KR20150087357A - 스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차 - Google Patents

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미쓰비시덴키 가부시키가이샤
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Abstract

본 발명은, 비교적 작은 실장 면적으로, 전압 제어형의 스위칭 소자의 스위칭 특성의 개선 및 단락 전류의 억제를 실현할 수 있는 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다. 본 발명의 스위칭 소자 구동 회로는, 전압 증폭률이 1인 증폭 회로로 구성되는 전압 출력부에 의해, 스위칭 소자에 전압을 출력하여, 스위칭 소자를 구동한다. 스위칭 소자가 턴온될 때, 스위칭 소자의 임계치 전압보다 크고, 또한 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압값보다 작은 값의 턴온용 전압이 전압 출력부에 인가된다. 턴온용 전압 유지 기간의 경과 후, 전압 출력부에 인가되는 전압이, 전압 전환부에 의해 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압으로 전환된다.

Description

스위칭 소자 구동 회로, 파워 모듈 및 자동차{SWITCHING ELEMENT DRIVE CIRCUIT, POWER MODULE, AND AUTOMOBILE}
본 발명은, 파워 IC(Integrated Circuit) 등의 파워 디바이스 회로에 있어서, 출력을 전환하는 스위칭 소자로서 이용되는 전압 제어형의 파워 디바이스 등을 구동하는 스위칭 소자 구동 회로, 및 그것을 구비하는 파워 모듈 및 자동차에 관한 것이다.
인버터 장치 등에는, 브리지 회로 등의 파워 디바이스 회로가 마련된다. 브리지 회로는, 복수의 스위칭 소자를 구비한다. 스위칭 소자로서는, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor； 약칭： IGBT) 및 금속-산화막-반도체 전계 효과형 트랜지스터(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor； 약칭： MOSFET) 등의 전압 제어형의 스위칭 소자(이하 「전압 제어형 스위칭 소자」라고 하는 경우가 있음)가 많이 이용되고 있다.
전압 제어형 스위칭 소자의 게이트 전압의 제어를 행하는 회로는, 스위칭 소자 구동 회로(이하, 간단히 「구동 회로」라고 하는 경우가 있음)로 불린다. 구동 회로에 의해, 전압 제어형 스위칭 소자의 스위칭이 행해진다.
구동 회로는, 예를 들어 특허 문헌 1에 개시되어 있는 바와 같이, 전압 제어형 스위칭 소자(이하 「스위칭 소자」라고 하는 경우가 있음)의 턴온시에는, 구동 회로의 전원 전압을 출력하고, 스위칭 소자의 턴오프시에는, 0V 또는 부(負)전압을 출력한다. 구동 회로는, 게이트 저항을 구비하고 있고, 게이트 저항을 거쳐서, 스위칭 소자의 게이트에 접속된다.
게이트 저항의 저항값이 증가하면, 스위칭 소자의 게이트에 인가되는 전압인 게이트 전압의 상승 및 하강의 속도가 저하하여, 스위칭 소자의 스위칭 속도가 저하한다. 반대로, 게이트 저항의 저항값이 저하하면, 게이트 전압의 상승 및 하강의 속도가 증가하여, 스위칭 소자의 스위칭 속도가 증가한다. 이와 같이, 구동 회로에서는, 스위칭 소자의 스위칭 속도는, 게이트 저항에 의해 제어할 수 있다.
스위칭 소자의 스위칭 특성의 개선 및 단락 전류의 억제 등을 목적으로 한 구동 회로가, 예를 들어 특허 문헌 2∼7에 개시되어 있다. 예를 들어, 특허 문헌 2에는, 스위칭 소자의 스위칭 손실의 저감 등을 목적으로 하여, 스위칭 소자의 턴온 동작을 행하는 온(on)측 회로와, 스위칭 소자의 턴오프 동작을 행하는 오프(off)측 회로에 각각, 2개의 게이트 구동 소자와 지연 회로를 마련하고, 지연 회로에 의해, 별개의 게이트 구동 소자를 전환하는 구동 회로가 개시되어 있다. 이하의 설명에서는, 온측 회로의 게이트 구동 소자를 「온측 게이트 구동 소자」라고 하고, 오프측 회로의 게이트 구동 소자를 「오프측 게이트 구동 소자」라고 하는 경우가 있다.
