DE112012007247T5

DE112012007247T5 - Ansteuerschaltung für ein Schaltelement, Leistungsmodul und Kraftfahrzeug

Info

Publication number: DE112012007247T5
Application number: DE112012007247.2T
Authority: DE
Inventors: Kazuaki Hiyama
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-12-21
Filing date: 2012-12-21
Publication date: 2015-10-08
Anticipated expiration: 2032-12-22
Also published as: CN104871417A; WO2014097486A1; JPWO2014097486A1; KR20150087357A; US9461640B2; KR20170018466A; KR101723358B1; US20150318850A1; CN104871417B; DE112012007247B4

Abstract

Die vorliegende Erfindung dient zur Bereitstellung einer Technologie zum Erzielen einer Verbesserung einer Schalteigenschaft eines Schaltelements vom spannungsgesteuerten Typ und zur Unterdrückung eines Kurzschlussstroms mit einer relativ kleinen Montagefläche. Eine Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gibt eine Spannung an das Schaltelement aus unter Verwendung einer Spannungsausgabeeinheit, die als Verstärkerschaltung konfiguriert ist, mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1, um das Schaltelement anzusteuern. Wenn das Schaltelement eingeschaltet wird, wird der Spannungsausgabeeinheit eine Einschaltspannung zugeführt mit einem Wert, der höher ist als eine Schwellenspannung des Schaltelements und niedriger ist als ein Wert einer Spannung einer Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung. Nach Ablauf einer Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer wird eine der Spannungsausgabeeinheit zugeführte Spannung durch eine Spannungsschalteinheit auf die Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung geschaltet.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltelement-Ansteuerschaltung, die eine Leistungsvorrichtung vom spannungsgesteuerten Typ und dergleichen ansteuert, die in einer Leistungsvorrichtungsschaltung wie beispielsweise einer integrierten Leistungsschaltung (IC) als Schaltelemente zum Schalten einer Ausgabe eingesetzt sind, und bezieht sich des Weiteren auf ein Leistungsmodul und ein Kraftfahrzeug, die jeweils die Schaltelement-Ansteuerschaltung enthalten.
Verwandter Stand der Technik
Eine Invertervorrichtung ist mit einer Leistungsvorrichtungsschaltung wie beispielsweise einer Brückenschaltung ausgestattet. Die Brückenschaltung enthält eine Vielzahl von Schaltelementen. Als Schaltelemente werden für gewöhnlich Schaltelemente vom spannungsgesteuerten Typ (nachfolgend auch als ”Spannungssteuertypschaltelemente” bezeichnet) verwendet, wie beispielsweise bipolare Transistoren mit isoliertem Gate (Abkürzung: IGBTs) und Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (Abkürzung: MOSFETs).
Eine Schaltung, die eine Gatespannung eines Spannungssteuertypschaltelements steuert, wird als Schaltelement-Ansteuerschaltung bezeichnet (nachfolgend auch einfach als ”Ansteuerschaltung” bezeichnet). Die Ansteuerschaltung führt ein Schalten des Spannungssteuertypschaltelements durch.
Wie im Patentdokument 1 offenbart, gibt die Ansteuerschaltung beispielsweise eine Energieversorgungsspannung der Ansteuerschaltung beim Einschalten des Spannungssteuertypschaltelements (nachfolgend auch als ”Schaltelement” bezeichnet) aus, und gibt beim Abschalten des Schaltelements eine Spannung von 0V oder eine negative Spannung aus. Die Ansteuerschaltung umfasst einen Gatewiderstand und ist über den Gatewiderstand mit dem Gate des Schaltelements verbunden.
Eine Erhöhung des Widerstands des Gatewiderstands verringert Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten einer Gatespannung, bei der es sich um eine an das Gate des Schaltelements angelegte Spannung handelt, was zu einer Verringerung der Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements führt. Andererseits erhöht eine Verringerung des Widerstandswerts des Gatewiderstands die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit der Gatespannung, was zu einer Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements führt. Die Ansteuerschaltung kann somit die Schaltgeschwindigkeit des Schaltelements unter Verwendung des Gatewiderstands steuern.
Ansteuerschaltungen zur Verbesserung der Schalteigenschaften von Schaltelementen und zur Unterdrückung von Kurzschlussströmen sind beispielsweise in den Patentdokumenten 2–7 offenbart. So offenbart z. B. das Patentdokument 2 eine Ansteuerschaltung, bei der eine einschaltseitige Schaltung, die eine Einschaltoperation eines Schaltelements durchführt, und eine ausschaltseitige Schaltung, die eine Ausschaltoperation des Schaltelements durchführt, jeweils mit zwei Gateansteuerelementen und einer Verzögerungsschaltung ausgestattet sind, und die Verzögerungsschaltung schaltet zwischen den Gateansteuerelementen zum Zwecke der Verringerung eines Schaltverlusts des Schaltelements. In der nachfolgenden Beschreibung werden die Gateansteuerelemente der einschaltseitigen Schaltung auch als ”Einschaltseitengateansteuerelemente” bezeichnet, und die Gateansteuerelemente der ausschaltseitigen Schaltung auch als ”Ausschaltseitengateansteuerelemente” bezeichnet.
Wenn das Schaltelement eingeschaltet wird, verringert die im Patentdokument 2 offenbarte Ansteuerschaltung zunächst eine Gatespannung graduell über ein erstes Einschaltseitengateansteuerelement und einen Gatewiderstand der einschaltseitigen Schaltung. Die Ansteuerschaltung führt dem Gate des Schaltelements dann eine an ein zweites Einschaltseitengateansteuerelement angelegte Spannung mit einer durch die vorgenannte Verzögerungsschaltung verursachten Verzögerung zu, um die Gatespannung auf eine Spannung im stationären Zustand zu erhöhen.
Wird das Schaltelement ausgeschaltet, so verringert die im Patentdokument 2 offenbarte Ansteuerschaltung die Gatespannung graduell über ein erstes Ausschaltseitengateansteuerelement und einen Gatewiderstand der ausschaltseitigen Schaltung. Dann verringert die Ansteuerschaltung die Gatespannung auf Massepotential mit einer Verzögerung durch Verwendung der vorgenannten Verzögerungsschaltung und eines zweiten Ausschaltseitengateansteuerelements.
D. h., die im Patentdokument 2 beschriebene Ansteuerschaltung erhöht die Gatespannung des Schaltelements in zwei Stufen durch zeitabhängiges Umschalten zwischen einer Vielzahl von Gateansteuerelementen beim Einschalten des Schaltelements, und verringert die Gatespannung des Schaltelements zeitabhängig in zwei Stufen durch Umschalten zwischen einer Vielzahl von Gateansteuerelementen beim Ausschalten des Schaltelements. Die Gatespannung wird dadurch graduell geändert.
Strahlungsrauschen wird durch graduelles Ändern der Gatespannung gemäß vorstehender Beschreibung verringert. Des Weiteren werden Schaltverluste durch Unterdrücken einer Einschaltzeit verringert, bei der es sich um eine für das Umschalten von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand des Schaltelements erforderliche Zeitdauer handelt, und eine Ausschaltzeit, bei der es sich um eine für das Umschalten von dem Ein-Zustand in den Aus-Zustand des Schaltelements erforderliche Zeitdauer handelt.
Das Patentdokument 7 offenbart eine Ansteuerschaltung, bei der eine Energieversorgungsspannung oder eine Eingangsspannung zwischen einer einschaltseitigen Schaltung und einer ausschaltseitigen Schaltung variiert wird, um zusätzlich zur Reduktion von Schaltverlusten auch eine Unterdrückung eines Zweigkurzschlussstroms und eines Lastkurzschlussstroms im Falle einer Brückenschaltung von Schaltelementen zu erzielen. Die im Patentdokument 7 offenbarte Ansteuerschaltung schaltet das Schaltelement mit einer relativ niedrigen Spannung unter Verwendung der einschaltseitigen Schaltung ein, wodurch der Zweigkurzschlussstrom und der Lastkurzschlussstrom unterdrückt werden.
Dokumente des Stands der Technik
Patentdokumente

Patentdokument 1: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 4-29558
Patentdokument 2: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2001-37207
Patentdokument 3: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2000-232347
Patentdokument 4: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2003-189593
Patentdokument 5: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2000-253646
Patentdokument 6: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2003-319638
Patentdokument 7: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2012-186998

