DE102014214246B3

DE102014214246B3 - Vorrichtung zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters und Sensor zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit an einem halbleiterbasierten Schalter

Info

Publication number: DE102014214246B3
Application number: DE102014214246.6A
Authority: DE
Inventors: René Hopperdietzel
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2014-04-24
Filing date: 2014-07-22
Publication date: 2015-07-09
Anticipated expiration: 2034-07-23
Also published as: WO2015162046A1; DE102014214260A1; WO2015162044A1; US10218185B2; DE102014214252B3; DE102014214260B4; US10224722B2; WO2015162045A1; US20170104338A1; US20170104339A1; US20170040802A1; US10103551B2

Abstract

Eine elektrische Schaltung umfasst einen halbleiterbasierten Schalter mit einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss zum Leiten eines Leistungsstroms. Die elektrische Schaltung umfasst ferner einen Sensor zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms, der durch den halbleiterbasierten Schalter fließt. Der Sensor umfasst eine isolierenden Folie, die ausgebildet ist, um mit dem ersten oder zweiten Anschluss des halbleiterbasierten Schalters verbunden zu werden, und eine Induktivität, die an der isolierenden Folie an einer Seite derselben angeordnet ist, die gegenüberliegend von einer Seite, die während eines Messbetriebs des Sensors dem halbleiterbasierten Schalter zugewandt angeordnet ist, um ein durch den Leistungsstrom erzeugtes magnetisches Feld zu erfassen, und um eine Messspannung basierend auf dem erfassten magnetischen Feld bereitzustellen. Die Induktivität ist während des Messbetriebs zumindest durch die isolierende Folie von dem halbleiterbasierten Schalter beabstandet, so dass eine berührungslose Messung der Stromänderungsgeschwindigkeit durch den Sensor ermöglicht ist. Die isolierende Folie weist einen Befestigungsabschnitt auf. Der erste oder zweite Anschluss des halbleiterbasierten Schalters ist mit dem Befestigungsabschnitt der isolierenden Folie verbunden.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters und auf einen Sensor zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeitseines Leistungsstroms, der durch einen halbleiterbasierten Schalter fließt.
Für die Umwandlung elektrischer Energie werden heutzutage sogenannte Leistungsumrichter verwendet. Diese ermöglichen Energiequellen mit gegebenen Spannungen, Strömen und Frequenzen mit Energiesenken bzw. Lasten zu verbinden. Der Umrichter wandelt dabei ein- oder mehrstufig elektrische Energie einer Form, etwa Wechselspannung, (alternating current – AC), Gleichspannung (direct current – DC) oder eine Mischform daraus, in eine andere Form um. Der Umrichter besteht im Allgemeinen aus halbleiterbasierten Schaltern, die in der erforderlichen Topologie verschaltet sind, beispielsweise als H-Brückeninverter oder als 3-phasiger 6-Puls-Inverter. Die am häufigsten eingesetzten elektronischen Schalter sind Bipolartransistoren mit isolierter Steuerelektrode (engl.: Insulated Gate Bipolar Transistor – IGBT) oder Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (engl.: Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor – MOSFET). Diese Halbleiterschalter werden über sogenannte Gate-Treiber angesteuert und stellen damit die Schnittstelle zwischen dem Leistungsschalter und der Kleinsignalhauptsteuerung des Umrichters dar.
Die Anforderungen an eine solche Gate-Treiber-Einheit (engl.: Gate Driving Unit – GDU) sind folgende: geringer Bauraum (meist bestimmt vom Formfaktor des Leistungsschalter-Packages), eine ausreichende Treiberleistung (bei der Aktivierung oder Deaktivierung der Schalter werden extreme Pulsenergien für die sichere Umschaltung benötigt), Sicherstellung geringer Schaltverluste der Leistungsschalter (Schaltverluste sind meist der Hauptfokus beim Optimieren von Umrichtern), Sicherstellung geringer Leitverluste der Leistungsschalter, geringer Aufwand für Treiberanpassungen beim Verwenden neuer oder anderer Leistungsschalter (Plug & Play), eine flexible, skalierbare GDU für verschiedene Applikationen (Wiederverwendbarkeit, Vermeidung von Designvarianten), eine geringe Tot- bzw. Verzögerungszeit im Signalpfad der Umrichterregelung, ein hoher konfigurierbarer Schutzgrad und/oder eine normgerechte Störabstrahlung in möglichst jedem Arbeitspunkt.
In 10 ist die Standardtopologie einer GDU mit ihren Funktionsblöcken dargestellt. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „Optimization of the turn-off performance of IGBT at overcurrent and short-circuit current” (H.-G. Eckel, L. Sack; EPE 1993) beschrieben. Ein Einschalten eines halbleiterbasierten Schalters 12 erfolgt mit einer Spannungsquelle V_On und einem Übertragungsfaktor k1. Damit wird ein Gate-Strom I_Gon geprägt. Ein Ausschalten erfolgt mit einer Spannungssenke V_off und dem Übertragungsfaktor k2. Damit wird der Gate-Strom I_Goff geprägt. Im Fehlerfall ”Überstrom” wird ein alternativer Ausschaltpfad über den Übertragungsfaktork 3, mit dem ein Gate-Strom I_Goff,err geprägt wird, verwendet. Dies ermöglicht einen geringen Bauraum, eine Sicherstellung geringer Leitungsverluste im Leistungsschalter 12, eine günstige Herstellung und einen Basisschutzgrad.
Nachteilhaft an einer derartigen Ausführung ist, dass die Treiberleistung nicht für jeden Schaltzeitpunkt/Betriebspunkt optimal ist, dass die Schaltverluste nur für einen Betriebspunkt optimierbar sind (Spannung, Laststrom, Temperatur). Ferner muss ein Kompromiss eingegangen werden, zwischen einer geringen Tot-/Verzögerungszeit und di/dt-Verhalten, du/dt-Verhalten sowie Leitungsverlusten in der Tail-Phase. Weiterhin ist nachteilhaft, dass der Schaltverlauf keine Bauteilstreuungen kompensiert, dass ein hoher Aufwand beim Verwenden neuer oder anderer Leistungsschalter erforderlich ist, um die Topologie abzuändern bzw. das Schaltverhalten durch Bauteiländerungen anzupassen, dass keine flexible Anpassung oder Skalierbarkeit gegeben ist sowie kein hoher oder kein konfigurierbarer Schutzgrad möglich ist. Eine normgerechte Störabstrahlung beeinflusst die Schaltverluste stark und passt nicht für eine Teillast an dem Schalter 12.
Die Topologie in der 10 wird auch als einstufig resistiv gesteuert oder als GDU resistiv mit SoftTurnOff (SoftTurnOff = weiches Abschalten) beschrieben.
11 zeigt einen prinzipiellen Aufbau einer einstufig/mehrstufig analog gesteuerten GDU mit aktiver Veränderung des Gate-Vorwiderstandes. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „A Novel Three Stage Drive Circuit for IGBT” (Yaxiu Sun et al. in IEEE-ICIEA 2006) beschrieben. Dabei sind zwei bis hin zu beispielsweise maximal acht Schaltstufen für das Einschalten sowie das Ausschalten des halbleiterbasierten Schalters 12 sinnvoll. Bekannt sind weitestgehend zwei oder drei Stufen. Das Einschalten erfolgt mit je einer Spannungsquelle V_On und den Übertragungsfaktoren k1,1...k,n. Damit wird in verschiedenen Pfaden der Gate-Strom I_Gon,x mit x = 1, ..., n geprägt. Die Steuerung der Abfolge kann direkt von der übergeordneten Steuerungsinstanz erfolgen. Alternativ kann die Ansteuerung mit einer konfigurierten Zeitsteuerung auf der GDU erfolgen.
Das Ausschalten erfolgt mit einer Spannungssenke V_Off und den Übertragungsfaktoren k2,1...k2,n. Damit wird der Gate-Strom I_Goff.x mit x = 1, ..., n geprägt. Die Abfolge kann direkt von der übergeordneten Steuerungsinstanz erfolgen. Alternativ kann die Abfolge mit einer konfigurierten Zeitsteuerung auf der GDU erfolgen. Im Fehlerfall ”Überstrom” wird ein alternativer Ausschaltpfad über den Übertragungsfaktor k3 verwendet. Dies bietet den Vorteil einer besseren Anpassung der Treiberleistung für jeden Schaltzeitpunkt, eine verbesserte Optimierung zwischen geringer Tot-/Verzögerungszeit, di/dt-Verhalten, du/dt-Verhalten und Leitungsverlusten in der Tail-Phase, eine verringerte Beeinflussung der Schaltverluste bei normgerechter Störabstrahlung, eine Sicherstellung geringer Leitungsverluste im Leistungsschalter sowie einen Basisschutzgrad. In anderen Worten zeigt 11 ein GDU mit variablen Gate-Widerständen.
Nachteilhaft an einer derartigen Ausführungsform ist ein erhöhter Bauteilbedarf, eine komplexere Ablaufsteuerung. sowie zusätzliche (galvanisch getrennte) Ansteuerkanäle. Dies führt zu erhöhten Kosten. Ferner ist nachteilhaft, dass Schaltverluste nur für einen Betriebspunkt (Spannung, Laststrom, Temperatur) optimierbar sind, dass der Schaltverlauf keine Bauteilstreuungen kompensiert, dass ein hoher Aufwand beim Verwenden neuer/anderer Leistungsschalter resultiert, dass keine flexible Anpassung/Skalierbarkeit der Schaltung möglich ist, dass kein hoher oder gar konfigurierbarer Schutzgrad erhaltbar ist. Wegen einer fehlenden Rückkopplung ist eine Schaltsequenzdrift möglich.
12 zeigt einen prinzipiellen Aufbau einer GDU mit zwei Spannungslevel. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „A new Gate Driver Integrated Circuit for IGBT Devices with Advanced Protections” (Laurent Dulau et al. IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 21, NO. 1, JANUARY 2006) beschrieben. Allgemein kann dies als GDU mit mehreren Spannungslevel bezeichnet werden. Dokumentiert sind jeweils zwei Spannungsebenen für Einschalten und Ausschalten des halbleiterbasierten Schalters 12. Das Einschalten erfolgt beginnend mit einer Spannungsquelle V_On2 und reduziertem Gate-Strom I_Gon. Danach erfolgt die Umschaltung auf Spannungsquelle V_On1 und maximalem Gate-Strom I_Gon. Die Steuerung der Abfolge kann direkt von der übergeordneten Steuerungsinstanz erfolgen. Alternativ kann die Abfolge mit einer konfigurierten Zeitsteuerung auf der GDU erfolgen. Das Ausschalten erfolgt beginnend mit einer Spannungssenke V_Off2 und reduziertem Gate-Strom I_Goff. Danach erfolgt die Umschaltung auf Spannungssenke V_Off1 und maximalem Gate-Strom I_Goff. Die Abfolge kann direkt von der übergeordneten Steuerungsinstanz erfolgen. Alternativ kann die Abfolge mit einer konfigurierten Zeitsteuerung auf der GDU erfolgen. Im Fehlerfall ”Überstrom” wird ein alternativer Ausschaltpfad über dem Übertragungsfaktor k3 verwendet.
Dies bietet den Vorteil einer besseren Anpassung der Treiberleistung für jeden Schaltzeitpunkt, einer besseren Optimierung zwischen geringer Tot-/Verzögerungszeit, di/dt-Verhalten, du/dt-Verhalten und Leitungsverlusten in der Tail-Phase. Ferner kann eine normgerechte Störabstrahlung erhalten werden, die Schaltverluste weniger beeinflusst. Geringere Leitverluste im Leistungsschalter können sichergestellt sowie ein Basisschutzgrad erhalten werden.
Nachteilhaft ist, dass ein erhöhter Bauteilbedarf, eine komplexere Ablaufsteuerung sowie zusätzliche (galvanisch getrennte) Ansteuerkanäle resultieren, die zu erhöhten Kosten führen. Schaltverluste sind nur für einen Betriebspunkt optimierbar (Spannung, Laststrom, Temperatur). Ferner kompensiert der Schaltverlauf keine Bauteilstreuungen. Es resultiert ein hoher Aufwand beim Verwenden neuer/anderer Leistungsschalter, es ist keine flexible Anpassung/Skalierbarkeit des Systems möglich sowie kein hoher oder gar konfigurierbarer Schutzgrad erreichbar. Eine Schaltsequenzdrift wegen fehlender Rückkopplung kann auftreten. Die Implementierung eines zweiten Spannungslevels verursacht je nach Realisierung zusätzliche Verluste.
13 zeigt den prinzipiellen Aufbau einer analog einstufig/mehrstufig geregelten GDU. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „Active Gate Control for High Power IGBTs with Separated Gains” (Li Ming et al. The 2010 International Power Electronics Conference) beschrieben. Für dieses Prinzip existieren verschiedene dokumentierte Ausbaustufen. Alle basieren jedoch auf der Rückführung des Kollektorpotenzials/Drain-Potenzials zur Erfassung des duc/dt bzw. dud/dt (Ableitung Drain-Spannung nach der Zeit) sowie der Spannung der modulinternen Streuinduktivität zwischen Hilfsemitter/Source- und Lastemitter/-Source als Maß für das dic/dt (Ableitung des Kollektorstroms nach der Zeit) bzw. did/dt (Ableitung Drain-Strom nach der Zeit). Das Einschalten erfolgt im Allgemeinen über eine Spannungsquelle V_On und dem Basiswiderstand (Impedanz) k1. Damit wird der Gate-Strom I_Gon geprägt. Je nach Ausführung erfolgen dann in der Schaltflanke eine Reduzierung des Gate-Stroms während der di/dt-Phase und eine Erhöhung/Reduzierung während der du/dt-Phase. Das Ausschalten erfolgt im Allgemeinen über eine Spannungsquelle V_Off und der Basisimpedanz k2. Damit wird der Gate-Strom I_Goff geprägt. Je nach Ausführungsform erfolgen dann in der Schaltflanke eine Reduzierung des Gate-Stroms während der di/dt-Phase und eine Erhöhung/Reduzierung während der du/dt-Phase. Im Fehlerfall ”Überstrom” wird ein alternativer Ausschaltpfad über die Impedanz k3 verwendet.
Dies ermöglicht eine bessere Anpassung der Treiberleistung für jeden Schaltzeitpunkt/Betriebspunkt und eine gute Optimierung zwischen geringer Tot-/Verzögerungszeit, di/dt-Verhalten, du/dt-Verhalten und Leitungsverlusten in der Tail-Phase. Eine normgerechte Störabstrahlung beeinflusst Schaltverluste in einem geringeren Umfang. Ferner können geringe Leitverluste im Leistungsschalter sichergestellt werden. Das Konzept bietet einen Basisschutzgrad und eine gute Anpassung an Bauteile (d. h. Leistungsschalter) und Randparameteränderungen durch Feedbacksignale.
Nachteilhaft an diesem Konzept ist, dass ein deutlich erhöhter Bauteilbedarf entsteht, meist teure analoge Bauteile mit hoher Bandbreite nötig sind, erhöhte Verluste in der GDU durch Bauteile mit hoher Bandbreite auftreten, dass Feedbackkreise durch Eingriff zusätzliche Verluste verursachen, dass erhöhte Kosten entstehen, dass Schaltverluste nur für einen Betriebspunkt optimierbar sind (Spannung, Laststrom, Temperatur), dass der Schaltverlauf keine Bauteilstreuungen kompensiert, dass ein hoher Aufwand beim Verwenden neuer/anderer Leistungsschalter entsteht, dass keine flexible Anpassung oder Skalierbarkeit des Konzepts möglich ist, dass lediglich ein konfigurierbarer, jedoch kein hoher Schutzgrad erreichbar ist, dass ein Hochspannungspotenzial (Kollektor) auf einer Treiberinsel Bauraum erfordert, da Luft- und Kriechstrecken zu berücksichtigen sind, dass Hochspannungsbauteile große Streuungen aufweisen, dass keine Anpassung der Steuerungsebene durch Eingriffe der Rückführungen ermöglicht ist, dass die Verwendung der gemessenen parasitären Streuinduktivität des Leistungsschalters keine eng spezifizierte Eigenschaft des Leistungsschalters selbst ist, dass bei kleinen Streuinduktivitäten kein direktes Verarbeiten des Signals möglich ist und dass der direkte Eingriff mit Rückkopplung eine Phasenverschiebung aufweist, so dass der Eingriff je nach Impedanzen in der Gate-Leitung nur bedingt bis gar nicht bei schnellen Schaltvorgängen wirkt und zu unerwünschten Oszillationen führen kann.
14 zeigt eine Ausführungsform einer einstufig/mehrstufig digital geregelten GDU. Sie dient dem Synchronisieren von parallelen Leistungsschaltern. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „Active Gate Control for Current Balancing of Parallel-Connected IGBT Modes in Solid-State Modulators” (Dominik Bortis et al. IEEE TRANSACTIONS ON PLASMA SCIENCE, VOL. 36, NO. 5, OCTOBER 2008) beschrieben. Mithilfe eines di/dt-Sensors wird der Stromanstiegsbeginn (Stromänderung) beim Einschalten sowie der Stromabfallbeginn beim Abschalten erfasst. Die Unterschiede im Einschaltbeginn und Ausschaltbeginn werden gespeichert und mit weiteren Daten in einer DSP-Instanz (DSP = digitaler Signalprozessor) verarbeitet. Damit werden dann für den nächsten Schaltzeitpunkt Verzögerungen für den jeweiligen Einschaltzeitpunkt und Ausschaltzeitpunkt ermittelt und dem FPGA (FPGA = Field Programmable Gate Array, feldprogrammierbares Gatterfeld) übertragen.
Dieses Konzept bietet unter anderem die Vorteile, dass geringe Leitverluste im Leistungsschalter sichergestellt werden, dass ein Basisschutzgrad erreichbar ist, das eine gute Anpassung an das Bauteil und Randparameteränderungen durch Feedbacksignale ermöglicht ist, dass eine gute Aussymmetrierung der Schaltflanken ermöglicht ist, dass keine zusätzlichen Verluste durch einen direkten Eingriff der Feedbackkreise in den Gate-Strom auftreten, dass eine gute Anpassung des Schaltzeitpunktes an Bauteilstreuungen der Leistungsschalter ermöglicht ist und dass eine modulunabhängige Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt möglich ist.
Nachteilig an diesem Konzept ist, dass ein deutlich erhöhter Bauteilbedarf durch zwei programmierbare Instanzen entsteht, dass meist teure analoge Bauteile mit hoher Bandbreite nötig sind, dass erhöhte Verluste in der GDU durch zwei programmiere Instanzen entstehen, dass erhöhte Kosten bei der Verwendung hochperformanter DSP und/oder FPGA entstehen können, dass keine Optimierung des eigentlichen Schaltflankenverlaufs nötig/möglich ist, dass Schaltverluste nur für einen Betriebspunkt optimierbar sind (Spannung, Laststrom, Temperatur), dass der Schaltverlauf keine Bauteilstreuungen kompensiert, dass ein hoher Aufwand beim Verwenden neuer/anderer Leistungsschalter resultiert, dass keine flexible Anpassung/Skalierbarkeit möglich ist und dass lediglich ein konfigurierbarer jedoch kein hoher Schutzgrad erreichbar ist.
15 zeigt eine weitere Ausführungsform einer digitalen Steuerung. In dieser Ausführungsstufe sind bis zu n = 7 rein resistive Einschaltpfade sowie bis zu n = 7 rein resistive Ausschaltpfade implementiert. Ein derartiges Prinzip ist bspw. in „Digitale Treiberschaltunge mit variable Gate-Widerständen” (Robert Hemmer, INPOWER Systems GmbH) beschrieben. Über eine Konfiguration wird dem FPGA eine gewünschte Ablauffolge eingespielt. Zusätzlich werden weitere Betriebsparameter wie Zwischenkreisspannung, maximaler Kollektorstrom, Schaltfrequenz, IGBT-Typ und Leistungsteiltopologie eingespeichert. Diese dienen alle zum Konfigurieren der Schutzfunktionen. Die Schutzfunktionen umfassen eine zweistufige di/dt-Erfassung und eine 4-stufige Voltage Collektor-Emitter (Kollektor-Emitterspannung) VCE-Erfassung. Das Einschalten erfolgt mittels eines zeitgesteuerten Zustandsautomats (engl.: State-Machine), welche die konfigurierten resistiven Einschaltpfade nacheinander aktiviert. Die VCE und di/dt-Stati werden lediglich für die Kurzschluss- und Entsättigungsüberwachung verarbeitet.
Das Ausschalten erfolgt ebenfalls zeitgesteuert (über ein Timing) über die konfigurierten resistiven Ausschaltpfade.
Zu den Vorteilen des Konzeptes gehört die Sicherstellung geringer Leitverluste in dem Leistungsschalter 12, ein hoher konfigurierbarer Schutzgrad, ein geringer Hardware-Änderungsaufwand für Treiberanpassungen beim Verwenden neuer/anderer Leistungsschalter im Sinne von Plug & Play (Plug & Play = Anstecken und Spielen), eine flexible, skalierbare GDU für verschiedene Applikationen sowie eine Optimierung des eigentlichen Schaltflankenverlaufs für (jedoch nur einen) Betriebspunkt (Spannung, Laststrom, Temperatur).
Hingegen ist nachteilhaft an diesem Konzept, dass ein deutlich erhöhter Bauteilbedarf durch insgesamt 14 Schaltpfade entsteht, wobei ebenfalls deutlich erhöhte Kosten durch 14 Schaltpfade anfallen. Das Konzept weist eine schlechte Effektivität auf, da zu keinem Zeitpunkt alle Pfade verwendet werden. Ferner entsteht ein großer Platzbedarf durch eine Vielzahl an Steuerpfaden und Rückmeldepfaden. Die Verwendung der parasitären Streuinduktivität des Leistungsschalters ist keine eng spezifizierte Eigenschaft des Leistungsschalters, was zu Messungenauigkeiten führt. Das Konzept erfordert eine Signalaufbereitung der Streuinduktivität wegen der kleinen Signalamplituden. Die Verwendung hochperformanter DSP und FPGA führt zu erhöhten Kosten bei der Konzeptumsetzung. Die Schaltverluste sind dabei lediglich für einen Betriebspunkt optimierbar (Spannung, Laststrom, Temperatur). Ferner kompensiert der Schaltverlauf keine Bauteilstreuung.
Es existieren weitere digitale Ansätze, die aber im Wesentlichen nur eine Konfiguration verschiedener resistiver Ein- und Ausschaltpfade auch zur Laufzeit ermöglichen.
