschaltung 100 umfasst weiter eine integrale Einstellschaltung 150, um basierend auf dem Steuersignal 104 ein angepasstes Ansteuersignal 118 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102 zu erzeugen. Dazu wird das angepasste
Ansteuersignal 118 für den steuerbaren Leistungshalbleiter 102 basierend auf dem Einstellparameter 106 eingestellt, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters 106 durchzuführen. Das kontinuierliche Signal ist ein codiertes analoges Signal oder ein serielles oder paralleles digitales Signal. In einer Ausführungsform kodiert ein Analogsignal am Eingang direkt den Stromverlauf oder Spannungsverlauf des Ausganges. In einer alternativen Ausführungsform wird ein digitaler Eingang verwendet, der entweder seriell oder parallel den Verlauf des Ausganges kodiert.
Die Ansteuerung des Einstellparameters 106 durch die Steuerungseinheit 116 erfolgt für alle genannten Ausführungsbeispiele basierend auf den nachfolgend beschriebenen Prinzipien.
Erfindungsgemäß wird das zeitliche Umschaltverhalten des steuerbaren über den Einstellparameter 106 Leistungshalbleiters 102 gezielt gesteuert, um hiermit Kontrolle über das Spektrum der Verzerrungen der Ausgangsgrößen durch das Umschalten zu gewinnen.
Prinzipiell ist es auch möglich, das zeitliche Umschaltverhalten auf der Basis von gemessenen oder geschätzten Emissionen in der unmittelbaren Vergangenheit zu regeln, wobei durch eine Berücksichtigung des Umschaltverhaltens der
Leistungshalbleiter 102 höhere Frequenzbereiche erfasst werden.
Dabei kann entweder für den Ausschaltvorgang schlicht der invertierte Verlauf des Einschaltvorganges oder jeweils ein eigener dedizierter Verlauf verwendet werden.
Dabei bestimmt die Ansteuerschaltung 100 den Einstellparameter 106 selber, um die elektromagnetischen Emissionen des Leistungshalbleiters 102 zu beeinflussen. Dazu führt die Steuerungseinrichtung 116 eine gezielte Veränderung der zeitlichen Einstellung des Verhaltens des Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten durch eine gezielte Veränderung des Einstellparameters 106 zwischen Umschaltvorgängen durch. Der Einstellparameter 106 selber ist somit nicht fest vorgegeben, sondern einstellbar. Die Veränderung kann adaptiv sein, um eine Anpassung im Betrieb durchführen zu können. Somit erfolgt nicht nur ein zeitlich kontrollierbarer Umladevorgang des Steuereinganges des Leistungshalbleiters, beispielsweise des Gates.
Eine Steuerung oder eine Regelung der Veränderung des Einstellparameters 106 kann entweder auf der Basis von Messungen oder von Schätzungen der elektromagnetischen Verzerrung bzw. Emission erfolgen. Durch die Steuerung oder Regelung wird der zeitliche Umschaltverlauf des Leistungshalbleiters 102 durch Kontrolle des zeitlichen Umladeverlaufs des Steuereinganges kontinuierlich beeinflusst. Messgrößen können dabei die zeitliche Sperrspannung über den Leistungshalbleiter 102, der zeitliche Laststrom, das magnetische Feld, beispielsweise über eine Detektionsspule in der Nähe des Leistungshalbleiters 102 oder des Leistungsstromkreises gelegen, ggf. in einer unteren oder rückseitigen Lage einer Platine, oder das elektrische Feld, beispielsweise über ein Detektionsdipol in der Nähe des Leistungshalbleiters oder des
Leistungsstromkreises, ggf. in einer unteren oder rückseitigen Lage einer Platine, oder andere sein.
Da jedoch das gesamte System aus Gate-Treiber und dem wenigstens einen
Leistungshalbleiter auch einfach modelliert werden kann, ist statt einer zumeist teuren Messung auch eine Schätzung in der Regelung möglich, die folglich auf der Basis der Schätzung einen veränderten Zeitverlauf des Umladevorgangs errechnet und den Einstellparameter 106 entsprechend anpasst.