Zusammenfassung der Erfindung
Durch die Erfindung zu lösende Probleme
Die in den Patentdokumenten 2 bis 7 offenbarten Ansteuerschaltungen enthalten jeweils eine Vielzahl von Gateansteuerelementen zum Schalten eines Gatewiderstands oder einer Gatespannung bspw. zum Zwecke einer Verbesserung der Schalteigenschaften eines Schaltelements und eines Unterdrückens eines Kurzschlussstroms.
Bei einem Gateansteuerelement ist es erforderlich, eine Ansteuerfähigkeit von ungefähr mehreren Ampere bereitzustellen, um dem Gate des Schaltelements einen Strom zum Laden und Entladen zuzuführen, und es weist somit eine der Ansteuerfähigkeit entsprechende Plättchengröße, d. h. Chipfläche, auf. Dies führt zum Problem einer Erhöhung der Chipgröße, einer Erwärmung und einer Erhöhung der Herstellungskosten eines IC, falls eine Vielzahl von Gateansteuerelementen in einem einzelnen IC integriert sind.
Zur Vermeidung dieses Problems werden diskrete Halbleiterelemente, wie beispielsweise Transistoren, die nicht in einem IC integriert sind, als Gateansteuerelemente verwendet, falls eine Vielzahl von Gateansteuerelementen eingesetzt werden. Die Verwendung diskreter Halbleiterelemente als Gateansteuerelemente führt jedoch zu einem Problem dahingehend, dass die Montagefläche einer Ansteuerschaltung mit zunehmender Zahl diskreter Halbleiterelemente vergrößert ist und die Ansteuerschaltung möglicherweise nicht auf eine Schaltungsplatine passt, auf der die Ansteuerschaltung montiert werden soll.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltelement-Ansteuerschaltung bereitzustellen, mittels der eine Verbesserung der Schalteigenschaften eines Schaltelements vom spannungsgesteuerten Typ und eine Unterdrückung eines Kurzschlussstroms bei relativ kleiner Montagefläche erreicht werden kann, und des Weiteren ein Leistungsmodul und ein Kraftfahrzeug bereitzustellen, die jeweils die Schaltelement-Ansteuerschaltung enthalten.
Mittel zur Lösung des Problems
Ein Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltelement-Ansteuerschaltung, die ein Schaltelement vom spannungsgesteuerten Typ ansteuert, wobei das Schaltelement durch Anlegen einer Spannung größer oder gleich einer Schwellwertspannung einer Steuerelektrode von einem Aus-Zustand in einen Ein-Zustand geschaltet wird, wobei die Schaltelement-Ansteuerschaltung umfasst: eine Spannungsausgabeeinheit zum Ausgeben einer Spannung an das Schaltelement; und eine Spannungsschalteinheit zum Schalten einer der Spannungsausgabeeinheit zugeführten Spannung, wobei die Spannungsausgabeeinheit als eine Verstärkerschaltung mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1 ausgestaltet ist, wobei die Spannungsschalteinheit der Spannungsausgabeeinheit beim Durchführen einer Einschaltoperation des Umschaltens des Schaltelements von dem Aus-Zustand in den Ein-Zustand eine Einschaltspannung zuführt mit einem Wert, der höher ist als die Schwellwertspannung des Schaltelements und niedriger ist als ein Wert einer Spannung einer Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung, und die der Spannungsausgabeeinheit zugeführte Spannung auf die Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung umschaltet, wenn eine vorbestimmte Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer seit dem Bereitstellen der Einschaltspannung verstrichen ist.
Ein Leistungsmodul gemäß der vorliegenden Erfindung enthält eine Leistungsvorrichtungsschaltung, die umfasst: die Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; und das durch Schaltelement-Ansteuerschaltung angesteuerte Schaltelement.
Ein Kraftfahrzeug gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: die Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung; und eine Invertervorrichtung, die das Schaltelement aufweist und einen Motor ansteuert.
Wirkungen der Erfindung
Gemäß der Schaltelement-Ansteuerschaltung nach der vorliegenden Erfindung wird der Spannungsausgabeeinheit beim Durchführen der Einschaltoperation des Umschaltens des Schaltelements von dem Aus-Zustand in den Ein-Zustand eine Einschaltspannung zugeführt, und die Spannungsschalteinheit schaltet dann nach Ablauf der Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer die der Spannungsausgabeeinheit zugeführte Spannung auf die Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung um. Als Resultat kann bei der Einschaltoperation des Schaltens des Schaltelements von dem Aus-Zustand in den Ein-Zustand nach der vorübergehenden Ausgabe der Einschaltspannung von der Spannungsausgabeeinheit zu dem Schaltelement die Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung ausgegeben werden. Da der Wert der Einschaltspannung höher ist als die Schwellspannung des Schaltelements und niedriger ist als der Wert der Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung, kann ein Kurzschlussstrom beim Einschalten auf einen geringen Wert unterdrückt werden.
Darüber hinaus kann die Spannungsschalteinheit auf einfache Weise integriert werden. Da der Spannungsverstärkungsfaktor der Spannungsausgabeeinheit 1 beträgt, kann die Spannungsausgabeeinheit mit relativ wenigen Schaltungskomponenten aufgebaut werden. Die Schalteigenschaften des Schaltelements und die Unterdrückung des Kurzschlussstroms können somit mit einer relativ kleinen Montagefläche erreicht werden.
Gemäß dem Leistungsmodul nach der vorliegenden Erfindung können Schalteigenschaften des Schaltelements und Unterdrückung des Kurzschlussstroms mit einer relativ kleinen Montagefläche erreicht werden.
Gemäß dem Kraftfahrzeug nach der vorliegenden Erfindung kann eine Zerstörung des in der Invertervorrichtung enthaltenen Schaltelements verhindert und ein Fehlverhalten der Invertervorrichtung kann verhindert werden.
Diese und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen ersichtlicher.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 10 mit einer Ansteuerschaltung 1, die einer Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß Ausführungsbeispiel 1 der vorliegenden Erfindung entspricht.
2 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der in 1 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 10.
3 zeigt gemessene Signalverläufe beim Einschalten in einer Schaltelement-Ansteuerschaltung 81 gemäß einer zugrunde liegenden Technologie.
4 zeigt gemessene Signalverläufe beim Einschalten in der Schaltelement-Ansteuerschaltung 1 gemäß Ausführungsbeispiel 1 der vorliegenden Erfindung.
5 zeigt einen Zweigkurzschluss.
6 zeigt ein Diagramm zum Beschreiben eines Mechanismus zum Erzeugen von Rauschen in einem Gateansteuersignal.
7 zeigt ein Beispiel eines Spannungssignalverlaufs eines Gateansteuersignals mit überlagertem Rauschen.
8 zeigt einen Kurvenverlauf eines Beispiels für eine Ausgangscharakteristik eines IGBT Q3.
9 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 40 mit einer Ansteuerschaltung 35, bei der es sich um eine Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß Ausführungsbeispiel 2 der vorliegenden Erfindung handelt.
10 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der in 9 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 40.
11 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 50 mit einer Ansteuerschaltung 61, bei der es sich um eine Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß Ausführungsbeispiel 3 der vorliegenden Erfindung handelt.
12 zeigt ein mit der Ansteuerschaltung 61 ausgestattetes Kraftfahrzeug 60 gemäß Ausführungsbeispiel 4 der vorliegenden Erfindung.
13 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 80 mit der Schaltelement-Ansteuerschaltung 81 gemäß der zugrunde liegenden Technologie.
14 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der in 13 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 80.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
[Zugrunde liegende Technologie]
Vor der Beschreibung einer Schaltelement-Ansteuerschaltung in Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wird eine Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß einer der vorliegenden Erfindung zugrunde liegenden Technologie beschrieben. 13 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 80 mit einer Schaltelement-Ansteuerschaltung 81 gemäß der zugrunde liegenden Technologie. Die Leistungsvorrichtungsschaltung 80 umfasst eine Leistungsvorrichtung Q33, bei der es sich um ein Schaltelement des spannungsgesteuerten Typs handelt, und die Schaltelement-Ansteuerschaltung 81 (nachfolgend einfach auch als ”Ansteuerschaltung” bezeichnet), die die Leistungsvorrichtung Q33 ansteuert.
In der zugrunde liegenden Technologie handelt es sich bei der Ansteuerschaltung 81 um eine Ansteuerschaltung, die das Gate der Leistungsvorrichtung Q33 ansteuert, bei der es sich um das Schaltelement vom spannungsgesteuerten Typ handelt, und die Leistungsvorrichtung Q33 ist ein bipolarer Transistor mit isoliertem Gate (Abkürzung: IGBT). In der nachfolgenden Beschreibung wird die Leistungsvorrichtung Q33 auch als ”IGBT Q33” bezeichnet.
Die Ansteuerschaltung 81 umfasst einen Pufferverstärker 82, eine Energieversorgung VCC, einen NPN-Bipolartransistor (nachfolgend einfach als ”NPN-Transistor” bezeichnet) Q31, einen PNP-Bipolartransistor (nachfolgend einfach als ”PNP-Transistor” bezeichnet) Q32, einen ersten Gatewiderstand R31 und einen zweiten Gatewiderstand R32. Der NPN-Transistor Q31 und der PNP-Transistor Q32 entsprechen Gateansteuerelementen.
Ein Gateansteuersignal GDS wird in einen Eingangsanschluss des Pufferverstärkers 82 eingegeben. Der Pufferverstärker 82 ist mit der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 81 und mit Masse verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Pufferverstärkers 82 ist mit der Basis des NPN-Transistors Q31 und der Basis des PNP-Transistors Q32 verbunden. Die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q31 und des PNP-Transistors Q32 sind miteinander verbunden.
Der Kollektor des NPN-Transistors Q31 ist mit der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 81 verbunden. Der Emitter des NPN-Transistors Q31 ist mit dem Gate des IGBT Q33 über den ersten Gatewiderstand R31 verbunden. Der Emitter des PNP-Transistors Q32 ist mit dem Gate des IGBT Q33 über den zweiten Gatewiderstand R2 verbunden. Der Kollektor des PNP-Transistors Q32 ist mit Masse verbunden.
Der Kollektor des IGBT Q33 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden. Der Kollektor des IGBT Q33 gibt ein Ausgangssignal OPT an dem Ausgangsanschluss aus. Der Emitter des IGBT Q33 ist mit Masse verbunden.
Die Ansteuerschaltung 81 führt ein Schalten des IGBT Q33 durch. Die Ansteuerschaltung 81 gibt beim Einschalten eine Spannung der Energieversorgung der Ansteuerschaltung 81 aus, und gibt beim Ausschalten eine Spannung von 0V oder eine negative Spannung aus.
Eine Erhöhung des Widerstands des ersten und zweiten Gatewiderstands R31 und R32 verringert die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten der Gatespannung des IGBT Q33, was zu einer Verringerung der Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q33 führt. Eine Verringerung des Widerstands des ersten und zweiten Gatewiderstands R31 und R32 erhöht die Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeiten der Gatespannung des IGBT Q33, was zu einer Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q33 führt. Die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q33 kann somit unter Verwendung der ersten und zweiten Gatewiderstände R31 und R32 gesteuert werden.
In der Ansteuerschaltung 81 führt der NPN-Transistor Q31 eine Einschaltoperation des IGBT Q33 durch, und der PNP-Transistor Q32 führt eine Ausschaltoperation des IGBT Q33 durch.
Beim Einschalten des IGBT Q33 schaltet die Ansteuerschaltung 81 den NPN-Transistor Q31 in einen eingeschalteten Zustand, schaltet den PNP-Transistor Q32 in einen ausgeschalteten Zustand und führt die Spannung der Energieversorgung VCC über den ersten Gatewiderstand R31 zu, um die Gatespannung des IGBT Q33 auf eine Spannung in einem stationären Zustand zu erhöhen.
Beim Abschalten des IGBT Q33 schaltet die Ansteuerschaltung 81 den NPN-Transistor Q31 in einen ausgeschalteten Zustand, schaltet den PNP-Transistor Q32 in einen eingeschalteten Zustand und verringert die Gatespannung des IGBT Q33 über den zweiten Gatewiderstand R32 nach Massepotential.
14 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der in 13 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 80. Die horizontale Achse in 14 repräsentiert die Zeit.
Wenn das Gateansteuersignal GDS von einem Aus-Signal (AUS) zum Zeitpunkt t41 auf ein Ein-Signal (EIN) umschaltet, so schaltet ein Signalpegel einer Spannung (nachfolgend als ”Gateansteuerelementeingangsspannung GDIV” bezeichnet), die an den NPN-Transistor Q31 und den PNP-Transistor Q32 angelegt wird, bei denen es sich um Gateansteuerelemente handelt, von einem niedrigen Pegel (L) auf einen hohen Pegel (H) um, insbesondere auf einen Spannungswert (in 14 als ”VCC” gezeigt) der Energieversorgung VCC.
Als Resultat wird der NPN-Transistor Q31 in den eingeschalteten Zustand geschaltet, der PNP-Transistor Q32 in den ausgeschalteten Zustand geschaltet, und die Spannung der Energieversorgung VCC wird über den ersten Gatewiderstand R31 an den IGBT Q33 angelegt, so dass die Gatespannung VGE des IGBT Q33 zum Zeitpunkt t41 anzusteigen beginnt. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 erhöht sich somit auf einen ersten Gatespannungswert GV11. Wenn die Gatespannung VGE des IGBT Q33 den ersten Gatespannungswert GV11 zum Zeitpunkt t42 erreicht, wird die Gatespannung VGE des IGBT Q33 während einer Spiegelperiode MP11 vom Zeitpunkt t42 bis zum Zeitpunkt t43 auf dem ersten Gatespannungswert GV11 beibehalten.
Zum Zeitpunkt t43, wenn die Spiegelperiode MP11 des IGBT Q33 endet, beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q33 sich wieder zu erhöhen. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 steigt auf den Spannungswert der Energieversorgung VCC, bei dem es sich um einen zweiten Gatespannungswert GV12 handelt.
Zum Zeitpunkt t44 erreicht die Gatespannung VGE des IGBT Q33 den zweiten Gatespannungswert GV12. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 wird während einer Einschaltperiode vom Zeitpunkt t44 bis zum Zeitpunkt t45 auf dem zweiten Gatespannungswert GV12 beibehalten.
Wenn das Gateansteuersignal GDS zum Zeitpunkt t45 von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet, so schaltet der Signalpegel der Gateansteuerelementeingangsspannung GDIV von dem H-Pegel auf den L-Pegel um, insbesondere auf Massepotential (0V). Als Resultat wird der NPN-Transistor Q31 in den ausgeschalteten Zustand geschaltet, der PNP-Transistor Q32 in den eingeschalteten Zustand, und die Gatespannung VGE des IGBT Q33 beginnt sich über den zweiten Gatewiderstand R32 zu verringern. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 sinkt somit auf den ersten Gatespannungswert GV11 ab.
Zum Zeitpunkt t46 erreicht die Gatespannung VGE des IGBT Q33 den ersten Gatespannungswert GV11. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 wird während einer Spiegelperiode MP12 vom Zeitpunkt t46 bis zum Zeitpunkt t47 auf dem ersten Gatespannungswert GV11 beibehalten. Zum Zeitpunkt t47, wenn die Spiegelperiode MP12 endet, beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q33 wieder zu sinken. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 sinkt auf Massepotential, d. h., 0V.
Zum Zeitpunkt t48 erreicht der Gatespannungswert der Gatespannung VGE des IGBT Q33 0V. Die Gatespannung VGE des IGBT Q33 wird während einer Aus-Zustandsperiode vom Zeitpunkt t48 bis zum Zeitpunkt t49 auf 0V beibehalten.
Wenn das Gateansteuersignal GDS im Zeitpunkt t49 wieder von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal umschaltet, so schaltet der Signalpegel der Gateansteuerelementeingangsspannung GDIV von dem L-Pegel auf den H-Pegel, und die Gatespannung VGE des IGBT Q33 beginnt anzusteigen. Nachdem die Gatespannung VGE des IGBT Q33 im Zeitpunkt t50 auf den ersten Gatespannungswert GV11 angestiegen ist, wird die Gatespannung VGE des IGBT Q33 während der Spiegelperiode MP11 vom Zeitpunkt t50 bis zum Zeitpunkt t51 auf dem ersten Gatespannungswert GV11 beibehalten.
Zum Zeitpunkt t51, wenn die Spiegelperiode MP11 endet, beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q33 wieder anzusteigen und erhöht sich, bis sie im Zeitpunkt t52 wieder den zweiten Gatespannungswert GV12 erreicht. Nach dem Zeitpunkt t49 wird die Operation vom Zeitpunkt t41 bis zum Zeitpunkt t49 gemäß vorstehender Beschreibung wiederholt.
Im Folgenden werden die Spiegelperioden MP11 und MP12 beschrieben. Unmittelbar nach dem Einschalten und unmittelbar nach dem Ausschalten des Schaltelements sind Spiegelperioden MP11 und MP12 vorhanden, während denen die Gatespannung VGE auf einem konstanten Wert beibehalten wird. Während den Spiegelperioden MP11 und MP12 ändert sich eine Rückkopplungskapazität zwischen dem Kollektor und dem Emitter mit abnehmender Kollektorspannung und ein durch die Änderung verursachter Verschiebungsstrom fließt von dem Gate in Richtung der Rückkopplungskapazität. Somit fließt in der in 13 gezeigten Ansteuerschaltung 81 ein Gatestrom von der Ansteuerschaltung 81 zum Gate des IGBT Q33 und es ergibt sich während der Spiegelperioden MP11 und MP12 eine im Wesentlichen konstante Gatespannung.
Die Dauer der Spiegelperioden MP11 und MP12 beträgt ungefähr einige Mikrosekunden. Die Dauer der Spiegelperioden MP11 und MP12 kann unter Verwendung einer Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 81 und des Widerstands der Gatewiderstände R31 und R32 zu einem gewissen Grad verändert werden. Insbesondere ergibt sich beim Einschalten eine kürzere Spiegelperiode MP11, wenn der Gatestrom durch Erhöhung der Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 81 oder durch Verringern des Widerstands des Gatewiderstands R31 erhöht wird. Andererseits ergibt sich eine längere Spiegelperiode MP11, wenn der Gatestrom durch Verringern der Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 81 oder durch Erhöhung des Widerstands des Gatewiderstands R31 verringert wird.
Der zwischen dem Emitter und dem Kollektor des IGBT Q33 fließende Kollektorstrom I_C steigt mit einer Erhöhung der Gatespannung VGE während einer Periode (t41 bis t42) des Übergangs der Gatespannung VGE von 0V nach GV11 innerhalb einer Einschaltperiode signifikant an, und somit treten eine Spannungsspitze und ein Strahlungsrauschen, die durch die Änderung des Kollektorstroms I_C hervorgerufen werden, hauptsächlich während der Periode vom Zeitpunkt t41 bis zum Zeitpunkt t42 auf.