특허 문헌 2에 개시되는 구동 회로는, 스위칭 소자를 턴온할 때에는, 우선, 온측 회로의 제 1 온측 게이트 구동 소자 및 게이트 저항을 거쳐서, 게이트 전압을 완만하게 상승시킨다. 그 다음에, 구동 회로는, 전술한 지연 회로에 의해 지연되어 제 2 온측 게이트 구동 소자에 인가되는 전압을 스위칭 소자의 게이트에 인가하여, 게이트 전압을 정상 상태의 전압까지 상승시킨다.
또한, 특허 문헌 2에 개시되는 구동 회로는, 스위칭 소자를 턴오프할 때에는, 우선, 오프측 회로의 제 1 오프측 게이트 구동 소자 및 게이트 저항을 거쳐서, 게이트 전압을 완만하게 저하시킨다. 그 다음에, 구동 회로는, 전술한 지연 회로 및 제 2 오프측 게이트 구동 소자에 의해 지연되어, 게이트 전압을 접지 전위까지 저하시킨다.
즉, 특허 문헌 2에 개시되는 구동 회로는, 스위칭 소자의 턴온시에는, 복수의 게이트 구동 소자를 시간적으로 전환함으로써, 스위칭 소자의 게이트 전압을 2 단계로 나누어 상승시키고, 스위칭 소자의 턴오프시에는, 복수의 게이트 구동 소자를 시간적으로 전환함으로써, 스위칭 소자의 게이트 전압을 2 단계로 나누어 저하시킨다. 이에 의해, 게이트 전압을 완만하게 변화시키고 있다.
이와 같이 게이트 전압을 완만하게 변화시키는 것에 의해, 방사 노이즈를 저하시키고 있다. 또한, 스위칭 소자가 오프 상태로부터 온 상태로 되는 턴온 시간, 및 스위칭 소자가 온 상태로부터 오프 상태로 되는 턴오프 시간을 억제하여, 스위칭 손실을 저감하고 있다.
특허 문헌 7에는, 스위칭 손실의 저감에 부가하여, 스위칭 소자를 브리지 접속하는 경우의 암(arm) 단락 전류 및 부하 단락 전류를 억제하기 위해서, 온측 회로와 오프측 회로의 사이에서 전원 전압 또는 입력 전압을 변경한 구동 회로가 개시되어 있다. 특허 문헌 7에 개시되는 구동 회로는, 온측 회로를 이용하여, 비교적 낮은 전압으로 스위칭 소자를 턴온시키는 것에 의해, 암 단락 전류 및 부하 단락 전류를 억제하고 있다.
(선행 기술 문헌)
(특허 문헌)
특허 문헌 1 : 일본 특개평 제4－29558호 공보
특허 문헌 2 : 일본 특개 제2001－37207호 공보
특허 문헌 3 : 일본 특개 제2000－232347호 공보
특허 문헌 4 : 일본 특개 제2003－189593호 공보
특허 문헌 5 : 일본 특개 제2000－253646호 공보
특허 문헌 6 : 일본 특개 제2003－319638호 공보
특허 문헌 7 : 일본 특개 제2012－186998호 공보
전술한 특허 문헌 2∼7에 개시되는 구동 회로는, 스위칭 소자의 스위칭 특성의 개선 및 단락 전류의 억제 등을 목적으로 하여, 게이트 저항 또는 게이트 전압을 전환하기 위해, 복수의 게이트 구동 소자를 구비한다.
게이트 구동 소자는, 스위칭 소자의 게이트에, 충방전하기 위한 전류를 공급할 수 있도록, 수 암페어 정도의 구동 능력이 필요하게 되므로, 구동 능력에 따른 다이·사이즈, 즉 칩 면적을 가지게 된다. 따라서, 복수의 게이트 구동 소자가 1개의 IC로 집적되었을 경우, IC의 칩 사이즈, 발열 및 제조 비용 등이 커진다고 하는 문제가 있다.
이 문제를 회피하기 위해서, 복수의 게이트 구동 소자가 이용되는 경우에는, IC로 집적되어 있지 않은 개별(디스크리트(discrete))의 트랜지스터 등의 반도체 소자가, 게이트 구동 소자로서 이용된다. 그러나, 디스크리트의 반도체 소자가 게이트 구동 소자로서 이용되면, 디스크리트의 반도체 소자의 개수가 증가할수록 구동 회로의 실장 면적이 커져, 구동 회로를 탑재하는 프린트 기판에 들어가지 않게 되어 버린다고 하는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 비교적 작은 실장 면적으로, 전압 제어형의 스위칭 소자의 스위칭 특성의 개선 및 단락 전류의 억제를 실현할 수 있는 스위칭 소자 구동 회로, 및 그것을 구비하는 파워 모듈 및 자동차를 제공하는 것이다.