Weiterhin ist die Steuerungseinheit 116 ausgeführt, die die Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 mit dem Einstellparameter 106 mit einer Regelung nach der Art einer abgebrochenen Reihe durchzuführen, wie beispielsweise in Fig. 19 dargestellt ist. Dazu wird das Emissionsspektrum des Leistungshalbleiters 102 vorwiegend über lediglich eine geringe Anzahl von Freiheitsgraden geregelt. IN diesem
Ausführungsbeispiel handelt es sich um lediglich einen Freiheitsgrad, nämlich die Dauer des Umschaltens. Die Dauer ergibt sich über den effektiven Widerstand der Einstellschaltung 112, 150 bzw. durch eine Verstärkung des Ladestroms konstant über die gesamte Ein- oder Ausschaltdauer des Leistungshalbleiters 102. In einer alternativen Ausführungsform mit zwei Freiheitsgraden wird zusätzlich die erste Ableitung der Dauer des Umschaltens betrachtet. Die erste Ableitung der Dauer des Umschaltens ergibt sich durch eine den Strom in der Mitte des Umschaltvorganges im Vergleich zum Anfang und Ende des Umschaltvorganges definierende Zahl.
Die Ladespannung des Gates des Leistungshalbleiters 102 gleicht einer kumulativen Verteilungsfunktion (CFD) und lässt sich aus diesem Grund mit denselben Parametern in der Form beschreiben. Diese sind in diesem Ausführungsbeispiel die Breite
(Standardabweichung bei CFD), Symmetrie erster Ordnung (Schiefe bei CFD), Wölbung (Kurtosis bei CFD) usw. IN einer alternativen Ausgestaltung werden typische aus der Statistik bekannte parametrische Funktionen zur Darstellung von CFDs eingesetzt, beispielsweise die Gamma-Funktion. Diese Art der Beschreibung bricht die Form des Umschaltens auf wenige Kenngrößen im Stil einer Reihe herunter und erlaubt die Verwendung gewöhnlicher Regelungsverfahren wie beispielsweise einer PID-Regelung.
In einer alternativen Ausführungsform ist die Steuerungseinheit 116 ausgeführt, die Ansteuerung des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 mit dem Einstellparameter 106 basierend auf einer Ermittlung eines Zusammenhangs zwischen dem zeitlichen Verhalten des steuerbaren Leistungshalbleiters 102 beim Umschalten und einem Zielspektrum für elektromagnetische Emissionen durch maschinelles Lernen durchzuführen. Ein gewünschtes Emissionszielspektrum wird durch Ermittlung des Zusammenhanges zwischen Gate-Ansteuerung und Zielspektrum über maschinelles Lernen hergestellt. Je nach verwendetem Leistungshalbleiter 102 ist der Zusammenhang zwischen der Umladedynamik an dessen Steuerungseingang (beispielsweise des Gates bei FETs und IGBTS) und dem Emissionsspektrum nicht offensichtlich und durch Nichtlinearitäten beeinflusst. Maschinelle Lernmethoden wurden entwickelt, um derartige komplizierte Zusammenhänge nachzubilden und aufzudecken. Auf dieser Basis kann ebenfalls ein Regelsystem aufgestellt werden, das im Sinne der Erfindung eine Regelung des
Emissionsspektrums erlaubt.
Um eine Regelung zu vermeiden, in einem weiter alternativen Ausführungsbeispiel eine open-loop-Steuerung verwendet. Die Steuerung erfolgt durch eine statistische Zuweisung der Parameter des Umschaltvorganges. Die Umschaltdynamik kann als Sigmoid-Funktion mit je nach gewünschter Flexibilität einer gewissen Zahl von Parametern beschreiben, beispielsweise den Momenten, die auch in der Statistik für CFDs verwendet werden, oder als Parameter von gebräuchlichen Funktionen, beispielsweise der Gamma-Verteilung. In einem einfachen Fall werden jedem Parameter ein Wertebereich und/oder eine statistische Verteilung zugeordnet. Der Steuerungsvorgang besteht darin, nach einem oder mehreren Umschaltvorgängen der Treiberschaltung 110, 130 neue
Parametersätze mehr oder weniger zufällig gemäß diesen Vorgaben zu generieren. Für ein gleichmäßiges Spektrum kann beispielsweise jeder Parameter gleichmäßig in einem Bereich variiert werden. In einer bevorzugten Ausgestaltung werden nicht nur jedem Parameter ein Wertebereich und/oder eine statistische Verteilung zugeordnet, sondern es wird eine gemeinsame multidimensionale Verteilungsfunktion vorgegeben, die somit auch Wahrscheinlichkeiten für das Auftreten jeder Kombination aus Parameterwerten festlegt.