Um die Spannungsspitze und das Strahlungsrauschen zu unterdrücken, muss die Geschwindigkeit, mit der sich die Gatespannung VGE während der Periode vom Zeitpunkt t41 bis zum Zeitpunkt t42 erhöht, verringert werden.
Die Geschwindigkeit, mit der die Gatespannung VGE während der Periode vom Zeitpunkt t41 bis zum Zeitpunkt t42 ansteigt, kann bei der zugrunde liegenden Technologie durch Erhöhung des Gatewiderstands R31 in der Ansteuerschaltung 81 verringert werden. Dabei verlängern sich jedoch auch die Spiegelperiode MP11 vom Zeitpunkt t42 bis zum Zeitpunkt t43 und eine Periode vom Zeitpunkt t43 bis zum Zeitpunkt t44, und die Einschaltperiode vom Zeitpunkt t41 bis zum Zeitpunkt t44 wird länger, was zu einer Erhöhung der Einschaltverluste führt.
In der Ansteuerschaltung 81 gemäß der zugrunde liegenden Technologie wird der NPN-Transistor Q31, der ein Gateansteuerelement darstellt, beim Durchführen der Einschaltoperation des IGBT Q33 eingeschaltet und die Gatespannung des IGBT Q33 steigt über den Gatewiderstand R31 auf den Spannungswert der Energieversorgung VCC an, um den IGBT Q33 in den eingeschalteten Zustand zu schalten.
In diesem Fall verkürzen sich jeweils die Periode, in der die Gatespannung des IGBT Q33 von 0V auf GV11 ansteigt (t41 bis t42), die Spiegelperiode MP11 für den IGBT Q33 (t42 bis t43) und die Periode, in der die Gatespannung des IGBT Q33 von GV11 nach GV12 ansteigt (t43 bis t44), falls der Gatewiderstand R31 niedrig ist, und eine Einschaltzeit (t41 bis t44), in der der IGBT Q33 von dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand geschaltet wird, wird ebenfalls kurz. In diesem Fall können die Spannungsspitze und das Strahlungsrauschen jedoch nicht unterdrückt werden.
Um dieses Problem zu adressieren, umfassen die in den vorstehend beschriebenen Patentdokumenten 2 bis 7 offenbarten Ansteuerschaltungen jeweils eine Vielzahl von Gateansteuerelementen zum Schalten des Gatewiderstands oder der Gatespannung zum Zwecke der Verbesserung der Schalteigenschaften einer Leistungsvorrichtung und zum Unterdrücken eines Kurzschlussstroms.
Ein Gateansteuerelement muss jedoch eine Ansteuerfähigkeit von ungefähr einigen Ampere aufweisen, um der Leistungsvorrichtung einen Strom zum Laden und Entladen des Gates zuführen zu können, und weist somit eine der Ansteuerfähigkeit entsprechende Plättchengröße, d. h. Chipfläche, auf. Dies führt zu einem Problem eines Anstiegs in der Chipgröße, in der Erwärmung und eines Anstiegs in den Herstellungskosten eines IC, wenn eine Vielzahl von Gateansteuerelementen in ein einzelnes IC integriert sind, wie bei den in den vorstehend beschriebenen Patentdokumenten 2 bis 7 offenbarten Ansteuerschaltungen.
Um dieses Problem zu vermeiden, werden diskrete Halbleiterelemente, wie beispielsweise Transistoren, die nicht in einem IC integriert sind, als Gateansteuerelemente verwendet, wenn eine Vielzahl von Gateansteuerelementen eingesetzt werden. Die Verwendung diskreter Halbleiterelemente als Gateansteuerelemente führt jedoch zu einem Problem dahingehend, dass sich eine Montagefläche der Ansteuerschaltung mit zunehmender Zahl diskreter Halbleiterelemente vergrößert, und die Ansteuerschaltung passt möglicherweise nicht auf eine Schaltungsplatine, auf der die Ansteuerschaltung zu montieren ist.
Um dieses Problem zu adressieren, weist eine Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung einen Aufbau gemäß jedem nachfolgend gezeigten Ausführungsbeispiel auf.
<Ausführungsbeispiel 1>
1 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 10 mit einer Ansteuerschaltung 1, die eine Schaltelement-Ansteuerschaltung im Ausführungsbeispiel 1 der vorliegenden Erfindung darstellt.
Die Leistungsvorrichtungsschaltung 10 umfasst die Ansteuerschaltung 1 und einen IGBT Q3, bei dem es sich um eine Spannungssteuertypleistungsvorrichtung handelt. Der IGBT Q3, bei dem es sich um die Spannungssteuertypleistungsvorrichtung handelt, ist ein Schaltelement vom spannungsgesteuerten Typ. Der IGBT Q3 wird durch Anlegen einer Spannung größer oder gleich einer Gateschwellenspannung an das einer Steuerelektrode entsprechende Gate von einem ausgeschalteten Zustand in einen eingeschalteten Zustand geschaltet.
Die Ansteuerschaltung 1 umfasst eine Spannungsschalteinheit 11, eine Energieversorgung VCC, einen NPN-Transistor Q1, einen PNP-Transistor Q2, einen ersten Gatewiderstand R1 und einen zweiten Gatewiderstand R2. Der NPN-Transistor Q1 und der PNP-Transistor Q2 stellen Gateansteuerelemente dar. Der NPN-Transistor Q1, der PNP-Transistor Q2, der erste Gatewiderstand R1 und der zweite Gatewiderstand R2 arbeiten als eine Spannungsausgabeeinheit 13.
Die Spannungsausgabeeinheit (nachfolgend als ”Gateansteuerschaltung” bezeichnet) 13 ist eine Verstärkerschaltung, bei der der NPN-Transistor Q1 und der PNP-Transistor Q2 als Emitterfolger konfiguriert sind. Die Gateansteuerschaltung 13, bei der es sich um die Verstärkerschaltung handelt, weist einen Spannungsverstärkungsfaktor von 1 auf. D. h., die Spannungsausgabeeinheit 13 gibt dieselbe Spannung aus, wie sie von der Spannungsschalteinheit 11 an den IGBT Q3 ausgegeben wird. Die Gateansteuerschaltung 13 steuert eine Gatespannung des IGBT Q3, um den IGBT Q3 ein- oder auszuschalten.
Die Spannungsschalteinheit 11 umfasst eine Steuerlogikschaltung 12, eine erste Spannungsquelle VD1, eine zweite Spannungsquelle VD2 und eine Schaltschaltung S1. Die Steuerlogikschaltung 12 steuert die Schaltschaltung S1.
Die Steuerlogikschaltung umfasst einen Eingangsanschluss IN und zwei Ausgangsanschlüsse OUT0 und OUT1. Ein Gateansteuersignal GDS zum Ansteuern des IGBT Q3 wird in den Eingangsanschluss IN der Steuerlogikschaltung 12 eingegeben. Ausgangssignale, die von den Ausgangsanschlüssen OUT0 und OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 ausgegeben werden, werden der Schaltschaltung S1 über einen aus zwei Signalleitungen zusammengestellten Bus 14 zugeführt.
Die Steuerlogikschaltung 12 enthält zwei Logikschaltungen, d. h. eine erste Logikschaltung 15 und eine zweite Logikschaltung 18, und zwei Zeitgeber, d. h. einen ersten Zeitgeber TM1 16 und einen zweiten Zeitgeber TM2 17. Der erste Zeitgeber TM1 16 entspricht einem Einschaltzeitgeber und der zweite Zeitgeber TM2 17 entspricht einem Ausschaltzeitgeber.
Die Schaltschaltung S1 umfasst vier Analogschalter. Entsprechende erste Enden der vier Analogschalter der Schaltschaltung S1 sind mit der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1, der ersten Spannungsquelle VD1, der zweiten Spannungsquelle VD2 bzw. Masse verbunden. Zweite Enden der vier Analogschalter der Schaltschaltung S1 sind mit den Basisanschlüssen des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 verbunden. Die vier Analogschalter der Schaltschaltung S1 werden basierend auf den von den Ausgangsanschlüssen OUT0 und OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 ausgegebenen Ausgangssignalen geschaltet, so dass einer der Analogschalter eingeschaltet wird und die anderen Analogschalter ausgeschaltet werden.
Die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 sind miteinander verbunden. Der Kollektor des NPN-Transistor Q1 ist mit der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 verbunden. Der Emitter des NPN-Transistors Q1 ist über den ersten Gatewiderstand R1 mit dem Gate des IGBT Q3 verbunden. Der Emitter des PNP-Transistors Q2 ist über den zweiten Gatewiderstand R2 mit dem Gate des IGBT Q3 verbunden. Der Kollektor des PNP-Transistors Q2 ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des IGBT Q3 ist mit einem Ausgangsanschluss verbunden. Der Emitter des IGBT Q3 ist mit Masse verbunden.
Es folgt eine Beschreibung einer Operation der Gateansteuerschaltung 13 der Ansteuerschaltung 1 in dem vorliegenden in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel. Wird eine Spannung, die höher ist als eine Gatespannung VGE des IGBT Q3, an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegt, so fließt ein Basisstrom, da die Basis des NPN-Transistors Q1 in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, und der NPN-Transistor Q1 wird eingeschaltet. In diesem Fall wird der PNP-Transistor Q2 in einem ausgeschalteten Zustand beibehalten, da die Basis des PNP-Transistors Q2 in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist.
Wenn die Gatespannung VGE des IGBT Q3 ansteigt und sich einer Basisspannung des NPN-Transistors Q1 annähert, so wird der Basisstrom des NPN-Transistors Q1 unterbrochen und der NPN-Transistor Q1 wird in den ausgeschalteten Zustand geschaltet.
In einem typischen Bipolartransistor fließt ein Basisstrom, wenn eine Basisspannung der Basis eine Basisvorwärtsvorspannung VBE erreicht. Wird eine Spannung, die höher ist als die Gatespannung VGE des IGBT Q3, an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegt, so erhöht sich die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf eine Spannung, die um die Basisvorwärtsvorspannung VBE niedriger ist als die Basisspannungen des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2. Die Basisvorwärtsvorspannung VBE eines typischen Bipolartransistors beträgt ungefähr 0,6 V.
Als nächstes, wenn eine Spannung niedriger als die Gatespannung VGE des IGBT Q3 an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegt wird, schaltet der NPN-Transistor Q1 in den ausgeschalten Zustand, da die Basis des NPN-Transistors Q1 in Rückwärtsrichtung vorgespannt ist. Da die Basis des PNP-Transistors Q2 in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, fließt ein Basisstrom und der PNP-Transistor Q2 ist eingeschaltet. Wenn die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf eine Spannung absinkt, die um die Basisvorwärtsvorspannung VBE höher ist als die Basisspannungen des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2, so wird der Basisstrom des PNP-Transistors Q2 unterbrochen und der PNP-Transistor Q2 wird ausgeschaltet.
Die Amplitude der Gatespannung VGE des IGBT Q3 ist um die Basisvorwärtsvorspannungen VBE des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 kleiner als die Amplitude der Basisspannungen, bei denen es sich um an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegte Spannungen handelt.
Wenn sich die Amplitude der an den NPN-Transistor Q1 und den PNP-Transistor Q2 angelegten Basisspannungen in einem Bereich von VL bis VH bewegt und der Wert der Basisvorwärtsvorspannungen VBE des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 ”VBE” beträgt, so bewegt sich die Amplitude der Gatespannung VGE des IGBT Q3 von ”VL + VBE” bis ”VH – VBE”.
Wenn die Basisvorwärtsvorspannungen VBE des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 ausreichend kleiner sind als die an den NPN-Transistor Q1 und den PNP-Transistor Q2 angelegten Basisspannungen, z. B. Spannungen bis zu 15 V, so ergibt sich eine Operation dergestalt, dass die Gatespannung VGE des IGBT Q3 den an den NPN-Transistor Q1 und den PNP-Transistor Q2 angelegten Basisspannungen folgt. D. h., die Spannungsausgabeeinheit 13, die den NPN-Transistor Q1, den PNP-Transistor Q2, den ersten Gatewiderstand R1 und den zweiten Gatewiderstand R2 umfasst, arbeitet als Verstärkerschaltung mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1.
Als Resultat ergibt sich dann, wenn eine der Spannungen V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1, der Spannung V1 der ersten Spannungsquelle VD1 und der Spannung V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 an die Spannungsausgabeeinheit 13 angelegt wird, die den NPN-Transistor Q1, den PNP-Transistor Q2, den ersten Gatewiderstand R1 und den zweiten Gatewiderstand R2 enthält, eine Ausgangsspannung der Spannungsausgabeeinheit 13 die der Spannung V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1, der Spannung V1 der ersten Spannungsquelle VD1 oder der Spannung V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 entspricht, und diese wird an das Gate des IGBT Q3 angelegt.
Wenn eine Spannung (nachfolgend als ”Gatespannung” bezeichnet) zwischen dem Gate und dem Emitter des IGBT Q3 einen vorbestimmten Schwellwert (nachfolgend auch als ”Gateschwellenspannung” bezeichnet) Vth überschreitet, so wird der IGBT Q3 eingeschaltet.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Signal mit H-Pegel, das als ein Ein-Signal an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegt wird, um die Spannung V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1, die Spannung V1 der ersten Spannungsquelle VD1 oder die Spannung V2 der zweiten Spannungsquelle VD2. Das Signal mit dem L-Pegel, das als Aus-Signal an die Basisanschlüsse des NPN-Transistors Q1 und des PNP-Transistors Q2 angelegt wird, entspricht dem Massepotential, d. h. dem Massepotential von 0V.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel folgt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 nicht notwendigerweise der angelegten Spannung (nachfolgend auch als ”Ausgangsspannung” bezeichnet) der Gateansteuerschaltung 13 und gleicht sich der angelegten Spannung an, falls die Gateansteuerschaltung 13 eine Spannung an das Gate des IGBT Q3 anlegt oder ausgibt.
Beispielsweise verbleibt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 während der Spiegelperiode beim Einschalten des IGBT Q3 für eine gewisse Zeit auf einem Spannungswert, der sich von der angelegten Spannung unterscheidet.
2 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der Leistungsvorrichtungsschaltung 10 gemäß 1. Die horizontale Achse in 2 entspricht der Zeit. In 2 bleibt eine Verzögerung einer Signalausgabe von jeder Einheit der Ansteuerschaltung 1 und dergleichen zur Vereinfachung des Verständnisses unberücksichtigt.
Beispielsweise steigt das Gateansteuersignal GDS zum Zeitpunkt t1 an und schaltet von dem Aus-Signal (AUS) auf das Ein-Signal (EIN). Im Ansprechen auf den Anstieg des Gateansteuersignals GDS schaltet ein Signalpegel des ersten Zeitgebers TM1 16 von dem niedrigen Pegel (L) auf den hohen Pegel (H). Der Anstieg bezieht sich hierbei auf einen Anstieg eines Signalpegels von dem L-Pegel auf den H-Pegel.
Der Signalpegel des ersten Zeitgebers TM1 16 schaltet von dem H-Pegel auf den L-Pegel im Zeitpunkt t3 nach dem Ablauf einer vorbestimmten ersten Beibehaltungsdauer TV1. Die erste Beibehaltungsdauer TV1 entspricht einer Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer.
Zum Zeitpunkt t5 fällt beispielsweise das Gateansteuersignal GDS und schaltet von dem Aus-Signal in das Ein-Signal. Im Ansprechen auf das Abfallen des Gateansteuersignals GDS schaltet ein Signalpegel des zweiten Zeitgebers TM2 17 von dem L-Pegel auf den H-Pegel. Der Abfall bezieht sich hierbei auf einen Abfall von einem Signalpegel von dem H-Pegel auf den L-Pegel. Der Signalpegel des zweiten Zeitgebers TM2 17 fällt und schaltet im Zeitpunkt t7 von dem H-Pegel auf den L-Pegel nach Ablauf einer vorbestimmten zweiten Beibehaltungsdauer TV2. Die zweite Beibehaltungsdauer TV2 entspricht einer Abschaltspannungsbeibehaltungsdauer.
Ein Anfangswert eines Signalpegels eines Ausgangssignals am Ausgangsanschluss (nachfolgend als ”erster Ausgangsanschluss” bezeichnet) OUT0, bei dem es sich um einen der beiden Ausgangsanschlüsse der Steuerlogikschaltung 12 handelt, ist der L-Pegel, und der Signalpegel wird im Ansprechen auf ein Ansteigen und ein Abfallen des Signals des ersten und zweiten Zeitgebers TM1 16 und TM2 17 umgekehrt.
Beispielsweise wird der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 der Steuerlogikschaltung 12 zum Zeitpunkt t3 und zum Zeitpunkt t9 vom L-Pegel auf den H-Pegel umgeschaltet, im Ansprechen auf den Anstieg des Signals des ersten Zeitgebers TM1 16. Zum Zeitpunkt t3 und zum Zeitpunkt t11 schaltet der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 der Steuerlogikschaltung 12 vom H-Pegel auf den L-Pegel um, im Ansprechen auf das Abfallen des Signals des ersten Zeitgebers TM1 16.
Im Zeitpunkt t5 schaltet der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 der Steuerlogikschaltung 12 von dem L-Pegel auf den H-Pegel um, im Ansprechen auf den Anstieg des Signals des zweiten Zeitgebers TM2 17. Im Zeitpunkt t7 schaltet der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 der Steuerlogikschaltung 12 vom H-Pegel auf den L-Pegel um, im Ansprechen auf das Abfallen des Signals des zweiten Zeitgebers TM2 17.
Ein Anfangswert eines Signalpegels eines Ausgangssignals an dem Ausgangsanschluss (nachfolgend auch als ”zweiter Ausgangsanschluss” bezeichnet) OUT1, bei dem es sich um den anderen der beiden Ausgangsanschlüsse der Steuerlogikschaltung 12 handelt, ist der L-Pegel, und der Signalpegel wird im Ansprechen auf das Abfallen des Signals des ersten und zweiten Zeitgebers TM1 16 und TM2 17 umgekehrt.
Beispielsweise schaltet der Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 zum Zeitpunkt t1 und zum Zeitpunkt t11 von dem L-Pegel auf den H-Pegel um, im Ansprechen auf das Abfallen des Signals des ersten Zeitgebers TM1 16. Im Zeitpunkt t7 schaltet der Signalpegel vom H-Pegel auf den L-Pegel um, im Ansprechen auf das Abfallen des Signals des zweiten Zeitgebers TM2 17.
Die Werte der in die Schaltschaltung S1 eingegebenen Spannungen weisen ein Verhältnis 0 < V2 < Vth < V1 < V0 auf. Hierbei repräsentiert V0 einen Spannungswert der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1. V1 repräsentiert einen Spannungswert der ersten Spannungsquelle VD1. V2 repräsentiert einen Spannungswert der zweiten Spannungsquelle VD2. Vth repräsentiert die Gateschwellenspannung des IGBT Q3. Die Spannung der ersten Spannungsquelle VD1 entspricht einer Einschaltspannung, und der Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 entspricht einem Wert der Einschaltspannung. Die Spannung der zweiten Spannungsquelle VD2 entspricht einer Ausschaltspannung und der Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 entspricht einem Wert der Ausschaltspannung.
Ein Verhältnis zwischen den Signalpegeln der an dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss OUT0 und OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 ausgegebenen Signale und eine Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 ist in der Tabelle 1 gezeigt. Die vier die Schaltschaltung S1 bildenden Analogschalter werden im Ansprechen auf die an dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss OUT0 und OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 ausgegebenen Ausgangssignale geschaltet. Die Schaltschaltung S1 gibt als Ausgangsspannung ASOV das Massepotential von 0V, den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC, den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 oder den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 aus, in Übereinstimmung mit einem Verbindungszustand der Analogschalter, wie in der Tabelle 1 gezeigt ist. [Tabelle 1]