본 발명의 스위칭 소자 구동 회로는, 제어 전극에 임계치 전압 이상의 전압이 인가되는 것에 의해 오프 상태로부터 온 상태로 전환되는 전압 제어형의 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 소자 구동 회로로서, 상기 스위칭 소자에 전압을 출력하는 전압 출력부와, 상기 전압 출력부에 인가하는 전압을 전환하는 전압 전환부를 구비하며, 상기 전압 출력부는, 전압 증폭률이 1인 증폭 회로로 구성되고, 상기 전압 전환부는, 상기 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 전환하는 턴온 동작을 행할 때에는, 상기 스위칭 소자의 상기 임계치 전압보다 크고, 또한 상기 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압값보다 작은 값의 턴온용 전압을 상기 전압 출력부에 인가한 후, 미리 정해진 턴온용 전압 유지 기간이 경과하면, 상기 전압 출력부에 인가하는 전압을, 상기 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압으로 전환하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 파워 모듈은, 상기 본 발명의 스위칭 소자 구동 회로와, 상기 스위칭 소자 구동 회로에 의해 구동되는 상기 스위칭 소자를 구비하는 파워 디바이스 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 자동차는, 상기 본 발명의 스위칭 소자 구동 회로와, 상기 스위칭 소자를 포함하고, 모터를 구동하는 인버터 장치를 구비하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 스위칭 소자 구동 회로에 의하면, 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 전환하는 턴온 동작을 행할 때에는, 전압 출력부에 턴온용 전압이 인가된 후, 턴온용 전압 유지 기간이 경과하면, 전압 출력부에 인가되는 전압이, 전압 전환부에 의해 구동 소자 회로의 전원의 전압으로 전환된다. 이에 의해, 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 전환하는 턴온 동작을 행할 때에는, 전압 출력부로부터 스위칭 소자에, 일시적으로 턴온용 전압을 출력한 후, 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압을 출력할 수 있다. 턴온용 전압의 값은, 스위칭 소자의 임계치 전압보다 크고, 또한 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압값보다 작기 때문에, 턴온시의 단락 전류를 낮게 억제하는 것이 가능하게 된다.
또한 전압 전환부는 용이하게 집적할 수 있다. 또한 전압 출력부의 전압 증폭률은 1이므로, 전압 출력부는, 비교적 적은 수의 회로 부품으로 구성할 수 있다. 따라서, 비교적 작은 실장 면적으로, 스위칭 소자의 스위칭 특성 및 단락 전류의 억제를 실현할 수 있다.
본 발명의 파워 모듈에 의하면, 비교적 작은 실장 면적으로, 스위칭 소자의 스위칭 특성 및 단락 전류의 억제를 실현할 수 있다.
본 발명의 자동차에 의하면, 인버터 장치에 포함되는 스위칭 소자의 파괴를 방지하여, 인버터 장치의 고장을 방지할 수 있다.
본 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해 보다 명백하게 된다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(1)를 포함하는 파워 디바이스 회로(10)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 파워 디바이스 회로(10)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 3은 전제 기술의 스위칭 소자 구동 회로(81)에 있어서의 턴온시의 실측 파형을 나타내는 도면이다.
도 4는 본 발명의 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로(1)에 있어서의 턴온시의 실측 파형을 나타내는 도면이다.
도 5는 암 단락을 나타내는 도면이다.
도 6은 게이트 구동 신호에 노이즈가 발생하는 메커니즘을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 노이즈가 중첩된 게이트 구동 신호의 전압 파형의 일례를 나타내는 도면이다.
도 8은 IGBT Q3의 출력 특성의 일례를 나타내는 그래프이다.
도 9는 본 발명의 제 2 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(35)를 포함하는 파워 디바이스 회로(40)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 10은 도 9의 파워 디바이스 회로(40)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 11은 본 발명의 제 3 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(61)를 포함하는 파워 디바이스 회로(50)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 12는 본 발명의 제 4 실시 형태인 구동 회로(61)를 구비하는 자동차(60)를 나타내는 도면이다.