Claims

Patentansprüche
1. Ansteuerschaltung (100) für einen Stromrichter zur Verwendung in einem
Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei
der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) aufweist, und die Ansteuerschaltung (100) zur Ansteuerung eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf einem Steuersignal (104) ausgeführt ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) ausgeführt ist, die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf dem Steuersignal (104) mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten unter Berücksichtigung eines Einstellparameters (106) durchzuführen, wobei der
Einstellparameter (106) ein Einstellparameter (106) für elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) ist.
2. Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) ausgeführt ist, eine gezielte Veränderung der zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten durch eine gezielte Veränderung des Einstellparameters (106) im Betrieb durchzuführen.
3. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) eine digitale
Treiberschaltung (110) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) und eine Einstellschaltung (112) aufweist, die zwischen der digitalen Treiberschaltung (110) und dem wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) angeordnet ist, die digitale Treiberschaltung (110) ausgeführt ist, ein Logiksignal als Steuersignal (104) zu empfangen und basierend auf dem Steuersignal (104) ein Ansteuersignal (114) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) zu erzeugen, die Einstellschaltung (112) ausgeführt ist, den Einstellparameter (106) zu empfangen, und die Einstellschaltung (112) weiter ausgeführt ist, das Ansteuersignal (114) der digitalen Treiberschaltung anzupassen, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des
wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters (106) durchzuführen.
4. Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellschaltung (112) einen einstellbaren Widerstand (PI) umfasst, der über den Einstellparameter (106) einstellbar ist.
5. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellschaltung (1 12) einen Widerstand (Rl , R2, R4) und einen ersten Transistor (T2, T4, T6, T10) umfasst, die in einer Parallelschaltung verschaltet sind, wobei der erste Transistor (T2, T4, T6, T10) über den
Einstellparameter (106) ansteuerbar ist.
6. Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellschaltung (112) einen zweiten Transistor (T7, T8, TU) umfasst, der parallel zu oder in Reihe mit dem ersten Transistor (T2, T4, T6, T10) verschaltet ist, wobei der erste und der zweite Transistor (T7, T8, TU) unabhängig über den Einstellparameter (106) ansteuerbar sind.
7. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) ausgeführt ist, die
Einstellschaltung (112) zwischen zwei Umschaltvorgängen des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) einzustellen.
8. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) ausgeführt ist, die Einstellschaltung (112) während eines Umschaltvorganges des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) einzustellen.
9. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) eine integrale
Treiberschaltung (130) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) aufweist und ausgeführt ist, ein Logiksignal als Steuersignal (104) zu empfangen, und basierend auf dem Steuersignal (104) ein Ansteuersignal für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) zu erzeugen, wobei die integrale Treiberschaltung (130) weiter ausgeführt ist, den Einstellparameter (106) zu empfangen und die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters (106) durchzuführen.
10. Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die integrale Treiberschaltung (130) eine analoge Treiberschaltung ist, die integrale
Treiberschaltung (130) eine Steuerungseinheit (116) mit einem Speicher (132), einen D/A-Wandler (136) und eine analoge Verstärkerstufe (140) aufweist, die
Steuerungseinheit (116) ausgeführt ist, das Steuersignal (104) und den
Einstellparameter (106) zu empfangen und einen durch den Einstellparameter (106) ausgewählten digitalen Verlauf des Steuersignals (104) bereitzustellen, der D/A-Wandler (136) ausgeführt ist, den digitalen Verlauf des Steuersignals (104) in ein analoges Treibersignal (138) zu wandeln, und die analoge Verstärkerstufe (140) ausgeführt ist, das analoge Treibersignal (138) zu verstärken und als angepasstes Ansteuersignal (118) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) bereitzustellen.
11. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) einen Eingang für ein kontinuierliches Signal aufweist und ausgeführt ist, ein kombiniertes Signal mit dem Steuersignal (104) und dem Einstellparameter (106) zu empfangen, und basierend auf dem Steuersignal (104) ein angepasstes Ansteuersignal (118) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) zu erzeugen, und die Ansteuerschaltung (100) eine integrale Einstellschaltung (150) umfasst, die ausgeführt ist, ihr angepasstes
Ansteuersignal (118) für den wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) basierend auf dem Einstellparameter (106) einzustellen, um die zeitliche Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim
Umschalten unter Berücksichtigung des Einstellparameters (106) durchzuführen.
12. Ansteuerschaltung (100) nach Anspruch 11 , dadurch gekennzeichnet, dass das kontinuierliche Signal ein codiertes analoges Signal oder ein serielles oder paralleles digitales Signal ist.
13. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) eine Steuerungseinheit (116) aufweist, die ausgeführt ist, die die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) mit dem Einstellparameter (106) mit einer Regelung nach der Art einer abgebrochenen Reihe durchzuführen.
14. Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (100) eine Steuerungseinheit (116) aufweist, die ausgeführt ist, die die Ansteuerung des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) mit dem Einstellparameter (106) basierend auf einer
Ermittlung eines Zusammenhangs zwischen dem zeitlichen Verhalten des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten und einem Zielspektrum für elektromagnetische Emissionen durch maschinelles Lernen durchzuführen.
15. Stromrichter zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einer Ansteuerschaltung (100) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
16. Fahrzeug, insbesondere ein Fahrzeug mit Elektroantrieb, mit wenigstens einem Stromrichter nach dem vorhergehenden Anspruch 15.
17. Verfahren zum Ansteuern eines Stromrichters zur Verwendung in einem Fahrzeug, insbesondere in einem Fahrzeug mit Elektroantrieb, wobei der Stromrichter wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiter (102) aufweist, und das Verfahren folgende Schritte umfasst Ansteuern eines Umschaltvorgangs des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf einem Steuersignal (104), und Ansteuern des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) basierend auf dem Steuersignal (104) mit einer zeitlichen Einstellung des Verhaltens des wenigstens einen steuerbaren Leistungshalbleiters (102) beim Umschalten unter Berücksichtigung eines
Einstellparameters (106), wobei der Einstellparameter (106) ein Einstellparameter (106) für elektromagnetische Emissionen des wenigstens einen Leistungshalbleiters (102) ist.
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WO (1) WO2018091145A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109768727A (zh) * 2019-03-19 2019-05-17 广东美的制冷设备有限公司 功率器件及电器
CN110798052A (zh) * 2018-08-01 2020-02-14 三垦电气株式会社 功率设备的控制装置及方法