OUT1 OUT0 ASOV Bemerkungen

L L 0V IGBT AUS

L H V1 Einschaltperiode des IGBT

H L V0 IGBT EIN

H H V2 Ausschaltperiode des IGBT
Wenn der Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 den L-Pegel aufweist und der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 den L-Pegel aufweist, so entspricht die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 dem Massepotential von 0V. In diesem Fall sinkt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf 0V, wie in einer Periode vom Zeitpunkt t7 bis zum Zeitpunkt t9 in 2, und der IGBT Q3 ist ausgeschaltet.
Wenn der Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 den L-Pegel aufweist und der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 den H-Pegel, so entspricht die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1. Die Spannungswerte weisen ein Verhältnis von 0 < Vth < GV1 < V1 auf. Wie in einer Periode vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t3 und einer Periode vom Zeitpunkt t9 zum Zeitpunkt t11 gemäß 2 steigt jedoch die Gatespannung VGE des IGBT Q3 nicht unmittelbar auf den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 an, sondern steigt in der Spiegelperiode vom Zeitpunkt t2 zum Zeitpunkt t3a beim Einschalten auf einen ersten Gatespannungswert GV1 an.
Wenn der Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 den H-Pegel aufweist und der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 den L-Pegel, so entspricht die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC. In diesem Fall, wie in einer Periode vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t5 gemäß 2, steigt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf einen zweiten Gatespannungswert GV2, der höher als die Gateschwellenspannung Vth und höher als der erste Gatespannungswert GV1 ist, und der IGBT Q3 wird eingeschaltet. Der zweite Gatespannungswert GV2 ist ungefähr gleich dem ersten Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC.
Wenn der Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 den H-Pegel aufweist und der Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 den H-Pegel, so entspricht die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 dem Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2. Die Spannungswerte weisen ein Verhältnis 0 < V2 < Vth < GV1 auf. Wie in einer Periode vom Zeitpunkt t5 zum Zeitpunkt t7 gemäß 2 fällt jedoch die Gatespannung VGE des IGBT Q3 nicht unmittelbar auf 0V, sondern verringert sich beim Ausschalten in der Spiegelperiode vom Zeitpunkt t6 zum Zeitpunkt t7a auf den ersten Gatespannungswert GV1.
Es folgt eine Beschreibung der Funktionsweise der Leistungsvorrichtungsschaltung 10 gemäß 1 anhand des in 2 gezeigten Zeitdiagramms. Wenn das Gateansteuersignal GDS ansteigt und zum Zeitpunkt t1 von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal schaltet, so schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgansspannung ASOV der Schaltschaltung S1 von 0V auf den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1. Im Einzelnen startet die erste Logikschaltung 15 der Steuerlogikschaltung 12 den ersten Zeitgeber TM1 16 im Ansprechen auf das Ansteigen des Gateansteuersignals GDS im Zeitpunkt t1 und schaltet den Signalpegel des ersten Zeitgebers TM1 16 vom L-Pegel auf den H-Pegel, um das Signal des ersten Zeitgebers TM1 16 zu erhöhen.
Im Ansprechen auf das Ansteigen des Signals des ersten Zeitgebers TM1 16 schaltet die zweite Logikschaltung 18 der Steuerlogikschaltung 12 den Signalpegel des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 von dem L-Pegel auf den H-Pegel, um das Ausgangssignal am ersten Ausgangsanschluss OUT0 zu erhöhen. Im Ansprechen auf den Anstieg des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 schaltet die Schaltschaltung S1 eine Verbindung von Masse auf die erste Spannungsquelle VD1. Als Resultat schaltet die Schaltschaltung S1 die Ausgangsspannung ASOV von dem Massepotential von 0V auf den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1.
Wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 zum Zeitpunkt t1 einnimmt, so beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 anzusteigen. Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 erhöht sich und erreicht im Zeitpunkt t2 den ersten Gatespannungswert GV1. Je höher der erste Gatwiderstand R1 ist, desto sanfter wird die Steigung der Änderung der Gatespannung VGE des IGBT Q3 vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t2.
Die Steuerlogikschaltung 12 hält die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t3, an dem die erste Beibehaltungsdauer TV1 abgelaufen ist. Insbesondere misst die Steuerlogikschaltung 12 die erste Beibehaltungsdauer TV1 unter Verwendung des ersten Zeitgebers TM1 16 und behält die Signalpegel der Ausgangssignale an dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss OUT0 und OUT1 bei, bis die Messung der ersten Beibehaltungsdauer TV1 abgeschlossen ist, d. h. bis die erste Beibehaltungsdauer TV1 seit dem Anstieg des Gateansteuersignals GDS ausgehend von dem Aus-Signal zu dem Ein-Signal abgelaufen ist.
Im Einzelnen wird der Signalpegel des ersten Zeitgebers TM1 16 auf dem H-Pegel beibehalten und der Signalpegel des zweiten Zeitgebers TM2 17 wird auf dem L-Pegel beibehalten, bis die Messung der ersten Beibehaltungsdauer TV1 unter Verwendung des ersten Zeitgebers TM1 16 abgeschlossen ist. Als Resultat behält die Steuerlogikschaltung 12 den Signalpegel des Ausgangssignals an dem ersten Ausgangsanschluss OUT0 auf dem H-Pegel bei und behält den Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 auf dem L-Pegel bei.
Das Ende der ersten Beibehaltungsdauer TV1, die im Zeitpunkt t1 beginnt, wird hier so eingestellt, dass es hinter dem Zeitpunkt t2 liegt, wenn der IGBT Q3 in die Spiegelperiode eintritt, und vor dem Zeitpunkt t3a, wenn die Spiegelperiode endet, vorausgesetzt dass die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 bleibt.
Die Steuerlogikschaltung 12 schaltet die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 von dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 im Zeitpunkt t3, wenn die erste Beibehaltungsdauer TV1 seit dem Zeitpunkt t1 abgelaufen ist, d. h., während sich der IGBT Q3 in der Spiegelperiode befindet. Als Resultat kann die Ansteuerschaltung 1 die Gatespannung VGE des IGBT Q3 schnell von dem ersten Gatespannungswert GV1 auf den zweiten Gatespannungswert GV2 (V0) erhöhen.
Im Einzelnen schaltet der erste Zeitgeber TM1 16 der Steuerlogikschaltung 12 den Signalpegel des Ausgangssignals von dem H-Pegel auf den L-Pegel beim Beenden der Messung der ersten Beibehaltungsdauer TV1 im Zeitpunkt t3, wenn die erste Beibehaltungsdauer TV1 seit dem Zeitpunkt t1 abgelaufen ist. D. h., der Signalpegel des von dem ersten Zeitgeber TM1 16 ausgegebenen Ausgangssignals fällt im Zeitpunkt t3 von dem H-Pegel auf den L-Pegel.
Im Ansprechen auf das Sinken des Ausgangssignals des ersten Zeitgebers TM1 16 schaltet die zweite Logikschaltung 18 den Signalpegel des am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 ausgegebenen Ausgangssignals vom L-Pegel auf den H-Pegel, um das Ausgangssignal am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 zu erhöhen, und schaltet den Signalpegel des an dem ersten Ausgangsanschluss OUT0 ausgegebenen Ausgangssignals vom H-Pegel auf den L-Pegel, um das Ausgangssignal am ersten Ausgangsanschluss OUT0 zu verringern.
Im Ansprechen auf das Sinken des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 und das Ansteigen des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 schaltet die Schaltschaltung S1 die Verbindung von der ersten Spannungsquelle VD1 auf die Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1. Als Resultat schaltet die von der Schaltschaltung S1 ausgegebene Ausgangsspannung ASOV von dem Spannungswert VD1 der ersten Spannungsquelle VD1 auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 um, der höher ist als der Spannungswert VD1 der ersten Spannungsquelle VD1.
Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 verbleibt vom Zeitpunkt t2 zum Zeitpunkt t3 auf dem ersten Gatespannungswert GV1. Wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 im Zeitpunkt t3 einnimmt, beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 im Zeitpunkt t3a nach dem Ablauf einer Verzögerungszeit (einer Periode vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t3a) wieder zu steigen. Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 erreicht den zweiten Gatespannungswert GV2, der höher ist als der erste Gatespannungswert GV1, im Zeitpunkt t4. Der zweite Gatespannungswert GV2 entspricht dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC.
Wie vorstehend beschrieben wird der IGBT Q3 in einer Periode vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t4 eingeschaltet, d. h., vom Aus-Zustand in den Ein-Zustand geschaltet. Die Periode vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t4 wird als ”Einschaltperiode” bezeichnet. In 2 ist die Einschaltperiode mit ”Tein” gekennzeichnet.
Die Steuerlogikschaltung 12 behält die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 vom Zeitpunkt t3 bis zum Zeitpunkt t5 bei, indem das Gateansteuersignal GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet. Im Einzelnen behält die Steuerlogikschaltung 12 das Signal des ersten Zeitgebers TM1 16 auf dem L-Pegel bei und behält das Signal des zweiten Zeitgebers TM2 17 auf dem L-Pegel bei. Die Steuerlogikschaltung 12 behält auch das Ausgangssignal am ersten Ausgangsanschluss OUT0 auf dem L-Pegel bei und behält das Ausgangssignal an dem zweiten Ausgangsanschluss OUT1 auf dem H-Pegel bei.
Wenn das Gateansteuersignal GDS sinkt und im Zeitpunkt t5 von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet, so schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 von dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 auf den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 um.
Im Einzelnen startet die erste Logikschaltung 5 der Logiksteuerschaltung 12 den zweiten Zeitgeber TM2 17 im Ansprechen auf das Abfallen des Gateansteuersignals GDS im Zeitpunkt t5, und schaltet den Signalpegel des zweiten Zeitgebers TM2 17 vom L-Pegel auf den H-Pegel, um das Signal des zweiten Zeitgebers TM2 17 zu erhöhen.
Im Ansprechen auf das Ansteigen des Signals des zweiten Zeitgebers TM2 17 schaltet die zweite Logikschaltung 18 der Steuerlogikschaltung 12 den Signalpegel des am ersten Ausgangsanschluss OUT0 ausgegebenen Ausgangssignals vom L-Pegel auf den H-Pegel, um das Ausgangssignal an dem ersten Ausgangsanschluss OUT0 zu erhöhen. Die zweite Logikschaltung 18 behält den Signalpegel des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 auf dem H-Pegel bei.
Im Ansprechen auf das Ansteigen des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 schaltet die Schaltschaltung S1 die Verbindung von der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 auf die zweite Spannungsquelle VD2 um. Als Resultat wird die von der Schaltschaltung S1 ausgegebene Spannung ASOV von dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 auf den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 umgeschaltet.
Wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 einnimmt, so beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 abzusinken, da der Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 niedriger ist als die Gateschwellenspannung Vth. Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 sinkt und erreicht im Zeitpunkt t6 den ersten Gatespannungswert GV1. Der Gatespannungswert in der Spiegelperiode beim Ausschalten des IGBT Q3 ist hier gleich dem Gatespannungswert in der Spiegelperiode beim Einschalten des IGBT Q3, und entspricht dem ersten Gatespannungswert GV1. Je niedriger der Widerstandwert des zweiten Gatewiderstands R2 ist, desto sanfter wird die Änderung der Gatespannung VGE des IGBT Q3 vom Zeitpunkt t5 zum Zeitpunkt t6.
Die Steuerlogikschaltung 12 behält die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf dem Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t7 bei, an dem die zweite Beibehaltungsdauer TV2 abgelaufen ist. Das Ende der zweiten Beibehaltungsdauer TV2, die im Zeitpunkt t5 beginnt, wird so eingestellt, dass es nach dem Zeitpunkt t6 liegt, wenn der IGBT Q3 in die Spiegelperiode eintritt, und vor dem Zeitpunkt t7a, wenn die Spiegelperiode endet, vorausgesetzt, dass die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf dem Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 bleibt.
Das heißt, die Steuerlogikschaltung 12 schaltet die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 im Zeitpunkt t7 während der Spiegelperiode beim Abschalten des IGBT Q3 von dem Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 auf 0V um. Als Resultat kann die Ansteuerschaltung 1 die Gatespannung VGE des IGBT Q3 schnell von dem ersten Gatespannungswert GV1 auf 0V verringern.
Im Einzelnen schaltet der zweite Zeitgeber TM2 17 den Signalpegel des Ausgangssignals vom H-Pegel auf den L-Pegel, wenn die Messung der zweiten Beibehaltungsdauer TV2 unter Verwendung des zweiten Zeitgebers TM2 17 der Steuerlogikschaltung 12 im Zeitpunkt t7 abgeschlossen ist. D. h., der Signalpegel des Ausgangssignals des zweiten Zeitgebers TM2 17 wird im Zeitpunkt t7 vom H-Pegel auf den L-Pegel umgeschaltet, und das Ausgangssignal des zweiten Zeitgebers TM2 17 sinkt.
Im Ansprechen auf das Absinken des Signals des zweiten Zeitgebers TM2 17 schaltet die zweite Logikschaltung 18 der Steuerlogikschaltung 12 den Signalpegel des an dem zweiten Ausgangsanschluss OUT1 ausgegebenen Ausgangssignals vom H-Pegel auf den L-Pegel um, damit das Ausgangssignal an dem zweiten Ausgangsanschluss OUT1 verringert wird. Die Steuerlogikschaltung 12 schaltet auch den Signalpegel des an dem ersten Ausgangsanschluss OUT0 ausgegebenen Ausgangssignals vom H-Pegel auf den L-Pegel, um das Ausgangssignal des ersten Ausgangsanschlusses OUT0 zu verringern.
Im Ansprechen auf das Absinken des Ausgangssignals am ersten Ausgangsanschluss OUT0 und das Absinken des Ausgangssignals am zweiten Ausgangsanschluss OUT1 schaltet die Schaltschaltung S1 die Verbindung von der zweiten Spannungsquelle VD2 nach Masse. Als Resultat wird die von der Schaltschaltung S1 ausgegebene Spannung ASOV von dem Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 auf 0V umgeschaltet.
Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 wird vom Zeitpunkt t6 bis zum Zeitpunkt t7 auf dem ersten Gatespannungswert GV1 beibehalten. Wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 im Zeitpunkt t7 0V wird, so beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 ausgehend von dem ersten Gatespannungswert GV1 im Zeitpunkt t7a nach dem Ablauf einer Verzögerungszeit (einer Periode vom Zeitpunkt t7 bis zum Zeitpunkt t7a) wieder zu sinken. Während einer Periode des Abschaltens wird Ladung des Gates des IGBT Q3 über den zweiten Gatewiderstand R2 abgebaut, und die Gatespannung VGE verringert sich. Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 erreicht im Zeitpunkt t8 das Massepotential von 0V.
Wie vorstehend beschrieben, wird der IGBT Q3 vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t8 ausgeschaltet, das heißt, vom Ein-Zustand in den Aus-Zustand geschaltet. Die Periode vom Zeitpunkt t5 bis zum Zeitpunkt t8 wird als ”Abschaltperiode” bezeichnet. In 2 ist die Abschaltperiode durch ”Taus” gekennzeichnet.
Die Steuerlogikschaltung 12 behält die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 vom Zeitpunkt t7 bis zum Zeitpunkt t9 auf 0V bei, wenn das Gateansteuersignal GDS von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal umschaltet. Die Gatespannung VGE des IGBT Q3 wird somit vom Zeitpunkt t8 bis zum Zeitpunkt t9 auf dem Massepotential von 0V beibehalten.
Nach dem Zeitpunkt t9 wird eine Operation ähnlich der vorgenannten Operation vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t9 wiederholt. So wird beispielsweise eine der Operation im Zeitpunkt t1 ähnelnde Operation im Zeitpunkt t9 durchgeführt, eine der Operation im Zeitpunkt t2 ähnelnde Operation im Zeitpunkt t10 durchgeführt, und eine der Operation im Zeitpunkt t3 ähnelnde Operation im Zeitpunkt t11 durchgeführt.
Gemäß dem vorstehend beschriebenen vorliegenden Ausführungsbeispiel können die folgenden Wirkungen erhalten werden. Es folgt zuerst eine Beschreibung der beim Einschalten des IGBT Q3 erzielten Wirkungen.
Wenn das Gateansteuersignal GDS von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal umschaltet, so schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 von dem Massepotential von 0V auf den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 um. Das Verhältnis zwischen dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 und dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 beträgt V1 < V0. Im Gegensatz dazu wird der Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 81 in der vorgenannten zugrunde liegenden Technologie zu Beginn des Einschaltens des IGBT Q33 ausgegeben.
Ist somit der Widerstandswert des ersten Gatewiderstands R1 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gleich dem Widerstandswert des ersten Gatewiderstands R31 der zugrunde liegenden Technologie gemäß 13, und die IGBTs Q3 und Q33 und die NPN-Transistoren Q1 und 31 weisen jeweils dieselben Eigenschaften auf, so steigt die Gatespannung VGE des IGBT Q3 während einer Periode vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t2, wie durch ein Bezugszeichen ”20” in 2 gekennzeichnet ist, sanfter an als in der zugrunde liegenden Technologie.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sollte der Widerstandswert des in der beim Einschalten des IGBT Q3 verwendeten einschaltseitigen Schaltung enthaltenen ersten Gatewiderstands R1 niedriger sein als der Widerstandswert des in der einschaltseitigen Schaltung der zugrunde liegenden Technologie enthaltenen ersten Gatewiderstands R31, um die Geschwindigkeit des Anstiegs der Gatespannung VGE des IGBT Q3 in einer Periode, bis die Gatespannung VGE den ersten Gatespannungswert GV1 ausgehend von 0V erreicht, an die der zugrunde liegenden Technologie anzugleichen.