Ein weiterer Ansatz beinhaltet einen vollständig geschlossenen Regelkreis mit digitalem Steuerkern. Die Erfassung der Daten erfolgt dabei mit schnellen analogen Bauteilen und anschließender Digitalisierung. Im Rechnerkern werden die digitalisierten Daten verarbeitet und mittels Digital-Analog-Umsetzer (engl.: Digital to Analog Converter – DAC) wieder analogisiert, um als Steuerungsinformationen an die Endstufen weitergegeben zu werden. Hauptproblem ist hier die Verzögerung durch die Signalverarbeitungszeiten. Ein direktes Eingreifen auf das dynamische Schaltverhalten ist daher nur bei sehr langsamen Flankenverläufen möglich.
Zusammenfassend ist das Hauptproblem aller gesteuerter Methoden, ob analog oder digital, die fehlende Anpassung an den Betriebspunkt des Leistungsteils. Es kann nur auf einen oder wenige Arbeitspunkte hin optimiert werden. Eigene Bauteilstreuungen und Parametervarianzen der Leistungsschalter können nicht kompensiert werden.
Alle analog geregelten Verfahren haben, sofern sie einen direkten Einfluss auf die gerade stattfindende Schaltflanke nehmen, das Problem, dass hierfür sehr teure, energiehungrige Komponenten mit hoher Bandbreite benötigt werden, was zu einer geringen Energieeffizienz führt. Der Eingriff erfolgt immer durch Gegenkopplung in die Gate-Endstufe. Somit werden hier zusätzliche Ansteuerverluste generiert.
Bei der di/dt-Regelung mittels Streuinduktivität zwischen Hilfsemitter/-Source und Lastemitter/-Source existieren große Abweichungen dieses nicht detailliert spezifizierten und/oder zugesicherten Parameters des Leistungsmoduls. Zusätzlich wird eine Masseschleife eingestreut. Da die Streuinduktivität im Allgemeinen sehr klein ist und ständig optimiert wird, kann eine direkte Verarbeitung nicht erfolgen.
Die Rückführung und Verarbeitung des Hilfskollektors/-Drain-Potenzials für Schutzfunktionen und/oder eine du/dt-Regelung erfordert eine Verwendung von Bauteilen mit hoher Spannungsfestigkeit, oftmals gar kaskadiert. Diese sind meist teuer und für die Signalverarbeitung oft zu ungenau, da sie nicht im optimalen Arbeitspunkt betrieben werden. Daneben führt das Einschleifen dieses Potenzials zu großer ungenutzter Baufläche wegen der erforderlichen Spannungsabstände.
Weiter ist der Ansatz der analogen Regelkreise nur für eine Topologie/Applikation für genau einen Leistungsschalter entwickelt und qualifiziert. Eine Anpassung der Topologie an andere oder Second Source-Schalter (Second Source = zweite Quelle, d. h. bspw. ein baugleicher Schalter eines anderen Herstellers) mit leicht veränderten Eigenschaften er fordert eine Hardware-Variante der Topologie und mithin eine Neuauslegung der Topologie.
Das Problem der bekannten digital gesteuerten Lösungen liegt ebenfalls in der fehlenden eigenständigen Anpassung an den aktuellen Betriebspunkt oder die Bauteilstreuung. Es können lediglich mehrere resistive Pfade ausgewählt und verwendet werden. Dabei nicht genutzte Pfade stellen ungenutzte Flächen dar und stellen trotzdem, weil bestückt, Bauteilkosten dar.
In JP H10-247 718 A ist ein Konzept zum Detektieren des Stroms eines Halbleiterelements beschrieben. Eine Spule mit einer Detektionsoberfläche senkrecht zu einem magnetischen Feld ist benachbart zu einem Halbleitersubstrat angeordnet.
Die Aufgabe der nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiele besteht darin, Konzepte zu schaffen, die eine effiziente und/oder exakte Ansteuerung von halbleiterbasierten Schaltern ermöglichen.
Gemäß einem ersten Aspekt nachfolgend beschriebene Ausführungsbeispiele wird effiziente und kompakte Vorrichtung geschaffen, die ausgebildet ist, um mit einem Einschaltpfad bzw. Aktivierungspfad zum Einschalten (Aktivieren) eines halbleiterbasierten Schalters eine Vielzahl von Spannungs- und Widerstandswerten an einen Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters anzulegen. Die Vielzahl der Spannungs- und Widerstandswerte schafft ein vorteilhaftes Konzept, um den halbleiterbasierten Schalter exakt anzusteuern. Ein Verwendung von einem Einschaltpfad ermöglicht eine kompakte Realisierung des Konzeptes. Vorteilhaft an diesem Konzept ist, dass unter Verwendung eines Schaltungspfades (und mithin einer reduzierten Anzahl) eine Vielzahl von Spannungswerten und/oder Widerstandswerten einstellbar ist und der Übertragungs-Parameter des Pfades dynamisch veränderbar sind.
Eine Vorrichtung zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters gemäß dem ersten Aspekt umfasst eine steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle, die ausgebildet ist, um ein zeitvariantes Spannungspotenzial bereitzustellen. Die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle ist mit einer steuerbaren Widerstandsschaltung zu einer Serienschaltung verschaltet. Die steuerbare Widerstandsschaltung weist zumindest zwei parallel geschaltete ohm'sche Widerstände auf, die in zumindest drei Widerstandswerte der Parallelschaltung steuerbar sind. Eine Steuervorrichtung der Vorrichtung ist ausgebildet, um die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle und die steuerbare Widerstandsschaltung unabhängig voneinander zu steuern, so dass basierend auf zeitvarianten Widerstandswerten und zeitvarianten Spannungen ein zeitvariantes Spannungspotenzial erhalten wird, das über einen Schaltungspfad an einen Steuer-Anschluss eines Leistungsschalters angelegt wird.
Gemäß einem zweiten Aspekt nachfolgend beschriebene Ausführungsbeispiele wird eine Effizienz eines Gate-Treibers dadurch gesteigert, dass während eines Umschaltvorgangs aus einer Steuer-Kapazität, etwa ein isoliertes Gate eines IGBT, entfernte Ladungsträger für einen Betrieb der Steuervorrichtung genutzt werden und so recycelt werden. Vorteilhaft an dem zweiten Aspekt ist, dass durch eine Verwendung der Ladungsträger für einen Betrieb der Steuervorrichtung Umschaltverluste reduziert werden und der Betrieb energieeffizienter erfolgen kann.
Eine Vorrichtung gemäß dem zweiten Aspekt umfasst einen Anschluss, der ausgebildet ist, um mit einem Steuer-Anschluss, etwa einem Gate-Anschluss, eines halbleiterbasierten Schalters verbunden zu werden. Die Vorrichtung umfasst ferner eine steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle, die ausgebildet ist, um zumindest zeitweise ein Umschaltpotential an einem Potentialknoten, der mit dem Anschluss verschaltet ist, bereitzustellen, und Steuervorrichtung, die ausgebildet ist, um die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle dementsprechend zu steuern. Das Umschaltpotential ist galvanisch mit einem Versorgungsknoten, an dem ein Versorgungspotential der Steuervorrichtung gekoppelt ist, gekoppelt und weist einen geringeren Potentialwert auf, als eine Schwellenspannung des halbleiterbasierten Schalters. Die Steuervorrichtung ist ausgebildet, um die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle so zu steuern, dass basierend auf dem bereitgestellten Umschaltpotential Ladungsträger aus der Steuerkapazität abfließen und basierend auf der galvanischen Kopplung zu einem Betrieb der Steuervorrichtung beitragen.
Gemäß einem dritten Aspekt nachfolgend beschriebener Ausführungsbeispiele wird ein Konzept zur berührungslosen Erfassung eines Schaltzustandes des halbleiterbasierten Schalters geschaffen, der eine präzise Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit eines Leistungsstroms, der durch einen halbleiterbasierten Schalter fließt, bereitstellt.
Eine elektrische Schaltung gemäß dem dritten Aspekt umfasst einem halbleiterbasierten Schalter mit einem ersten Anschluss und einem zweiten Anschluss zum Leiten eines Leistungsstroms und einen Sensor zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms. Der Sensor umfasst eine isolierenden Folie, die ausgebildet ist, um mit dem ersten oder zweiten Anschluss des halbleiterbasierten Schalters verbunden zu werden und eine Induktivität, die an der isolierenden Folie an einer Seite derselben angeordnet ist, die gegenüberliegend von einer Seite, die während eines Messbetriebs des Sensors dem halbleiterbasierten Schalter zugewandt angeordnet ist. Die Induktivität ist ausgebildet, um ein durch den Leistungsstrom erzeugtes magnetisches Feld zu erfassen, und um eine Messspannung basierend auf dem erfassten magnetischen Feld bereitzustellen. Die Induktivität ist während des Messbetriebs zumindest durch die isolierende Folie von dem halbleiterbasierten Schalter beabstandet, so dass eine berührungslose Messung der Stromänderungsgeschwindigkeit durch den Sensor ermöglicht ist. Die isolierende Folie weist einen Befestigungsabschnitt auf der mit dem ersten oder zweiten Anschluss des halbleiterbasierten Schalters verbunden ist.
Die isolierende Folie ermöglicht eine berührungslose Erfassung des Leistungsstroms, so dass eine hohe Spannungssicherheit erreicht wird. Ferner weist die Erfassung eine hohe Genauigkeit auf, da ein Induktivitätswert der Induktivität genau bestimmt ist Ferner kann mittels eines einstellbaren Abstands und/oder einer einstellbaren Orientierung zwischen der Induktivität und stromführenden Elementen eine Messspannung des Sensors präzise eingestellt werden.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend näher erläutert. In den Figuren sind gleiche oder gleichwirkende Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Ausführungsbeispiele der drei Aspekte sind mit einander kombinierbar und ermöglichen so eine wechselseitige vorteilhafte Weiterbildung des jeweiligen Aspekts.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
1 ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters gemäß dem ersten Aspekt;
2 ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Schalten des halbleiterbasierten Schalters gemäß dem zweiten Aspekt;
3 eine schematische perspektivische Ansicht einer elektrischen Schaltung mit dem halbleiterbasierten Schalter und einem Sensor zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit eines Leistungsstroms, der durch den halbleiterbasierten Schalter fließt, gemäß dem dritten Aspekt;
4a eine schematische Aufsicht auf den Sensor, bei dem eine isolierende Folie einen Befestigungsabschnitt umfasst, der eine offene Aussparung aufweist;
4b eine schematische Aufsicht auf den Sensor, bei dem ein Befestigungsabschnitt eine Aussparung umfasst, in Form eines Lochs (geschlossene Aussparung) ausgeführt ist;
4c eine schematische Aufsicht auf den Sensor, bei dem die isolierende Folie einen Befestigungsabschnitt aufweist, und bei der der Stromleiter Teil einer Zwischenkreis-Verschienung ist;
5 ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung, die eine Kombination des ersten, zweiten und dritten Aspekts aufweist und ausgebildet ist, um den halbleiterbasierten Schalter zu steuern;
6 eine schematische Darstellung des halbleiterbasierten Schalters, bei dem an dem ersten Leistungsanschluss ein erster Sensor zur Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms angeordnet ist und bei dem an dem zweiten Leistungsanschluss ein zweiter Sensor zur Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms angeordnet ist;
7 ein schematisches Blockschaltbild einer elektrischen Schaltung, die einen Kommutierungskreis mit einem ersten Spannungspotenzial und einem zweiten Spannungspotenzial aufweist;
8 schematische Diagramme von Strom- bzw. Spannungsverläufen an dem halbleiterbasierten Schalter während eines Aktivierungsvorgangs;
9 die Spannungsverläufe und sowie den Stromverlauf aus 8 für einen Deaktivierungsvorgang, beispielsweise einen Ausschaltvorgang;
10 eine Standardtopologie einer GDU mit ihren Funktionsblöcken gemäß dem Stand der Technik;
11 einen prinzipiellen Aufbau einer einstufig/mehrstufig analog gesteuerten GDU mit aktiver Veränderung des Gate-Vorwiderstandes, gemäß dem Stand der Technik;
12 einen prinzipiellen Aufbau einer GDU mit zwei Spannungslevel, gemäß dem Stand der Technik;
13 den prinzipiellen Aufbau einer analog einstufig/mehrstufig geregelten GDU, gemäß dem Stand der Technik;
14 eine Ausführungsform einer einstufig/mehrstufig digital geregelten GDU, gemäß dem Stand der Technik; und
15 eine weitere Ausführungsform einer digitalen Steuerung, gemäß dem Stand der Technik.
Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung im Detail anhand der Zeichnungen näher erläutert werden, wird darauf hingewiesen, dass identische, funktionsgleiche oder gleichwirkende Elemente, Objekte und/oder Strukturen in den unterschiedlichen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die in unterschiedlichen Ausführungsbeispielen dargestellte Beschreibung dieser Elemente untereinander austauschbar ist bzw. aufeinander angewendet werden kann.
Nachfolgend beschriebene Ausführungsbeispiele beziehen sich auf das Schalten eines halbleiterbasierten Schalters, etwa eines Metall-Oxid-Halbleiterfeldeffekttransistors (engl.: Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor – MOSFET) oder eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode (Insulated-Gate Bipolar Transistor – IGBT).
Der halbleiterbasierte Schalter kann von einem Typ n-Kanal oder p-Kanal sein. Ferner kann der halbleiterbasierte Schalter eine normal leitende oder eine normal sperrende Konfiguration aufweisen. Basierend auf einer Konzentration von Ladungsträgern, die auf einer Steuer-Kapazität (Gate-Kapazität), die mit dem Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters (Gate-Anschluss) verbunden ist, gespeichert ist, kann ein Schalterzustand, beispielsweise leitend oder sperrend, verändert werden.
Der Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters kann somit beispielsweise ein Gate-Anschluss eines MOSFET sein. Alternativ kann es sich bei dem Steuer-Anschluss um den Anschluss einer isolierten Gate-Elektrode eines IGBT oder eines anderen steuerbaren halbleiterbasierten Schalters handeln.
Für eine bessere Klarheit wird der halbleiterbasierte Schalter nachfolgend so beschrieben, dass der halbleiterbasierte Schalter einen sperrenden Zustand (d. h. nicht oder gering leitend) aufweist, wenn die Konzentration an Ladungsträgern in der Steuer-Kapazität so gering ist, dass ein Steuer-Potenzial oder Steuer-Spannung an dem Steuer-Anschluss unterhalb eines Schalter-Schwellwertes (engl.: Threshold-Spannung) liegt (deaktivierter Zustand). Weist die Konzentration an Ladungsträgern einen höheren Wert auf, so dass die Steuer-Spannung oberhalb des Schwellwertes liegt, weist der halbleiterbasierte Schalter einen leitenden Zustand auf (aktivierter Zustand). Es versteht sich, dass diese Zustände basierend auf der Konfiguration des halbleiterbasierten Schalters, beispielsweise normal leitend/normal sperrend wechselseitig vertauschbar sind. Bei einer dynamischen Umschaltung des Schalters kann ein millerbedingtes Wiederaufsteuern (reaktivieren) des halbleiterbasierten Schalters auftreten, so dass in diesem Fall ein Wechsel in den aktivierten Zustand ermöglicht ist, wenn eine Steuer-Spannung größer als eine Millerspannung des halbleiterbasierten Schalters, die größer ist, als die Schwellwertspannung ist. Ein Wechsel in den deaktivierten Zustand ist ermöglicht, wenn die Steuer-Spannung geringer ist als die Threshold-Spannung.
Eine Zuführung von Ladungsträgern an die Steuer-Kapazität zum Schalten des halbleiterbasierten Schalters in einen aktiven Zustand wird nachfolgend als Aktivierung beschrieben. Eine Abführung von Ladungsträgern aus der Steuer-Kapazität zum Schalten des halbleiterbasierten Schalters in den deaktivierten Zustand wird als Deaktivierung beschreiben. Der halbleiterbasierte Schalter kann, wenn er in einem sperrenden, d. h. nichtleitenden Zustand vorliegt, durch eine Zuführung oder Abführung von Ladungsträgern an oder von dem Steuer-Anschluss in den leitenden bzw. nicht leitenden Zustand überführt, d. h. umgeschaltet werden.
1 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung 10 zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters 12 gemäß dem ersten Aspekt. Die Vorrichtung 10 umfasst einen Anschluss 14, der ausgebildet ist, um mit einem Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters 12 verbunden zu werden und eine steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 16, die ausgebildet ist, um eine elektrische Spannung und Ladungsträger bereitzustellen, die in einer Steuer-Kapazität des halbleiterbasierten Schalters 12 zu einem Steuer-Spannung und einem aktiven Zustand des halbleiterbasierten Schalters führen, wenn die Steuer-Spannung größer oder gleich ist als eine Schwellenspannung desselben. Die Vorrichtung 10 umfasst eine steuerbare Widerstandsschaltung 18, die zumindest zwei parallel geschaltete ohm'sche Widerstände k1,1 und k1,2 umfasst. Die zwei ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 sind basierend auf der Parallelschaltung in vier Widerstandswerte der steuerbaren Widerstandsschaltung schaltbar. Dafür weist die steuerbare Widerstandsschaltung 18 einen steuerbaren Schalter 22a auf, der mit dem ohm'schen Widerstand k1,1 zu einem Schaltungspfad seriell verschaltet ist. Die Serienschaltung ist mit dem Anschluss 14 verschaltet und bildet einen Aktivierungspfad. Ferner weist die steuerbare Widerstandschaltung 18 einen zweiten steuerbaren Schalter 22b auf, der mit dem ohm'schen Widerstand k1,2 zu einem Schaltungspfad seriell verschaltet ist. Die beiden Schaltungspfade sind zu einer Parallelschaltung verschaltet.
Bspw. sind in einem ersten Zustand der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 die steuerbaren Schalter 22a und 22b jeweils in einem geschlossenen Zustand, so dass beide ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 in der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 wirksam sind. In einem zweiten bzw. dritten Zustand ist beispielsweise entweder der steuerbare Schalter 22a oder der steuerbare Schalter 22b in dem geschlossenen Zustand und der jeweils andere steuerbare Schalter 22b bzw. 22a in einem geöffneten Zustand, so dass in der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 entweder der ohm'sche Widerstand k1,1 oder k1,2 wirksam ist. In einem vierten Zustand der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 sind die steuerbaren Schalter 22a und 22b beispielsweise in einem geöffneten Zustand, so dass beide Schaltungspfade unterbrochen sind und die steuerbare Widerstandsschaltung 18 einen hohen bis ggf. unendlich hohen Widerstandswert aufweist, d. h. die ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 sind unwirksam.
Die Vorrichtung 10 umfasst eine Steuervorrichtung 24, die ausgebildet ist, um die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 16 und die steuerbare Widerstandsschaltung 18 unabhängig voneinander zeitvariant zu steuern. Beispielsweise ist die Steuervorrichtung 24 ausgebildet, um die Zustände der steuerbaren Schalter 22a und/oder 22b zeitvariant einzustellen. Die steuerbaren Schalter 22a und/oder 22b können als Transistoren ausgeführt sein.
Dies ermöglicht, dass, ausgehend von der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 hin zu dem Anschluss 14, lediglich ein Pfad auf einer Schaltung, beispielsweise einer Leiterplatine, implementiert (verdrahtet) werden kann, um die Funktionalität von veränderlichen Spannungen und veränderlichen Widerstandswerten zu erhalten. Das bedeutet, dass eine Implementierung (Verdrahtung) mehrerer Pfade, zwischen denen umgeschaltet wird, vermieden werden kann und lediglich ein Pfad angeordnet sein kann, der stets genutzt wird.
Die unabhängige Ansteuerung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 und der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 ermöglicht einen hohen Freiheitsgrad bei der Konfiguration eines Ein- oder Ausschaltpfades, da gegenüber fest verdrahteten Pfaden sowohl die Spannung als auch der wirksame ohm'sche Widerstand unabhängig voneinander änderbar ist.
Die Steuervorrichtung 24 ist ferner ausgebildet, um eine Ausgangsspannung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 einzustellen. Die Ausgangsspannung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 kann beispielsweise einen Spannungsbereich von größer oder gleich –100 V und kleiner oder gleich +100 V, größer oder gleich –10 V und kleiner oder gleich +10 V oder einen Bereich von größer oder gleich 0 V und kleiner oder gleich 5 V umfassen.
Die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 16 ist seriell mit der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 zu einer Serienschaltung verschaltet. Basierend auf der zeitvarianten Ansteuerung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 und zeitvarianten Widerstandswerten der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 ist ein zeitvariantes Spannungspotenzial an einem Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters 12 anlegbar. Das bedeutet, dass das zeitvariante Spannungspotenzial variierbar ist, indem die Steuervorrichtung 24 eine Ausgangsspannung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 zeitvariant verändert und/oder den Widerstandswert der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 zeitvariant ändert, d. h. steuert.
Eine Menge von Ladungsträgern, die pro Zeiteinheit hin zu dem Steuer-Anschluss oder weg von dem Steuer-Anschluss geführt werden und mithin eine Umschalt-Geschwindigkeit des halbleiterbasierten Schalters 12 kann basierend auf der Spannung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 und basierend auf den Widerständen k1,1 und k1,2 einstellbar sein.
Alternativ kann die steuerbare Widerstandsschaltung 18 beispielsweise auch derart ausgeführt sein, dass stets einer der ohm'schen Widerstände, k1,1 oder k1,2, wirksam ist und so ein erster oder ein zweiter Zustand der Widerstandswerte einstellbar ist. Basierend auf einer Ansteuerung des jeweils anderen Schalters 22b bzw. 22a kann ein dritter Zustand der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 einstellbar sein, das bedeutet, die zwei parallel geschalteten ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 sind in drei Widerstandswerte steuerbar. Alternativ kann der dritte Zustand auch erhalten werden, wenn beide ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 inaktiv sind. Alternativ können die steuerbaren Schalter 22a und 22b auch im Sinne einer logischen ODER-Verknüpfung ansteuerbar sein, so dass zumindest einer der ohm'schen Widerstände k1,1 oder k1,2 oder beide wirksam (bestromt) sind, so dass die zwei ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2 in drei Widerstandswerte ansteuerbar sind. Einer der Widerstandswerte der ohm'schen Widerstände k1,1 oder k1,2 kann bezüglich seines Widerstandswertes im Hinblick auf eine gewünschte Stromänderungsgeschwindigkeit (di/dt) während der Schaltphase ausgelegt sein. Der jeweils andere ohm'sche Widerstand k1,2 oder k1,1 kann bezüglich seines Widerstandswerts bezüglich einer gewünschten Spannungsänderung (du/dt) an einem Lastpfad des halbleiterbasierten Schalters 12 ausgelegt sein. Die Spannungsänderung bezieht sich bspw. auf einen veränderten Spannungsabfall zwischen einem Kollektor- und einem Emitteranschluss (IGBT) oder einem veränderten Spannungsabfall zwischen einem Source- und einem Drainanschluss (MOSFET). Die beiden Widerstände k1,1 und k1,2 können einen gleichen oder von einander verschiedenen Wert aufweisen.