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112019201B (zh) * 2020-08-27 2023-04-25 电子科技大学 一种igbt器件的栅极电流调节器
DE102020211242A1 (de) 2020-09-08 2022-03-10 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Transistors mithilfe maschineller Lernverfahren
DE102021111770A1 (de) 2021-05-06 2022-11-10 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Verfahren zum Ansteuern einer elektrischen Maschine und elektrisch oder teilelektrisch angetriebenes Fahrzeug zur Durchführung des Verfahrens
DE102022200868A1 (de) 2022-01-26 2023-07-27 Zf Friedrichshafen Ag Steuerung eines Stromventils

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006013035A2 (de) * 2004-07-30 2006-02-09 Tridonicatco Gmbh & Co. Kg Ansteuerung von leistungsschaltern
US20060244498A1 (en) * 2005-04-28 2006-11-02 Texas Instruments Incorporated System and method for driving a power field-effect transistor (FET)
JP2011166920A (ja) * 2010-02-09 2011-08-25 Hitachi Ltd ゲート駆動装置
US20140145658A1 (en) * 2012-11-26 2014-05-29 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Driving circuit, driving module and motor driving apparatus

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7061195B2 (en) * 2002-07-25 2006-06-13 International Rectifier Corporation Global closed loop control system with dv/dt control and EMI/switching loss reduction
JP4044861B2 (ja) * 2003-04-03 2008-02-06 三菱電機株式会社 電力変換装置およびその電力変換装置を備える電力変換システム装置
JP4223379B2 (ja) * 2003-12-10 2009-02-12 三菱電機株式会社 スイッチングデバイスの制御装置およびモーターの駆動回路の制御装置
FR2874033B1 (fr) 2004-08-05 2006-10-27 Eastman Kodak Co Procede de traitement d'un materiau destine a la formation d'images par impression par jet d'encre
US7667524B2 (en) * 2004-11-05 2010-02-23 International Rectifier Corporation Driver circuit and method with reduced DI/DT and having delay compensation
JP5253964B2 (ja) * 2008-05-29 2013-07-31 ルネサスエレクトロニクス株式会社 固体撮像装置
JP5938852B2 (ja) * 2011-05-25 2016-06-22 富士電機株式会社 電圧制御型スイッチング素子のゲート駆動回路
JP5385341B2 (ja) * 2011-07-05 2014-01-08 株式会社日本自動車部品総合研究所 スイッチング素子の駆動装置及びスイッチング素子の駆動方法
GB2497970A (en) * 2011-12-23 2013-07-03 Amantys Ltd Power semiconductor switching device controller
JP5881477B2 (ja) * 2012-03-06 2016-03-09 三菱電機株式会社 スイッチング素子駆動回路
EP2882103B1 (de) * 2013-12-04 2019-05-29 ABB Schweiz AG Verfahren und vorrichtung für kurzschlussschutz eines leistungshalbleiterschalters
DE102015223465A1 (de) * 2015-11-26 2017-06-01 Robert Bosch Gmbh Schaltungsanordnung zur temperaturabhängigen Ansteuerung eines Schaltelementes

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006013035A2 (de) * 2004-07-30 2006-02-09 Tridonicatco Gmbh & Co. Kg Ansteuerung von leistungsschaltern
US20060244498A1 (en) * 2005-04-28 2006-11-02 Texas Instruments Incorporated System and method for driving a power field-effect transistor (FET)
JP2011166920A (ja) * 2010-02-09 2011-08-25 Hitachi Ltd ゲート駆動装置
US20140145658A1 (en) * 2012-11-26 2014-05-29 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Driving circuit, driving module and motor driving apparatus

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110798052A (zh) * 2018-08-01 2020-02-14 三垦电气株式会社 功率设备的控制装置及方法
CN110798052B (zh) * 2018-08-01 2022-02-25 三垦电气株式会社 功率设备的控制装置及方法
CN109768727A (zh) * 2019-03-19 2019-05-17 广东美的制冷设备有限公司 功率器件及电器

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Publication number Publication date
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