Nach Ablauf der vorbestimmten ersten Beibehaltungsdauer TV1 seit dem Umschalten des Gateansteuersignals GDS von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal, schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 um und erhöht die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1. Der zweite Gatespannungswert GV2 entspricht dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1.
Wie vorstehend beschrieben, sollte der Widerstandswert des ersten Gatewiderstands R1 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel niedriger sein als der Widerstandswert des in der einschaltseitigen Schaltung der zugrunde liegenden Technologie enthaltenen ersten Gatewiderstands R31, um die Geschwindigkeit des Anstiegs der Gatespannung VGE des IGBT Q3 in der Periode, bis die Gatespannung VGE den ersten Gatespannungswert GV1 ausgehend von 0V erreicht, an die der zugrunde liegenden Technologie anzugleichen.
In diesem Fall ergibt sich eine gegenüber der zugrunde liegenden Technologie kürzere Spiegelperiode des IGBT Q3, wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 umschaltet, da der angehobene Spannungswert gleich ist (V0), und der Widerstandswert des Gatewiderstands in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel niedriger ist, und ein dem Gate des IGBT Q3 zugeführter Stromwert höher ist. Auch verringert sich eine für die Gatespannung VGE zum Erreichen des zweiten Gatespannungswerts GV2 ausgehend vom ersten Gatespannungswert GV1 in der Spiegelperiode erforderliche Zeitdauer.
Somit wird eine für den IGBT Q3 zum Schalten von dem Aus-Zustand in den Ein-Zustand erforderliche Zeitdauer kürzer, da die Spiegelperiode und die für die Gatespannung VGE zum Ansteigen von dem ersten Gatespannungswert GV1 auf den zweiten Gatespannungswert GV2 erforderliche Zeitdauer in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verringert sind, selbst dann, wenn die für die Gatespannung VGE zum Ansteigen von 0V auf den ersten Gatespannungswert GV1 erforderliche Zeit gleich ist. Als Resultat verringert sich die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des IGBT Q3 beim Einschalten schneller, und somit können Schaltverluste beim Einschalten im Vergleich zu denen der zugrunde liegenden Technologie verringert werden.
Es folgt nun eine Beschreibung der beim Ausschalten des IGBT Q3 erhaltenen Wirkungen. Wenn das Gateansteuersignal GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet, so schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 von dem Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 auf den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2. Der Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 ist positiv (0 < V2). Dagegen wird in der vorgenannten zugrunde liegenden Technologie eine Spannung von 0V zum Zeitpunkt des Ausschaltens des IGBT Q3 ausgegeben.
Wenn nun der Widerstandswert des zweiten Gatewiderstands R2 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel dem Widerstand des zweiten Gatewiderstands R32 der zugrunde liegenden Technologie gemäß 13 entspricht, und die IGBTs Q3 und Q33, und die PNP-Transistoren Q2 und Q32 jeweils dieselben Eigenschaften aufweisen, so verringert sich die Gatespannung VGE des IGBT Q3 sanfter als die der zugrunde liegenden Technologie in der Periode vom Zeitpunkt t5 zum Zeitpunkt t6, wie durch das Bezugszeichen ”21” in 2 gezeigt ist.
Um in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Geschwindigkeit der Verringerung der Gatespannung VGE des IGBT Q3 in der Periode, bis die Gatespannung VGE den ersten Gatespannungswert GV1 ausgehend von dem zweiten Gatespannungswert GV2 erreicht, an die der zugrunde liegenden Technologie anzugleichen, sollte der Widerstandswert des in der beim Ausschalten des IGBT Q3 verwendeten ausschaltseitigen Schaltung enthaltenen zweiten Gatewiderstands R2 niedriger sein als der Widerstand des in der ausschaltseitigen Schaltung enthaltenen zweiten Gatewiderstands R32 der zugrunde liegenden Technologie.
Nach Ablauf der vorbestimmten zweiten Beibehaltungsdauer TV2 seit dem Umschalten des Gateansteuersignals GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal schaltet die Steuerlogikschaltung 12 die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 auf 0V und verringert die Gatespannung VGE des IGBT Q3 auf 0V.
Wie vorstehend beschrieben, sollte im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Widerstandswert des zweiten Gatewiderstands R2 niedriger sein als der Widerstandswert des zweiten Gatewiderstands R32 in der ausschaltseitigen Schaltung der zugrunde liegenden Technologie, um die Geschwindigkeit des Anstiegs in einer Periode von dem ersten Gatespannungswert GV1 auf 0V an den der zugrunde liegenden Technologie anzugleichen. Als Resultat erfolgt eine Absorption (Senke) des Stroms durch das Gate des IGBT Q3 während einer Periode des Abschaltens des IGBT Q3, und die Fähigkeit zum Verringern (nachfolgend auch als ”Fähigkeit zum Senken” bezeichnet) der Gatespannung des IGBT Q3 auf 0V steigt im Vergleich zur zugrunde liegenden Technologie an.
Wenn beispielsweise zwei IGBTs in einer Brücke geschaltet sind, und einer der IGBTs wird in den ausgeschalteten Zustand geschaltet, und der andere der IGBTs wird von einem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet, so steigt oder sinkt die Ausgangsspannung des einen der IGBTs, der in den ausgeschalteten Zustand geschaltet wurde. Wenn die Ausgangsspannung des IGBT ansteigt oder sinkt, so steigt die Gatespannung über die Rückkopplungskapazität zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Gateanschluss des IGBT.
Falls die Fähigkeit zum Senken der Gatespannung des IGBT auf 0V gering ist, wenn sich der IGBT im ausgeschalteten Zustand befindet, so kann der Anstieg der Gatespannung über die Rückkopplungskapazität nicht unterdrückt werden. Wenn die Gatespannung ansteigt und die Schwellenspannung aufgrund der Wirkung der Rückkopplungskapazität überschreitet, so wird der IGBT, der sich im ausgeschalteten Zustand befinden sollte, fälschlicherweise eingeschaltet.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann die Fähigkeit zum Senken der Gatespannung des IGBT Q3 auf 0V dadurch erhöht werden, dass die Schaltgeschwindigkeit beim Ausschalten mit der in der vorstehend beschriebenen zugrunde liegenden Technologie übereinstimmt. Als Resultat kann verhindert werden, dass der IGBT Q3 fälschlicherweise aufgrund der Wirkungen der Rückkopplungskapazität eingeschaltet wird.
Die beim Einschalten erhaltenen Wirkungen werden nun im Einzelnen beschrieben. 3 zeigt beim Einschalten in der Schaltelement-Ansteuerschaltung 81 der zugrunde liegenden Technologie gemessene Signalverläufe. 4 zeigt beim Einschalten in der Schaltelement-Ansteuerschaltung 1 im Ausführungsbeispiel 1 der vorliegenden Erfindung gemessene Signalverläufe. In den 3 und 4 repräsentieren die horizontalen Achsen die Zeit und die vertikalen Achsen eine Spannung oder einen Strom. In den 3 und 4 ist die Gatespannung VGE des IGBT Q3 durch eine durchgehende Linie mit einem Bezugszeichen ”V_GE” gekennzeichnet.
Unter Bezugnahme auf die in 3 gezeigten Signalverläufe in der zugrunde liegenden Technologie beträgt die Dauer einer Spiegelperiode MP0, während der die Gatespannung V_GE des IGBT Q3 flach wird, ungefähr 0,90 μs. In der Spiegelperiode MP0 verringert sich die Kollektor-Emitter-Spannung (nachfolgend als ”Ein-Spannung” bezeichnet) VCE im eingeschalteten Zustand graduell, wie durch das Bezugszeichen ”25” gezeigt ist. Wird der Widerstandswert des in der einschaltseitigen Schaltung enthaltenen ersten Gatewiderstands R31 erhöht, so wird der Abfall sanft, aber es wird eine Kollektor-Emitter-Spannung erzeugt, das heißt, der Kollektor-Emitter-Widerstand des IGBT Q3 wird zu hoch, um vernachlässigt werden zu können, und die Spiegelperiode MP0 wird länger, was zu einem Anstieg der Schaltverluste führt.
4 zeigt einen Fall, bei dem der Spannungswert der ersten Spannungsquelle VD1 und der Widerstandswert des in der einschaltseitigen Schaltung des vorliegenden Ausführungsbeispiels enthaltenen ersten Gatewiderstands R1 so eingestellt sind, dass die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3 an diejenige in der zugrunde liegenden Technologie angeglichen wird, die vorstehend beschrieben wurde. Unter Bezugnahme auf die in 4 gezeigten Signalverläufe des vorliegenden Ausführungsbeispiels schaltet die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 an einer durch das Bezugszeichen ”27” gezeigten Position auf den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 um, und die Spiegelperiode MP1 endet.
Die Dauer der Spiegelperiode MP1 beträgt in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ungefähr 0,56 μs, was kürzer ist als die Dauer der Spiegelperiode MP0 in der zugrunde liegenden Technologie. Wie durch ein Bezugszeichen ”26” gezeigt, sinkt die Ein-Spannung V_CE in der Spiegelperiode MP1 schneller als die in 3 gezeigte Ein-Spannung V_CE in der zugrunde liegenden Technologie, und wird am Ende der Spiegelperiode MP1 nahezu Null.
Die Dauer der Spiegelperioden MP0 und MP1 variiert in Abhängigkeit des dem IGBT Q3 von der Ansteuerschaltung 1 während der Spiegelperiode zugeführten Gatestroms. Die Dauer der der Spiegelperioden MP0 und MP1 sinkt mit steigendem Gatestrom, und die Dauer der Spiegelperioden MP0 und MP1 steigt mit sinkendem Gatestrom.
Wenn die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S1 gleich ist, so steigt der Gatestrom, und die Dauer der Spiegelperioden MP0 und MP1 sinkt mit sinkendem Widerstandswert der in der einschaltseitigen Schaltung enthaltenen Gatewiderstände R1 und R31. Der Gatestrom sinkt, und die Dauer der Spiegelperioden MP0 und MP1 steigt mit steigendem Widerstandswert der in der einschaltseitigen Schaltung enthaltenen Gatewiderstände R1 und R31.
Wie in den 3 und 4 gezeigt, sinkt die Ein-Spannung V_CE in den Spiegelperioden MP0 und MP1 graduell. Somit sind die Schaltverluste, d. h. das Produkt aus der Ein-Spannung V_CE und dem Kollektorstrom I_C, bei dem es sich um den Ausgangsstrom handelt, ist in den Spiegelperioden MP0 und MP1 größer als nach den Spiegelperioden MP0 und MP1. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel sind die Verluste beim Einschalten durch stärkeres Verringern der Spiegelperiode MP1 gegenüber der Dauer der Spiegelperiode MP0 in der vorstehend beschriebenen zugrunde liegenden Technologie verringert.
Da die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 81 in der zugrunde liegenden Technologie konstant ist, ändert sich die Schaltgeschwindigkeit, wenn der Widerstandswert des in der einschaltseitigen Schaltung enthaltenen ersten Gatewiderstands R31 ansteigt oder sinkt. Somit können die Dauer der Spiegelperiode MP0 und die Schaltgeschwindigkeit nicht unabhängig voneinander eingestellt werden.
Im Gegensatz dazu kann die Dauer der Spiegelperiode MP1 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel stärker verringert werden als die Dauer der Spiegelperiode MP0 in der zugrunde liegenden Technologie, ohne die Schaltgeschwindigkeit zu verändern, da die Ausgangsspannung der Ansteuerschaltung 1 gemäß vorstehender Beschreibung geändert wird. Somit können in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nur die Schaltverluste verringert werden.
5 zeigt einen Zweigkurzschluss. 5 zeigt eine Schaltung, bei der IBGTs Q4a und Q4b, die dem vorgenannten IGBT Q3 entsprechen, in einer Brückenschaltung als Schaltelemente auf einer Hochseite bzw. einer Niederseite vorgesehen sind. Eine in 5 gezeigte Leistungsvorrichtungsschaltung 100 enthält erste und zweite Gateansteuerschaltungen 2a und 2b, erste und zweite IGBTs Q4a und Q4b, einen inneren Widerstand R12 und eine innere Induktivität L12.
Die erste und zweite Gateansteuerschaltung 2a und 2b sind Schaltungen, die der vorgenannten Gateansteuerschaltung 13 entsprechen und jeweils den ersten und zweiten IGBT Q4a und Q4b ansteuern. Der erste IGBT Q4a ist über den inneren Widerstand R12 der Leistungsvorrichtungsschaltung 100 mit einer Energieversorgung 101 verbunden. Der zweite IGBT Q4b ist über die interne Induktivität L12 der Leistungsvorrichtungsschaltung 100 mit der Energieversorgung 101 verbunden.
Als die Energieversorgung 101 wird eine Energieversorgung verwendet, die eine über eine Vollwellengleichrichtung erhaltene Spannung als eine Wechselspannung ausgibt. Um die von der Energieversorgung 101 ausgegebene vollwellengleichgerichtete Spannung zu glätten, ist ein DC-Link-Kondensator 102 mit der Energieversorgung 101 in der in 5 gezeigten Schaltung verbunden.
Der DC-Link-Kondensator 102 wird durch eine äquivalente Schaltung dargestellt, bei der ein Kondensator C11, eine interne Induktivität L11 des Kondensators C11, und ein interner Widerstand R11 des Kondensators C11 in Serie geschaltet sind. Der DC-Link-Kondensator 102 wird in einem Kraftfahrzeug, wie beispielsweise einem Elektrokraftfahrzeug, verwendet, das mit einer Batterie als Energieversorgung ausgestattet ist, zur Unterdrückung von durch eine Verdrahtungsimpedanz zwischen einem inneren Widerstand der Batterie und einer die Batterie und ein Schaltelement enthaltenden Schaltung verursacht wird.
Wenn in der in 5 gezeigten Schaltung mit der vorgenannten Konfiguration ein kurzzeitiger Kurzschluss, Zweigkurzschluss genannt, auftritt, bei dem die IGBTs Q4a und Q4b gleichzeitig und momentan in einen eingeschalteten Zustand geschaltet werden, so fließt ein durch die nachfolgende Gleichung (1) ausgedrückter Kurzschlussstrom ISC durch den ersten und zweiten IGBT Q4a und Q4b, die eine Brücke bilden. [Math 1]
t: Dauer des Zweigkurzschlusses
R = R11 + R12 + R13 + R14,
R13, R14 = EIN-Widerstand von Q4a, Q4b4
L = L11 + L12
Wenn die Summe R der Widerstandskomponenten eines Pfads, durch den der Kurzschlussstrom I_SC fließt, mit 34 mΩ angenommen wird, die Summe L der parasitären Induktivitäten des Pfads mit 25 nH angenommen wird, und eine Spannung Vp der Energieversorgung 101 mit 400 V angenommen wird, so beträgt der Kurzschlussstrom I_SC, der 1 μs nach dem Auftreten des Kurzschlusses fließt, nach Berechnung unter Verwendung der vorgenannten Gleichung (1) 8745 A. Dies bedeutet, dass der Kurzschlussstrom I_SC signifikant ansteigt, auch wenn der Kurzschluss nur für eine kurze Zeit andauert.
Wenn die erste und zweite Gateansteuerschaltung 2a und 2b jeweils den ersten und zweiten IGBT Q4a und Q4b mit einer normalen Schaltgeschwindigkeit aus dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand schalten, in einem Fall, bei dem ein solcher relativ großer Kurzschlussstrom I_SC als Ausgangsstrom der IGBTs Q4a und Q4b auftritt, so wird eine Spannungsspitze erzeugt, und der erste und zweite IGBT Q4a und Q4b werden beeinträchtigt.
In der vorgenannten Konfiguration unter Verwendung der Ansteuerschaltung 1 gemäß 1 wird das durch ein Host-System und dergleichen in geeigneter Weise gesteuerte Gateansteuersignal GDS in die Ansteuerschaltung 1 eingegeben, so dass ein Zustand, in dem ein Zweigkurzschluss auftritt und ein Zustand, in dem die IGBTs Q4a und Q4b mit der normalen Schaltgeschwindigkeit von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet werden, einander nicht überlappen. Wie vorstehend beschrieben, kann jedoch der Zustand, in dem der Zweigkurzschluss auftritt, und der Zustand, in dem die Schaltelemente von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand mit normaler Schaltgeschwindigkeit geschaltet werden, zufälligerweise überlappen, wenn eine Störung in dem Gateansteuersignal GDS auftritt.
Es folgt eine Beschreibung eines Mechanismus zum Induzieren einer Störung in einer Verdrahtung (nachfolgend als ”Gateansteuersignalverdrahtung GDSL” bezeichnet) zum Eingeben des Gateansteuersignals GDS in die Ansteuerschaltung 1. 6 zeigt ein Diagramm zum Beschreiben des Mechanismus zum Erzeugen einer Störung in dem Gateansteuersignal. 7 zeigt ein Beispiel eines Spannungssignalverlaufs eines Gateansteuersignals, dem eine Störung überlagert ist.
Eine in 6 gezeigte Inverterschaltung 70 umfasst eine Energieversorgung 71, eine Last 72, vier IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 und vier Dioden D1, D2, D3 und D4. Die Inverterschaltung 70 ist als H-förmige Brückenschaltung (nachfolgend auch als ”H-Brückenschaltung” bezeichnet) konfiguriert, bei der die vier IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 und die Dioden D1–D4 in zwei Stufen als Tandem geschaltet sind. Die IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 sind mit den Dioden D1, D2, D3 bzw. D4 verbunden. Bei den Dioden D1–D4 handelt es sich um Rücklaufdioden. 6 zeigt einen Mechanismus zum Induzieren einer Störung in die Gateansteuersignalverdrahtung GDSL aufgrund einer Operation der H-Brückenschaltung.
Die vier in der Inverterschaltung 70 enthaltenen IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 werden durch die in 1 gezeigte Ansteuerschaltung 1 angesteuert. Die Last 72 ist beispielsweise als ein Motor konfiguriert.
Die IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 entsprechen dem in 1 gezeigten IGBT Q3 oder externen Schaltelementen. Wenn die IGBTs Q21, Q22, Q23 und Q24 eine Schaltoperation durchführen, so wird eine Störung V_NS, bei der es sich um eine durch elektrostatische Kopplung über einen schwebenden Kondensator C12 erzeugte induzierte Spannung handelt, und eine Störung V_NI, bei der es sich um eine durch elektromagnetische Kopplung über die Gegeninduktivität M zwischen der Gateansteuersignalverdrahtung GDSL und der H-Brückenschaltung erzeugte induzierte Spannung handelt, auf das Gateansteuersignal GDS überlagert, wie in 6 gezeigt ist. Die durch die elektrostatische Kopplung erzeugte Störung V_NS ist durch die nachfolgende Gleichung (2) dargestellt. Die durch die elektrostatische Kopplung mit hoher Frequenz erzeugte Störung V_NS ist durch die nachfolgende Gleichung (3) dargestellt. Die durch die elektromagnetische Kopplung erzeugte Störung V_NI ist durch die nachfolgende Gleichung (4) dargestellt.
[Math 2]