Alternativ kann die steuerbare Widerstandsschaltung 18 auch mehr als zwei ohm'sche Widerstände aufweisen, die in drei, vier oder mehr Widerstandswerte ansteuerbar ist.
Obwohl die Vorrichtung 10 derart beschrieben wurde, dass mittels der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 16 und der steuerbaren Widerstandsschaltung 18 ein Einschaltverhalten des halbleiterbasierten Schalters 12 steuerbar ist, kann die Vorrichtung 10 auch zur Steuerung eines Ausschaltverhaltens des halbleiterbasierten Schalters 12 genutzt werden. Beispielsweise kann die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 16 als Spannungssenke angesteuert werden, etwa indem die bereitgestellte Spannung geringer ist als die Schwellenspannung des halbleiterbasierten Schalters 12.
Dies ermöglicht eine vorteilhafte Ansteuerung des halbleiterbasierten Schalters während einer Ein- und/oder einer Ausschaltphase des halbleiterbasierten Schalters 12.
Eine steuerbare Spannungsquelle in Verbindung mit einer steuerbaren Widerstandsschaltung kann zusätzlich auch in einem Deaktivierungspfad angeordnet werden, um eine exakte und störungsarme Deaktivierung des halbleiterbasierten Schalters 12 zu ermöglichen. In anderen Worten kann der erste Aspekt auch zur Deaktivierung genutzt werden.
2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung 20 zum Schalten des halbleiterbasierten Schalters 12 gemäß dem zweiten Aspekt. Die Vorrichtung 20 umfasst den Anschluss 14 und eine steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26, die mit dem Anschluss 14 verschaltet ist, und die ausgebildet ist, um zumindest zeitweise, d. h. zeitvariant, an einem Potenzialknoten 27 ein Umschalt-Potenzial V_DD bzw. ein Potential, das auf dem Umschaltpotential V_DD basiert, bereitzustellen Die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 bildet einen Deaktivierungspfad.
Die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 umfasst eine steuerbare Impedanz 27 und einen Ausgangswiderstand Roff Die steuerbare Impedanz 25 ist ausgebildet, um einen veränderlichen Steuer-Strom I_var zu prägen. Alternativ kann die steuerbare Impedanz 25 auch eine Ausgangsimpedanz der Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 sein. Die Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 ausgebildet sein, um einen veränderlichen Ausgangsstrom I_var an den Ausgangswiderstand Roff der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 anzulegen. Alternativ oder zusätzlich kann auch die bereitgestellte Spannung steuerbar und mithin veränderlich sein.
Die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 umfasst einen steuerbareren Schalter 33, der zwischen die steuerbare Impedanz 25 und den Versorgungsknoten 29 verschaltet ist, so dass, wenn der steuerbare Schalter 33 einen geschlossenen Zustand aufweist, eine galvanische Kopplung zwischen einem Versorgungsknoten 29 und der steuerbaren Impedanz 25 besteht.
Die Vorrichtung 20 umfasst eine Steuervorrichtung 28, die ausgebildet ist, um die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 zeitvariant zu steuern. Basierend auf der Ansteuerung der Steuervorrichtung 28 ist die steuerbare Deaktivierungs-Spannungsquelle 26 ausgebildet, um das Umschalt-Potenzial V_DD bzw. ein Potential, das auf dem Umschaltpotential V_DD basiert, während einem Umschaltintervall, während dem der halbleiterbasierte Schalter 12 deaktiviert wird, bereitzustellen. Das Umschaltpotenzial ermöglicht einen Abfluss von Ladungsträgern aus der Steuer-Kapazität des halbleiterbasierten Schalters 12, so dass dieser in den deaktivierten Zustand überführt wird. Das Umschalt-Potenzial V_DD weist einen Potenzialwert auf, der geringer ist als die Schwellenspannung des halbleiterbasierten Schalters 12.
Das Umschalt-Potenzial V_DD ist galvanisch mit dem Versorgungsknoten 29, an dem ein Versorgungspotenzial U_S der Steuervorrichtung 28 anliegt, gekoppelt, wenn der steuerbare Schalter 33 geschlossen ist. Dies ermöglicht, dass, wenn der halbleiterbasierte Schalter 12 den Aktiv-Zustand aufweist, das bedeutet, dass Ladungsträger auf oder in der Steuer-Kapazität gespeichert sind, und das Umschalt-Potenzial V_DD an den Anschluss 14 angelegt wird, die Ladungsträger zumindest teilweise aus der Steuer-Kapazität in Richtung des Umschalt-Potenzials V_DD abfließen können Basierend auf der galvanischen Kopplung des Versorgungspotenzials U_S der Steuervorrichtung 28 mit dem Umschalt-Potenzial V_DD tragen diese Ladungsträger zum Betrieb der Steuervorrichtung 28 bei. Die Ladungsträger, die während eines Umschaltvorgangs des halbleiterbasierten Schalters 12 (Deaktivierung) aus der Steuer-Kapazität abfließen wieder- bzw. weiterverwendet werden, was auch als ein Recycling bezeichnet werden kann. Eine derartige Rückspeisung der Ansteuerenergie beim Abschalten ermöglicht eine Reduzierung des Energieverbrauchs der Steuervorrichtung 28 und mithin der Vorrichtung 20. Der reduzierte Energieverbrauch führt zu einer erhöhten Effizienz der Vorrichtung 20.
Alternativ oder zusätzlich kann die Vorrichtung 20 zusätzlich eine steuerbare Widerstandsschaltung aufweisen, etwa die steuerbare Widerstandsschaltung 18. Die steuerbare Widerstandsschaltung kann mit der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 26 verschaltet werden, beispielsweise zu einer Serienschaltung. Die Steuervorrichtung 28 kann ausgebildet sein, um die steuerbare Widerstandsschaltung zu steuern. Dies ermöglicht eine exakte Steuerung des Umschaltverhaltens des halbleiterbasierten Schalters 12 während der Deaktivierung und der Aktivierung. Ferner kann das Versorgungspotential U_S an weiteren aktiven Schaltungselementen oder Schaltungsgruppen der Vorrichtung 20 anliegen, etwa weiteren Schaltern oder Verstärkungsschaltungen. Diese können als Niederspannungs-(engl.: Low Voltage – LV-)Peripherie bezeichnet werden, wohingegen Strompfade, durch die der Leistungsstrom fließt als Hochvolt-(engl.: High Voltage – HV-)Komponenten bezeichnet werden können. Mithin können die weiterverwendeten Ladungsträger auch zu einem Betrieb der LV-Peripherie beitragen.
Eine Kombination des zweiten Aspekts mit dem ersten Aspekt kann bspw. derart erfolgen, dass der zweiten Aspekt, etwa Vorrichtung 20 ebenfalls eine steuerbare Widerstandschaltung aufweist. Die steuerbare Spannungsquelle kann bspw. mittels einer konstanten spannungsquelle oder eines Potentials realisiert werden, das mit einer steuerbaren Impedanz verschaltet wird, um an der steuerbaren Impedanz einen veränderlichen Spannungswert zu erhalten, so dass die steuerbare Impedanz und das Potential die Funktionalität der steuerbare Spannungsquelle zumindest teilweise bilden, wobei die steuerbaren Spannungsquelle weitere Komponenten umfassen kann.
Dies kann alternativ zu einer Nutzung des ersten Aspekts, wie er bezüglich der 1 beschreiben wurde, erfolgen.
3 zeigt eine schematische perspektivische Ansicht einer elektrischen Schaltung 30 mit dem halbleiterbasierten Schalter 12 und einem Sensor 31 zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit eines Leistungsstroms I, der durch den halbleiterbasierten Schalter 12 fließt, gemäß dem dritten Aspekt. Der Sensor 31 umfasst eine isolierende Folie 32. An der isolierenden Folie 32 ist eine Induktivität 34 angeordnet. Der halbleiterbasierte Schalter 12 weist einen ersten Leistungsanschluss 36a und einen zweiten Leistungsanschluss 36b auf. Bei dem ersten Leistungsanschluss 36a kann es sich beispielsweise um einen Drain-Anschluss (Drain = Abfluss) oder um einen Source-Anschluss (Source = Quelle) handeln, wenn der halbleiterbasierte Schalter 12 ein MOSFET-basierter Schalter ist. Alternativ kann es sich bei dem ersten Leistungsanschluss 36a um einen Kollektor-Anschluss oder um einen Emitter-Anschluss handeln, wenn der halbleiterbasierte Schalter 12 ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode ist. Bei dem zweiten Leistungsanschluss 36b kann es sich jeweils um den anderen Anschluss Source bzw. Drain oder Emitter bzw. Kollektor handeln. Alternativ kann der Leistungsanschluss 36a und/oder 36b auch in dem halbleiterbasierten Schalter angeordnet sein, und mit einem Stromleiter, der einen Anschluss mit einem Stromanschluss ermöglicht, verbunden sein.
Fließt der Leistungsstrom I durch den halbleiterbasierten Schalter 12, etwa von dem ersten Leistungsanschluss 36a zu dem zweiten Leistungsanschluss 36b, so wird durch den Leistungsstrom I ein magnetisches Feld 38 erzeugt. Die Induktivität 34 ist ausgebildet, um das magnetische Feld 38 zu erfassen und, um ein Messpotenzial 42 basierend auf einer Stromänderungsgeschwindigkeit dl/dt bereitzustellen.
Die Induktivität 34 ist an einer Seite der isolierenden Folie 32 angeordnet, die dem halbleiterbasierten Schalter 12 abgewandt angeordnet ist. Das bedeutet, dass die Induktivität 34 zumindest durch die isolierende Folie 32 von dem halbleiterbasierten Schalter 12 beabstandet ist. Zwischen der isolierenden Folie 32 und dem halbleiterbasierten Schalter 12 können weitere Abstandslagen angeordnet sein, die isolierende Materialien umfassen können. Die isolierende Folie 32 sowie die optionalen Abstandslagen führen zu einer elektrischen Isolation der Induktivität 34 gegenüber dem halbleiterbasierten Schalter 12. Ein durch die Abstandslagen erhöhter Abstand zwischen der Induktivität 34 und dem halbleiterbasierten Schaler 12 kann somit zu einer erhöhten elektrischen Isolation führen. Dies ermöglicht, dass die Erfassung des Magnetfelds 38 und mithin die Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit dl/dt berührungslos erfolgen kann, das bedeutet, dass eine direkte, beispielsweise galvanische, Kopplung zwischen dem halbleiterbasierten Schalter 12 und dem Sensor 31 vermieden werden kann. Dies führt zu einer erhöhten Spannungssicherheit gegenüber einer Messung einer Stromänderungsgeschwindigkeit basierend auf Streuinduktivitäten, die in dem halbleiterbasierten Schalter 12 angeordnet sind. Ferner kann die Induktivität 34 eine hohe, durch einen Herstellungsprozess bedingten, Genauigkeit des Induktivitätswertes aufweisen. Dies ermöglicht, dass auf eine Verwendung von Streuinduktivitäten zu Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit in dem halbleiterbasierten Schalter 12 verzichtet werden kann. Alternativ oder zusätzlich kann mittels des durch die isolierende Folie 32 und eventueller Abstandslagen einstellbaren Abstands die Amplitude der Messspannung 42 eingestellt werden. Eine Erhöhung des Abstands kann zu einer Verringerung der Messspannung genutzt werden. Alternativ kann mittels einer Reduzierung des Abstands, etwa mittels einer geringeren Foliendicke, die Amplitude erhöht werden.
Der Befestigungsabschnitt 45 kann beispielsweise eine Aussparung der isolierenden Folie 32 umfassen. Die Aussparung kann so ausgeführt sein, dass beispielsweise, wenn der erste und/oder zweite Leistungsanschluss 36a und/oder 36b als Schraubverbindung zum Verbinden mit einer Schraube 46 ausgeführt sind, die isolierende Folie 32 zwischen den halbleiterbasierten Schalter 12 und die Schraube 46 angeordnet werden kann, ohne dass eine Entfernung der Schraube 46 von dem Leistungsanschluss 36a bzw. 36b erforderlich ist. Dies kann beispielsweise durch ein Einschieben der isolierenden Folie 32 zwischen die Schraube 46 und den halbleiterbasierten Schalter 12 erfolgen. Ein Stromanschluss 47 kann beispielsweise in Form eines Kabelschuhs oder anderer geeigneter Mittel ebenfalls zwischen die Schraube 46 und den halbleiterbasierten Schalter 12 angeordnet werden, so dass bei einem Befestigen der Schraube 46 gegenüber dem Leistungsanschluss 36a bzw. 36b neben einer elektrischen auch eine mechanische Fixierung des Sensors 31 und des Stromleiters 47 erreicht wird. Alternativ kann der Stromleiter 47 auch in einer Richtung an den Leistungsanschluss 36a geführt werden, die einen Winkel zu einer Oberflächennormalen einer Fläche des halbleiterbasierten Schalters 12, an der der Leistungsanschluss 36a angeordnet ist, aufweist. Der Winkel kann kleiner oder gleich 90° sein. Vereinfacht ausgedrückt kann der Stromleiter 47 in einem in etwa (ggf. rechten) Winkel an den halbleiterbasierten Schalter 12 herangeführt werden, etwa im Sinne einer Sammelschiene (engl.: Busbar Terminal). Die isolierende Folie 32 kann parallel (etwa direkt benachbart oder daran angeordnet) zu dem Stromleiter 47 angeordnet werden Dies ermöglicht einer erhöhte magnetische Durchflutung der Induktivität 34. Alternativ oder zusätzlich kann der Leistungsanschluss 36a bzw. ein Ort, an dem dieser mit dem Stromleiter 47 verbunden ist, auch eine Beabstandung von dem halbleiterbasierten Schalter aufweisen, so dass das magnetische_Feld 38 am Ort der Induktivität 34 eine homogene Ausprägung aufweist.
Der Befestigungsabschnitt 45 ist ausgebildet, um den Stromleiter, etwa in Form eines Abschnitts des Leistungsanschlusses oder eines daran angeordneten Stromleiters, zumindest teilweise zu umschließen.
Die Induktivität 34 weist zumindest eine Vorzugsrichtung 44 auf. Die Vorzugsrichtung 44 kann beispielsweise eine axiale Richtung sein, entlang derer Windungen einer Spule, die die Induktivität 34 zumindest teilweise bildet, angeordnet sind. Eine Sensitivität der Induktivität 34 gegenüber dem magnetischen Feld 38 kann basierend auf einer Orientierung der Vorzugsrichtung 44 gegenüber einer Richtung des Stromflusses I einstellbar sein. So kann die Sensitivität hoch oder gar maximal sein, wenn die Vorzugsrichtung 44 senkrecht zu der Stromflussrichtung 44 angeordnet ist. Alternativ kann, wenn die Vorzugsrichtung 44 einen anderen Winkel zu der Stromflussrichtung aufweist, eine Sensitivität geringer als maximal sein, um beispielsweise ein Übersteuern, das bedeutet einen hohen oder zu hohen Signalpegel des Messspannung 42 zu verhindern.
Die Induktivität 34 ermöglicht, beispielsweise durch Induktion, eine Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit des Stroms I. Eine derartige Erfassung kann, verglichen mit einer Nutzung von parasitären Streuinduktivitäten in dem halbleiterbasierten Schalter 12 eine hohe Präzision aufweisen. Während konventionell genutzte Streuinduktivitäten eine ggf. nicht spezifizierte Eigenschaft des halbleiterbasierten Schalters 12 sind, kann die Induktivität 34 geringe Parameterschwankungen aufweisen, so dass das Messpotenzial 42 eine präzise Auswertung der Stromänderungsgeschwindigkeit ermöglicht. Die präzise Auswertung ermöglicht eine Präzise Überwachung und/oder Einstellung eines Zustandes des halbleiterbasierten Schalters 12, etwa während eines Umschaltvorgangs.
Die Vorzugsrichtung 44 kann, beispielsweise fertigungsbedingt, einen Toleranzbereich aufweisen, in welcher die Vorzugsrichtung 44 senkrecht zu der Richtung des Stromflusses I ist. Der Toleranzbereich kann beispielsweise einen Wert von weniger oder gleich ±15°, weniger oder gleich ±10° oder weniger gleich ±5° aufweisen. Alternativ kann die Induktivität 34 auch eine zweite Vorzugsrichtung aufweisen, etwa entlang einer Richtung, die entgegengesetzt zu der Vorzugsrichtung 44 ist, etwa wenn die Induktivität 34 eine symmetrische Spule ist.
Die Induktivität 34 kann einen Flusskonzentrator aufweisen, der ausgebildet ist, um einen magnetischen Fluss des Magnetfeldes zu konzentrieren. Bei dem Flusskonzentrator kann es sich beispielsweise um einen Ferritkern handeln, der als Spulenkern bezüglich der Induktivität 34 angeordnet ist.
Die Messspannung 42 kann beispielsweise über eine elektrisch geschirmte Übertragungsleitung übertragen werden, etwa zu einer Steuervorrichtung, beispielsweise die Steuervorrichtung 24 oder 28.
Alternativ kann es sich bei der Induktivität auch um eine Serienschaltung aus induktiven Elementen handeln, etwa eine Serienschaltung mehrerer Spulen. Die Spulen können, wenn sie einen Flusskonzentrator aufweisen, einen gemeinsamen oder voneinander getrennte Flusskonzentratoren aufweisen. Die vorangegangen beschriebenen Aspekte sind untereinander kombinierbar. Beispielsweise kann der erste Aspekt mit dem zweiten Aspekt und/oder dem dritten Aspekt kombiniert werden. Alternativ oder zusätzlich kann der zweite Aspekt mit dem dritten Aspekt und/oder dem ersten Aspekt kombiniert werden.
Alternativ kann der erste und/oder zweite Leistungsanschluss 36a und/oder 36b ausgebildet sein, um mittels einer Steckverbindung, einer Klemmverbindung, einer Lötverbindung oder anderen mechanischen Mitteln mit dem Stromleiter 47 verbunden zu werden. Dementsprechend kann der Stromleiter 47 alternativ zur Ausführung mit einem Kabelschuh der entsprechenden mechanischen Verbindung gemäß ausgeführt sein.
Die Messspannung 42 kann über eine Messleitung 49, beispielsweise eine Eindraht- oder Zweidraht-Leitung übertragen werden. Die Messleitung 49 kann eine Schirmung aufweisen, die ausgebildet ist, um elektromagnetische Störeinflüsse der Messspannung 42 und/oder gegenüber der Messspannung 42 zu reduzieren. Alternativ oder zusätzlich kann die Messspannung über eine verdrillte Zweidrahtleitung übertragen werden.
4a zeigt eine schematische Aufsicht auf den Sensor 31, bei dem die isolierende Folie 32 einen Befestigungsabschnitt 45a umfasst, der eine offene Aussparung aufweist (offener Befestigungsabschnitt). Die Aussparung ermöglicht, dass die isolierende Folie 32 ohne ein Abnehmen von eventuellen Befestigungsschrauben an dem halbleiterbasierten Schalter angeordnet werden kann. Die Induktivität 34 weist die Vorzugsrichtung 44 auf, die in einer Orientierung parallel zu dem Befestigungsabschnitt 45a angeordnet ist. Der Befestigungsabschnitt 45a umschließt den Stromleiter 47 teilweise.
4b zeigt eine schematische Aufsicht auf den Sensor 31, bei dem ein Befestigungsabschnitt 45b eine Aussparung umfasst, die in Form eines Lochs (geschlossene Aussparung) ausgeführt ist. Die geschlossene Aussparung bzw. das Loch kann eine runde, eckige, elliptische oder freiförmige Umfangsgeometrie aufweisen. Die geschlossene Aussparung ermöglicht eine Führung eines Stromleiters durch den Befestigungsabschnitt 45b hindurch, beispielsweise wenn der Stromleiter 47 mittels einer Steckverbindung an den halbleiterbasierten Schalter 12 geführt wird. Ist der Stromleiter 47 durch den Befestigungsabschnitt 45b hindurchgeführt, so umschließt der Befestigungsabschnitt 45b den Stromleiter 47 vollständig. Die isolierende Folie 32 weist Anschlussterminals 166a und 166b auf, die mit der Induktivität 34 verschaltet sind und ausgebildet sind, um während eines Betriebs des Sensors 31 eine Messspannung bzw. ein Messpotential der Induktivität 34 bereitzustellen. An den Anschlussterminals 166 und 166b kann die Messleitung 49 angeschlossen werden, etwa durch eine mechanisch feste Verbindung, wie sie durch ein Anlöten oder eine Verschraubung erhalten werden kann.
Die Induktivität 34 weist die Vorzugsrichtung 44 auf, die gegenüber der Darstellung in der 4a verdreht ist, so dass die Vorzugsrichtung 44 in Richtung (oder 180° versetzt hierzu) zu dem Befestigungsabschnitt 45b angeordnet ist.
4c zeigt eine schematische Aufsicht auf den Sensor 31, bei der einen Befestigungsabschnitt 45c aufweist, der als geschlossene Aussparung ausgeführt ist. Der Stromleiter 47 ist Teil einer Zwischenkreis-Verschienung 51, die ausgebildet ist, um den halbleiterbasierten Schalter 12 mit elektrischer Energie zu versorgen oder von diesem zu empfangen. Der Sensor 31 weist die zwei Induktivitäten 34a und 34b auf, die mit der Vorzugsrichtung 44 senkrecht zu einer Richtung des Stromflusses I angeordnet sind.
Nachfolgend wird eine Kombination des ersten Aspekt, des zweiten Aspektes und des dritten Aspektes beschrieben.
5 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Vorrichtung 50, die ausgebildet ist, um den halbleiterbasierten Schalter 12 zu steuern.
Die Vorrichtung 50 weist einen steuerbaren Einschaltpfad (Aktivierungspfad) 48, einen steuerbaren Ausschaltpfad (Deaktivierungspfad) 52, den Sensor 31 zur Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms, der durch den halbleiterbasierten Schalter 12 fließt, und eine Steuervorrichtung 56 auf. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um den Aktivierungspfad 48 während einer Aktivierungsphase des halbleiterbasierten Schalters 12 zu steuern. Während einer Deaktivierungsphase ist die Steuervorrichtung 56 ausgebildet, um den Deaktivierungspfad 52 zu steuern. Wie es nachfolgend detailliert ausgeführt ist, weist der Aktivierungspfad 48 Merkmale des ersten Aspektes auf.