도 13은 전제 기술의 스위칭 소자 구동 회로(81)를 포함하는 파워 디바이스 회로(80)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 14는 도 13의 파워 디바이스 회로(80)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
＜전제 기술＞
본 발명의 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로에 대해 설명하기 전에, 본 발명의 전제 기술의 스위칭 소자 구동 회로에 대해 설명한다. 도 13은, 전제 기술의 스위칭 소자 구동 회로(81)를 포함하는 파워 디바이스 회로(80)의 구성을 나타내는 도면이다. 파워 디바이스 회로(80)는, 전압 제어형의 스위칭 소자인 파워 디바이스 Q33와, 파워 디바이스 Q33을 구동하는 스위칭 소자 구동 회로(81)(이하, 간단히 「구동 회로」라고 하는 경우가 있음)를 구비한다.
전제 기술에 있어서, 구동 회로(81)는, 전압 제어형의 스위칭 소자인 파워 디바이스 Q33의 게이트를 구동하는 구동 회로로서, 파워 디바이스 Q33는, 절연 게이트 바이폴러 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor； 약칭： IGBT)이다. 이하의 설명에서는, 파워 디바이스 Q33을, 「IGBT Q33」이라고 하는 경우가 있다.
구동 회로(81)는, 버퍼 앰프(82), 전원 VCC, NPN 바이폴러 트랜지스터(이하, 간단히 「NPN 트랜지스터」라고 함) Q31, PNP 바이폴러 트랜지스터(이하, 간단히 「PNP 트랜지스터」라고 함) Q32, 제 1 게이트 저항 R31, 및 제 2 게이트 저항 R32를 구비한다. NPN 트랜지스터 Q31 및 PNP 트랜지스터 Q32는, 게이트 구동 소자에 상당한다.
버퍼 앰프(82)의 입력 단자에는, 게이트 구동 신호 GDS가 입력된다. 버퍼 앰프(82)는, 구동 회로(81)의 전원 VCC 및 그라운드에 접속되어 있다. 버퍼 앰프(82)의 출력 단자는, NPN 트랜지스터 Q31의 베이스, 및 PNP 트랜지스터 Q32의 베이스에 각각 접속되어 있다. NPN 트랜지스터 Q31 및 PNP 트랜지스터 Q32의 베이스는, 공통으로 접속된다.
NPN 트랜지스터 Q31의 컬렉터는, 구동 회로(81)의 전원 VCC에 접속되어 있다. NPN 트랜지스터 Q31의 에미터는, 제 1 게이트 저항 R31을 거쳐서, IGBT Q33의 게이트에 접속되어 있다. PNP 트랜지스터 Q32의 에미터는, 제 2 게이트 저항 R2를 거쳐서, IGBT Q33의 게이트에 접속되어 있다. PNP 트랜지스터 Q32의 컬렉터는, 그라운드에 접속되어 있다.
IGBT Q33의 컬렉터는, 출력 단자에 접속되어 있다. IGBT Q33의 컬렉터는, 출력 단자로부터 출력 신호 OPT를 출력한다. IGBT Q33의 에미터는, 그라운드에 접속되어 있다.
구동 회로(81)에 의해, IGBT Q33의 스위칭이 행해진다. 구동 회로(81)는, 턴온시에는 구동 회로(81)의 전원 VCC의 전압을 출력하고, 턴오프시에는 0V 또는 부전압을 출력한다.
제 1 및 제 2 게이트 저항 R31, R32의 저항값이 증가하면, IGBT Q33의 게이트 전압의 상승 및 하강의 속도가 저하하여, IGBT Q33의 스위칭 속도가 저하한다. 또한, 제 1 및 제 2 게이트 저항 R31, R32의 저항값이 저하하면, IGBT Q33의 게이트 전압의 상승 및 하강의 속도가 증가하여, IGBT Q33의 스위칭 속도가 증가한다. 따라서, IGBT Q33의 스위칭 속도는, 제 1 및 제 2 게이트 저항 R31, R32에 의해 제어할 수 있다.
구동 회로(81)에 있어서, NPN 트랜지스터 Q31은, IGBT Q33의 턴온 동작을 행하고, PNP 트랜지스터 Q32는, IGBT Q33의 턴오프 동작을 행한다.
구동 회로(81)는, IGBT Q33을 턴온할 때에는, NPN 트랜지스터 Q31을 온 상태로 함과 아울러 PNP 트랜지스터 Q32를 오프 상태로 하여, 제 1 게이트 저항 R31을 거쳐서 전원 VCC의 전압을 인가하여, IGBT Q33의 게이트 전압을 정상 상태의 전압까지 상승시킨다.
또한, IGBT Q33을 턴오프할 때에는, 구동 회로(81)는, NPN 트랜지스터 Q31을 오프 상태로 함과 아울러 PNP 트랜지스터 Q32를 온 상태로 하여, 제 2 게이트 저항 R32를 거쳐서 IGBT Q33의 게이트 전압을 접지 전위까지 저하시킨다.