V_NS = jωC12 / jω(C12+C2G)+1/R1V_V (2)

[Math 3]

V_NS = C12 / C12+C2GV_V (3)

[Math 4]

V_NI = j × ω × M × I1 (4)

7 zeigt ein Beispiel eines Spannungssignalverlaufs des Gateansteuersignals GDS mit überlagerten Störungen V_NS und V_NI. Wenn die Schaltgeschwindigkeiten der IGBTs Q21–Q24 ansteigen und Spannung und Strom in kurzer Zeit schwanken, so erhöht sich die Amplitude des Spannungssignalverlaufs der Störungen V_NS und V_NI, und die Zeit des Auftretens dieser wird kürzer. D. h., wenn die Schaltgeschwindigkeiten der IGBTs Q21–Q24 ansteigen, so ist die Wahrscheinlichkeit größer, dass dem Gateansteuersignal GDS eine Störung überlagert wird, und die Pulsbreite der Störung wird kürzer.
Die Schaltzeit eines Schaltelements in einer Invertervorrichtung ist bspw. gleich oder kürzer als 1 μs, und die Impulsbreite der Störung verringert sich dementsprechend, so dass sie gleich oder kürzer als 1 μs wird. Somit kann eine Störung gemäß 7, die kürzer ist als eine Ansprechzeit der Ansteuerschaltung 1, d. h., die eine kurze Impulsbreite aufweist, in die Ansteuerschaltung 1 eingegeben werden, während sie dem Gateansteuersignal GDS überlagert ist.
Falls eine solche Störung eingegeben wird, erfolgt selbst dann, wenn eine Weichabschalteschaltung 42 für die Ansteuerschaltung 1 vorgesehen ist, wie bei der in 9 gezeigten und später beschriebenen Ansteuerschaltung 35, eine Schutzfunktion der Weichabschalteschaltung der Ansteuerschaltung 1 nicht rechtzeitig, und es erfolgt eine normale Abschaltung durch die Gateansteuerschaltung 13.
Als Resultat können der Zustand, in dem der IGBT Q3 aufgrund der vorgenannten Störung mit normaler Schaltgeschwindigkeit von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet wird, und der Zustand, in dem der Zweigkurzschluss auftritt, zufälligerweise einander überlappen. In diesem Fall kann eine große Spannungsspitze erzeugt werden, und der IGBT Q3 und dergleichen können beeinträchtigt werden.
Wenn unmittelbar nach dem Einschalten des IGBT Q3 ein Zweigkurzschluss oder ein Lastkurzschluss auftritt, fließt ein übermäßiger Kurzschlussstrom. Dieser Kurzschlussstrom erhöht die Spannung (nachfolgend als ”Ausgangsanschlussspannung” bezeichnet) an einem Ausgangsanschluss der Leistungsvorrichtungsschaltung. Falls es sich bei der Leistungsvorrichtung um einen IGBT handelt, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel, steigt die Kollektorspannung. Wenn die Kollektorspannung des IGBT Q3 ansteigt, wie vorstehend beschrieben, so steigt die Gatespannung über die Rückkopplungskapazität zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Gateanschluss des IGBT Q3. Der Anstieg der Gatespannung führt zu einem weiteren Anstieg des Kurzschlussstroms.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ergibt sich unmittelbar nach dem Einschalten des IGBT Q3 eine Eingangsspannung an dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q2, bei denen es sich um Gateansteuerelemente handelt, die den Wert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 einnimmt. Wenn die Gatespannung des IGBT Q3 aufgrund eines unmittelbar nach dem Einschalten auftretenden Kurzschlusses den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 überschreitet, so wird der PNP-Transistor Q2, der das Gateansteuerelement ist, eingeschaltet. Somit sinkt die Gatespannung des IGBT Q3 auf den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1, und ein Ansteigen der Gatespannung kann unterdrückt werden.
Bei der zugrunde liegenden Technologie ergibt sich jedoch als Eingangsspannung des NPN-Transistors Q31 und des PNP-Transistors Q32, bei denen es sich um die Gateansteuerelemente handelt, unmittelbar nach dem Einschalten der Spannungswert der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 81.
Der PNP-Transistor Q32, bei dem es sich um das Gateansteuerelement handelt, wird nicht eingeschaltet, bis die Gatespannung des IGBT Q33 den Spannungswert der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 81 überschreitet.
8 zeigt einen Kurvenverlauf eines Beispiels einer Ausgangscharakteristik des IGBT Q3. In 8 repräsentiert die horizontale Achse die Ein-Spannung V_CE [V] des IGBT Q3, und die vertikale Achse repräsentiert den Kollektorstrom I_C [A].
Das Bereitstellen einer ausreichend hohen Gatespannung des IGBT Q3 führt zu einem Sättigungszustand, in dem ein Betrieb in einem in 8 gezeigten Sättigungsbereich SR durchgeführt wird (Kurve 34). In dem Sättigungszustand kann ein Strom größer oder gleich einem Nennwert mit relativ geringem Spannungsabfall V_CE fließen. Das Bereitstellen einer relativ niedrigen Gatespannung für den IGBT Q3 (Kurve 32) führt zu einem aktiven Zustand, in dem ein Betrieb in einem in 8 gezeigten aktiven Bereich AR durchgeführt wird. In dem aktiven Zustand fließt selbst bei erhöhter Kollektorspannung kein Kollektorstrom I_C, der größer oder gleich einem bestimmten Wert ist.
In der Ansteuerschaltung 81 der zugrunde liegenden Technologie fließt ein übermäßiger Strom, falls ein Zweigkurzschluss beim Einschalten auftritt, da eine hohe Spannung, z. B. die Spannung der Energieversorgung VCC, den Basisanschlüssen des NPN-Transistors Q31 und des PNP-Transistors Q32 zugeführt wird, und auch eine ausreichend hohe Spannung dem Gate des IGBT Q33 beim Einschalten zugeführt wird.
Im Gegensatz dazu kann die Gatespannung des IGBT Q3 in der Ansteuerschaltung 1 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel auf dem Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 beibehalten werden, der niedriger ist als derjenige der zugrunde liegenden Technologie, falls ein Kurzschluss unmittelbar nach dem Beginn des Einschaltens auftritt. Somit kann der Kurzschlussstrom im Vergleich zur zugrunde liegenden Technologie verringert werden, und eine Verschlechterung und Zerstörung des IGBT Q3 aufgrund des Kurzschlussstroms kann vermieden werden.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, wie vorstehend beschrieben, wird dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q2, die die Spannungsausgabeeinheit 13 bilden, die Spannung der ersten Spannungsquelle VD1 zugeführt, wenn der IGBT Q3 von dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand geschaltet wird, d. h. wenn eine Einschaltoperation zum Einschalten des IGBT Q3 durchgeführt wird. Wenn die erste Beibehaltungsperiode TV1 abgelaufen ist, so wird die dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q2, die die Spannungsausgabeeinheit 13 bilden, zugeführte Spannung durch die Spannungsschalteinheit 11 auf die Spannung der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 umgeschaltet.
Als Resultat kann die Spannung der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 beim Einschalten des IGBT Q3 nach dem vorübergehenden Ausgeben der Spannung der ersten Spannungsquelle VD1 an den. IGBT Q3 ausgegeben werden.
Da der Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 höher ist als die Gateschwellenspannung Vth des IGBT Q3 und niedriger ist als der Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1, kann die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3 durch die Spannung der ersten Spannungsquelle VD1 gesteuert werden. Daher können Schaltverluste im Vergleich zu einem Fall, bei dem die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3 durch die Gatewiderstände R1 und R2 und die Spannungen 0V und V0, wie bei der zugrunde liegenden Technologie, verringert werden.
Des Weiteren kann im Falle einer Brückenschaltung einer Vielzahl von IGBTs ein beim Auftreten des Zweigkurzschlusses auftretender Kurzschlussstrom auf einen niedrigen Wert unterdrückt werden. Als Resultat können die folgenden Wirkungen erhalten werden.
Bei einer herkömmlichen Technologie muss die maximale Aktivierungsfähigkeit eines Schaltelements wie beispielsweise eines IGBT, begrenzt werden, um den Kurzschlussstrom beim Auftreten des Zweigkurzschlusses zu begrenzen. Wenn die maximale Aktivierungsfähigkeit des Schaltelements, wie beispielsweise des IGBT, begrenzt ist, so steigt die Ein-Spannung, und der Energieverlust bei der Aktivierung ist erhöht.
Im Gegensatz dazu kann der Kurzschlussstrom in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des Zweigkurzschlusses ohne Beschränkung der maximalen Aktivierungsfähigkeit des Schaltelements, wie beispielsweise des IGBT Q3, auf einen geringen Wert unterdrückt werden, auch dann, wenn das Schaltelement, wie beispielsweise der IGBT Q3, fälschlicherweise aufgrund der Wirkungen einer Störung oder dergleichen in einer Periode eingeschaltet wird, in der eine Spannung, die niedriger ist als der Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC und höher ist als die Gateschwellenspannung Vth, an die Spannungsausgabeeinheit 13 beim Einschalten angelegt wird. Daher ist es nicht erforderlich, einen IGBT mit hohem Einschaltwiderstand zu verwenden und einen in Serie zu dem Kollektor und dem Emitter des IGBT geschalteten Widerstand hinzuzufügen, um die maximale Aktivierungsfähigkeit des Schaltelements zu beschränken, und somit kann eine Erhöhung der Ein-Spannung unterdrückt werden, und eine Erhöhung der Energieverluste beim Aktivieren kann unterdrückt werden.
Darüber hinaus kann die Spannungsschalteinheit 11 auf einfache Weise integriert werden. Die Spannungsschalteinheit 11 ermöglicht somit eine Verringerung der Abmessungen einer Montageschaltung im Vergleich zu herkömmlichen Konfigurationen mit einer Vielzahl von Spannungsausgabeeinheiten.
Da die Spannungsausgabeeinheit 13 einen Spannungsverstärkungsfaktor von 1 aufweist, kann die Spannungsausgabeeinheit 13 mit relativ wenigen Schaltkomponenten konfiguriert werden. Im Einzelnen kann die Spannungsausgabeeinheit 13 als Emitterfolger mit einem einzelnen Transistor in jeder der Einschaltseite und Ausschaltseite konfiguriert sein, was eine Vereinfachung des Schaltungsaufbaus und eine Verringerung der Anzahl von Komponenten ermöglicht.
Ähnliche Effekte können erzielt werden, wenn die Spannungsausgabeeinheit 13 unter Verwendung eines MOSFET anstelle eines Bipolartransistors aufgebaut ist, obgleich dieser Aufbau von dem des vorliegenden Ausführungsbeispiels abweicht. In diesem Falle kann die Spannungsausgabeeinheit 13 als Emitterfolger mit einzelnem Transistor in jeder der Einschaltseite und Ausschaltseite konfiguriert sein, was eine Vereinfachung des Schaltungsaufbaus und eine Verringerung der Zahl von Komponenten ermöglicht. Daher können die Schalteigenschaften des IGBT Q3 und die Unterdrückung eines Kurzschlussstroms mit relativ geringer Montagefläche erreicht werden.
Obwohl in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein IGBT als Leistungsvorrichtung, die als Schaltelement arbeitet, verwendet wird, können auch ein aus Silizium (Si) gebildeter MOSFET und ein aus Siliziumkarbid (SiC) gebildeter SiC-MOSFET als Leistungsvorrichtung eingesetzt werden. Die Spitzenspannung tendiert in dem SiC-MOSFET zu einer Erhöhung, da die Einschaltzeit des SiC-MOSFET kurz ist. Die Anwendung des vorliegenden Ausführungsbeispiels kann somit zu einer wirksamen Unterdrückung der Spitzenspannung führen und das Schaltelement schützen.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q2, die die Spannungsausgabeeinheit 13 bilden, die Spannung der zweiten Spannungsquelle VD2 zugeführt, wenn der IGBT Q3 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet wird, d. h., wenn eine Ausschaltoperation zum Ausschalten des IGBT Q3 durchgeführt wird. Wenn die zweite Beibehaltungsdauer TV2 abgelaufen ist, wird die dem NPN-Transistor Q1 und dem PNP-Transistor Q2, die die Spannungsausgabeeinheit 13 bilden, zugeführte Spannung durch die Spannungsschalteinheit 11 auf Massepotential geschaltet, insbesondere auf eine Spannung von 0V oder eine negative Spannung. Die Spannung von 0V oder die negative Spannung kann somit nach dem vorübergehenden Ausgeben der Spannung der zweiten Spannungsquelle VD2 an den IGBT Q3 beim Abschalten des IGBT Q3 ausgegeben werden.
Da der Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 niedriger ist als die Gateschwellenspannung Vth des IGBT Q3, kann die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3 durch die Spannung der zweiten Spannungsquelle VD2 gesteuert werden. Daher können die Schaltverluste im Vergleich zu dem Fall, bei dem die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3 durch die Gatewiderstände R1 und R2 gesteuert werden, wie in der zugrunde liegenden Technologie, verringert werden.
Da der Kurzschlussstrom beim Auftreten des Zweigkurzschlusses auf einen niedrigen Wert unterdrückt werden kann, wie oben in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beschrieben, ist es nicht erforderlich, einen IGBT mit hohem Einschaltwiderstand zu verwenden und einen in Serie zu dem Kollektor und dem Emitter des IGBT geschalteten Widerstand hinzuzufügen, um die maximale Aktivierungsfähigkeit des Schaltelements zu beschränken. Somit kann ein Ansteigen der Ein-Spannung unterdrückt werden, und eine Erhöhung der Energieverluste beim Aktivieren kann unterdrückt werden.
Da des Weiteren die Spannungsspitze wirksam unterdrückt werden kann, wie vorstehend in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beschrieben, kann der IGBT Q3 als Schaltelement geschützt werden, auch wenn eine relativ hohe Spannungsspitze erzeugt wird.
Wie vorstehend beschrieben, weist die Spannungsschalteinheit 11 die Schaltschaltung S1 und die Steuerlogikschaltung 12 gemäß vorliegendem Ausführungsbeispiel auf. Die Steuerlogikschaltung 12 steuert die Schaltschaltung S1 so, dass ein Verbindungsziel in Abhängigkeit von Operationen der ersten und Zeitgeber TM1 17 und TM2 18 geschaltet wird. Die Spannungsschalteinheit 11, die die Spannung V1 der ersten Spannungsquelle VD1 beim Einschalten an die Spannungsausgabeeinheit 13 anlegt, und nach Ablauf der ersten Spannungsbeibehaltungsdauer die an die Spannungsausgabeeinheit 13 angelegte Spannung auf die Spannung V0 der Energieversorgung VCC der Ansteuerschaltung 1 umschaltet, kann mit einfacher Konfiguration realisiert werden, durch Konfiguration der Spannungsschalteinheit 11 unter Verwendung der Zeitgeber 17 und 18, wie vorstehend beschrieben. Die Spannungsschalteinheit 11, die beim Abschalten die Spannung V2 der zweiten Spannungsquelle VD2 an die Spannungsausgabeeinheit 13 anlegt und nach Ablauf der zweiten Spannungsbeibehaltungsperiode die der Spannungsausgabeeinheit 13 zugeführte Spannung auf das Massepotential von 0V umschaltet, kann durch eine einfache Konfiguration aufgebaut werden.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gemäß vorstehender Beschreibung sind die Ausgabe an den Ausgangsanschlüssen OUT0 und OUT1 der Steuerlogikschaltung 12 und die Schaltoperation der Schaltschaltung S1 unter Heranziehung spezifischer Beispiele beschrieben, wobei die Konfiguration der Schaltschaltung S1 jedoch nicht auf dieses Beispiel beschränkt ist. Die Schaltschaltung S1 kann jede beliebige Konfiguration aufweisen, solange die Spannung aus einer Vielzahl von Spannungstypen geschaltet und an die Spannungsausgabeeinheit 13 ausgegeben werden kann.
[Ausführungsbeispiel 2]
9 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 40 mit einer Ansteuerschaltung 35, die eine Schaltelement-Ansteuerschaltung im Ausführungsbeispiel 2 der vorliegenden Erfindung darstellt. Die Leistungsvorrichtungsschaltung 40 weist eine Leistungsvorrichtung 44 auf, bei der es sich um ein Schaltelement vom spannungsgesteuerten Typ handelt, und die Ansteuerschaltung 35. Die Ansteuerschaltung 35 entspricht der Ansteuerschaltung 1, bei der es sich um die Schaltelement-Ansteuerschaltung im Ausführungsbeispiel 1 handelt. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist die Ansteuerschaltung 35 eine Funktion zum Ansteuern und Schützen der Leistungsvorrichtung 44 auf und umfasst eine Gateansteuerschaltung 43, die die Leistungsvorrichtung 44 ansteuert, und eine Schutzschaltung, die die Leistungsvorrichtung 44 schützt. Die Leistungsvorrichtung 44 ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein IGBT Q14.
Die Ansteuerschaltung 35 umfasst eine Spannungsschalteinheit 41, eine Weichabschalteschaltung 42, die Gateansteuerschaltung 43, ein Tiefpassfilter (Abkürzung: LPF) 45, einen Überstromdetektor 46 und einen Messwiderstand Rs. Die Spannungsschalteinheit 41 umfasst eine Steuerlogikschaltung 90, eine erste Spannungsquelle VD1, eine zweite Spannungsquelle VD2 und eine Schaltschaltung S11.
Die Steuerlogikschaltung 90 führt eine Gesamtsteuerung der Weichabschalteschaltung 42, der Gateansteuerschaltung 43, des LPF 45, des Überstromdetektors 46 und des Messwiderstands Rs durch, die die Ansteuerschaltung 35 bilden. Die Steuerlogikschaltung 90 umfasst einen Gateansteuersignaleingangsanschluss IN, einen Komparatorsignaleingangsanschluss SC, einen Weichsignalausgangsanschluss SOFT und drei Ausgangsanschlüsse OUT0, OUT1 und OUT2. Ein Gateansteuersignal GDS zum Ansteuern des IGBT 14 wird in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN eingegeben. Von den Ausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebene Ausgangssignale der Steuerlogikschaltung 90 werden der Schaltschaltung S11 über einen aus drei Signalleitungen zusammengesetzten Bus 95 zugeführt.
Die Steuerlogikschaltung 90 umfasst zwei Logikschaltungen, d. h. eine erste Logikschaltung 91 und eine zweite Logikschaltung 92, und zwei Zeitgeber, d. h. einen ersten Zeitgeber TM1 92 und einen zweiten Zeitgeber TM2 93. Der erste Zeitgeber TM1 92 entspricht einem Einschalt-Zeitgeber und der zweite Zeitgeber TM2 93 entspricht einem Ausschalt-Zeitgeber.
Die Steuerlogikschaltung 90, die Weichabschalteschaltung 42, das LPF 45, der Überstromdetektor 46 und der Messwiderstand Rs, bei denen es sich um Komponenten der in 9 gezeigten Ansteuerschaltung 35 handelt und die nicht der Gateansteuerschaltung 43 als Spannungsausgabeeinheit angehören, dienen als Schutzschaltung zum Schützen des IGBT Q14, bei dem es sich um die Verstärkervorrichtung 44 handelt. Wenn der Ausgangsstrom der Leistungsvorrichtung 44 aufgrund einer Abnormalität, wie beispielsweise einer Überlast oder ein Lastkurzschluss, überhöht wird, so führt die Schutzschaltung eine Weichabschaltung zur Verringerung einer Spannungsspitze durch. Unter ”Weichabschaltung” ist hier ein Abschalten der Leistungsvorrichtung 44 mit relativ geringer Geschwindigkeit zu verstehen. Die Schutzschaltung umfasst den Überstromdetektor 46 und den Messwiderstand Rs als Mittel zum Erfassen des Ausgangsstroms der Leistungsvorrichtung 44.
Die Weichabschalteschaltung 42 umfasst einen NPN-Transistor Q11 und einen Weichabschaltungsgatewiderstand RGsoft. Die Basis des NPN-Transistors Q11 ist mit dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT der Steuerlogikschaltung 90 verbunden. Der Kollektor des NPN-Transistors Q11 ist an ein Ende des Weichabschaltungsgatewiderstands RGsoft angeschlossen. Der Emitter des NPN-Transistors Q11 ist mit Masse verbunden.
Wenn kein überhöhter Ausgangsstrom (nachfolgend auch als ”Überstrom” bezeichnet) der Leistungsvorrichtung 44 erfasst wird, so schaltet die Ansteuerschaltung 53 den NPN-Transistor Q11 unter Steuerung der Steuerlogikschaltung 90 aus. Als Resultat geht der Ausgang der Weichabschalteschaltung 42 in einen Hochimpedanzzustand (HiZ) über, bei dem der IGBT Q14 und weitere Komponenten der Ansteuerschaltung 35 unbeeinflusst sind.
Andererseits schaltet die Ansteuerschaltung 35 den NPN-Transistor Q11 bei einer Erfassung des Überstroms und der Steuerung der Steuerlogikschaltung 90 ein. Zeitgleich schaltet die Steuerlogikschaltung 90 die Schaltschaltung S11 so, dass der Ausgang der Schaltschaltung S11 in den Hochimpedanzzustand (HiZ) übergeht, bei dem die Schaltschaltung S11 mit keiner aus einer Energieversorgung VCC, der ersten Spannungsquelle VD1, der zweiten Spannungsquell VD2 und Masse verbunden ist. In diesem Falle wird dem NPN-Transistor Q12 und dem PNP-Transistor Q13 der Gateansteuerschaltung 43 kein Basisstrom zugeführt, und der NPN-Transistor Q12 und der PNP-Transistor Q13 werden in den ausgeschalteten Zustand geschaltet. Die Weichabschalteschaltung 42 verringert somit die Gatespannung des IGBT Q14 über den Widerstand RGsoft und schaltet den IGBT Q14 von einem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand zur Absicherung.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Widerstandswert des Weichabschaltungsgatewiderstands RGsoft der Weichabschalteschaltung 42 so eingestellt, dass er höher ist als der Widerstandswert eines Gatewiderstands RG der Gateansteuerschaltung 43. Als Resultat verringert sich die Gatespannung pro Zeiteinheit sanfter, falls der IGBT Q14 unter Verwendung der Weichabschalteschaltung 42 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet wird, als in einem Fall, bei dem der IGBT Q14 unter Verwendung der Gateansteuerschaltung 43 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschaltet wird.
Wie vorstehend beschrieben, ist die Ansteuerschaltung 35 ausgestaltet zum Betreiben der Weichabschalteschaltung 42, um die Weichabschalteschaltung 42 zu veranlassen, eine Weichabschaltung durchzuführen, um den IGBT Q14 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand mit einer gegenüber der der Gateansteuerschaltung 43 geringeren Schaltgeschwindigkeit umzuschalten, wenn ein Überstrom erfasst wird, auch wenn es sich bei dem Gateansteuersignal GDS um ein Ein-Signal handelt.
Die Gateansteuerschaltung 43 umfasst die Energieversorgung VCC, den NPN-Transistor Q12, den PNP-Transistor Q13 und den Gatewiderstand RG. Wie bei der Gateansteuerschaltung 13 im vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel 1, entspricht die Gateansteuerschaltung 43 der Spannungsausgabeeinheit und ist als Verstärkerschaltung mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1 konfiguriert.
Die Spannungsschalteinheit 41 weist eine ähnliche Konfiguration wie die Spannungsschalteinheit 11 im Ausführungsbeispiel 1 auf und umfasst die Steuerlogikschaltung 90, die erste Spannungsquelle VD1, die zweite Spannungsquelle VD2 und die Schaltschaltung S11. Die Steuerlogikschaltung 90 schaltet die mit der Energieversorgung VCC, der ersten Spannungsquelle VD1, der zweiten Spannungsquelle VD2 und Masse verbundene Schaltschaltung S11 in einen der Ausgangszustände, d. h., den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC, den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1, den Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2, das Massepotential von 0V und den Hochimpedanzzustand (HiZ) in Abhängigkeit der Ausgangssignale an den Ausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2.
Die Basis des NPN-Transistors Q12 ist mit einem Ausgangsanschluss der Schaltschaltung SL verbunden. Der Emitter des NPN-Transistors Q12 ist mit der Energieversorgung VCC der Gateansteuerschaltung 43 verbunden.
Die Basis des PNP-Transistors Q13 ist mit einem Ausgang der Schaltschaltung S11 der Steuerlogikschaltung 90 verbunden. Der Kollektor des PNP-Transistors Q13 ist mit Masse verbunden. Die Emitter des NPN-Transistors Q12 und des PNP-Transistors Q13 sind miteinander verbunden.
Ein Punkt, an dem die Emitter des NPN-Transistors Q12 und des PNP-Transistors Q13 miteinander verbunden sind, ist mit einem Ende des Gatewiderstands RG verbunden. Das andere Ende des Gatewiderstands RG ist mit dem anderen Ende des Weichabschaltungsgatewiderstands RGsoft der Weichabschalteschaltung 42 verbunden. Ein Punkt, an dem das andere Ende des Gatewiderstands RG und das andere Ende des Weichabschaltungsgatewiderstands RGsoft der Weichabschalteschaltung 42 miteinander verbunden sind, ist mit dem Gate des IGBT Q14, bei dem es sich um die Leistungsvorrichtung 44 handelt, verbunden.
In dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel 1 gemäß 1 ist ein Ende des ersten Gatewiderstands R1 und ein Ende des zweiten Gatewiderstands R2 mit dem Emitter der NPN-Transistors Q1 bzw. dem Emitter des PNP-Transistors Q2 verbunden.
Im Gegensatz dazu ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Ende des einzelnen Gatewiderstands RG gemeinsam mit den Emittern des NPN-Transistors Q12 und des PNP-Transistors Q13 verbunden. Daher können die Einschaltzeit und die Ausschaltzeit des IGBT in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nicht getrennt voneinander eingestellt werden. Falls jedoch geeignete Einschalt- und Ausschaltzeiten durch Verwendung des Widerstandswerts des einzelnen Gatewiderstands RG erhalten werden können, kann die Spannungsausgabeeinheit 13 vereinfacht und durch Verwendung des einzelnen Gatewiderstands RG wie bei der Spannungsausgabeeinheit 13 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel in den Abmessungen verringert werden.
Wird kein Überstrom erfasst, so gibt die Steuerlogikschaltung 90 ein Signal zum Schalten der Schaltschaltung S11 an den Ausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 im Ansprechen auf das Gateansteuersignal GDS aus. Im Einzelnen schaltet die Steuerlogikschaltung 90 die Ausgangsspannung der Schaltschaltung S11 in Übereinstimmung mit Operationen des ersten Zeitgebers TM1 92 und des zweiten Zeitgebers TM2 93, wie bei der Ausgabespannung ASOV der Spannungsschalteinheit 11 im Ausführungsbeispiel 1, wie in dem Zeitdiagramm gemäß 2 gezeigt ist.
Andererseits erfolgt beim Erfassen eines Überstroms ein Versetzen des Ausgangs der Schaltschaltung S1 in den Hochimpedanzzustand (HiZ), um den NPN-Transistor Q12 und den PNP-Transistor Q13 auszuschalten und dadurch den Ausgang der Gateansteuerschaltung 43 in den Hochimpedanzzustand (HiZ) zu versetzen, bei dem der IGBT Q14 und andere Komponenten der Ansteuerschaltung 35 unbeeinflusst sind.
Der Ausgangszustand der Schaltschaltung S11 ist einer von insgesamt fünf Zuständen, d. h. der Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC, der Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1, der Spannungswert V2 der zweiten Spannungsquelle VD2, das Massepotential von 0V, und der Hochimpedanzzustand (HiZ). In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Schaltschaltung S11 somit durch den aus drei mit den jeweiligen drei Ausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 verbundenen Signalleitungen aufgebauten Bus 95 geschaltet.
Ein Emitteranschluss E des IGBT Q14 ist mit Masse verbunden. Ein Strommessanschluss S des IGBT Q14 ist mit einem Ende des Messwiderstands Rs verbunden. Das andere Ende des Messwiderstands Rs ist mit Masse verbunden.
Der Messwiderstand Rs ist mit dem Strommessanschluss S des IGBT Q14 verbunden. Ein Messstrom, der einige Tausendstel bis einige Zehntausendstel des durch den Emitteranschluss E des IGBT Q14 fließenden Stroms beträgt, fließt durch den Strommessanschluss S. Die Ansteuerschaltung 35 beurteilt, ob der Ausgangsstrom des IGBT Q14 überhöht ist oder nicht, durch Verwenden des Messstromes, und, falls der Ausgangsstrom überhöht ist, schaltet sie den Strom unter Verwendung der Weichabschalteschaltung 42 graduell ab, um eine Spannungsspitze bei der Abschaltoperation zu unterdrücken, und dadurch eine Zerstörung des IGBT Q14 zu verhindern. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Messstrom unter Verwendung des Messwiderstands Rs in eine Messspannung Vs umgewandelt.
Obwohl in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Konfiguration, bei der der IGBT Q14 den Strommessanschluss S aufweist, beschrieben ist, braucht der IGBT Q14 den Strommessanschluss S nicht aufzuweisen. Falls der IGBT Q14 den Strommessanschluss S nicht aufweist, sollte ein Shunt-Widerstand zur Stromerfassung zwischen Masse und den Emitteranschluss E geschaltet werden, um den Emitterstrom in die Messspannung umzuwandeln.
Der Widerstandswert des Messwiderstands Rs oder des Shunt-Widerstands sollte so eingestellt werden, dass ein Spannungsabfall an dem Messwiderstand Rs oder dem Shunt-Widerstand an eine Referenzspannung VREF einer Referenzspannungsquelle REF angeglichen wird, wenn der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 einen Nennwert überschreitet.
Das LPF 45 umfasst einen Filterwiderstand 47 und einen Filterkondensator 48. Ein Ende des Filterwiderstands 47 ist mit einer der Elektroden des Filterkondensators 48 verbunden. Das andere Ende des Filterwiderstands 47 ist mit einem Punkt verbunden, an dem der Strommessanschluss S des IGBT Q14 und der Messwiderstand Rs miteinander verbunden sind. Das andere Ende des Filterkondensators 48 ist mit Masse verbunden. Das LPF 45 eliminiert eine der durch Umwandlung mittels des Messwiderstands Rs erhaltenen Messspannung Vs überlagerte Störungskomponente, und gibt eine durch die Elimination resultierende Messspannung Vs an einen Komparator 49 des Überstromdetektors 46 aus.
Der Überstromdetektor 46 umfasst die Referenzspannungsquelle REF und den Komparator 49. Der Überstromdetektor 46 erfasst, ob der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 überhöht ist oder nicht. Ein nicht invertierender Eingangsanschluss des Komparators 49 ist mit einem Punkt verbunden, an dem das eine Ende des Filterwiderstands 47 und die eine Elektrode des Filterkondensators 48 des LPF 45 angeschlossen sind. Ein invertierender Eingangsanschluss des Komparators 49 ist mit einem positiven Anschluss der Referenzspannungsquelle VREF verbunden. Ein negativer Anschluss der Referenzspannungsquelle VREF ist mit Masse verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Komparators 49 ist mit dem Komparatorsignalausgangsanschluss SC der Steuerlogikschaltung 90 verbunden.
Der Komparator 49 vergleicht die Messspannung Vs von dem LPF 45 und die Referenzspannnung VREF der Referenzspannungsquelle REF und gibt ein Signal (nachfolgend auch als ”Komparatorsignal” bezeichnet) entsprechend den Ergebnissen des Vergleichs an den Komparatorsignaleingabeanschluss SC der Steuerlogikschaltung 90 aus.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gibt der Komparator 49 ein Komparatorsignal mit einem L-Pegel an den Komparatorsignaleingangsanschluss SC der Steuerlogikschaltung 90 aus, wenn die Messspannung Vs gleich oder niedriger als die Referenzspannung VREF ist. Wenn die Messspannung Vs die Referenzspannung VREF überschreitet, so gibt der Komparator 49 ein Komparatorsignal mit einem H-Pegel an den Komparatorsignaleingangsanschluss SC der Steuerlogikschaltung 90 aus.
Die Referenzspannung VREF wird hier so eingestellt, dass sie beispielsweise gleich oder niedriger als 1V ist, so dass ein Betrieb des IGBT Q14 durch den durch den Messwiderstand Rs oder den Shunt-Widerstand verursachten Spannungsabfall nicht beeinflusst wird.
Die Steuerlogikschaltung 90 steuert die Weichabschalteschaltung 42 und die Gateansteuerschaltung 43 basierend auf dem in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN eingegebenen Gateansteuersignal GDS und dem in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebenen Komparatorsignal.
Insbesondere führt die Steuerlogikschaltung 90 eine Operation zum Einschalten und Ausschalten des IGBT Q14 unter Verwendung der Gateansteuerschaltung 43 in Übereinstimmung mit einem Ein-Signal und einem Aus-Signal, bei denen es sich jeweils um das Gateansteuersignal GDS handelt, durch, wenn der Signalpegel des in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebenen Komparatorsignals auf dem L-Pegel liegt, mit anderen Worten, wenn der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 nicht überhöht und die Messspannung Vs gleich oder niedriger als die Referenzspannung VREF ist.
Andererseits schaltet die Steuerlogikschaltung 90 den IGBT Q14 von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand mit einer Schaltgeschwindigkeit, die niedriger ist als die der Gateansteuerschaltung 43, unter Verwendung der Weichabschalteschaltung 42, selbst wenn das Gateansteuersignal GDS das Ein-Signal ist, wenn der Signalpegel des in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebenen Komparatorsignals den H-Pegel aufweist, mit anderen Worten, wenn der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 überhöht ist und die Messspannung Vs die Referenzspannung VREF überschreitet.
Das heißt, die Ansteuerschaltung 35 betreibt die Weichabschalteschaltung 42, wenn ein Überstrom durch den Überstromdetektor 46 erfasst ist. Entsprechend der die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung 35 aufweisenden Leistungsvorrichtungsschaltung 40 kann eine Spannungsspitze unterdrückt werden.
Wenn die Ansteuerschaltung 35 die Weichabschalteschaltung 42 und der Steuerung der Steuerlogikschaltung 90 betreibt, so wird der Ausgangsanschluss OUT der Steuerlogikschaltung 90 in den Hochimpedanzzustand (HiZ) versetzt, um den NPN-Transistor Q12 und den PNP-Transistor Q13 der Gateansteuerschaltung 43 auszuschalten und dadurch den Ausgang der Gateansteuerschaltung 43 in den Hochimpedanzzustand (HiZ) zu versetzen, um eine Operation der Weichabschalteschaltung 42 nicht zu verhindern.
Wenn die Ansteuerschaltung 35 die Gateansteuerschaltung 43 durch Steuerung der Logiksteuerschaltung 41 betreibt, so wird der NPN-Transistor Q11 der Weichabschalteschaltung 42 ausgeschaltet, um den Ausgang SBCO der Weichabschalteschaltung 42 in den Hochimpedeanzzustand (HiZ) zu versetzen, um ein Ansteuern des IGBT Q14 durch die Gateansteuerschaltung 43 nicht zu verhindern.
Somit unterdrückt die Ansteuerschaltung 35 eine wechselseitige Beeinflussung der Operationen der Weichabschalteschaltung 42 und der Gateansteuerschaltung 43.