Der Deaktivierungspfad 52 weist Merkmale des ersten und des zweiten Aspektes auf. Der Sensor 31 weist Merkmale des dritten Aspektes auf.
Der Aktivierungspfad 48 umfasst eine steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58, die als Funktionseinheit ”VonMid-Control” bezeichnet ist. Die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58 weist einen Digital-Analog-Umsetzer (Digital to Analog Converter – DAC) 62 auf, der ausgebildet ist, um von der Steuervorrichtung 56 ein zeitvariantes digitales Signal VonMidRef zu empfangen und in ein zeitvariantes analoges Signal zu überführen. Die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58 weist ferner einen Differenzverstärker 64 auf, der ausgebildet ist, um das von dem DAC 62 bereitgestellte zeitvariante analoge Signal gegenüber einer Quellenspannung V_CC zu vergleichen und um eine Differenz der beiden Signale VonMidRef (bzw. dessen analoger Repräsentation) und V_CC zu verstärken und so eine zeitvariante Spannung VonMid bereitzustellen. Die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58 ist ausgebildet, um basierend auf der zeitvarianten Differenz eine zeitvariante Ausgangsspannung bereitzustellen. Alternativ kann bspw. der DAC 62 ausgebildet sein, um einen Spannungsregler zu verstimmen. Dieser ist ausgebildet, um gespeist aus der Quellenspannung V_CC (somit die max. mögliche Spannung) die gewünschte Spannung VonMid bereitzustellen.
Der Aktivierungspfad 48 umfasst eine steuerbare Schaltervorrichtung „Von-Control” 66, die zwei steuerbare Schalter 68a und 68b sowie einen Multiplexer „Von Mux” 72 aufweist. Der Multiplexer 72 ist bspw. ausgebildet, um Steuerbefehle von der Steuervorrichtung 56 zu empfangen, diese zu multiplexen und basierend auf den gemultiplexten Steuersignalen die steuerbaren Schalter 68a und 68b zu steuern. Alternativ kann die steuerbare Schaltervorrichtung 66 auch ausgebildet sein, um bezüglich eines oder aller steuerbaren Schalter 68a/68b ein Steuersignal zu erhalten. Der steuerbare Schalter 68a ist eingangsseitig mit der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 58 verschaltet. Der steuerbare Schalter 68b ist eingangsseitig mit dem Quellenpotenzial V_CC verschaltet. Ausgangsseitig sind die beiden steuerbaren Schalter 68a und 68b miteinander verschaltet und über eine gemeinsame Potenzialverbindung mit einer steuerbaren Widerstandsschaltung 74 verschaltet. Wenn der steuerbare Schalter 68a einen geschlossenen Zustand und der steuerbare Schalter 68b einen geöffneten Zustand aufweisen, ist die variable Spannung VonMid und, wenn der steuerbare Schalter 68a den geöffneten Zustand und der steuerbare Schalter 68b den geschlossenen Zustand aufweist, die Quellenspannung V_CC an die steuerbare Widerstandsschaltung 74 anlegbar. Die Quellenspannung kann bspw. einen nahezu konstanten Wert von bspw. in etwa 5 V oder 10 V (etwa für MOSFET basierte Schalter) oder 15 V (etwa für IGBT basierte Schalter) aufweisen. Die Quellenspannung V_CC kann prinzipiell der Spannung entsprechen, mit der der jeweilige halbleiterbasierte Schalter statisch im Ein-Zustand gespeist wird und mithin auch einen anderen Wert aufweisen.
Die steuerbare Widerstandsschaltung 74 umfasst die ohm'schen Widerstände k1,1 und k1,2, die parallel zueinander verschaltet sind, wie es für die steuerbare Widerstandsschaltung 18 beschrieben ist. Die steuerbare Widerstandsschaltung 74 weist ferner einen Multiplexer 76 auf, der ausgebildet ist, um von der Steuervorrichtung 56 Steuersignale zu empfangen und, um basierend auf den empfangenen Steuersignalen steuerbare Schalter 75a und 75b der steuerbaren Widerstandsschaltung 74 zu steuern, wie es für die steuerbare Widerstandsschaltung 18 beschrieben ist. Alternativ kann die steuerbare Widerstandsschaltung 74 auch ausgebildet sein, um bezüglich eines oder aller steuerbaren Schalter derselben ein Steuersignal zu erhalten, d. h., der Multiplexer ist ein optionales Element.
Ausgangsseitig ist der Aktivierungspfad 48 mit dem Anschluss 14 verschaltet, wobei zwischen einem Knotenpunkt 78 und dem Anschluss 14 ein ohm'scher Widerstand R_S verschaltet ist. Der Aktivierungspfad 48 ist ausgebildet, um basierend auf Ladungsträgern, die von der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 58 oder der Quellenspannung V_CC bereitgestellt werden und in die Steuer-Kapazität gelangen, den halbleiterbasierten Schalter 12 von einem deaktivierten Zustand hin zu einem aktiven Zustand überführt, d. h. geschaltet, werden kann (Aktivierung).
Der Deaktivierungspfad 52 ist ausgebildet, um in Funktion einer Spannungssenke Ladungsträger aus der Steuer-Kapazität des halbleiterbasierten Schalters 12 zu empfangen (abzuführen) und so den halbleiterbasierten Schalter 12 in einen deaktivierten Zustand zu überführen. Dies kann derart erfolgen, dass während des deaktivierten Zustands, d. h. an einem Ende des Umschaltvorgangs, eine Haltespannung d. h. eine statische AUS-Spannung V_EE an dem Steuer-Anschluss anliegt. Die Spannung V_EE kann gegenüber einer Referenzspannung, etwa einer dem Emitterpotential des halbleiterbasierten Schalters 12 und/oder einer Ground-Spannung (Masse = Ground – GND) eine negatives Potential aufweisen, so dass basierend auf dem negativen Potential der Steuer-Anschluss entladen und/oder mit einem negativen Potential vorgespannt werden kann.
Der Deaktivierungspfad 52 weist eine Serienschaltung aus einer steuerbaren Widerstandsschaltung 82 und eine steuerbare (Deaktivierungs-)Spannungsquelle (Voff-Control) 84 auf, die ausgebildet ist, um das Umschaltpotential V_DD an dem Potentialknoten 27 bereitzustellen. Der Deaktivierungspfad 52 ist mit dem Knoten 78 und mithin mit dem Anschluss 14 verschaltet. Die steuerbare Spannungsquelle 84 weist zwei steuerbare Schalter 86a und 86b auf. Der steuerbare Schalter 86b ist an einem Anschluss mit der statischen AUS-(engl.: OFF-)Spannung V_EE verschaltet. Der steuerbare Schalter 86a ist mit dem Umschalt-Potenzial V_DD verschaltet, wobei zwischen dem steuerbaren Schalter 86a und dem Umschalt-Potenzial V_DD eine steuerbare Impedanz 88 verschaltet ist, die ausgebildet ist, um basierend auf Steuerbefehlen der Steuervorrichtung 56 eine zeitvariante Impedanz zwischen dem steuerbaren Schalter 86a und dem Umschalt-Potenzial V_DD einzustellen.
Das Umschalt-Potenzial V_DD ist galvanisch mit einem Versorgungspotenzial der Steuervorrichtung 56 verbunden, so dass Ladungsträger, die von der Steuer-Kapazität des halbleiterbasierten Schalters 12 über die steuerbare Widerstandsschaltung 82 und über den steuerbaren Schalter 86a hin zu dem Umschalt-Potenzial V_DD fließen, zu dem Betrieb der Steuervorrichtung 56 beitragen. Die statische AUS-Spannung V_EE kann einen Spannungs-Wert aufweisen, der geringer ist als die Schwellenspannung des halbleiterbasierten Schalters 12 und/oder einen Spannungs-Wert aufweisen, der geringer ist als eine Referenzspannung, etwa Masse (engl.: Ground – GND), so dass eine Aktivierung des halbleiterbasierten Schalters 12 verhindert ist, wenn die statische OFF-Spannung VEE über die steuerbare Widerstandsschaltung 82 und den steuerbaren Schalter 86b an den Anschluss 14 angelegt ist. In anderen Worten kann die statische OFF-Spannung V_EE bezogen auf GND negativ oder gleich GND sein und einen beliebigen Wert zwischen einer maximalen Emitterspannung und 0 V aufweisen.
Die steuerbare Spannungsquelle 84 ist ausgebildet, um Steuerbefehle von einer Ablaufsteuerung der Steuervorrichtung 56 zu empfangen. Basierend auf einer Ansteuerung der steuerbaren Schalter 86a und 86b kann das Umschalt-Potenzial V_DD an den Potentialknoten 27, der mit einer Eingangsseite der steuerbaren Widerstandsschaltung 82 verschaltet ist, angelegt werden, wenn der steuerbare Schalter 86a geschlossen ist. Alternativ kann, wenn der steuerbare Schalter 86b geschlossen ist, die statische OFF-Spannung V_EE an den Potentialknoten 27 bzw. an die steuerbare Widerstandsschaltung 82 angelegt werden. An jeweils dem Spannungspotenzial V_DD bzw. V_EE abgewandten Anschluss sind die beiden steuerbaren Schalter 86a und 86b miteinander verbunden. Der Potentialknoten 27 kann ein beliebiger Punkt oder Abschnitt entlang einer elektrischen Verbindung zwischen der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle 84 und der steuerbaren Widerstandsschaltung 82 sein. Ein an den Potenzialknoten 27 gelegtes Potenzial ist somit während der Deaktivierung zwischen dem über eine steuerbare Impedanz (Ioff-Control) 88 geführten Umschalt-Potenzial V_DD und der statischen OFF-Spannung V_EE zeitlich veränderlich umschaltbar.
Die steuerbare Widerstandsschaltung 82 weist zwei ohm'sche Widerstände k2,1 und k2,2 auf, die parallel zueinander verschaltet sind. Zwischen den ohm'schen Widerstand k2,1 und die steuerbare Spannungsquelle 84 ist ein steuerbarer Schalter 22c verschaltet. Zwischen den ohm'schen Widerstand k2,2 und die variable Spannungsquelle 84 ist ein steuerbarer Schalter 22d verschaltet, so dass basierend auf einer Ansteuerung der steuerbaren Schalter 22c und 22d zumindest drei Widerstandswerte einstellbar sind, wie es für die steuerbare Widerstandsschaltung 18 beschrieben ist.
Die steuerbare Widerstandsschaltung 82 weist einen Multiplexer 92 auf, der ausgebildet ist, um von der Steuervorrichtung 56 Steuerbefehle zur Ansteuerung der steuerbaren Schalter 22c und 22d zu empfangen. Alternativ kann die steuerbare Widerstandsschaltung 82 auch ausgebildet sein, um bezüglich eines oder aller steuerbaren Schalter 68c/68d ein Steuersignal zu erhalten.
Der Sensor 31 ist ausgebildet, um die Messspannung 42 bereitzustellen. Eine Vergleicherschaltung 94, die zwischen den Sensor 31 und die Steuervorrichtung 56 verschaltet ist, ist ausgebildet, um die Messspannung 42 zu empfangen und um Datensignale an die Steuervorrichtung 56 zu liefern, die Informationen bezüglich der Stromänderungsgeschwindigkeit, etwa beim Einschalten (Aktivieren) des halbleiterbasierten Schalters 12, die Stromänderung im aktiven Zustand als auch die Stromabfallgeschwindigkeit beim Deaktivieren des halbleiterbasierten Schalters aufweisen. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um den halbleiterbasierten Schalter 12 zumindest teilweise basierend auf der Messspannung 42 zu steuern. Hierfür kann die Vergleicherschaltung 94 zwei Komparatoren 96a und 96b aufweisen, an die die Messspannung 42 jeweils an einen ersten vergleichenden Anschluss anlegbar ist. Ein jeweils zweiter vergleichender Anschluss (Eingang) ist mit einem veränderlichen Referenzpotenzial verbindbar. Das veränderliche Referenzpotenzial kann von Multiplexern 98a bzw. 98b bereitgestellt werden, die von der Steuervorrichtung 56 ansteuerbar sind. Die entsprechenden Datensignale, die auf den Vergleichsergebnissen basieren, werden der Steuervorrichtung 56 bereitgestellt. Die Vergleicherschaltung 94 ist somit ausgebildet, um eine Amplitude der Messspannung 42 mit von der Steuervorrichtung 56 bereitgestellten Vergleichswerten zu vergleichen. Der Sensor 31 und/oder die die Vorrichtung 50 kann ferner eine Anpassungsschaltung zum Anpassen, d. h. Skalieren der Amplitude der Messspannung 42 aufweisen, etwa in Form eines Dämpfungsglieds.
Die Vorrichtung 50 weist ein Active GateClamping 102 (Active GateClamping = aktive Schaltung an dem Steueranschluss zur Verhinderung eines millerbedingten (Wieder-)Einschaltens des halbleiterbasierten Schalters 12) auf, die einen steuerbaren Schalter, beispielsweise einen Transistor, 104 umfasst, der zwischen den Anschluss 14 und die statische AUS-Spannung V_EE verschaltet ist, so dass, wenn der steuerbare Schalter 104 geschlossen ist, der Anschluss 14 und mithin der Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters 12 mit der statischen AUS-Spannung V_EE. Dies ermöglicht einen Abfluss von Ladungsträgern aus der Steuer-Kapazität und eine Verhinderung einer Überschreitung der Schwellenspannung. Alternativ kann der Transistor auch mit einem Bezugspotenzial, beispielsweise 0 V oder Masse (Masse = Ground – GND) verschaltet sein.
Der steuerbare Schalter 104 ist ausgebildet, um basierend auf einem Spannungsabfall eines parallel zu dem steuerbaren Schalter 104 geschalteten Widerstands Rs gesteuert zu werden, wobei zwischen den (Sensor-)Widerstand Rs und einen Steuer-Eingang des steuerbaren Schalters 104 ein Tiefpassfilter (engl.: Lowpass Filter – LPF) 106 angeordnet ist, das ausgebildet ist, um kurzfristige Spannungseinbrüche zu filtern. Ein Spannungsabfall über dem Sensorwiderstand R_S kann zu einem Schließen des steuerbaren Schalters 104 führen. In Abhängigkeit der dynamischen Spannungsdifferenz zwischen dem Anschluss 14 und dem Knoten 78 kann der Pfad über die Active GateClamp 102 hochohmig oder entsprechend niederohmig sein. Je stärker die Abweichung zwischen einer Spannung an dem Anschluss 14 und dem Knoten 78 ist, desto niederimpedanter wird die Active GateClamp, d. h., der Shuntpfad 102, und wirkt somit millerbedingtem Spannungsanstieg am Gate entgegen. Die Active GateClamp ist konfiguriert, um ggf. nur während des Deaktivierungsvorgangs wirksam zu sein, so dass ein Einschalten (Aktivierung) des halbleiterbasierten Schalters 12 zu diesen Zeiten verhindert ist. Dies ermöglicht die Vermeidung von Miller-bedingten Wiedereinschalten des halbleiterbasierten Schalters 12. Das Tiefpassfilter 106 ermöglicht, dass lediglich kurze Störungen, etwa durch Umschaltvorgänge des halbleiterbasierten Schalters 12 oder Ähnliches ausgefiltert werden und so ein ungewolltes Kurzschließen des Steuer-Anschlusses verhindert ist. Ferner ist das Tiefpassfilter 106 bzw. der Sensorwiderstand 104 mit einer Überwachungseinrichtung (Vge/Vgs-Monitor) 122 verschaltet, die eine Detektion des Potentials Anschluss 14 mittels der Steuervorrichtung 56 ermöglicht.
Mit dem Anschluss 14 ist ein erster Anschluss eines steuerbaren Schalters (ActiveOff) 108 verschaltet. Ein zweiter Anschluss des steuerbaren Schalters 108 ist mit dem Bezugspotenzial verbunden. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um den steuerbaren Schalter 108 anzusteuern, so dass basierend auf der Ansteuerung der Anschluss 14 mit dem Bezugspotenzial bzw. der statischen AUS-Spannung V_EE verbindbar ist. Beispielsweise kann, wenn die Steuer-Spannung des halbleiterbasierten Schalters 12 während der Deaktivierung einen konfigurierten Schwellwert unterschreitet, die Steuervorrichtung 56 ausgebildet sein, um den steuerbaren Schalter 108 anzusteuern, um so den Steuer-Anschluss kurzzuschließen. Als ein derartiger Schwellwert kann beispielsweise ein Spannungspegel der Steuer-Spannung definiert sein, bei dem der Ausschaltvorgang (Deaktivierung) abgeschlossen ist. Dies ermöglicht die Reduzierung der Steuer-Spannung durch ein weiteres Entladen der Steuer-Kapazität, etwa um die Störreserve des halbleiterbasierten Schalters 12 zu erhöhen. Eine Störung kann beispielsweise durch eine variierende Spannung an dem Anschluss 14 oder dem Knoten 78 erfolgen, beispielsweise durch eine elektromagnetische Einkopplung. Gleichzeitig ermöglicht eine solche Struktur das Abschalten des halbleiterbasierten Schalters auf die statische Ausspannung VEE, so dass in diesem Fall das Abschalten unter Umgehung des Deaktivierungspfades 52 ermöglicht ist. Die Quellenspannung V_CC ist in diesem Fall als Gegenkopplungspotential nutzbar. Alternativ kann der steuerbare Schalter 108 auch mit dem Bezugspotential GND verbunden sein.
Die Vorrichtung 50 umfasst ferner einen ersten Gegenkopplungszweig 112 (Active di/dtoff-Clamp = Aktive di/dt-Aus-Klemmung), der ausgebildet ist, um die Stromsteilheit des Leistungsstroms, der durch den Schalter 12 fließt, während der Deaktivierungsphase zu begrenzen. Der Gegenkopplungszweig ist an einem Steuereingang mit der Messspannung 42 des Sensors 31 verbunden. Eine erhöhte Stromabfallgeschwindigkeit (Stromänderungsgeschwindigkeit außerhalb des Regebereichs) während einer Deaktivierungsphase kann zu einem reduzierten Potenzialwert der Messspannung 42 führen. Für eine maximal zulässig und/oder eine gewünschte Stromabfallgeschwindigkeit, die oberhalb der Sollgröße des Regelbereiches im Normalbetrieb liegt, kann ein entsprechender Schwellwert der Messspannung 42 bestimmbar sein. Basierend auf dem entsprechenden Schwellwert kann eine Auslegung einer Zener-Diode 114 erfolgen, die in den ersten Gegenkopplungspfad 112 zwischen die Messspannung 42 und einen Steuer-Anschluss eines Transistors 115 verschaltet ist.
Überschreitet die Stromabfallgeschwindigkeit den Schwellwert, sinkt die Ausgangsspannung des di/dt-Sensors 31 unter den Grenzwert. Dadurch wird die Zener-Diode 114 leitfähig und die Gegenkopplung wird mittels eines leitenden Zustandes des Transistors 115 aktiv. Das bedeutet, dass das Umschalt-Potenzial V_CC über einen ohm'schen Widerstand R an den Anschluss 14 angelegt wird. Der Stromabfall an dem Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters 12 kann somit durch Einspeisen eines Steuer-Stroms (Gate-Strom) der Active di/dt-Off-Clamp reduziert sein, so dass die Stromabfallgeschwindigkeit sinkt. In anderen Worten besteht die di/dt-Off-Clamp aus einem Transistor mit Widerstand R, der gegen die Spannungsquelle V_CC der Treiberendstufe geschaltet ist. Als Ansteuerquelle dient der di/dt-Sensor 31. Der Transistor 115 kann mithin als Begrenzungsschalter zur Begrenzung der Stromänderungsgeschwindigkeit während des Deaktivierungsvorgangs bezeichnet werden.
Ferner umfasst die Vorrichtung 50 einen zweiten Gegenkopplungszweig (Active di/dton-Clamp = Aktive di/dt-Aus-Klemmung) 116, der ausgebildet ist, um eine Stromänderungsgeschwindigkeit, etwa während der Aktivierungsphase, zu begrenzen. Während eines Fehlerfalls, beispielsweise im Falle eines Fehlers in der Ablaufsteuerung der Steuervorrichtung 56 oder Fehlerfällen im Lastkreis des Leistungsschalters, d. h. des halbleiterbasierten Schalters 12, die zu Stromänderungsgeschwindigkeiten deutlich oberhalb des definierten Sollwertes führen, ist der Gegenkopplungszweig 116 ausgebildet, um als Gegenkopplungszweig die Stromsteilheit zu begrenzen. Im Gegensatz zur Normalsteuerung (Steuerung im Normalfall) geschieht dies verlustbehaftet. Der Gegenkopplungszweig 116 umfasst einen Transistor 119 mit einem ohm'schen Widerstand R, der gegenüber der statischen OFF-Spannung V_EE der Treiberendstufe geschaltet ist. Als Ansteuerquelle kann der di/dt-Sensor 31 nutzbar sein. Überschreitet die Stromänderungsgeschwindigkeit einen Schwellwert, steigt die Ausgangsspannung des Sensors 31 über einen Grenzwert, auf dem basierend eine Zener-Diode 118 ausgelegt ist. Dadurch wird die Zener-Diode 118 und mithin der Transistor 119 leitfähig und die Gegenkopplung wird aktiv. Die statische OFF-Spannung ist in diesem Fall als Gegenkopplungspotential nutzbar. Die Gate-Stromänderung wird nun durch Abführen eines Teils des Gate-Stroms in die di/dt-On-Clamp (Gegenkopplungszweig 116) reduziert und die Stromänderungsgeschwindigkeit sinkt. Somit kann die Active-di/dt-On-Clamp als eine übergeordnete Schutzinstanz bezeichnet werden, die Teil des Sicherungskonzeptes ist.
Die Vorrichtung 50 umfasst ferner den Spannungs-Monitor (Vge/Vgs-Monitor) 122, der ausgebildet ist, um die Steuer-Spannung (Gate-Spannung) bzw. die Spannung an einem dem Steuer-Anschluss abgewandten Anschluss des Sensorwiderstands Rs zu erfassen und mit einem von der Steuervorrichtung 56 bereitgestellten Schwellwert zu vergleichen. Der Spannungs-Monitor 122 ist ausgebildet, um ein Differenzsignal basierend auf dem Vergleich bereitzustellen und an die Steuer-Vorrichtung 56 zu liefern.