도 14는, 도 13의 파워 디바이스 회로(80)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다. 도 14의 가로축은 시간이다.
시각 t41에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 오프(OFF) 신호로부터 온(ON) 신호로 전환되면, 게이트 구동 소자인 NPN 트랜지스터 Q31 및 PNP 트랜지스터 Q32에 입력되는 전압(이하 「게이트 구동 소자 입력 전압 GDIV」라고 함)의 신호 레벨이, 로우(L) 레벨로부터 하이(H) 레벨, 구체적으로는 전원 VCC의 전압값(도 14에서는 「VCC」라고 표기함)으로 전환된다.
이에 의해, NPN 트랜지스터 Q31이 온 상태로 됨과 아울러 PNP 트랜지스터 Q32가 오프 상태로 되어, 제 1 게이트 저항 R31을 거쳐서 전원 VCC의 전압이 IGBT Q33에 인가되므로, 시각 t41에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가 상승을 개시한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 일단 제 1 게이트 전압값 GV11이 될 때까지 상승한다. 시각 t42에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가 제 1 게이트 전압값 GV11에 도달하면, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 시각 t42로부터 시각 t43까지의 미러 기간 MP11인 동안, 제 1 게이트 전압값 GV11을 유지한다.
그 후, IGBT Q33의 미러 기간 MP11이 종료하는 시각 t43에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가, 재차 상승을 개시한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 제 2 게이트 전압값 GV12인 전원 VCC의 전압값으로 될 때까지 상승한다.
시각 t44에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가 제 2 게이트 전압값 GV12에 도달한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 온 상태의 기간인 시각 t44로부터 시각 t45까지의 동안, 제 2 게이트 전압값 GV12를 유지한다.
시각 t45에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환되면, 게이트 구동 소자 입력 전압 GDIV의 신호 레벨이, H 레벨로부터 L 레벨, 구체적으로는 접지 전위(0V)로 전환된다. 이에 의해, NPN 트랜지스터 Q31이 오프 상태로 됨과 아울러 PNP 트랜지스터 Q32가 온 상태로 되어, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가, 제 2 게이트 저항 R32를 거쳐서 저하를 개시한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 일단 제 1 게이트 전압값 GV11이 될 때까지 저하한다.
시각 t46에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 제 1 게이트 전압값 GV11에 도달한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 시각 t46로부터 시각 t47까지의 미러 기간 MP12인 동안, 제 1 게이트 전압값 GV11을 유지한다. 그 후, 미러 기간 MP12가 종료하는 시각 t47에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 재차 저하를 개시한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 접지 전위로 될 때까지, 즉 제로(0)V로 될 때까지 저하한다.
시각 t48에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE의 게이트 전압값은, 0V에 도달한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 오프 상태의 기간인 시각 t48로부터 시각 t49까지의 동안, 0V로 유지된다.
시각 t49에 있어서, 재차, 게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환되면, 게이트 구동 소자 입력 전압 GDIV의 신호 레벨이, L 레벨로부터 H 레벨로 전환되어, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE가 상승을 개시한다. IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 시각 t50에 있어서 제 1 게이트 전압값 GV11이 될 때까지 상승한 후, 시각 t50으로부터 시각 t51까지의 미러 기간 MP11인 동안, 제 1 게이트 전압값 GV11을 유지한다.
미러 기간 MP11이 종료하는 시각 t51에 있어서, IGBT Q33의 게이트 전압 VGE는, 재차 상승을 개시하여, 시각 t52에 있어서 제 2 게이트 전압값 GV12로 될 때까지 상승한다. 이와 같이 하여, 시각 t49 이후에는, 시각 t41로부터 시각 t49까지의 동작이 반복하여 행해진다.
여기서, 미러 기간 MP11, MP12에 대해 설명한다. 스위칭 소자의 턴온 직후, 및 턴오프 직후에 있어서는, 게이트 전압 VGE가 일정값으로 되는 미러 기간 MP11, MP12가 존재한다. 이 미러 기간 MP11, MP12에 있어서는, 컬렉터 전압의 저하에 따라, 컬렉터와 에미터의 사이의 귀환 용량이 변화하고, 이 변화에 의한 변위 전류가, 게이트로부터 귀환 용량 측으로 흐른다. 따라서, 도 13에 나타내는 구동 회로(81)에서는, 미러 기간 MP11, MP12 중에는, 구동 회로(81)로부터 IGBT Q33의 게이트에 흐르는 게이트 전류와 게이트 전압이 거의 일정하게 된다.