Die Tabelle 2 zeigt ein Verhältnis zwischen Signalpegeln der in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN und den Komparatorsignaleingangsanschluss SC der Steuerlogikschaltung 90 eingegebenen Signale, Ausgangszuständen des ersten Zeitgebers TM1 92 und des zweiten Zeitgebers TM2 93 im Inneren der Steuerlogikschaltung 90, einem Ausgangszustand des Weichsignalausgangsanschlusses SOFT der Steuerlogikschaltung 90, der Ausgangsspannung ASOV der durch Ausgangssignale an den Ausgangsanschlüssen (auch nachfolgend als ”Signalausgangsanschlüsse” bezeichnet) OUT0, OUT1 und OUT2 der Steuerlogikschaltung 90 geschalteten Schaltschaltung S11, einem Zustand des NPN-Transistors Q11, einem Ausgang der Gateansteuerschaltung 43 und einem Zustands des IGBT Q14. [Tabelle 2]

EINGANG		ZEITGEBER		AUSGANG		ELEMENTZUSTAND			BEMERKUNGEN
IN	SC	TM1	TM2	SOFT	ASOV	Q11	AUSGANGSCHALTUNG 43	Q14	BEMERKUNGEN
L	L	L	L	L	0V	AUS	0V	AUS	IGBT AUS
H	L	H	L	L	V1	AUS	V1	EINSCHALTOPERATION	EINSCHALTPERIODE IGBT
H	L	L	L	L	V0	AUS	V0	EIN	IGBT EIN
L	L	L	H	L	V2	AUS	V2	AUSSCHALTOPERATION	AUSSCHALTPERIODE IGBT
H	H	L	L	H	HiZ	EIN	HiZ	AUSSCHALTOPERATION	BEGINN WEICHABSCHALTUNG
L	H	L	L	L	0V	AUS	0V	AUS	WEICHABSCHALTUNG

Wenn sich das in den Gatesteuersignaleingangsanschluss IN eingegebene Gateansteuersignal GDS auf dem L-Pegel befindet und das in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebene Komparatorsignal befindet sich auf dem L-Pegel, so befindet sich ein an dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT ausgegebenes Signal auf dem L-Pegel und die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S11 wird 0V aufgrund der an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signalen. Als Resultat wird der NPN-Transistor Q11 ausgeschaltet, der Ausgangs SBCO der Weichabschalteschaltung 42 geht in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über, die Ausgangsspannung der Gateansteuerschaltung 43 wird 0V, und somit wird der IGBT Q14 ausgeschaltet.
Befindet sich das in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN eingegebene Gateansteuersignal GDS auf dem H-Pegel und das in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebene Komparatorsignal befindet sich auf dem L-Pegel, so wird der erste Zeitgeber TM1 92 gestartet, der Ausgang des ersten Zeitgebers TM1 92 geht auf den H-Pegel über, das an dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT ausgegebene Signal geht auf den L-Pegel über und die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S11 nimmt den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 ein, aufgrund der an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signale. Als Resultat wird der NPN-Transistor Q11 ausgeschaltet, der Ausgang SBCO der Weichabschalteschaltung 42 geht in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über, die Ausgangsspannung der Gateansteuerschaltung 43 nimmt den Spannungswert V1 der ersten Spannungsquelle VD1 ein, und somit beginnt der IGBT Q14 mit der Einschaltoperation.
Wenn der Ausgang des ersten Zeitgebers T1 92 den L-Pegel nach Ablauf der ersten Beibehaltungsdauer einnimmt, so nimmt die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S11, die durch die an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signale geschaltet wird, den Spannungswert V0 der Energieversorgung VCC ein. Als Resultat wird der IGBT Q14 in den eingeschalteten Zustand geschaltet.
Wenn das in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN eingegebene Gateansteuersignal GDS den H-Pegel aufweist und das in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebene Komparatorsignal den H-Pegel aufweist, so befindet sich das an dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT ausgegebene Signal auf dem H-Pegel und somit wird der NPN-Transistor Q11 der Weichabschalteschaltung 42 eingeschaltet und eine Weichabschaltungsoperation (Abkürzung: SC) wird durchgeführt.
Der Ausgang ASOV der Schaltschaltung S11 geht in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über, bei dem die Schaltschaltung S11 mit keiner der Energieversorgung VCC, der ersten Spannungsquelle VD1, der zweiten Spannungsquelle VD2 und der Masse elektrisch verbunden ist, aufgrund der an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signale, der Ausgang der Gateansteuerschaltung 43 geht in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über und der IGBT Q14 führt eine Abschaltoperation durch.
Wenn das in den Gateansteuersignaleingangsanschluss IN eingegebene Gateansteuersignal GDS den L-Pegel aufweist und das in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebene Komparatorsignal den H-Pegel aufweist, so geht das an dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT ausgegebene Signal auf den L-Pegel über und die Ausgangsspannung ASOV der durch die an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signale geschalteten Schaltschaltung S11 wird 0V. Als Resultat wird der NPN-Transistor Q11 der Weichabschalteschaltung 42 ausgeschaltet, der Ausgang der Gateansteuerschaltung 43 wird 0V, und somit wird der IGBT Q14 ausgeschaltet. Die erste Beibehaltungsdauer des ersten Zeitgebers TM1 92 und die zweite Beibehaltungsdauer des zweiten Zeitgebers TM2 93 können in ähnlicher Weise wie im Ausführungsbeispiel 1 eingestellt werden.
10 zeigt ein Zeitdiagramm einer Operation der in 9 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 40. Die horizontale Achse in 10 repräsentiert die Zeit. 10 beschreibt einen Fall, bei dem ein Überstrom beim Einschalten durch den IGBT Q14 fließt. 10 zeigt auch eine Verzögerungszeit einer jeden Schaltung und eines jeden Elements.
Zum Zeitpunkt t21 schaltet das Gateansteuersignal GDS von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal um. Die Ausgangsspannung der Schaltschaltung S11 schaltet aufgrund der an den Ausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 der Steuerlogikschaltung 90 ausgegebenen Signale zum Zeitpunkt t22 von 0V auf V1 um, wenn seit dem Zeitpunkt t21 eine Gateansteuerausgangsverzögerungszeit T1 abgelaufen ist. Zum Zeitpunkt t22 beginnt die Gatespannung VGE des IGBT Q14, bei dem es sich um die Leistungsvorrichtung 44 handelt, anzusteigen.
Die Gatespannung VGE des IGBT Q14 erreicht den ersten Gatespannungswert GV1 in der Spiegelperiode des IGBT Q14, bei dem es sich um die Leistungsvorrichtung 44 handelt, im Zeitpunkt t23, wenn eine Einschaltzögerungszeit T2 des IGBT Q14 seit dem Zeitpunkt t22 abgelaufen ist. Die Gatespannung VGE des IGBT Q14 verbleibt während einer Periode vom Zeitpunkt t23 zum Zeitpunkt t30 auf dem ersten Gatespannungswert GV1.
Zum Zeitpunkt t23 beginnt der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14, bei dem es sich um die Leistungsvorrichtung 44 handelt, anzusteigen. Die Messspannung SV und die in den Komparator 49 eingegebene Komparatoreingangsspannung CI beginnen ebenfalls anzusteigen.
Die Messspannung SV erreicht zum Zeitpunkt t24 den Wert der Bezugsspannung VREF, wenn eine Ausgangsstromanstiegszeit T3 seit dem Zeitpunkt t23 abgelaufen ist. Die Komparatoreingangsspannung CI erreicht die Referenzspannung VREF im Zeitpunkt t25, wenn eine LPF-Verzögerungszeit T4 seit dem Zeitpunkt t24 abgelaufen ist.
Ein Signalpegel einer vom Komparator 49 ausgegebenen Komparatorausgangsspannung CO schaltet im Zeitpunkt t26 von dem L-Pegel auf den H-Pegel, wenn eine Komparatorausgangsverzögerungszeit T5 seit dem Zeitpunkt t25 abgelaufen ist.
Im Zeitpunkt t28, wenn eine Steuerlogikschaltungsausgangsverzögerungszeit T6 seit dem Zeitpunkt t26 abgelaufen ist, nimmt das an dem Weichsignalausgangsanschluss SOFT der Steuerlogikschaltung 90 ausgegebene Signal den H-Pegel ein und ein Ausgangszustand der Schaltschaltung S11 geht aufgrund der an den Signalausgangsanschlüssen OUT0, OUT1 und OUT2 ausgegebenen Signale in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über. Als Resultat geht die Weichabschalteschaltung 42 von dem Hochimpedanzzustand (HiZ) in einen Betriebszustand über, und die Gateansteuerschaltung 43 geht von dem Betriebszustand in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über.
Aufgrund des Betriebs der Weichabschalteschaltung 42 beginnen sich die Gatespannung VGE des IGBT Q14 und der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 im Zeitpunkt t30 zu verringern.
Im Zeitpunkt t28 verbleibt die Ausgangsspannung ASOV der Schaltschaltung S11 auf V1, das niedriger ist als V0, da die erste Beibehaltungsdauer TV1 seit dem Start des ersten Zeitgebers TM1 92 noch nicht abgelaufen ist.
Im Zeitpunkt t30, wenn eine Verzögerungszeit seit dem Zeitpunkt t28 des Beginns des Betriebs der Weichabschalteschaltung 42 (Beginn des Senkens) und des Beginns des Verringerns der Gatespannung VGE von dem ersten Gatespannungswert GV1, abgelaufen ist, beginnen der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 und die Messspannung SV abzunehmen. Die Komparatoreingangsspannung CI wird im Zeitpunkt t29 konstant und beginnt im Zeitpunkt t31 abzunehmen.
Im Zeitpunkt t33 wird der Ausgangsstrom I_C des IGBT Q14 null. Im Zeitpunkt t33 wird die Messspannung SV null. Im Zeitpunkt t33, wenn eine Komparatorausgangsverzögerungszeit T7 seit dem Zeitpunkt t32, in dem die Komparatoreingangsspannung CI VREF erreicht, abgelaufen ist, schaltet der Signalpegel der Komparatorausgangsspannung CO von dem H-Pegel auf den L-Pegel um. Im Zeitpunkt t34 wird die Gatespannung VGE des IGBT Q14 null. Im Zeitpunkt t35 wird die Komparatoreingangsspannung CI null.
Im Zeitpunkt t36 schaltet das Gateansteuersignal GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal um. Als Resultat geht die Gateansteuerschaltung 43 von dem Hochimpedanzzustand (HiZ) in den Betriebszustand über, und die Weichabschalteschaltung 42 geht von dem Betriebszustand in den Hochimpedanzzustand (HiZ) über.
Die Steuerlogikschaltung 90 befindet sich in einem von sechs Zuständen, d. h. einen IGBT-Aus-Zustand, einen IGBT-Ein-Zustand, einen IGBT-Einschaltzustand, einen IGBT-Ausschaltzustand, einen Weichabschaltungsbeginnzustand und einen Weichabschaltungszustand. In einem normalen Betrieb (SC = L) erfolgt das Ansteuern unter Verwendung der Gateansteuerschaltung 43 und der IGBT-Aus-Zustand und der IGBT-Ein-Zustand werden abwechselnd geschaltet. In dem IGBT-Ein-Zustand geht die Steuerlogikschaltung 90 von dem IGBT-Ein-Zustand in den Weichabschaltungsbeginnzustand über, wenn der Ausgang des Komparators 49, d. h. der Signalpegel des in den Komparatorsignaleingangsanschluss SC eingegebenen Signals, den H-Pegel einnimmt.
Beim Übergang in den Weichabschaltungsbeginnzustand schaltet die Steuerlogikschaltung 90 den NPN-Transistor Q12 und den PNP-Transistor Q13 der Gateansteuerschaltung 43 unter Verwendung der Schaltschaltung S11 aus, und schaltet den NPN-Transistor Q11 der Weichabschalteschaltung 42 ein. Als Resultat arbeitet die Weichabschalteschaltung 42 und der IGBT Q14 wird mit einer niedrigen Schaltgeschwindigkeit von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand geschalter. Die Steuerlogikschaltung 90 geht von dem Weichabschaltungsbeginnzustand in den Weichabschaltungszustand über.
Beim Übergang in den Weichabschaltungszustand wird die Steuerlogikschaltung 90 in dem Weichabschaltungszustand gehalten, bis das Gateansteuersignal GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet. Wenn das Gateansteuersignal GDS von dem Ein-Signal auf das Aus-Signal umschaltet, so geht die Steuerlogikschaltung 90 in den IGBT-Aus-Zustand über.
Wenn ein Kurzschluss beim Einschalten des IGBT Q14 in der in 9 gezeigten Leistungsvorrichtungsschaltung 40 auftritt, so tritt eine durch die Summe der Verzögerungszeiten T1 bis T6 ausgedrückte Verzögerung ab dem Zeitpunkt auf, in dem das Gateansteuersignal GDS von dem Aus-Signal auf das Ein-Signal umschaltet bis zur Durchführung der Weichabschaltungsoperation, wie in 10 gezeigt ist.
In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die erste Beibehaltungsdauer TV1 für den in der Steuerlogikschaltung 90 enthaltenen ersten Zeitgeber TM1 92 so eingestellt, dass sie gleich oder länger ist als die Summe der Verzögerungszeiten T1 bis T6 bis zur Durchführung der Weichabschaltungsoperation. Als Resultat kann ein bis zum Betrieb der in 9 gezeigten Schutzschaltung auftretender Kurzschlussstromwert so unterdrückt werden, dass er niedriger ist als der in der Ansteuerschaltung 81 in der zugrunde liegenden Technologie, und die Zerstörung des IGBT kann zuverlässiger verhindert werden.
Des Weiteren können den im Ausführungsbeispiel 1 erhaltenen Wirkungen ähnelnde Wirkungen in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erzielt werden. Die vorgenannte Beschreibung ist vorrangig auf den Betrieb der Schaltung zum Unterdrücken des Kurzschlussstroms bis zum Arbeiten der Schutzschaltung gerichtet, wenn der Kurzschluss beim Einschalten des IGBT auftritt. Der Kurzschluss tritt häufig auf, wenn der IGBT fälschlicherweise durch eine externe Störung im Aus-Zustand des Gateansteuersignals GDS fälschlicherweise eingeschaltet wird. Es ist daher nützlich, die erste Beibehaltungsdauer TV1 des ersten Zeitgebers TM1 92 so einzustellen, dass sie gleich oder länger ist als die Summe der Verzögerungszeiten T1 bis T6 und die Weichabschaltungsoperation erlaubt, wenn der IGBT fälschlicherweise durch die externe Störung eingeschaltet wird, um dadurch das Schaltelement zu schützen.
Beim Abschalten ist es auch hilfreich, die Gatespannung in zwei Stufen anzusteuern, d. h. den zweiten Gatespannungswert V2 und das Massepotential von 0V, durch Verwenden des zweiten Zeitgebers TM2 93. Als Resultat kann die Ausschaltzeit verringert werden, und somit können Wirkungen zum Schutz von anderen Schaltungen als die Ansteuerschaltung, die denselben Zweig bilden, erreicht werden.
<Ausführungsbeispiel 3>
11 zeigt einen Aufbau einer Leistungsvorrichtungsschaltung 50 mit einer Ansteuerschaltung 61, bei der es sich um eine Schaltelement-Ansteuerschaltung in einem Ausführungsbeispiel 3 der vorliegenden Erfindung handelt. Die Leistungsvorrichtungsschaltung 50 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel weist einen ähnlichen Aufbau auf, wie die vorstehend beschriebene Leistungsvorrichtungsschaltung 10 des Ausführungsbeispiels 1 und daher werden lediglich Unterschiede beschrieben, und eine Wiederholung der Beschreibung wird vermieden, während dieselben Bezugszeichen für dieselben Komponenten verwendet werden. Die Ansteuerschaltung 61 in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel entspricht der Schaltelement-Ansteuerschaltung 1 des Ausführungsbeispiels 1.
Die Leistungsvorrichtungsschaltung 50 umfasst die Ansteuerschaltung 61 und den IGBT Q3, bei dem es sich um eine Leistungsvorrichtung vom spannungsgesteuerten Typ handelt. Die Ansteuerschaltung 61 umfasst eine Spannungsschalteinheit 51, die Energieversorgung VCC, den NPN-Transistor Q1, den PNP-Transistor Q2, den ersten Gatewiderstand R1, den zweiten Gatewiderstand R2 und einen Temperatursensor 53. Der NPN-Transistor Q1 und der PNP-Transistor Q2 sind Gateansteuerelemente. Der Temperatursensor 53 entspricht einem Temperaturdetektor.
Die Spannungsschalteinheit 51 umfasst eine Spannungssteuerung 52, die Steuerlogikschaltung 12, eine erste variable Spannungsquelle VD11, eine zweite variable Spannungsquelle VD12 und die Schaltschaltung S1. Die Steuerlogikschaltung 12 steuert die Schaltschaltung S1. Die Steuerlogikschaltung 12 umfasst den Eingangsanschluss IN und die beiden Ausgangsanschlüsse OUT0 und OUT1. In 11 werden die beiden Ausgangsanschlüsse OUT0 und OUT1 gemeinsam als ”OUT” dargestellt. Der Ausgangsanschluss OUT und die Schaltschaltung S1 sind über den aus zwei Signalleitungen zusammengesetzten Bus 14 miteinander verbunden.
Der Temperatursensor 53 ist mit der Spannungssteuerung 52 verbunden. Der Temperatursensor 53 ist in der Nähe des IGBT Q3 vorgesehen. Der Temperatursensor 53 erfasst eine Grenzschichttemperatur des IGBT Q3. Der Temperatursensor 53 stellt eine die erfasste Grenzschichttemperatur des IGBT Q3 angebende Temperaturinformation für die Spannungssteuerung 52 bereit.
Die Spannungssteuerung 52 steuert und justiert eine beim Einschalten oder Ausschalten vorübergehend ausgegebene Spannung, d. h. einen Wert V11 einer von der ersten variablen Spannungsquelle VD11 ausgegebenen ersten variablen Spannung und einen Wert V12 einer von der zweiten variablen Spannungsquelle VD12 ausgegebenen zweiten variablen Spannung in Übereinstimmung mit der durch die von dem Temperatursensor 54 bereitgestellten Temperaturinformation angegebene Grenzschichttemperatur des IGBT Q3. Im Einzelnen instruiert die Spannungssteuerung 52 die erste variable Spannungsquelle VD11 oder die zweite variable Spannungsquelle VD12 zum Ausgeben des Spannungswerts V11 oder V12 der variablen Spannungsquelle VD11 oder VD12 an die Schaltschaltung S1.
Falls die Spannungswerte V11 und V12 der ersten und zweiten variablen Spannungsquellen VD11 und VD12 konstante Werte sind, ändert sich die Gateschwellenspannung Vth des IGBT Q3, wenn sich die Grenzschichttemperatur des IGT Q3 ändert, und somit ändert sich die Schaltgeschwindigkeit des IGBT Q3.
Die Ansteuerschaltung 61 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel justiert die Spannungswerte V11 und V12 der ersten und zweiten variablen Spannungsquellen VD11 und VD12 unter Verwendung der Spannungssteuerung 52 in Übereinstimmung mit der durch den Temperatursensor 53 erfassten Grenzschichttemperatur des IGBT Q3. Als Resultat kann eine konstante Schaltgeschwindigkeit beibehalten werden.
Wenn die Schaltgeschwindigkeit ansteigt, erhöht sich das Strahlungsrauschen und eine Spitzenspannung und die Schaltverluste werden verringert. Wenn die Schaltgeschwindigkeit abnimmt, verringert sich das Strahlungsrauschen und die Spannungsspitze, und die Schaltverluste steigen. Es gibt einen Kompromiss zwischen dem Strahlungsrauschen und der Spannungsspitze, und den Schaltverlusten.
In dem Aufbau, bei dem die Schaltgeschwindigkeit unter Verwendung von Gatewiderständen gesteuert wird, wie in der zugrunde liegenden Technologie, ist dieselbe Anzahl von Gatesteuerelementen wie die Anzahl von Gatewiderständen erforderlich, wenn die Gatewiderstände so geschaltet werden, dass die Erfordernisse des Strahlungsrauschens und der Spannungsspitze, und der Schaltverluste erfüllt werden.
Im Gegensatz dazu ist die Ansteuerschaltung 61 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel so konfiguriert, dass sie Spannungswerte V11 und V12 der ersten und zweiten variablen Spannungsquellen VD11 und VD12 in Übereinstimmung mit der durch den Temperatursensor 53 erfassten Grenzschichttemperatur des IGBT Q3 eingestellt werden. Dies erleichtert eine Integration in ein IC und verringert die Größe einer Montagefläche.
Die Spannungswerte V11 und V12 der ersten und zweiten variablen Spanungsquellen VD11 und VD12 sollte beispielsweise wie folgt eingestellt werden. Ein Gateschwellwert eines IGBT und eines FET, bei denen es sich um Leistungsvorrichtungen handelt, weist eine negative Temperaturcharakteristik dahingehend auf, dass sich der Gateschwellwert mit zunehmender Temperatur verringert. Die Ansteuerschaltung 61 sollte die Spannungswerte V11 und V12 der ersten und zweiten variablen Spannungsquellen VD11 und VD12 bei zunehmender Temperatur entsprechend der negativen Temperaturcharakteristik der Leistungsvorrichtung verringern.
Obwohl eine Beschreibung auf Grundlage der Schaltelement-Ansteuerschaltungen 1, 35 und 61 und der Leistungsvorrichtungsschaltungen 10, 40 bzw. 50 mit den Schaltelement-Ansteuerschaltungen 1, 35 und 61 in jedem der vorgenannten Ausführungsbeispiele erfolgte, können die Leistungsvorrichtungsschaltungen 10, 40 und 50 auch modular als Leistungsmodule mit jeweiligen Leistungsvorrichtungsschaltungen 10, 40 und 50 aufgebaut sein. Mit solchen Leistungsmodulen können ähnliche Effekte wie die in jedem der vorgenannten Ausführungsbeispiele erzielt werden.
<Ausführungsbeispiel 4>
12 zeigt ein mit der Ansteuerschaltung 61 des Ausführungsbeispiels 4 der vorliegenden Erfindung ausgestattetes Kraftfahrzeug 60. Das Kraftfahrzeug 60 ist ein Hybridkraftfahrzeug, ein Elektrokraftfahrzeug, ein Brennstoffzellen-getriebenes Kraftfahrzeug oder ein Kraftfahrzeug mit einem Startergenerator. Das Kraftfahrzeug 60 umfasst die Ansteuerschaltung 61, eine elektrische Steuereinheit (Abkürzung: ECU) 62, eine Niederspannungsenergieversorgung 63, eine Hochspannungsenergieversorgung 64, eine Invertervorrichtung 65, einen Motor 66 und einen Verbrennungsmotor 67.
Wie bei der Ansteuerschaltung 35 in dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel 3, entspricht die Ansteuerschaltung 61 der Schaltelement-Ansteuerschaltung und umfasst eine Gateanssteuerschaltung und eine Schutzschaltung, die eine Steuerlogikschaltung, eine Weichabschalteschaltung, ein LPF, einen Überstromdetektor und einen Messwiderstand aufweist. Die Ansteuerschaltung 61 treibt und schützt eine in der Invertervorrichtung 65 enthaltene Leistungsvorrichtung. Im Einzelnen wird die Leistungsvorrichtung durch die Gateansteuerschaltung der Ansteuerschaltung 61 angesteuert, und durch die Schutzschaltung der Ansteuerschaltung 61 geschützt.
Die ECU 62 wird durch einen Mikrocomputer implementiert. Die ECU 62 steuert die Ansteuerschaltung 61. Die Niederspannungsenergieversorgung 63 wird als Energieversorgung für die Ansteuerschaltung 61 verwendet. Die Niederspannungsenergieversorgung 63 wird beispielsweise durch eine Batterie mit 12 V implementiert.
Die Hochspannungsenergieversorgung 64 ist ausgestaltet zum Ermöglichen des Ladens und Entladens von Energie. Im Einzelnen handelt es sich bei der Hochspannungsenergieversorgung 64 um eine Gleichstromenergieversorgung, die aufladbar und entladbar ist und beispielsweise durch eine Sekundärbatterie wie eine Nickel-Wasserstoff-Batterie oder eine Lithium-Ionen-Batterie implementiert ist. Eine Gleichleistung wird der Hochspannungsenergieversorgung 64 von der Invertervorrichtung 65 zugeführt. Die Hochspannungsenergieversorgung 64 wird dadurch geladen. Die Hochspannungsenergieversorgung 64 ist beispielsweise durch eine Batterie mit 36 V implementiert.
Die Invertervorrichtung 65 umfasst die Leistungsvorrichtung, die durch die Ansteuerschaltung 61 angesteuert und geschützt wird. Die Invertervorrichtung 65 treibt den Motor 66. Die Invertervorrichtung 65 wandelt eine von der Hochspannungsenergieversorgung 64 entladene Gleichleistung in eine Wechselleistung zum Ansteuern des Motors 66 um. Die Invertervorrichtung 65 wandelt auch eine durch den Motor 66 erzeugte Wechselleistung in eine Gleichleistung um, die die Hochspannungsenergieversorgung 64 aufladen kann.
Der Motor 66 wird in einem Hybridkraftfahrzeug, einem Elektrokraftfahrzeug, einem Brennstoffzellen-getriebenen Kraftfahrzeug oder einem mit einem Startergenerator ausgestatteten Kraftfahrzeug eingesetzt und kann eine Leistung von 1 kW oder mehr abgeben. Der Motor 66 ist beispielsweise durch einen regenerativen Motor implementiert. Der Motor 66 erzeugt eine Wechselleistung. Der Motor 66 stellt die erzeugte Wechselleistung der Invertervorrichtung 65 zur Verfügung.
Das Kraftfahrzeug 60 wiederholt abwechselnd ein Antreiben und eine Regeneration, und es tritt häufig nicht nur ein Zustand mit hoher Fluktuation einer Last des Motors 66 auf, sondern auch ein Leerlaufzustand, in dem weder ein Antreiben noch eine Regeneration durchgeführt wird. In einem solchen Leerlaufzustand befindet sich die den Motor 66 antreibende Invertervorrichtung 65 in einem lastlosen Laufbetrieb, und es fließt überhaupt kein Ausgangsstrom oder lediglich ein geringer Ausgangsstrom, der einige Zehntel oder einige Hundertstel des Nennstroms beträgt.
In dem vorstehend beschriebenen lastlosen Laufzustand ist die Schaltgeschwindigkeit des in der in 12 gezeigten Invertervorrichtung 65 enthaltenen IGBT näherungsweise höher als beim normalen Antreiben und Regenerieren. Als Resultat kann eine durch eine einem Hochfrequenzstrom zuzurechnende elektromagnetische Kopplung erzeugte Störungsspannung dem in die Gateansteuerschaltung eingegebenen Gateansteuersignal GDS durch den in den 6 und 7 gezeigten Mechanismus überlagert werden, was zu einer Fehlfunktion führt.
Eine magnetische Abschirmung kann die durch die dem Hochfrequenzstrom zurechenbare elektromagnetische Kopplung erzeugte Störungsspannung wirksam verhindern, wobei die magnetische Abschirmung in der herkömmlichen Technologie nicht ausreichend implementiert ist, da das für die magnetische Abschirmung verwendete Abschirmungsmaterial relativ teuer ist und zu einem Problem des erhöhten Gewichts führt.
Falls der in der in 12 gezeigten Invertervorrichtung 65 enthaltene IGBT aufgrund der Störungsspannung einen Zweigkurzschluss verursacht, so funktioniert die Ansteuerschaltung 35 nicht, da eine Pulsbreite der Störungsspannung kürzer ist als eine Ansprechzeit der Ansteuerschaltung 35 des IGBT.
Im Gegensatz dazu kann der Kurzschlussstrom in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel im Vergleich zu der zugrunde liegenden Technologie auch dann verringert werden, wenn das Gateansteuersignal GDS mit der überlagerten Störungsspannung mit relativ kurzer Impulsbreite in die Gateansteuerschaltung eingegeben wird. Die Zerstörung des in der in 12 gezeigten Invertervorrichtung 65 enthaltenen IGBT kann somit vermieden werden.
Das Kraftfahrzeug 60 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel umfasst die Ansteuerschaltung 61 und die Invertervorrichtung 65, die eine Zerstörung des IGBT gemäß vorstehender Beschreibung verhindern können. Somit kann ein Kraftfahrzeug 60 erreicht werden, das eine Zerstörung des in der Invertervorrichtung 65 enthaltenen IGBT und einen Fehler der Invertervorrichtung 65 verhindern kann, selbst dann, wenn ein Gateansteuersignal GDS, auf dem die Störungsspannung mit relativ kurzer Impulsbreite überlagert ist, in die Gateansteuerschaltung eingegeben wird.
Es sollte beachtet werden, dass die vorliegende Erfindung durch beliebiges Kombinieren der vorgenannten Ausführungsbeispiele innerhalb des Umfangs der vorliegenden Erfindung implementiert werden kann. Darüber hinaus können die Komponenten der vorgenannten Ausführungsbeispiele in geeigneter Weise modifiziert oder weggelassen werden.
Während die vorliegende Erfindung im Detail beschrieben wurde, ist die vorhergehende Beschreibung in allen Aspekten erläuternd und nicht einschränkend. Es ist daher ersichtlich, dass zahlreiche Modifikationen, die nicht beschrieben wurden, erdacht werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Bezugszeichenliste