Dafür kann der Spannungs-Monitor 122 beispielsweise eine Komparatorschaltung aufweisen, die ausgebildet ist, um die Steuer-Spannung mit einer statischen Schwelle zu vergleichen. Die statische Schwelle kann beispielsweise die Schwellenspannung (Threshold-Spannung) des halbleiterbasierten Schalters 12 sein. Die Schwellenspannung kann während des Betriebs, das heißt zur Laufzeit veränderbar sein. Somit kann der Spannungs-Monitor ausgebildet sein, um zu überprüfen, ob die Gate-Threshold-Spannung unterschritten wird. Die Steuervorrichtung 56 kann ausgebildet sein, um basierend auf dem von dem Spannungs-Monitor 122 bereitgestellten Signal den steuerbaren Schalter 108 zu steuern. Dies ermöglicht, dass ein ungewolltes (Wieder) Aufsteuern, d. h. eine Aktivierung, des halbleiterbasierten Schalters 12 durch einen Spannungsanstieg über den halbleiterbasierten Schalter 12 verhindert wird. Der Spannungsanstieg kann über die Millerkapazität das Gatepotential des halbleiterbasierten Schalters 12 erhöhen.
Nachfolgend wird Bezug genommen auf Funktionen der Steuervorrichtung 56, die als Funktionsblöcke in einem schematischen Blockschaltbild dargestellt sind. Die Steuervorrichtung 56 kann beispielsweise als eine digital programmierte Schaltung, etwa in Form eines digitalen Signalprozessors (DSP) eines programmierbaren Gatter-Arrays (PGA) oder in Form eines Mikroprozessors vorliegen.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst eine Eingangsschnittstelle 124 (Eingangssignalinterface), die als RX-IF bezeichnet ist. Die Eingangsschnittstelle 124 ist ausgebildet, um Ansteuerbefehle zu empfangen, beispielsweise von einer übergeordneten Steuerungseinheit 126. Die übergeordnete Steuerungseinheit 126 kann galvanisch getrennt von der Vorrichtung 50 und/oder der Steuervorrichtung 56 sein. Die Ansteuerbefehle können beispielsweise als pulsweitenmoduliertes(PWM)-Signal empfangen werden. Die Ansteuerbefehle können über einen Empfangskanal beispielsweise als 1-Bit-Datenstrom empfangen werden, um beispielsweise eine EIN-AUS-Information zu empfangen. Alternativ kann der Empfangskanal auch Symbole mit mehr als einem Bit umfassen.
Die Übertragung und mithin der Empfang der Ansteuerbefehle an der Eingangsschnittstelle 124 kann optisch mittels einer optischen Schnittstelle erfolgen. Hierfür kann die Eingangsschnittstelle die optische Schnittstelle aufweisen. Dies ermöglicht eine galvanische Trennung zu der übergeordneten Schnittstelle 126. Eine optische Datenübertragung ermöglicht ferner eine Überlagerung des Datenstroms mit Zusatzinformationen von der übergeordneten Steuerungseinheit 126, beispielsweise einer Hauptsteuerung zu der digital gesteuerten aktiven Gate-Treiber-Einheit (engl.: Digital Controlled Active Gate Drive Unit – DCAGDU). Die überlagerte Zusatzinformation kann zur Laufzeit, innerhalb der PWM-EIN Botschaft als n-Bit-Datenstrom moduliert werden. Auf diese Weise können Parameteranpassungen, wie beispielsweise die aktuelle Zwischenkreisspannung, mit der die Vorrichtung 50 verbunden ist, mit übertragen werden. Alternativ kann die Übertragung auch mittels elektrischer Signale erfolgen.
Derartige Informationen können von der Steuervorrichtung 56 verwendet werden, um die Einschalt- bzw. Abschaltsequenz im Bereich der du/dt-Phasen anzupassen. Es können aber auch andere Informationen zur Anpassung der Schaltsequenzen zur Laufzeit übertragen werden. Ferner kann die Eingangsschnittstelle 124 ausgebildet sein, um eine sogenannte Watchdog-Funktion, d. h. eine Funktionalitätsüberprüfung durch die Primärseite (übergeordnete Steuerung 126) zu implementieren. Das bedeutet, dass die übergeordnete Steuerung 126 ausgebildet sein kann, um, wenn das PWM-Signal nicht oder nur teilweise empfangen wird, eine Fehlfunktion der Steuervorrichtung 56 bzw. der Übertragungsstrecke festzustellen. Die überlagerte Information kann beispielsweise durch einen 8-Bit-Wert innerhalb der PWM-Signale implementiert werden. Ein realisiertes Protokoll kann beispielsweise zwei Funktionen aufweisen.
Eine erste Funktion kann eine Steuerinformation umfassen. Hierfür kann die übergeordnete Steuerung 126 ein primärseitiges Schaltkommando EIN oder AUS zur GCU übertragen. Eine zweite Funktion kann eine Übermittlung eines aktuellen Werts der Zwischenkreisspannung (UZK), die an dem halbleiterbasierten Schalter anliegen kann, während dem EIN-Kommando in Echtzeit umfassen. Dieser kann von der GCU verwendet werden um die Spannungsänderungsgeschwindigkeit zu bestimmen und entsprechend anzupassen. Daneben erfolgt eine implizite Watchdog-Funktion der Primärseite, indem überwacht wird, ob das primärseitige PWM-Muster permanent erzeugt wird.
Der Ablauf ist bspw. folgendermaßen:
Der primärseitige Modemcontroller erhält das Einschaltsignal der Steuerung sowie einen digitalisierten Wert für die Höhe der Zwischenkreisspannung. Aus diesen Werten wird das entsprechende PWM-Muster generiert. Die Periodendauer des PWM-Signals ist identisch und muss kürzer als die sekundärseitige Kurzimpulsunterdrückungszeitkonstante sein. Zunächst wird ein statisch EIN-Signal gesendet, bis der sekundärseitige Rückmeldekanal nach Durchlauf der Kurzimpulsunterdrückung ein EIN-Signal zurücksendet. Ab jetzt wird vom Modemsender ein LOW-HIGH-Muster mit fester Periodendauer gesendet. Das Verhältnis von HIGH zu LOW ist proportional der Höhe der Zwischenkreisspannung. Bei einem 8 Bit-Digitalwert ergeben sich entsprechend folgende Grenzwerte: UZK = 0 → tlow/thigh = 1/255; UZK = 0,5*UZKmax → tlow/thigh = 127/128; UZK = UZKmax → tlow/thigh = 255/1.
Die Abschaltsignalisierung erfolgt abhängig vom aktuellen PWM-Abschnitt. Ist aktuell ein HIGH-Abschnitt aktiv, so wird das Modem statisch auf LOW wechseln. Mit der Bestätigung des Rückmeldesignals nach Ablauf der Kurzimpulsunterdrückung ist die Modemsequenz erfolgreich beendet und erlaubt neue Ein-Befehle.
Ist aktuell ein LOW-Abschnitt aktiv, so wechselt das Modem von LOW auf statisch HIGH. Das sekundärseitige Rückmeldesignal erkennt den statisch HIGH-Zustand nach Ablauf der Kurzimpulsunterdrückung und wechselt auf LOW. Damit geht auch der Modemausgang statisch auf LOW und erlaubt neue EIN-Befehle.
Die Steuervorrichtung 56 weist ferner eine Ausgangssignalschnittstelle (Ausgangssignalinterface) 128 auf, die als TX-IF gekennzeichnet ist. Die Ausgangssignalschnittstelle kann ausgebildet sein, um ein aktives Signal zur primärseitigen Steuerinstanz, d. h. der übergeordneten Steuerungseinheit 126 zu senden, beispielsweise wenn ein Fehlerzustand, wie etwa Unterspannung, Timeout, Kurzschluss oder Übertemperatur, erkannt wurde. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um einen derartigen Fehlerzustand mittels einer internen Überwachung zu bestimmen.
Alternativ kann die Ausgangssignalschnittstelle 128 ausgebildet sein, um die entsprechende Signalübertragungsstrecke hin zu der übergeordneten Steuerungseinheit 126 als Watchdog der Sekundärseite (d. h. der Vorrichtung 50) zu implementieren. Beispielsweise kann permanent ein wechselndes On/Off-Signalmuster von der Ausgangsschnittstelle 128 gesendet werden, um zu signalisieren, dass die DCAGDU aktiv ist, d. h. die Vorrichtung 50 operabel ist. Im Fehlerfall kann ein permanentes Fehlersignal gesendet werden. Alternativ kann das Fehlersignal auch intervallweise oder einmalig gesendet werden. Alternativ kann die Ausgangssignalschnittstelle 128 ausgebildet sein, um in einem deaktivierten Zustand der Vorrichtung 50 das Signal mit einer konstanten Polarität und/oder einem konstanten Intensitätspegel zu senden, so dass das Signal ebenfalls statisch bzw. konstant bleibt.
Alternativ kann die Ausgangssignalschnittstelle 128 ausgebildet sein, um ein Rückmeldesignal (Feedback) der Eingangssignalschnittstelle 124 zu senden. Beispielsweise kann die Ausgangssignalschnittstelle ausgebildet sein, um, wenn kein PWM-Signal an der Eingangssignalschnittstelle 124 anliegt, ein statisches ”GUT”-Signal zu senden, um so zu signalisieren, dass kein Fehler erkannt ist. Im Fehlerfall kann die Ausgangssignalschnittstelle 128 ausgebildet sein, um ein Fehlersignal (SCHLECHT- oder BAD-Signal) zu senden. Trifft ein PWM-EIN-Signal an der Eingangssignalschnittstelle 124 ein, kann das Feedback-Signal nach der Signaldurchlaufkette (Signalverarbeitung) von der Ausgangssignalschnittstelle 128 so gesendet werden, dass das entsprechende Signal einen Pegelwechsel oder einen Polaritätswechsel aufweist, um zu signalisieren, dass das PWM-Signal eingetroffen ist und verarbeitet wird.
Vorteilhaft daran ist, dass die übergeordnete Steuerungseinheit 126 ausgebildet sein kann, um basierend auf einer Zeitdifferenz zwischen einem Signal, das zu der Vorrichtung 50 gesendet wird und einem Signal, das von der Vorrichtung 50 basierend darauf erhalten wird, eine Signallaufzeit in Echtzeit zur Laufzeit zu ermitteln und beispielsweise bei Parallelschaltung von Leistungsschaltern, d. h. mehreren Vorrichtungen 10, 20 und/oder 50, Anpassungen zur Synchronisation der PWM-Signale durchzuführen sind. Alternativ oder zusätzlich können während einer PWM-AUS-Phase, d. h. während ein Befehl zur Deaktivierung des halbleiterbasierten Schalters 12 empfangen wird, zusätzlich Statusinformationen der Treiberseite als serieller Datenstrom übertragen werden.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst ferner eine Registerdatenbank (TimingConfig Register = Zeitglied-Konfigurations-Register) 132, beispielsweise in Form eines Speichers, die Steuerzeiten für die dynamischen Schaltphasen teilweise oder vollständig aufweist. Die Steuerzeiten können beispielsweise als Basiskonfiguration bzw. als Kriterium für eine Zeitüberschreitung (engl.: Timeout) von der Steuervorrichtung 56 für die Ablaufsteuerung von Umschaltvorgängen verwendet werden. Die Steuerzeiten können als Konfigurationsdaten innerhalb einer Programmierung der Steuervorrichtung 56 eingespielt, d. h. gespeichert werden. Alternativ oder zusätzlich können die Steuerzeiten während eines Betriebs, d. h. zur Laufzeit, etwa des PWM-Protokolls von der übergeordneten Steuerungseinheit 26 (Primärseitensteuerung) verändert oder ersetzt werden. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um die Steuerzeiten einzelner Schaltabschnitte bei Umschaltvorgängen je nach Betriebspunkt nachzuregeln, d. h. eine selbstständige Anpassung der Steuerzeiten vorzunehmen.
Die Registerdatenbank 132 ist logisch mit der Eingangssignalschnittstelle 124 verbunden und ausgebildet, um von dieser Informationen zu erhalten.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst ein Statusregister in Form einer Registerdatenbank (Status Register) 134. Das Statusregister 134 ist mit der Ausgangssignalschnittstelle 128 gekoppelt und ausgebildet, um dieser Informationen bereitzustellen.
In dem Statusregister 134 können Zustandsinformationen der Vorrichtung 50, d. h. der DCAGDU, gespeichert werden. Dies können beispielsweise Parameter zur Erkennung von Unterspannungsfehlern, von Timeouts der Ablaufsteuerung (Protokoll der Steuervorrichtung 56), Überstrom- und/oder Kurzschlussfehler sein. Die Steuervorrichtung 56 kann ausgebildet sein, um über den Rückmeldepfad, d. h. die Ausgangssignalschnittstelle 128 ein entsprechendes Zustandssignal an die Primärseitensteuerung 126 zurückzumelden. Alternativ kann die Steuervorrichtung 56 ausgebildet sein, um der übergeordneten Steuerungseinheit 126 detaillierte Informationen zu übermitteln, etwa in Form eines seriellen Statusdatenstroms.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst eine Funktionseinheit zur Fehlerbehandlung (Error-Handler) 136. Diese ist ausgebildet, um im Falle eines Überstroms und/oder eines Kurzschlusses bzw. einer Unterspannung einen sicheren Zustand der Vorrichtung 50 einzustellen. Die Quittierung eines Fehlers kann beispielsweise durch ein ”AUS”-Signal erfolgen, das über das PWM-Eingangssignal übertragen und an der Eingangssignalschnittstelle 124 empfangen wird. Alternativ oder zusätzlich kann die Quittierung derart erfolgen, dass beispielsweise das AUS-Signal (OFF-Signal) eine definierte Zeitdauer anliegen muss. Ein derartiges Quittierungs-Timeout (Zeitdauer des Signalpegels) kann frei definiert werden, bspw. zu mehr als 100 ns, mehr als 1 ms oder mehr als 10 ms oder auch länger.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst einen Funktionsblock (Config Vge/Vgs-Monitor) 138 zur Konfiguration des Vge/Vgs-Monitors 122. Der Config Vge/Vgs-Monitor 138 ist ausgebildet, um dem Vge/Vgs-Monitor 122 die definierten Schwellwerte bereitzustellen, das bedeutet entsprechende Informationen an diesen zu übermitteln. Dies kann in Form eines digitalen Signals erfolgen, das von einem DAC des Vge/Vgs-Monitors 122 in eine analoge Vergleichsspannung Ref Vge,th umgewandelt werden kann. Der Vge/Vgs-Monitor 122 ist ausgebildet, um basierend auf dem erhaltenen Signal einen bestimmten Schwellwert an einem Differenzverstärker oder einer vergleichbaren Schaltung einzustellen und die Gate-Spannung bezüglich einer Überschreitung oder Unterschreitung des Schwellwertes zu vergleichen und die Überschreitung oder Unterschreitung an einen Funktionsblock zur digitalen Überwachung der Gate-Ansteuerspannung (Sens Vge/Vgs-Monitor) 142 bereitzustellen.
Der Schwellwert kann beispielsweise über ein Zuschalten einer festen oder variablen Referenzspannung an dem Vge/Vgs-Monitor 122 erzeugbar sein. Alternativ kann die Schwellerzeugung variabel durch Generierung eines PWM-Tastverhältnisses in Kombination mit einem daran angeschlossenen Tiefpass und Funktion eines DACs erfolgen. Damit kann der Analogwert der erfassten Gate-Spannung in diskreten Stufen erfasst werden.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst den Funktionsblock Sens Vge/Vgs-Monitor 142 zur digitalen Überwachung der Gate-Ansteuerspannung. Dieser ist ausgebildet, um ein von dem Vge/Vgs-Monitor 122 übermitteltes Signal zu empfangen und um so den digitalen Schwellwert zu überwachen. Eine Information, beispielsweise beruhend auf einem Vergleich ”Vgs/Vge < Ref Vge,th” kann einem Funktionsblock ”Active Off-Controller” 144 bereitgestellt werden. Der Active Off-Controller 144 ist ausgebildet, um den steuerbaren Schalter 108 zu steuern. Alternativ oder zusätzlich kann der Sens Vge/Vgs-Monitor 142 ausgebildet sein, um die Threshold-Spannung, ab der der halbleiterbasierte Schalter 12 beginnt, Strom zu führen, zu ermitteln. Dies kann mittels einer Auswertung der von dem Vge/Vgs-Monitor 122 bereitgestellten Ausgangssignale, basierend auf den veränderlichen Schwellwerten, erfolgen. Der Sens Vge/Vgs-Monitor 142 kann somit mit dem Config Vge/Vgs-Monitor 122 einen Analog-Digital-Umsetzer (Analog to Digital Converter – ADC) bilden.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst ferner den mit dem Funktionsmodul 142 gekoppelten Active Off-Controller 144. Der Active Off-Controller 144 ist ein Aktuatormodul zur Ansteuerung des steuerbaren Schalters 108. Wird von der Steuervorrichtung 56 ein Unterschreiten der Gate-Spannung unter die definierte Schwelle erkannt, kann die Steuervorrichtung 56 eine Aktivierung des Active Off 108 (Kurzschließer) auslösen, der direkt an dem Gate-Signal, d. h. dem Steuer-Anschluss angebunden ist, d. h. damit verschaltet ist. Damit kann ein ungewolltes (Wieder) Aufsteuern des halbleiterbasierten Schalters 12, etwa durch du/dt-Einkopplung verhindert werden.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst ein Konfigurationsmodul Config di/dt-Monitor 146, das ausgebildet ist, um den di/dt-Monitor 94 zu konfigurieren, d. h. diesem die Vergleichswerte bereitzustellen. Der Config di/dt-Monitor 146 ist ausgebildet, um die Multiplexer 98a und 98b einzustellen und so die Vergleichsschwellen der Komparatoren 96a und 96b zu verändern.
Der di/dt-Monitor 94 ist ausgebildet, um bidirektional sowohl die Stromänderungsgeschwindigkeit beim Einschalten (Aktivieren) des halbleiterbasierten Schalters 12, die Stromänderung im eingeschalteten Zustand als auch die Stromabfallgeschwindigkeit beim Ausschalten (Deaktivieren) des halbleiterbasierten Schalters 12 zu erfassen bzw. zu überwachen. Der Config di/dt-Monitor 146 ist ausgebildet, um die Referenzschwellen des di/dt-Monitors 94 dynamisch zu verändern.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst ferner einen Überwachungs-Funktionsblock Sens di/dt-Monitor 148, der mit dem Config di/dt-Monitor 146 gekoppelt ist. Der Sens di/dt-Monitor ist ausgebildet, um die Vergleichsergebnisse des di/dt-Monitors 94 zu empfangen und mithin um die Stromänderungsgeschwindigkeit (di/dt) zweistufig zu überwachen. Die Steuervorrichtung 56 ist ausgebildet, um mittels des Sens di/dt-Monitors 148 einen Zeitpunkt, zu dem sich der Stromfluss in dem halbleiterbasierten Schalter 12 ändert (Stromänderungsbeginn), einen Kurzschluss im aktiven Zustand des halbleiterbasierten Schalters 12 sowie den Sollwert der Stromänderungsgeschwindigkeit während der Aktivierung (Einschalten) und der Deaktivierung (Abschalten) des halbleiterbasierten Schalters 12 zu erfassen.
Die Steuervorrichtung 56 umfasst einen Funktionsblock Config VonMid 152, der ausgebildet ist, um den DAC 62 der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 58 zu steuern bzw. diesem ein zu wandelndes Digitalsignal bereitzustellen. Der Funktionsblock Config VonMid 152 kann somit als digitale Konfiguration einer Steuer-Spannung für eine stufenweise Anpassung der Stromänderungsgeschwindigkeit während des Aktivierungsvorgangs beschrieben werden. Basierend auf einer stufenweisen Ansteuerung des DACs 62 zur stufenweisen Verstellung der Vergleichsspannung des Differenzverstärkers 64 kann somit auch eine Spannung der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 58 eingestellt werden. Ein von der steuerbaren Aktivierungs-Spannungsquelle 58 vorgegebener Sollwert kann durch einen Schwellwert des di/dt-Monitors 94 bestimmt werden, der einen Sollzustand mit dem Ist-Zustand abgleicht. Beispielsweise kann der Funktionsblock Config VonMid ausgebildet sein, um eine derartige Steuer-Spannung in 256 Stufen (8 Bit) im Bereich oberhalb der Gate-Treshold-Spannung und der statischen Gate-On-Spannung bzw. der Quellenspannung V_CC zu verstellen. Dies ermöglicht eine Regelung des Gate-Stroms und damit der Stromänderungsgeschwindigkeit des halbleiterbasierten Schalters 12 bzgl. des vorgegebenen Sollwerts je nach Betriebspunkt. Alternativ kann auch eine variable Ausgangsspannung der Aktivierungs-Spannungsquelle 58 dadurch erhalten werden, dass ein konstantes Spannungspotenzial mit einem variablen Ausgangswiderstand verschaltet wird.
Ist die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58 bspw. ausgebildet, um ein konstantes Spannungspotenzial mit variablen Ausgangswiderständen zu versehen, kann der Funktionsblock Config VonMid 152 ausgebildet sein, um den Ausgangswiderstand stufenweise einzustellen, beispielsweise in 128, 256 oder 512 bzw. mehr Stufen. Alternativ oder zusätzlich kann, wenn die steuerbare Aktivierungs-Spannungsquelle 58 sowohl eine stufenweise verstellbare Ausgangsspannung als auch einen stufenweisen verstellbaren Ausgangswiderstand aufweist, der Funktionsblock Config VonMid 152 ausgebildet sein, um sowohl das Spannungspotenzial als den Ausgangswiderstand stufenweise zu verändern.
Die Steuervorrichtung 56 weist ferner einen Konfigurationsblock Config Ioff 154 auf, der ausgebildet ist, um die steuerbare Impedanz 88 einzustellen. Dies kann beispielsweise über eine digitale Konfiguration der steuerbare Impedanz 88 (Stromsenke) für eine stufenweise Anpassung der Stromabfallgeschwindigkeit während des Deaktivierungsvorgangs an einen definierbaren Sollwert erfolgen. Der Sollwert kann durch einen Schwellwert des di/dt-Monitors 94 bestimmbar sein. Der Funktionsblock Config Ioff 154 ist ausgebildet, um die steuerbare Impedanz 88 mittels einer Steuer-Spannung, die in bspw. 256 Stufen im Bereich unterhalb der statischen Gate-On-Spannung und einer Spannung oberhalb der Gate-Threshold-Spannung einzustellen. Alternativ kann der Funktionsblock Config Ioff ausgebildet sein, um die Steuer-Spannung in einer von 256 verschiedenen Anzahl von Stufen zu variieren, beispielsweise 128, 512, 1024 oder höher. Damit kann ein Gate-Widerstand (Rgoff) und damit die Stromabfallgeschwindigkeit je nach Betriebspunkt an den Sollwert geregelt werden.
Ferner umfasst die Steuervorrichtung 56 einen Funktionsblock zur zentralen Ablaufsteuerung (FSM Closed Loop ON-Control/OFF-Control) 156. Die zentrale Ablaufsteuerung 156 ist ausgebildet, um Informationen von dem TimingConfig Register 132 zu erhalten und dessen Informationen zu aktualisieren, um Informationen von dem ErrorHandler 136 zu erhalten, um dem Statusregister 134 Informationen bereitzustellen, um den Funktionsblock Config di/dt-Monitor 146 zu steuern, um Informationen von dem Modul Sens di/dt-Monitor 148 zu erhalten und um die Funktionsblöcke Config VonMid 152 und Config Ioff 154 zu steuern. Die zentrale Ablaufsteuerung 156 ist ferner ausgebildet, die steuerbaren Schalter 68a und 68b zu steuern, um die steuerbaren Schalter 75a und 75b und mithin die steuerbare Widerstandsschaltung 74 zu steuern, um die steuerbaren Schalter 22c und 22d und mithin die steuerbare Widerstandsschaltung 82 zu steuern und um die steuerbare Spannungsquelle 84 zu steuern.
Die zentrale Ablaufsteuerung 156 ist dabei ausgebildet, um basierend auf einer Ist-Wert-Analyse eines gegenwärtigen Zeitintervalls, beispielsweise eine derzeitige Stromanstiegsgeschwindigkeit oder eine derzeitige Stromabfallgeschwindigkeit Sollwerte für eine nächste Schaltperiode zu bestimmen bzw. um in der gegenwärtigen Schaltperiode die Sollwerte basierend auf den Ist-Werten der vorangegangenen Schaltperiode zu bestimmen. Eine Schaltperiode kann beispielsweise eine Zeitdauer von weniger als 50 ns, weniger als 100 ns oder weniger als 200 ns aufweisen. In anderen Worten ist die zentrale Ablaufsteuerung 156 ausgebildet, um die Ansteuerung der Endstufen für die Einschaltsequenz, die Ausschaltsequenz, die feste und variable Einschaltspannung sowie die feste Ausschaltspannung, die variable Abschaltimpedanz, die Konfiguration des di/dt-Monitors und die dynamische Änderung der Ansteuerzeiten auszuführen. Ausgeführt ist sie bspw. als nachlaufende digitale Regelschleife. Die digitale Regelschleife kann einen direkten Durchgriff aufweisen, so dass ein Sequenz- oder Zeitabschnitt bereits in der laufenden Periode (k) angepasst werden kann. Da es gerade für schnelle Schaltvorgänge im 100 nsec-Bereich schwer möglich ist, eine unmittelbare Regelung der Schaltverläufe zu realisieren, kann hier der Ansatz der nachgeführten Regelung mit direktem Durchgriff verwendet werden. Das bedeutet, dass in der Schaltperiode k alle Regelparameter gemäß des Schaltverhaltens in Schaltperiode k – 1 angepasst und in der Schaltperiode k für die Steuerung verwendet werden. Entsprechend der Regelabweichung für das di/dt sowie der Zeitpunkte (Timings) für die Steuer-Abschnitte werden die Regelparameter verändert und für die nächste Schaltperiode k + 1 verwendet. Die Timings können basierend auf dem direkten Durchgriff bereits für die aktuelle Schaltperiode k angepasst werden. Die Regelparameteranpassung erfolgt unabhängig sowohl für die Einschaltsequenz als auch für die Ausschaltsequenz.
In anderen Worten: Die VonMid-Control 58 stellt die Ausführungseinheit eines Config VonMid-Moduls 142 dar und regelt die Stromänderungsgeschwindigkeit in der Einschaltphase nach. Es wird hier bspw. der Ansatz der verstellbaren Quellspannung mit fixem Widerstand Rgon verwendet. Bekanntlich lässt sich die Stromänderungsgeschwindigkeit im aktiven Bereich durch die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Gate-Spannung einstellen. Diese ist somit über die Veränderung des Gate-Steuerstroms in diesem Zeitabschnitt variierbar. Der Gate-Strom kann daher bei festem Widerstand Rgon durch Veränderung der treibenden Quellspannung beeinflusst werden. Durch die Rückmeldung des di/dt-Monitors 94 während der letzten Einschaltflanke wurde ermittelt ob die Stromänderungsgeschwindigkeit größer als der Sollwert war oder kleiner. War der Ist-Wert kleiner wird die Steuer-Spannung für den di/dt-Abschnitt um mindestens eine Stufe erhöht. Damit erfolgt im nächsten Einschaltabschnitt eine Erhöhung des Gate-Stroms und damit eine Erhöhung der Stromänderungsgeschwindigkeit.
Wurde in der letzten Einschaltflanke hingegen eine Stromänderungsgeschwindigkeit größer als der Sollwert ermittelt, wird die Steuer-Spannung für den di/dt-Abschnitt um mindestens eine Stufe verringert. Damit erfolgt im nächsten Einschaltabschnitt eine Verringerung des Gate-Stroms und damit eine Verringerung der Stromänderungsgeschwindigkeit.
In einer Ausführungsvariante erfolgt die Steuer-Spannungsanpassung mittels eines digital verstellbaren Spannungsreglers. Dessen Ausgangsspannung wird bspw. in 256-Stufen vom Digitalen Reglerkern (Digital Core), d. h. der Steuervorrichtung 56 nach Durchlauf jeder Einschaltflanke neu berechnet und angepasst.
Die VOn-Control 66 stellt entsprechend dem Einschaltabschnitt die erforderliche Treiberspannung der Gate-On Pfade ein. Bis zum Ende der di/dt-Phase während der Einschaltflanke stellt Von-Control die dynamisch verstellbare Steuer-Spannung VonMid an die Ansteuerpfade. Danach wird auf die statische On-Spannung VCC umgeschaltet und das Gate über die entsprechenden Ansteuerpfade mit dieser Spannung betrieben.
Es ist damit auch möglich die Ansteuerendstufe komplett spannungsfrei zu setzen und somit ungewolltes Einschalten des Leistungsschalters durch Fehler in den nachgelagerten Ansteuerpfaden zu verhindern.
Die ROn-Control 76 stellt entsprechend dem aktuellen Einschaltabschnitt die dafür passende Widerstandspfadkonfiguration ein. In einer ersten Ausführungsvariante besteht diese aus zwei parallelen schaltbaren Widerstandspfaden mit festen Werten. Damit ergeben sich prinzipiell 4 Konfigurationsmöglichkeiten. Für Einschaltabschnitt I und -abschnitt IV sind dabei beide Pfade gleichzeitig aktiv. In Abschnitt II nur Pfad k1.1 und in Abschnitt III nur Pfad k1.2. Damit kann der di/dt-Abschnitt unabhängig vom du/dt-Abschnitt gesteuert werden. In einer weiteren Ausführungsvariante kann die Anzahl der unabhängigen Pfade nach Bedarf erweitert werden.
Die ROff-Control 82 stellt entsprechend dem aktuellen Ausschaltabschnitt die dafür passende Widerstandspfadkonfiguration ein. In einer ersten Ausführungsvariante besteht diese aus zwei parallelen schaltbaren Widerstandspfaden mit festen Werten. Damit ergeben sich prinzipiell 4 Konfigurationsmöglichkeiten. Für Ausschaltabschnitt I und -abschnitt IV sind dabei beide Pfade gleichzeitig aktiv. In Abschnitt II nur Pfad k2.1 und in Abschnitt III nur Pfad k2.2. Damit kann der di/dt-Abschnitt unabhängig vom du/dt-Abschnitt gesteuert werden. In einer weiteren Ausführungsvariante kann die Anzahl der unabhängigen Pfade nach Bedarf erweitert werden.
Die VOff-Control 84 stellt entsprechend dem Ausschaltabschnitt die erforderliche Treiberspannung der Gate-Off Pfade ein. In einer ersten Ausführungsvariante stellt Voff-Control bis zum Ende der di/dt-Phase während der Ausschaltflanke die Spannung VDD als Spannungssenke an die Ansteuerpfade.
V_DD ist dieser Variante die Versorgungsspannung des Digital Core sowie LV-Peripherie, d. h. der weiteren aktiven Schaltungsteile der Vorrichtung 50. Damit wird ein Großteil der beim Einschalten in das Gate des Leistungsschalters gespeisten Ladung wieder „recycelt”. Dies stellt eine smarte Möglichkeit der Minimierung des Energieverbrauchs der GDU dar. Funktionieren kann das Recycling, wenn die Spannung V_DD kleiner ist als die Gate-Threshold-Spannung des Leistungsschalters. Danach wird auf die statische Off-Spannung V_EE umgeschaltet und das Gate vollständig bis zur definierten OFF-Spannung V_EE entladen.
Es ist damit auch möglich die Ansteuerendstufe komplett spannungsfrei zu setzen und somit ungewolltes Einschalten des Leistungsschalters durch Fehler in den nachgelagerten Ansteuerpfaden zu verhindern.
Die IOff-Control 88 stellt die Regelinstanz für die Verstellung der Stromabfallgeschwindigkeit dar. Es wird bspw. in einer ersten Ausführungsvariante der Ansatz einer stufenweise verstellbaren Impedanz/Stromsenke verwendet.
Während der Abschaltabschnitte I und II ist die Impedanz auf den Minimalwert konfiguriert und es wirkt lediglich der feste Widerstand der Pfade in ROff-Control. Beim Eintritt in den di/dt-Abschnitt wird die Impedanz auf einen Wert konfiguriert der zur erwünschten Stromabfallgeschwindigkeit führt.
Bekanntlich lässt sich die Stromabfallgeschwindigkeit im aktiven Bereich durch die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Gate-Spannung einstellen. Diese ist somit über die Veränderung des Gate-Steuerstroms in diesem Zeitabschnitt variierbar. Der Gate-Strom kann daher bei fester Entladespannungssenke durch Veränderung des Entladewiderstands RGoff beeinflusst werden. Durch die Rückmeldung des di/dt-Monitors 94 während der letzten Ausschaltflanke wurde ermittelt, ob die Stromabfallgeschwindigkeit größer als der Sollwert war oder kleiner. War der Ist-Wert kleiner wird die verstellbare Impedanz für den di/dt-Abschnitt um mindestens eine Stufe verringert. Damit erfolgt im nächsten Ausschaltabschnitt eine Erhöhung des Gate-Stroms und damit eine Erhöhung der Stromabfallgeschwindigkeit.
Wurde in der letzten Ausschaltflanke hingegen eine Stromänderungsgeschwindigkeit größer als der Sollwert ermittelt, wird die verstellbare Impedanz für den di/dt-Abschnitt um mindestens eine Stufe erhöht. Damit erfolgt im nächsten Ausschaltabschnitt eine Verringerung des Gate-Stroms und damit eine Verringerung der Stromabfallgeschwindigkeit.
In einer Ausführungsvariante erfolgt die Impedanzänderung mittels eines digital geregelten Transistors im Analogbetrieb. Dessen Durchlasswiderstand wird bspw. in 256-Stufen vom Digital Core nach Durchlauf jeder Ausschaltflanke neu berechnet und angepasst. In einer alternativen Ausführungsvariante kann die Anzahl der Stufen weiter erhöht werden. In einer alternativen Ausführungsvariante kann der verstellbare Pfad als komplett unabhängiger Pfad ohne dynamische Umschaltung der Impedanz von Schaltbetrieb zu Analogbetrieb erfolgen.
Die Active GateClamp 102 ist Teil des Sicherheitskonzepts und stellt eine Schutzinstanz gegen Miller-bedingtes Wiedereinschalten des Leistungsschalters 12 dar. Sie wirkt in einer ersten Ausführungsvariante nur während der Abschaltsequenz und im deaktivierten Zustand. Realisiert wird sie dabei durch einen Kurzschlusstransistor 104 der zwischen die Gate-Steuerleitung und das Bezugspotenzial GND der GDU geschaltet ist. Aktiviert wird er über einen unzulässigen Spannungsabfall an einem Senswiderstand Rs. Liegt das Leistungsschalter seitige Potenzial um mindestens einen Schwellwertbetrag höher als das treiberseitige Potenzial liegt eine energiereiche Rückspeisung z. B. durch Miller-Kopplung vor. Dadurch kann es zum ungewollten Überschreiten der Gate-Threshold des Leistungsschalters kommen und er wird wieder leitfähig. Die Active GateClamp verhindert dies durch dynamisches Kurzschließen des Steuer-Gate.
Die Active Off 108 ist Teil des Sicherheitskonzepts und stellt eine weitere Instanz dar, die als statischer Kurzschließer des Steuer-Gate-Anschlusses fungiert. Diese greift jedoch nicht dynamisch eigenverantwortlich wie die Active GateClamp 102 ein sondern gesteuert durch den Digital Core. Es wird die Gate-Spannung durch den Vge/Vgs-Monitor 122 erfasst. Unterschreitet die Gate-Spannung einen konfigurierten Schwellwert wird dies dem Digital Core gemeldet und der ActiveOff-Controller 144 aktiviert den Kurzschließer Active GateClamp 102. Als Schwellwert wird ein Spannungspegel definiert, bei dem der Ausschaltvorgang abgeschlossen ist und lediglich die Gate-Spannung weiter entladen werden soll um die Störreserve zu erhöhen. Die ActiveOff 108 unterstützt somit die Ausschaltsequenz frühestens ab Abschaltabschnitt IV und wirkt als Entladebeschleuniger und gleichzeitig als niederimpedanter statischer Kurzschließer.
Die Active di/dt-Off-Clamp 112 ist Teil des Sicherheitskonzepts und stellt eine übergeordnete Schutzinstanz gegen unzulässig hohe Stromabfallgeschwindigkeiten dar. Im Falle eines Fehlers in der Ablaufsteuerung des Digital Core oder Fehlerfälle im Lastkreis des Leistungsschalters 12 die zu Stromabfallgeschwindigkeiten deutlich oberhalb des definierten Sollwertes führen, greift die di/dt-Off-Clamp 112 und wirkt als Gegenkopplungszweig um die Stromsteilheit zu begrenzen. Im Gegensatz zur Normalsteuerung geschieht dieser Eingriff verlustbehaftet.
Die Digital Controlled Active Gate Drive Unit (DCAGDU) kann folgende Funktionseinheiten umfassen: Digital Core, di/dt-Monitor, VonMid-Control, Von-Control, Ron-Control, Roff-Control, Voff-Control, Ioff-Control, Active GateClamp, ActiveOff, Active di/dt-Off-Clamp, Active di/dt-On-Clamp, di/dt-Scaling, di/dt-Sens sowie Vge/Vgs-Monitor.
6 zeigt eine schematische Darstellung des halbleiterbasierten Schalters 12, bei dem an dem ersten Leistungsanschluss 36a ein erster Sensor 31a zur Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms, der durch den halbleiterbasierten Schalter 12 fließt, angeordnet ist und bei dem an dem zweiten Leistungsanschluss 36b ein zweiter Sensor 31b zur Erfassung der Stromänderungsgeschwindigkeit des Leistungsstroms angeordnet ist. Bei dem ersten Leistungsanschluss 36a kann es sich beispielsweise um einen Source-Anschluss eines MOSFET oder um einen Kollektor-Anschluss eines IGBT handeln. Bei dem zweiten Leistungsanschluss kann es sich beispielsweise um einen Drain-Anschluss des MOSFET oder um einen Emitter-Anschluss des IGBT handeln. Alternativ können der erste Leistungsanschluss 36a und der zweite Leistungsanschluss 36b vertauscht sein. Die Sensoren 31a bzw. 31b umfassen je eine isolierende Folie 32a bzw. 32b, wie es für den Sensor 31 beschrieben ist. An der Isolierenden Folie 32a bzw. 32b sind Induktivitäten 34a und 34b bzw. 34c und 34d angeordnet, die ausgebildet sind, um das magnetische Feld an dem jeweiligen Leistungsanschluss 36a bzw. 36b zu erfassen. Die isolierenden Folien 32a bzw. 32b umfassen den Befestigungsabschnitt 45a bzw. 45b, der ausgebildet ist, um eine Montage an dem jeweiligen Leistungsanschluss 36a bzw. 36b zu ermöglichen. Beispielsweise kann an dem Leistungsanschluss 36a bzw. 36b eine Stromzuleitung oder eine Stromableitung, etwa ein Kabel, montiert, etwa verschraubt, werden, so dass die jeweilige Montage, etwa die Verschraubung, nutzbar sein kann, um den Sensor 31a bzw. 31b an dem Leistungsanschluss 36a bzw. 36b zu fixieren.
Eine Stromrichtung des Leistungsstroms kann beispielsweise senkrecht zu einer Ebene, in der die isolierende Folie 32a oder 32b angeordnet ist, im Raum angeordnet sein. Eine Stromerfassungsrichtung der Induktivitäten 34a–d kann beispielsweise parallel zu einer Betrachtungsebene angeordnet sein. Das bedeutet, dass die Vorzugsrichtung 44, die in diesem Ausführungsbeispiel für alle Induktivitäten 34a–d gleich ist, senkrecht zu der Stromflussrichtung im Raum angeordnet ist.
Die Sensoren 31a bzw. 31b weisen die Anschlussterminals, d. h. Anschlusspunkte, 166a und 166b bzw. 166c und 166d auf, die ausgebildet sind, um die Messspannung des jeweiligen Sensors 31a bzw. 31b bereitzustellen. Die Anschlussterminals 166a–d sind an den isolierenden Folien 32a und 32b angeordnet. Das bedeutet, dass ein von den Induktivitäten 34a–d bereitgestelltes Signal an oder in der isolierenden Folie 32a oder 32b, etwa mittels einer Leiterbahn, zu dem jeweiligen Anschlussterminal 166a–d geleitet werden kann und so ein Abstand zwischen einer Messleitung und dem Leistungsanschluss 36a bzw. 36b vergrößert werden kann. Die Anschlussterminals 166a–d können so beabstandet von der Induktivität 34a bzw. 34b angeordnet sein. Dies ermöglicht eine erhöhte elektrische Isolation und eine Reduzierung von Störeinflüssen. Beispielsweise können die Anschlussterminals 166a und 166b bzw. 166c und 166d mit einer geschirmten oder ungeschirmten Zweidrahtleitung verbunden werden, die ausgebildet ist, um die jeweilige Messspannung zu übertragen. Die Terminals können bspw. mittels einer Schraub- oder Lötverbindung mit der Zweidrahtleitung mechanisch und elektrisch fest verbunden werden.
Alternativ können die Sensoren 31a und 31b auch verschieden voneinander ausgeführt sein. Beispielsweise kann einer der Sensoren 31a oder 31b eine von zwei verschiedene Anzahl von Induktivitäten 34a/34b bzw. 34c/34d aufweisen. Alternativ oder zusätzlich können eine oder mehrere Induktivitäten eine Vorzugsrichtung aufweisen, die von der Vorzugsrichtung 44 verschieden ist.
In anderen Worten stellt die di/dt-Sens (Sensor 31a bzw. 31b) eine zentrale Sensorinstanz dar, die sowohl Teil der normalen Regelung als auch Teil des Sicherungskonzeptes ist. In einer ersten Ausführungsvariante kann der Sensor als externe Messeinrichtung in Form einer kleinen Platinenfolie 32a bzw. 32b ausgeführt werden. Diese Folie 32a bzw. 32b erfüllt die Anforderungen der Funktionalisierung und kann direkt auf das Terminal des Lastemitters/Last-Source des Leistungsschalters, der bspw. am Zwischenkreis, etwa am Minuspotenzial angeschlossen ist, montiert und mittels Schraubloch (Befestigungsabschnitt) 45b_1 bzw. 45b_2 mit dem Terminalanschluss 36a bzw. 36b verschraubt werden.
An dem Leistungsschalter, der bspw. am Lastkollektor/Last-Drain am Zwischenkreis, etwa am Pluspotenzial, angeschlossen ist, kann ebenfalls ein di/dt-Sensor 31a bzw. 31b angeordnet werden, der an diesem Terminal 36a bzw. 36b verschraubt wird. Somit kann jeder Leistungsschalter entsprechend seiner Anordnung in der Topologie des Leistungsteils einen di/dt-Sensor aufweisen, der im jeweiligen Kommutierungskreis angeordnet ist. Als eigentliches Sense-Element kommt in der ersten Ausführungsvariante eine gewickelte Induktivität zum Einsatz. Die Größe der Induktivität ist frei wählbar und hängt von den benötigten Ausgangssignalen ab. Die Induktivität 34a/34b bzw. 34c/34d kann als Einzelkomponente oder in Serienschaltung angeordnet sein. Ein Bauteil mit Ferritkern als Feldkonzentrator ist von Vorteil. Die Induktivität(en) 34a/34b bzw. 34c/34d kann/können als handelsübliches oberflächenmontierbares Bauteil(Surface Mounted Device-SMD)-Ferritdrossel in SMD-Bauform ausgeführt sein oder auch eine beliebige andere Bauform aufweisen, etwa in einer Durchstecktechnologie (Through Hole-Technology – THT). Die Induktivitäten 34a/34b bzw. 34c/34d können einen beliebige Induktivitätswert aufweisen, etwa 100 μH, 1 mH oder 10 mH.
Einen relevanten Einfluss kann der Abstand des Sensors bzw. der Induktivität zur Stromschiene, auf der die Sensorplatine montiert ist sowie die Orientierung der Induktivität bezüglich der Stromrichtung aufweisen. Die Orientierung kann möglichst senkrecht zur Stromrichtung sein, um das maximale Feld zu erfassen. Mit entsprechenden Abstandslagen unter der Sensorfolie, das bedeutet zwischen der isolierenden Folie 32a bzw. 32b und dem halbleiterbasierten Schalter 12, kann die Isolationsfähigkeit erhöht werden und/oder eine Skalierung der Signalamplitude erfolgen, da die Feldstärke und mithin die Messspannung mit dem Abstand von Sensor 31a bzw. 31b zum Stromschiene abnimmt.
Die Empfindlichkeit kann somit sowohl über die Auswahlparameter Länge, Breite, Windungsanzahl, Flusskonzentrator, Anzahl Bauteile in Reihe der Induktivität erfolgen als auch durch die Variation des Abstandes zwischen Sensorfolie und Stromschiene.