1, 35, 61: Schaltelement-Ansteuerschaltung (Ansteuerschaltung), 10, 40, 50: Leistungsvorrichtungsschaltung, 11, 41, 51: Spannungsschalteinheit, 12, 90: Steuerlogikschaltung, 13, 43: Gateansteuerschaltung (Spannungsausgabeeinheit), 14, 95: Bus, 15, 91: erste Logikschaltung, 16, 92: erster Zeitgeber TM1, 17, 93: zweiter Zeitgeber TM2, 18, 94: zweite Logikschaltung, 42: Weichabschalteschaltung, 44: Leistungsvorrichtung, 45: Tiefpassfilter (LPF), 46: Überstromdetektor, 52: Spannungssteuerung, 53: Temperatursensor, 60: Kraftfahrzeug, 62: elektronische Steuereinheit (ECU), 63: Niederspannungsenergieversorgung, 64: Hochspannungsenergieversorgung, 65: Invertervorrichtung, 66: Motor, 67: Verbrennungsmotor, Q3, Q14, Q21–Q24: IGBT, R1: erster Gatewiderstand, R2: zweiter Gatewiderstand, RG: Gatewiderstand, VD1: erste Spannungsquelle, VD2: zweite Spannungsquelle, VD11: erste variable Spannungsquelle, VD12: zweite variable Spannungsquelle, S1, S11: Schaltschaltung.

Claims

Schaltelement-Ansteuerschaltung, die ein Schaltelement vom spannungsgesteuerten Typ ansteuert, wobei das Schaltelement von einem ausgeschalteten Zustand in einen eingeschalteten Zustand geschaltet wird durch Anlegen einer Spannung, die gleich oder höher ist als eine Schwellenspannung, an eine Steuerelektrode, wobei die Schaltelement-Ansteuerschaltung umfasst: eine Spannungsausgabeeinheit zum Ausgeben einer Spannung an das Schaltelement; und eine Spannungsschalteinheit zum Schalten einer der Spannungsausgabeeinheit zugeführten Spannung, wobei die Spannungsausgabeeinheit ausgestaltet ist als eine Verstärkerschaltung mit einem Spannungsverstärkungsfaktor von 1, und beim Durchführen einer Einschaltoperation zum Schalten des Schaltelements von dem ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand die Spannungsschalteinheit die Spannungsausgabeeinheit mit einer Einschaltspannung versorgt, die einen Wert aufweist, der höher ist als der Schwellwert des Schaltelements und niedriger ist als ein Wert einer Spannung einer Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung, und, wenn eine vorbestimmte Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer seit dem Bereitstellen der Einschaltspannung abgelaufen ist, die der Spannungsausgabeeinheit zugeführte Spannung auf die Spannung der Energieversorgung der Schaltelement-Ansteuerschaltung umschaltet.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Spannungsschalteinheit beim Durchführen einer Ausschaltoperation zum Ausschalten des Schaltelements von dem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand die Spannungsausgabeeinheit mit einer Ausschaltspannung versorgt, die einen Wert aufweist, der niedriger ist als die Schwellenspannung des Schaltelements, und, wenn eine vorbestimmte Ausschaltspannungsbeibehaltungsdauer seit dem Bereitstellen der Ausschaltspannung abgelaufen ist, die der Spannungsausgabeeinheit zugeführte Spannung auf eine Spannung von 0V oder eine negative Spannung schaltet.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Spannungsschalteinheit umfasst: eine Schaltschaltung, die schaltbar mit einer die Einschaltspannung bereitstellenden Einschaltspannungsquelle oder mit der Energieversorgung verbunden ist, und der Spannungsausgabeeinheit eine Spannung bereitstellt; und eine Steuerlogikschaltung mit einem Einschaltzeitgeber, der die Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer misst, und zum Steuern der Schaltschaltung, und wobei die Steuerlogikschaltung beim Bereitstellen eines Ein-Signals, das eine Anweisung zum Durchführen der Einschaltoperation darstellt, das Messen der Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Einschaltzeitgebers startet und die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung mit der Einschaltspannungsquelle verbunden ist, und bei einer Beendigung der Messung der Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Einschaltzeitgebers die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung die Verbindung von der Einschaltspannungsquelle zu der Energieversorgung schaltet.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei die Spannungsschalteinheit umfasst: eine Schaltschaltung, die schaltbar mit einer die Einschaltspannung bereitstellenden Einschaltspannungsquelle, der Energieversorgung, einer die Ausschaltspannung bereitstellenden Ausschaltspannungsquelle oder einer die Spannung von 0V oder die negative Spannung bereitstellenden Niederspannungsquelle verbunden ist und der Spannungsausgabeeinheit eine Spannung bereitstellt; und eine Steuerlogikschaltung mit einem Einschaltzeitgeber, der die Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer misst, und einem Ausschaltzeitgeber, der die Ausschaltspannungsbeibehaltungsdauer misst, und zum Steuern der Schaltschaltung, und wobei die Steuerlogikschaltung (a) beim Bereitstellen eines Ein-Signals, das eine Anweisung zum Durchführen der Einschaltoperation darstellt, (a1) die Messung der Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Einschaltzeitgebers startet und die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung mit der Einschaltspannungsquelle verbunden ist, und (a2) wenn die Messung der Einschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Einschaltzeitgebers beendet ist, die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung die Verbindung mit der Einschaltspannungsquelle auf die Energieversorgung schaltet, und (b) bei einem Bereitstellen eines Aus-Signals, das eine Anweisung zum Durchführen der Ausschaltoperation darstellt, (b1) die Messung der Ausschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Ausschaltzeitgebers startet und die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung mit der Ausschaltspannungsquelle verbunden ist, und (b2) wenn die Messung der Ausschaltspannungsbeibehaltungsdauer unter Verwendung des Ausschaltzeitgebers beendet ist, die Schaltschaltung so steuert, dass die Schaltschaltung die Verbindung zu der Ausschaltspannungsquelle auf die Niederspannungsquelle schaltet.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, des weiteren umfassend einen Temperaturdetektor zum Erfassen einer Grenzschichttemperatur des Schaltelements, wobei die Spannungsschalteinheit die Einschaltspannung in Übereinstimmung mit der durch den Temperaturdetektor erfassten Grenzschichttemperatur einstellt.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach Anspruch 2, des weiteren umfassend einen Temperaturdetektor zum Erfassen einer Grenzschichttemperatur des Schaltelements, wobei die Spannungsschalteinheit zumindest eine der Einschaltspannung und der Ausschaltspannung in Übereinstimmung mit der durch den Temperaturdetektor erfassten Grenzschichttemperatur einstellt.
Schaltelement-Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das Schaltelement in einer Invertervorrichtung enthalten ist, die einen in einem Kraftfahrzeug installierten Motor ansteuert.
Leistungsmodul mit einer Leistungsvorrichtungsschaltung, die umfasst: die Schaltelement-Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6; und das durch die Schaltelement-Ansteuerschaltung angesteuerte Schaltelement.
Kraftfahrzeug mit: der Schaltelement-Ansteuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6; und einer das Schaltelement umfassenden Invertervorrichtung, die einen Motor ansteuert.