Der di/dt-Sensor 31a und/oder 31b kann mit einer geeigneten Zweidrahtanbindung über das Anschlussterminal 166a/166b bzw. 166c/166d an die GDU, d. h. die Steuervorrichtung, angebunden werden. Dies kann beispielsweise als reine Zweidrahtverbindung erfolgen. Die Zweidrahtanbindung kann verdrillt sein, um eine Störempfindlichkeit zu erhöhen. Alternativ oder zusätzlich kann die Anbindung als geschirmte Zweidrahtanbindung mit einer Schirmanbindung auf einem geeigneten Potenzial auf der GDU erfolgen.
Zur weiteren Verarbeitung der Messspannung ist der di/dt-Sensor 31a bzw. 31b mit einer Hochfrequenz(HF)/Tieffrequenz(Low Frequency – LF)-Skalierung (Anpassungsschaltung) auf der GDU versehen (di/dt-Scaling). Damit kann sowohl der Signalabschluss der Messspannung als auch die Anpassung der Messamplitude an die weiteren Verarbeitungsinstanzen ermöglicht werden. Der Abschluss bzw. die Skalierung kann über einen passiven resistiven und/oder kapazitiven Spannungsteiler auf der GDU realisiert werden. Damit kann ein Signalverzug durch eine aktive Signalanpassung vermieden werden. Alternativ kann die Skalierung durch eine aktive Impedanzwandlung erfolgen. Dies ermöglicht eine Skalierung bzw. eine Anpassung derselben. Alternativ oder zusätzlich kann die Skalierung durch ein digital verstellbares Übertragerverhältnis, etwa mittels eines programmierbaren Gatter Arrays (Programmable Gate Array – PGA) oder mittels eines Digitalpotenziometers erfolgen.
Alternativ kann der Leistungsanschluss 36a auch an einem ersten halbleiterbasierten Schalter 12 und der Leistungsanschluss 36b an einem zweiten halbleiterbasierten Schalter 12 angeordnet sein, wobei die beiden halbleiterbasierten Schalter 12 zu einer Halbbrückenkonfiguration verschaltet sind. Zwischen den beiden halbleiterbasierten Schaltern kann eine Last angeordnet sein.
Vorteilhaft an oben beschriebenen Aspekten ist sowohl einzeln als auch in Kombination mehrerer Aspekte, dass eine kompakte Bauform von Schaltungen für eine kostengünstige und einfache Integrationsmöglichkeit der Systeme erreicht werden kann. Ferner ist eine Anzahl von aktiven und passiven Bauteilen bezogen auf die erreichte Funktionalität gering, was zu einer hohen Zuverlässigkeit und einer hohen Kosteneffizienz führt. Die Implementierung bzw. Kombination der oben beschriebenen Aspekte mit einem digital konfigurierbaren Funktionskern ermöglicht die Realisierung bisher schwerer und nicht möglicher Funktionalitäten sowie eine leichte Rekonfiguration, d. h. Anpassung an andere Applikationen, Randparameter und/oder Funktionseigenschaften und damit einen hohen Wiederverwendbarkeitsgrad und eine hohe Anpassungsfreiheit, so dass eine langwierige und ggf. teure Neuentwicklung oder ein Neu-Design (Re-Design) einer Ansteuerung vermieden werden kann, wenn ein anderer Typ von Schaltern angesteuert werden soll. Mittels des Sensors wird eine vom Leistungsschaltermodul, d. h. vom halbleiterbasierten Schalter unabhängige Messinstanz geschaffen, die nicht auf den parasitären Induktivitäten innerhalb des Schalters aufsetzen. Ein jeweiliger Formfaktor ist in hohem Maße an eine jeweilige Terminalanbindung (Anschluss des halbleiterbasierten Schalters) anpassbar.
Ein Verzicht auf hochperformante analoge aktive Komponenten erspart Signalverzugszeiten, Bauteilkosten und ermöglicht einen reduzierten Energieverbrauch.
Die Statusbestimmung basierend auf dem Sensor gemäß dem dritte Aspekt ermöglicht die Vermeidung einer Verwendung des Kollektor- bzw. Drain-Potenzials für Status- und/oder Schutzzwecke. Dies ermöglicht eine Vermeidung einer Verwendung ungenauer und ggf. einer großen Anzahl von Hochvolt(HV)-Komponenten, die ggf. einen hohen Bauraumbedarf aufweisen und wegen der erforderlichen Spannungsabstände zusätzlich ungenutzten Bauraum erfordern. Bei einigen HV-Schaltern ist eine derartige ausreichende Isolation direkt auf dem jeweiligen Formfaktor der GDU-Baugruppe gemäß dem Stand der Technik nicht möglich, so dass deren sicherer Betrieb gemäß den oben beschriebenen Aspekten erst ermöglicht wird.
Die beschriebene nachgeregelte Steuerung der Schaltvorgänge ermöglicht für nahezu jeden Betriebspunkt ein optimales Verhalten und kann somit einen erheblichen Teil der Schaltungsverluste einsparen. Der beschriebene direkte Durchgriff ermöglicht eine Anpassung des Schaltverhaltes bereits während der aktuellen Schaltperiode. Das Schalten, das bedeutet, das Schaltverhalten, kann an den Abschnittsgrenzen sanfter ausführbar sein, so dass eine Störabstrahlung im Betrieb verringert ist und beispielsweise Normanforderungen erfüllt oder höhere Normanforderungen erfüllt werden können. Dies ermöglicht den Entfall von ggf. teuren externen Filtermaßnahmen.
Eine oder mehrere Signalschnittstellen zur übergeordneten Steuerung, etwa RX-IF 124 und/oder TX-IF 128, ermöglichen eine kreuzweise Watchdog-Funktionalität, die zu einer erhöhten Zuverlässigkeit führen kann. Die Implementierung des zweiten Aspektes in der GDU ermöglicht eine Eigenverbrauchseinsparung durch das Recyceln der Ansteuerenergie des halbleiterbasierten Schalters. Die mögliche Rekonfiguration der Schaltparameter zur Laufzeit ermöglicht eine übergelagerte Verhaltensanpassung.
7 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer elektrischen Schaltung 70, die einen Kommutierungskreis mit einem ersten Spannungspotenzial U₁, beispielsweise einem Plus-Pluspotenzial, und einem zweiten Spannungspotenzial U₂, beispielsweise einem Minus-Potenzial aufweist. Das bedeutet, dass zwischen den Potenzialen U₁ und U₂ die elektrische Spannung U anliegt. Die elektrische Schaltung 70 umfasst zwei halbleiterbasierte Schalter 12a und 12b, die zu einer Halbbrückenschaltung verschaltet sind. Die Halbbrückenschaltung weist zwischen den halbleiterbasierten Schaltern 12a und 12b einen Lastanschluss auf, der mit einer Lastimpedanz 172, etwa eines elektrischen Verbrauchers verschaltet ist. Die Lastimpedanz 172 kann mittels der halbleiterbasierten Schalter 12a und 12b zwischen den Potentialen U₁ und U₂ bezogen auf ein Potential U₃ umgeschaltet werden.
Bei der Lastimpedanz 172 kann es sich um eine Impedanz eines jedweden elektrischen Verbrauchers, beispielsweise eines Elektromotor, eines Aktuators, eines Sensors oder beispielsweise einer Licht- oder Strahlungsquelle handeln. Alternativ kann es sich bei der Lastimpedanz auch um die Impedanz eines Generators handeln, der mittels der halbleiterbasierten Schalter 12a und/oder 12b zwischen den Potentialen U₁ und U₂ umschaltbar ist.
Eine Vorrichtung 10a ist ausgebildet, um den halbleiterbasierten Schalter 12a zu steuern. Ferner ist eine Vorrichtung 10b ausgebildet, um den halbleiterbasierten Schalter 12b zu steuern. An dem Leistungsanschluss 36a, etwa ein Lastkollektor- oder Last-Drain-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters 12a ist der Sensor 31a angeordnet, wobei der Leistungsanschluss 36a mit dem Potenzial U₁ verbunden ist. An dem Leistungsanschluss 36b, beispielsweise dem Lastemitter oder ein Last-Source-Anschluss des halbleiterbasierten Schalter 12b ist der Sensor 31b angeordnet, wobei der Leistungsanschluss 36b mit dem Potenzial U₂ verbunden ist.
Alternativ kann anstelle der Vorrichtung 10a und/oder 10b eine Vorrichtung 20 angeordnet sein, um den halbleiterbasierten Schalter 12a und/oder 12b zu steuern. Auch kann lediglich eine Vorrichtung 10, 20 oder 50 angeordnet sein, um beide Schalter 12a und 12b zu steuern. Alternativ kann die Lastimpedanz 172 auch lediglich mittels eines Schalters 12a oder 12b bezüglich eines der Potentiale U₁ oder U₂ schaltbar sein., d. h., alternative Vorrichtungen weisen bspw. lediglich einen halbleiterbasierten Schalter 12a oder 12b auf, der zwischen die Last und das Potenzial U₁ oder U₂ verschaltet ist.
8 zeigt schematische Diagramme von Strom- bzw. Spannungsverläufen an dem halbleiterbasierten Schalter während eines Aktivierungsvorgangs. Der halbleiterbasierte Schalter ist bspw. ein IGBT. Für den IGBT ist ein Verlauf der Gate-Spannung (U_Gate), ein Verlauf eines Kollektor-Stroms I_C und ein Verlauf einer Kollektor-Emitter-Spannung U_ce über eine gemeinsame Zeitachse t dargestellt. Die Zeitachse t weist fünf Zeitpunkte t₁, t₂, t₃, t₄ und t₅ auf, die in der genannten Reihenfolge aufeinander an der Zeitachse t angeordnet sind. Zwischen den Zeitpunkten t₁ und t₂ ist das Aktivierungsintervall I (Abschnitt AI) angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃ ist das Aktivierungspotenzial AII angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ ist das Aktivierungsintervall III (Abschnitt AIII) angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₄ und t₅ ist das Aktivierungsintervall IV (Abschnitt IV) angeordnet. Das bedeutet, dass die Aktivierungsintervalle I-IV verschiedene Abschnitte (AI-AIV) des Aktivierungsvorgangs des halbleiterbasierten Schalters beschreiben. In den verschiedenen Abschnitten AI-AIV kann die Steuervorrichtung ausgebildet sein, basierend auf verschiedenen Regelungszielen, den halbleiterbasierten Schalter verschieden anzusteuern. Je nach Aktivierungsintervall I-IV kann der halbleiterbasierte Schalter von unterschiedlichen physikalischen Effekten beeinflusst sein, was zu den verschiedenen Regelungszielen der entsprechenden Steuervorrichtungen, etwa der Steuervorrichtung 24 oder der Steuervorrichtung 56, führen kann. Basierend auf den Regelungszielen kann die entsprechende Steuervorrichtung 24 oder 56 ausgebildet sein, um eine variierende Schaltungskonfiguration an einer elektrischen Schaltung oder weiteren Komponenten einzustellen, um so die Gate-Spannung direkt oder indirekt zu beeinflussen.
Das Aktivierungsintervall I (Abschnitt I) ist repräsentiert durch die Verzugszeit td1,on. Die Spannung U_ce und der Strom I_C bleiben während dieser Zeit nahezu unverändert. Das bedeutet, dass während einer Änderung (Steigerung) der Gate-Spannung U_Gate unterhalb der Threshold-Spannung U_g(th) eine Leitfähigkeit des Schalters nahezu unverändert bleibt. Weist der halbleiterbasierte Schalter die Konfiguration ”normal sperrend” auf, so ist der Schalter in diesem Abschnitt AI in dem geöffneten Zustand. Die Gate-Spannung UGate kann basierend auf der Messspannung eines Stromsensors, etwa dem Stromsensor 31, von der Steuervorrichtung bestimmt werden. Die Bestimmung kann direkt, etwa durch eine Rechenoperation, indirekt, etwa indem die Steuervorrichtung ausgebildet ist, um die Stromänderungsgeschwindigkeit mit einem vordefinierten Schwellwert zu vergleichen, bestimmt werden.
Erreicht die Gate-Spannung U_Gate die Threshold-Spannung U_g(th), so ist der halbleiterbasierte Schalter ausgebildet, um in einen leitenden Zustand überzugehen, das bedeutet, der Leistungsstrom I_C beginnt zu steigen. Basierend auf wirksamen Streuinduktivitäten in dem halbleiterbasierten Schalter sinkt die Spannung U_ce in einem geringen Umfang. In dem Abschnitt AI kann ein Regelungsziel in einer möglichst kurzen Verzugszeit beschrieben werden, das bedeutet, dass ein Ziel ist, die Gate-Spannung U_Gate in einer möglichst kurzen Zeitspanne zu erhöhen. Unter Verweis auf 5 kann beispielsweise die Spannung der steuerbaren Aktivierungsspannungsquelle im Bereich der Miller-Spannung sein. Eine in dem Aktivierungspfad 48 eingestellte Konfiguration der steuerbaren Widerstandsschaltung 76 kann beispielsweise derart erfolgen, dass beide Widerstände, k1,1 und k1,2 wirksam sind, das bedeutet, dass der ohm'sche Widerstand Rgon aus einer Parallelschaltung der Widerstände k1,1 und k1,2 gebildet wird. Der Übergang in den Abschnitt AII (Abschnittswechseltrigger) wird ausgelöst, wenn die Gate-Spannung U_Gate größer ist, als die Threshold-Spannung U_g(th) und/oder eine Sens-Spannung Usens (di/dt), etwa des Sensors 31, kleiner ist als eine Triggerspannung Utrig,off, die einen geringen positiven Spannungswert aufweisen kann. Die Steuervorrichtung ist bspw. ausgebildet, um die Triggerspannung mit der Messspannung zu vergleichen. Alternativ kann der Übergang in den Abschnitt AII auch ausgelöst werden, wenn die Gate-Spannung größer ist, als eine Trip-Schwelle des halbleiterbasierten Schalters 12.
In dem Aktivierungsintervall II (Abschnitt AII) ist die Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt wesentlich. Der Strom I_C steigt bis zu einer Stromspitze I_C1, die Spannung U_ce fällt entsprechend der parasitären Induktivitäten. Das bedeutet, dass die Leitfähigkeit des halbleiterbasierten Schalters zunimmt. Ein Regelungsziel der Steuervorrichtung in dem Abschnitt AII kann beispielsweise sein, eine möglichst flache Flanke der Spannung U_ce zur Verringerung der Rückstromspitze sowie eine geringe Ausklingoszillation und eine geringe Störabstrahlung des halbleiterbasierten Schalters zu erhalten. Eine entsprechende Schaltungskonfiguration kann durch die Steuervorrichtung beispielsweise derart erfolgen, dass die Spannung der steuerbaren Aktivierungsspannungsquelle im Bereich der Miller-Spannung eingestellt wird, um eine sanfte Rückstromspitze durch die abfallende Stromänderungsgeschwindigkeit di/dt zu erzielen.
Während des Abschnitts AII kann die entsprechende steuerbare Widerstandsschaltung, beispielsweise die steuerbare Widerstandsschaltung 18 oder 74 ausgebildet sein, um einen für den Abschnitt AII optimierten, d. h. ausgelegten ohm'schen Widerstand k1,1 oder k1,2, bspw. denjenigen mit dem größeren Widerstandswert wirksam zu schalten. Ein Übertritt in das nachfolgende Aktivierungsintervall AIII kann durch einen Abschnittswechseltrigger beschrieben werden, der ausgelöst wird, wenn die Gate-Spannung U_Gate größer ist als die Miller-Spannung U_g(mil) und/oder wenn die Sens-Spannung Usens (di/dt), etwa die Messspannung 42, kleiner ist als eine Triggerspannung Utrigg,on. Die Steuervorrichtung ist ausgebildet, um zu überprüfen, ob eine Stromänderungsgeschwindigkeit (Stromanstiegsgeschwindigkeit) auftritt. Ferner ist die Steuervorrichtung ausgebildet, um einen Wert der Stromänderungsgeschwindigkeit mit der Triggerspannung zu vergleichen. Alternativ kann der Übergang in den Abschnitt AIII auch ausgelöst werden, wenn die Gate-Spannung kleiner ist, als eine (kleine) Trip-Schwelle des halbleiterbasierten Schalters 12.
Das Aktivierungsintervall III (Abschnitt AIII) kann derart beschrieben werden, dass es die Spannungsabfallgeschwindigkeit dU_ce/dt bestimmt. Der Strom I_C kann entsprechend der externen Last, beispielsweise der Lastimpedanz 172, verlaufen. Die Spannung U_ce kann in dem Bereich des statischen Minimums U_ce,sat abfallen. Ein Regelungsziel der entsprechenden Steuervorrichtung kann sein, eine möglichst steile Flanke der Gate-Spannung U_ce zur Verringerung der Schaltverluste einzustellen, gleichzeitig jedoch eine geringe Störabstrahlung zu erzielen. Eine entsprechende Schaltungskonfiguration kann beispielsweise sein, die Spannung der steuerbaren Aktivierungsspannungsquelle, etwa der steuerbaren Spannungsquelle 16 oder 58, in dem Bereich der Spannung U_g(on), der statischen EIN-Spannung einzustellen, um ein großes dU_ce/dt zu erzielen. Die Spannung U_g(on) kann einen Wert in einem Bereich aufweisen, dessen Untergrenze größer ist, als die Millerspannung U_g(mil) und dessen Obergrenze durch eine maximalen Gate-Spannung U_g(on)max des halbleiterbasierten Schalters bestimmt ist. Ferner kann die Steuervorrichtung ausgebildet sein, um die steuerbare Widerstandsschaltung so zu steuern, dass ein für den Abschnitt AIII optimierter ohm'scher Widerstand wirksam ist, bspw. den Widerstand k1,1 oder k1,2 der den kleineren Widerstandwert aufweist. Dies kann beispielsweise wegen einer steigenden Gate-Kollektor-Kapazität C_gc erfolgen.
Ein Abschnittswechseltrigger von dem Aktivierungsintervall III hin zu dem Aktivierungsintervall IV (Abschnitt AIV) kann ausgelöst werden, wenn die Gate-Spannung U_Gate größer oder um Potenzen größer ist, als die Miller-Spannung U_g(mil) und/oder ein Zeitintervall Δtconf,mil, dessen Zeitdauer bspw. in dem Timing Register 132 hinterlegt sein kann, abgelaufen ist. Das bedeutet, dass eine Laufzeitanpassung, etwa bei unterschiedlichen Zwischenkreisspannungen ausführbar ist. In dem Aktivierungsintervall IV (Abschnitt IV) ist die Verzugszeit td2,on wesentlich. Während dieser Zeit sinkt die Spannung U_ce auf einen statischen Sättigungswert U_ce,sat. Ein Regelungsziel der Steuerungsvorrichtung kann beispielsweise eine möglichst kurze Verzugszeit zur Verringerung der Schaltverluste sein. Eine entsprechende Schaltungskonfiguration kann beispielsweise derart erfolgen, dass die Spannung der steuerbaren Aktivierungsspannungsquelle im Bereich U_g(on) eingestellt wird. Der Einschaltwiderstand Rgon kann durch eine Parallelschaltung der beiden Widerstände k1,1 und k1,2 erfolgen, also einer Parallelschaltung der jeweils für den Abschnitt AII (Ron di/dt) und AIII (Ron du/dt) optimierten Widerstände.
Am Ende des Aktivierungsintervalls IV befindet sich der halbleiterbasierte Schalter in einem statischen EIN-Zustand, der von einem Deaktivierungsvorgang (beispielsweise ein Ausschaltvorgang) abgelöst wird. Bspw. kann während des statischen EIN-Zustands mittels des Sensors 31 von der Steuervorrichtung ermittelt werden, ob durch den halbleiterbasierten Schalter 12 ein Kurzschlussstrom fließt. Ein derartiger Fehlerfall kann durch die Steuervorrichtung an eine übergeordnete Primärsteuerungsinstanz übermittelt werden. Alternativ oder zusätzlich kann die Steuervorrichtung ausgebildet sein, um eine Abschalt- bzw. Deaktivierungssequenz einzuleiten.
Alternativ kann in den Abschnitt AII, AIII oder AIV übergegangen werden, wenn ein entsprechendes Zeitintervall abgelaufen ist, etwa eine hinterlegte Zeitdauer bezüglich des Abschnitts AII (td1,on), eine Zeitdauer des Abschnitts AII, Δtconf,mil oder td2,on. Stellt die Steuervorrichtung fest, dass ein entsprechendes Regelungsziel des Abschnitts in einem Regelungsintervall erreicht ist, so kann eine Anpassung des Zeitintervalls, d. h. eine Verlängerung oder eine Verkürzung desselben, erfolgen, etwa indem aktuelle Werte in dem Timingregister hinterlegt werden. Ferner kann darauf basierend in den nachfolgenden Abschnitt übergegangen werden.
In anderen Worten stellt der Digital Core (Steuervorrichtung) die intelligente Instanz der DCAGDU dar. Die Ausführung kann als Komplex programmierbares logisches Gerät (complex programmable logic device – CPLD), FPGA, DSP oder Ähnlichem erfolgen. Hauptziel des Treibers (DCAGDU) ist bspw. die möglichst optimale Einschaltflankensteuerung und Ausschaltflankensteuerung für jeden Betriebspunkt, um die Schaltverluste so gering wie möglich zu halten, den Leistungsschalter im sicheren Arbeitsbereich zu betreiben, die komplementäre Freilaufdiode mit möglichst wenig Sperrstrom zu belasten und ein normgerechtes Störabstrahlverhalten zu erzielen. Die DCAGDU kann daher den Ansatz einer abschnittsweisen Gate-Ansteuerung mit Rückmeldung des Schaltzustandes auf Basis des di/dt-Sensors und einer geregelten Nachführung der Steuerparameter implementieren.
Der prinzipielle Ablauf dieser Treibereinheit unterteilt die Einschaltphase des Leistungsschalters in vier Abschnitte: Im Abschnitt AI ist ein Ziel eine maximale Treiberleistung, um die Einschaltverzugszeit zu minimieren. In dem Abschnitt AII ist ein Ziel, eine angepasste Treiberleistung zu erhalten, um für jeden Betriebspunkt im gewünschten di/dt (Stromänderungsgeschwindigkeit) zu bleiben. Im Abschnitt AIII ist bspw. ein Ziel, eine hohe definierte Treiberleistung zu erhalten, um das du/dt im gewünschten Bereich zu erhalten und gleichzeitig das Miller-Plateau schnellstmöglich zu durchlaufen, um Verluste zu minimieren. Im Abschnitt AIV ist ein Ziel, eine maximale Treiberleistung zu erhalten, um die Tail-Phase schnellstmöglich zu durchlaufen und die statische Sättigung zu erreichen.
9 zeigt die Spannungsverläufe U_Gate und U_ce sowie den Stromverlauf I_C für einen Deaktivierungsvorgang, beispielsweise einen Ausschaltvorgang, der vor dem in der 8 gezeigten Aktivierungsvorgang angeordnet sein kann oder, alternativ, danach. Entlang der Zeitachse sind die Zeitpunkte t₆, t₇, t₈, t₉ und t₁₀ in der genannten Reihenfolge angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₆ und t₇ ist das Deaktivierungsintervall DI angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₇ und t₈ ist das Deaktivierungsintervall DII angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₈ und t₉ ist das Deaktivierungsintervall DIII angeordnet. Zwischen den Zeitpunkten t₉ und t₁₀ ist das Deaktivierungsintervall DIV angeordnet.
Das Deaktivierungsintervall DI (Abschnitt DI) repräsentiert die Verzugszeit td,off. Während dieses Intervalls bleiben die Spannung U_ce und der Strom I_C im Wesentlichen unverändert. Ein mögliches Ansteuerziel der entsprechenden Steuervorrichtung ist eine möglichst kurze Verzugszeit. Eine entsprechende Schaltungskonfiguration kann beispielsweise sein, die Spannung der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle im Bereich der Miller-Spannung einzustellen. Weist die Vorrichtung eine steuerbare Widerstandsschaltung in dem Deaktivierungspfad auf, wie etwa die steuerbare Widerstandsschaltung 82, so kann der entsprechende Ausschaltwiderstand Rgoff aus einer Parallelschaltung der ohm'schen Widerstände k2,1 und k2,2 gebildet sein, wobei jeweils einer der Widerstände k2,1 und k2,2 für einen der Abschnitte DII (Rgoff du/dt) oder DIII (Rgoff di/dt) optimiert ist. Ein Abschnittswechseltrigger zum Übertritt in das Deaktivierungsintervall DII kann ausgelöst werden, wenn die Spannung U_Gate in etwa in den Bereich der Miller-Spannung U_g(mil) gefallen ist, und/oder ein Zeitintervall Δtd,off abgelaufen ist.
Das Deaktivierungsintervall II (Abschnitt DII) ist bestimmt durch die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit dU_ce/dt. Die Spannung U_ce steigt bis zu einem Wert UZK (Zwischenkreisspannung). Ein Ziel der Steuervorrichtung 56 kann in einer möglichst kurzen Plateauverweildauer (Zeit in der die Spannung Ugate im Bereich der Miller-Spannung U_g(mil) ist) und einer relativ flachen Flanke zur Verringerung der Störabstrahlung und der Rückwirkungseffekte implementiert sein. Eine entsprechende Schaltungskonfiguration kann beispielsweise derart erfolgen, dass die Spannung der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle gleich einer Spannung V_CC,off gesetzt wird und der wirksame Ausgangswiderstand Rgoff du/dt auf den für diesen Abschnitt optimierten Widerstände k2,1 und k2,2 gestellt bzw. gesteuert wird, etwa denjenigen mit dem kleineren Widerstandswert. Ein Abschnittswechseltrigger für einen Übertritt in das Deaktivierungsintervall DIII kann in der Erfüllung der Bedingung, dass die Gate-Spannung U_Gate kleiner ist als die Miller-Spannung U_g(mil) und/oder die Sens-Spannung Usens (di/dt) kleiner ist als eine kleine, ggf. negative Referenz- oder Triggerspannung Utrig,off1.
Die Triggerspannungen Utrigg,on und/oder Utrigg,off1 können einen geringen Spannungswert aufweisen, der bspw. 5%, 10% oder 15% der maximalen Gatespannung aufweisen. Ist die Vorrichtung bspw. ausgebildet, um den Steuer-Anschluss negativ vorzuspannen, so können die Triggerspannungen Utrigg,on und Utrigg,off1 auch einen negativen Spannungswert aufweisen.
Das Deaktivierungsintervall III (Abschnitt DIII) bestimmt die Stromabfallgeschwindigkeit dic/dt. Die Spannung U_ce steigt entsprechend der parasitären Induktivität des halbleiterbasierten Schalters auf einen Abschaltüberspannungswert UOV. Ein Ziel der entsprechenden Steuervorrichtung kann darin liegen, eine möglichst steile Flanke der Spannung U_Gate und/oder des Stroms I zu erhalten. Ferner kann ein Ziel darin liegen, gleichzeitig eine geringe Störabstrahlung sowie eine geringe Abschaltüberspannung zu erhalten. Eine mögliche Schaltungskonfiguration zum Erreichen dieses Ziels kann darin umgesetzt werden, dass die Spannung der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle im Bereich U_g(th) oder einer Spannung V_CC.off eingestellt wird, um ein sich verringerndes dic/dt zu erzielen. Von dem zunächst während des Abschnitts DII wirksamen Widerstand kann zu Beginn des Deaktivierungsintervalls DIII auf den für den Abschnitt DIII optimierten Widerstand, etwa derjenige mit dem größeren Widerstandswert, d. h. bspw. k2,2 umgeschaltet werden, so dass dieser wirksam ist. Ein Abschnittswechseltrigger zum Übertritt in das Deaktivierungsintervall DIV kann ausgelöst werden, wenn die Spannung U_g(t) kleiner ist als die Threshold-Spannung U_g(th) und/oder die Sens-Spannung Usens (di/dt) kleiner ist als die positive Triggerspannung +Utrig,off. Dafür kann die Steuervorrichtung ausgebildet sein, um zu überprüfen, ob eine Stromänderungsgeschwindigkeit (Stromabfallgeschwindigkeit) auftritt. Ferner ist die Steuervorrichtung ausgebildet, um einen Wert der Stromänderungsgeschwindigkeit mit der Triggerspannung oder einer anderen Referenzspannung verglichen.
Das Deaktivierungsintervall DIV (Abschnitt IV) bestimmt die Verzugszeit td2,off. Während dieser Zeit sinkt der Strom I auf seinen statischen Wert, beispielsweise 0 Ampere, 0,001 Ampere oder 0,01 Ampere. Ein Ziel der Steuerungsvorrichtung kann eine möglichst kurze Verzugszeit zur Verringerung der Schaltverluste und zur Verhinderung eines Wiedereinschaltens sein. Eine mögliche Schaltkonfiguration, die dies umsetzt, kann erhalten werden, wenn die Spannung der steuerbaren Deaktivierungs-Spannungsquelle auf einen Wert V_CC.off gesetzt wird und/oder beide Ausschaltwiderstände k2,1 und k2,2 wirksam sind, das bedeutet eine Parallelschaltung derselben in der entsprechenden steuerbaren Widerstandsschaltung eingestellt ist.
Alternativ kann in den Abschnitt DII, DIII oder DIV übergegangen werden, wenn ein entsprechendes Zeitintervall abgelaufen ist, etwa eine hinterlegte Zeitdauer bezüglich td,off, eine Zeitdauer des Abschnitts DII, oder DIII. Stellt die Steuervorrichtung fest, dass ein entsprechendes Regelungsziel des Abschnitts in einem Regelungsintervall erreicht ist, so kann eine Anpassung des Zeitintervalls erfolgen, etwa indem aktuelle Werte in dem Timingregister hinterlegt werden. Ferner kann darauf basierend in den nachfolgenden Abschnitt übergegangen werden. Alternativ kann eine Zeitdauer des Abschnitts DI, DII und/oder DIII auch verlängert werden, etwa, wenn das Regelungsziel nicht erreicht ist, d. h. eine Verlängerung oder eine Verkürzung der entsprechenden Zeitdauer kann bestimmt werden.
Gegenüber Verfahren im Stand der Technik ermöglicht ein derartiger bzw. derartige Abschnittswechseltrigger einen basierend auf Ereignissen (Events) getriggerten Eingriff in die Ablaufsteuerung. Das bedeutet, dass anders als reine zeitbasierte Steuerungen die Zustandssteuerung des halbleiterbasierten Schalters basierend auf erfassten Zuständen erfolgen kann. Dies kann als nachgeführte Regelung mit direktem Durchgriff für Abschnittswechselkorrekturen implementiert sein.
In anderen Worten ist ein Ziel des Deaktivierungsintervalls I (Abschnitt DI) eine maximale Treiberleistung, um die Ausschaltverzugszeit zu minimieren. In einem Deaktivierungsintervall II (Abschnitt DII) kann ein Ziel eine hohe definierte Treiberleistung sein, um das du/dt im gewünschten Bereich zu halten und gleichzeitig das Miller-Plateau schnellstmöglich zu durchlaufen, um Verluste zu minimieren. Im Deaktivierungsintervall III (Abschnitt DIII) kann ein Ziel eine angepasste Treiberleistung sein, um für jeden Betriebspunkt im gewünschten di/dt zu bleiben. Im Deaktivierungsintervall IV (Abschnitt DIV) kann ein Ziel eine maximale Treiberleistung sein, um die Tail-Phase schnellstmöglich zu durchlaufen und den sicheren OFF-Zustand zu erreichen. Das bedeutet, dass auch die Abschaltphase in vier Abschnitte unterteilt sein kann.
Ein Recycling der aus dem Steueranschluss empfangenen Ladungsträger gemäß dem zweiten Aspekt kann bspw. bis zum Ende des dritten Abschnitts DIII erfolgen. Alternativ kann eine Umschaltung auf die statische OFF-Spannung auch zu einem andern Zeitpunkt erfolgen, etwa während des dritten Abschnitts DIII. Dies kann zu einem schnelleren Erreichen der statischen AUS-Steuerspannung unter Reduzierung einer Konzentration der wiedergewonnenen Ladungsträger erfolgen. In anderen Worten kann ein Wechsel zwischen Quellspannung VCC und statischer AUS-Spannung VEE während des Abschnitts DIII zu einem beschleunigten Ausklingen führen bzw. die Regelgrenze für die maximal Stromsteilheit prinzipiell erhöht werden. Ein Wechsel zu Beginn oder innerhalb des Abschnitts DIV führt zu einem sanfteren Ausklingen und einem erhöhten Anteil restaurierter Energie.
Vorangegangen beschriebene Vorrichtungen und/oder Ansteuerungsmethoden sind geeignet für die geregelte Ansteuerung von MOSFET's und IGBT's in hartschaltenden Anwendungen in 2-Level oder Multi-Level-Topologien. Prinzipiell sind alle denkbaren Modul-Packages sowie kundenspezifische und/oder applikationsspezifische Aufbauversionen verwendbar. Es sind alle Spannungsklassen von wenigen 100 V bis zu Hochvolt(HV)-Applikationen, etwa in einem Bereich von mehr als 3,3 kV, mehr als 4,5 kV oder größer adressierbar. Die Lösung eignet sich auch für schnell schaltende Applikationen.
Die vorgestellten Ausführungsvarianten beschreiben eine Funktionseinheit aus digitalem Reglerkern, der mithilfe eines di/dt-Sensors als Rückkoppelpfad zur Laufzeit die Ein- und Abschaltflanke eines Leistungsschalters für jeden Arbeitspunkt optimal regelt. Dies kann beispielsweise mit mindestens einem resistiven Einschaltpfad in Kombination mit mindestens einer einstellbaren Spannungsquelle sowie mit mindestens einem resistiven Ausschaltpfad in Kombination mit mindestens einer einstellbaren Spannungsquelle/Senke erfolgen. In Ausführungsbeispielen dienen die Informationen aus dem di/dt-Sensor zur Anpassung der Ablaufzeiten, Steuerung der Schaltpfade und Regelung der einstellbaren Spannungsquellen/Senken. Ferner schaffen Ausführungsbeispiele eine gleichzeitige Regelmöglichkeit der Abschaltflanke und Rückspeisung der Ansteuerenergie beim Abschalten des halbleiterbasierten Schalters in eine allgemein verwendete Hilfsenergiequelle der GDU. Dies kann mit mindestens einem einstellbaren resistiven Ausschaltpfad in Kombination mit mindestens einer festen Hilfsenergiequelle realisiert werden.
Ferner beschreiben obige Ausführungsbeispiele gemäß dem dritten Aspekt eine Realisierung des di/dt-Sensors. Dieser ist in einer speziellen Ausführungsvariante ausgeführt. Ferner wird eine dynamische Gate-Spannungsgegenkopplung als Schutz gegen unerwünschtes (Wieder-)Einschalten aufgrund Miller-bedingter Rückkopplung von Spannungsänderungen am Leistungsschalter beschrieben. Eine derartige Realisierung kann durch eine Erfassung der Spannungsdifferenz zwischen Sollwert der Gate-Spannung und Istwert der Gate-Spannung am Leistungsschalter erfolgen und einem aktiven Schalter als Gegenkopplungspfad zur Reduzierung des Istwertes bereitgestellt werden.
Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar.
Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein. Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird.
Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahin gehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft. Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein.
Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist.
Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft. Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahin gehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahin gehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist.
Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.

Claims

Elektrische Schaltung mit: einem halbleiterbasierten Schalter (12; 12a–b) mit einem ersten Anschluss (36a) und einem zweiten Anschluss (36b) zum Leiten eines Leistungsstroms (I, Ic); einem Sensor (31; 31a–b) zur Erfassung einer Stromänderungsgeschwindigkeit (di/dt; dic/dt) des Leistungsstroms (I; Ic), der durch den halbleiterbasierten Schalter (12; 12a–b) fließt, wobei der Sensor (31; 31a–b) folgende Merkmale aufweist: eine isolierende Folie (32), die ausgebildet ist, um mit dem ersten oder zweiten Anschluss (36a–b) des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) verbunden zu werden; und eine Induktivität (34; 34a–d), die an der isolierenden Folie (32) an einer Seite derselben angeordnet ist, die gegenüberliegend von einer Seite ist, die während eines Messbetriebs des Sensors (31; 31a–b) dem ersten oder zweiten Anschluss (36a, 36b) des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) zugewandt angeordnet ist, um ein durch den Leistungsstrom (I; Ic) erzeugtes magnetisches Feld (38) zu erfassen, und um ein Messspannung (42) basierend auf dem erfassten magnetischen Feld (38) bereitzustellen; wobei die Induktivität (34; 34a–d) während des Messbetriebs zumindest durch die isolierende Folie (32) von dem ersten oder zweiten Anschluss (36a, 36b) beabstandet ist, so dass eine berührungslose Messung der Stromänderungsgeschwindigkeit (di/dt; dic/dt) durch den Sensor (31; 31a–b) ermöglicht ist; wobei die isolierende Folie (32) ferner einen Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) aufweist; und wobei der erste oder zweite Anschluss (36a–b) des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) mit dem Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) der isolierenden Folie (32) verbunden ist.
Elektrische Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der die Induktivität (34; 34a–d) zumindest eine Vorzugsrichtung (44) aufweist, in der eine Sensitivität der Induktivität (34; 34a–d) gegenüber dem erfassten magnetischen Feld (38) maximal ist, wobei die Induktivität (34; 34a–d) mit einer Orientierung gegenüber der Vorzugsrichtung (44) an der isolierenden Folie (32) angeordnet ist, bei der die Vorzugsrichtung (44) innerhalb eines Toleranzbereiches senkrecht zu einer Richtung des Leistungsstroms (I; Ic) angeordnet ist, wenn dieser fließt.
Elektrische Schaltung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der der Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) eine Aussparung der isolierenden Folie (32) aufweist, wobei die isolierende Folie (32) die Aussparung zumindest teilweise umschließt.
Elektrische Schaltung gemäß einem der vorangegangenen Ansprüche, bei der erste oder zweite Anschluss (36a–b) des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a, 12b) mit einem Stromleiter (47) verbunden ist, wobei der Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) den Stromleiter (47) zumindest teilweise umschließt.
Elektrische Schaltung gemäß Anspruch 4, bei der der erste oder zweite Anschluss (36a–b) mittels einer Schraubverbindung mit dem Stromleiter (47) verbunden ist, wobei der Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) des Sensors (31; 31a–b) ein Schraubloch ist, und wobei der Sensor (31; 31a–b) zwischen einem ersten (46) und einem zweiten Element der Schraubverbindung angeordnet ist und mittels der Schraubverbindung fixiert ist.
Elektrische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei der die isolierende Folie (32) des Sensor (31; 31a–b) zumindest ein Anschlussterminal (166a–d) aufweist, das beabstandet von dem Befestigungsabschnitt (45; 45a–b) und beabstandet von der Induktivität (34; 34a–d) angeordnet ist, wobei der Sensor (31; 31a–b) ausgebildet ist, um das Messspannung (42) an dem zumindest einen Anschlussterminal (166a–d) bereitzustellen und wobei der Sensor (31; 31a–b) eine Messleitung (49) aufweist, die mit dem Anschlussterminal (166a–d) mechanisch und elektrisch fest verbunden ist.
Elektrische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, die zumindest eine Zener-Diode (114, 118) umfasst, die mit einem steuerbaren Schalter (115, 119) verschaltet ist, und ausgebildet ist, um den steuerbaren Schalter (115, 119) in einen geschlossenen Zustand zu schalten, wenn die Zener-Diode (114, 118) leitend ist, wobei der steuerbare Schalter (115, 119) ausgebildet ist, um in dem geschlossenen Zustand einen Steuer-Anschluss des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) mit einem Gegenkopplungspotential (V_CC, V_EE) zu verbinden, wobei die Zener-Diode (114, 118) mit dem Sensor (31; 31a–b) verbunden ist, so dass die Messspannung (42) des Sensors (31; 31a–b) an der Zener-Diode anlegbar ist, wobei die Zener-Diode (114, 118) eine Durchbruchspannung aufweist, die einem Schwellwert (–Utrig,off, +Utrig,on) im Wesentlichen entspricht, so dass das Gegenkopplungspotential an dem Steueranschluss wirksam ist, wenn die Messspannung (42) den Schwellwert unterschreitet oder überschreitet.
Elektrische Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, die eine Steuervorrichtung (56) umfasst, die ausgebildet ist, um den halbleiterbasierten Schalter (12; 12a–b) basierend auf dem Messspannung (42) zu steuern.
Elektrische Schaltung gemäß Anspruch 8, bei der zwischen der Steuervorrichtung (56) und dem Sensor (31; 31a–b) eine Anpassungsschaltung (94) angeordnet ist, die ausgebildet ist, um eine Amplitude der Messspannung (42) zu verändern.
Vorrichtung zum Schalten eines halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) mit folgenden Merkmalen: einer elektrischen Schaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprüche; einer steuerbaren Spannungsquelle (16; 26; 66, 84), die ausgebildet ist, um ein zeitvariantes Spannungspotential bereitzustellen; einer steuerbaren Widerstandsschaltung (18; 74, 82), die zumindest zwei parallel geschaltete ohmsche Widerstände (k1,1, k1,2; k2,1, k2,2) aufweist, die in zumindest drei Widerstandswerte der Parallelschaltung steuerbar sind; einer Steuervorrichtung (24; 26; 56), die ausgebildet ist, um die steuerbare Spannungsquelle (16; 26; 66, 84) und die steuerbare Widerstandsschaltung (18; 74, 82) unabhängig voneinander basierend auf dem Messspannung (42) zu steuern.
Vorrichtung gemäß Anspruch 10, bei der das zeitvariante Spannungspotential galvanisch mit einem Versorgungspotential (U_S) der Steuervorrichtung (24; 26; 56) gekoppelt ist und einen geringeren Potentialwert aufweist als eine Schwellenspannung (U_g(th)) des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b), wobei die Steuervorrichtung (24; 26; 56) ausgebildet ist, um während eines Passivierungsvorgangs, während welchem ein Zustand des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) basierend auf einer reduzierten Konzentration von Ladungsträgern, die in einer Steuer-Kapazität des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a–b) gespeichert sind, verändert wird, die steuerbare Spannungsquelle (26; 84) so zu steuern, dass basierend auf dem bereitgestellten zeitvarianten Spannungspotential Ladungsträger, die in der Steuer-Kapazität gespeichert sind, aus der Steuer-Kapazität abfließen und basierend auf der galvanischen Kopplung zu einem Betrieb der Steuervorrichtung (24; 26; 56) beitragen.
Vorrichtung gemäße Anspruch 10 oder 11, bei der die Steuervorrichtung (24; 26; 56) ferner ausgebildet ist, um basierend auf dem Messspannung (42) eine weitere steuerbare Widerstandschaltung (18; 74, 82), die zumindest zwei parallel geschaltete ohmsche Widerstände (k1,1, k1,2; k2,1, k2,2) aufweist, die in zumindest drei Widerstandswerte der Parallelschaltung steuerbar sind, und eine weitere steuerbare Spannungsquelle (16; 26; 66, 84) zeitvariant zu steuern, um während eines Aktivierungszeitintervalls (AI, AII, AIII, AIV), in welchem eine Konzentration von Ladungsträgern in einer Steuerkapazität des halbleiterbasierten Schalters (12; 12a, 12b) erhöht wird, basierend auf der Messspannung (42) einen Anstieg der Konzentration von Ladungsträgern zu steuern, und wobei die Steuervorrichtung (24; 26; 56) ausgebildet ist, um während eines Passivierungszeitintervalls (DI, DII, DIII, DIV), in welchem die Konzentration von Ladungsträgern reduziert wird, einen Abfall der Konzentration basierend auf der Messspannung (42) zu steuern.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 10–12, bei der die Steuervorrichtung (24; 26; 56) ausgebildet ist, um in einem ersten Regelungsintervall (k) die Messspannung (42) mit einem Sollwert zu vergleichen, um ein Vergleichsergebnis zu erhalten, und um in einem zweiten Regelungsintervall (k + 1), das auf das erste Regelungsintervall (k) folgt, die steuerbare Spannungsquelle (16; 26; 66, 84) und die steuerbare Widerstandschaltung (18; 74, 82) basierend auf dem Vergleichsergebnis anzusteuern.
Vorrichtung gemäß Anspruch 13, bei der die Steuervorrichtung (24; 26; 56) ausgebildet ist, um während des Regelungsintervalls (k) Informationen (td1,on, Δtconf,mil, td2,on; td,off) bezüglich einer Zeitdauer eines aktuellen Regelungsintervalls (AI-IV; DI-IV) basierend auf dem Vergleichsergebnis zu bestimmen und um einen Wechsel zwischen Abschnitten (AI-IV; DI-IV) basierend auf dem Vergleichsergebnis auszuführen.