미러 기간 MP11, MP12의 길이는 수μs 정도이다. 또한, 미러 기간 MP11, MP12의 길이는, 구동 회로(81)의 출력 전압과 게이트 저항 R31, R32의 저항값에 의해, 어느 정도 변경하는 것이 가능하다. 구체적으로는, 턴온시에는, 구동 회로(81)의 출력 전압을 증가하거나, 게이트 저항 R31의 저항값을 낮추어 게이트 전류를 증가시키면, 미러 기간 MP11은 짧아진다. 반대로, 구동 회로(81)의 출력 전압을 저감하거나, 게이트 저항 R31의 저항값을 높여 게이트 전류를 저감시키면, 미러 기간 MP11은 길어진다.
IGBT Q33의 에미터-컬렉터 간을 흐르는 컬렉터 전류 IC는, 턴온 기간 중 게이트 전압 VGE가 0V로부터 GV11까지 천이하는 기간(t41∼t42)에 있어서, 게이트 전압 VGE의 상승에 따라, 크게 증대하므로, 컬렉터 전류 IC의 변화에 수반하는 서지 전압 및 방사 노이즈는, 주로 시각 t41로부터 시각 t42까지의 기간에 발생한다.
따라서, 서지 전압 및 방사 노이즈를 억제하기 위해서는, 시각 t41로부터 시각 t42까지의 기간에 있어서의 게이트 전압 VGE의 상승 속도를 완만하게 할 필요가 있다.
전제 기술의 구동 회로(81)에 있어서의 게이트 저항 R31을 크게 함으로써, 시각 t41로부터 시각 t42까지의 기간에 있어서의 게이트 전압 VGE를 늦게 상승시킬 수 있다. 그러나, 시각 t42로부터 시각 t43까지의 미러 기간 MP11, 및 시각 t43로부터 시각 t44까지의 기간도 길어져 버리므로, 시각 t41로부터 시각 t44까지의 턴온 기간이 길어져, 턴온 손실도 증대해 버린다.
전제 기술의 구동 회로(81)에서는, IGBT Q33의 턴온 동작시에, 게이트 구동 소자인 NPN 트랜지스터 Q31을 온하고, 게이트 저항 R31을 거쳐서, IGBT Q33의 게이트 전압을 전원 VCC의 전압값까지 상승시켜, IGBT Q33을 온 상태로 한다.
이 때, 게이트 저항 R31이 작으면, IGBT Q33의 게이트 전압이 0V로부터 GV11로 상승하는 기간(t41∼t42), IGBT Q33의 미러 기간 MP11(t42∼t43), 및 IGBT Q33의 게이트 전압이 GV11로부터 GV12로 상승하는 기간(t43∼t44)의 모든 기간이 짧아져, IGBT Q33이 오프 상태로부터 온 상태로 되는 턴온 시간(t41∼t44)도 짧아진다. 그러나, 이 경우에는, 서지 전압 및 방사 노이즈를 억제할 수 없게 된다.
그래서, 전술한 특허 문헌 2∼7에 개시되는 구동 회로는, 파워 디바이스의 스위칭 특성의 개선 및 단락 전류의 억제 등을 목적으로 하여, 게이트 저항 또는 게이트 전압을 전환하기 위해서, 복수의 게이트 구동 소자를 구비한다.
그러나, 게이트 구동 소자는, 파워 디바이스의 게이트에 충방전하기 위한 전류를 공급할 수 있도록, 수 암페어 정도의 구동 능력이 필요하게 되므로, 구동 능력에 따른 다이·사이즈, 즉 칩 면적을 가지게 된다. 따라서, 전술한 특허 문헌 2∼7에 개시되는 구동 회로와 같이 복수의 게이트 구동 소자가 1개의 IC로 집적되었을 경우에는, IC의 칩 사이즈, 발열 및 제조 비용 등이 커진다고 하는 문제가 있다.
이 문제를 회피하기 위해서, 복수의 게이트 구동 소자가 이용되는 경우에는, IC로 집적되어 있지 않은 개별(디스크리트(discrete))의 트랜지스터 등의 반도체 소자가, 게이트 구동 소자로서 이용된다. 그러나, 디스크리트의 반도체 소자가 게이트 구동 소자로서 이용되면, 디스크리트의 반도체 소자의 개수가 증가할수록 구동 회로의 실장 면적이 커져, 구동 회로를 탑재하는 프린트 기판에 들어가지 않게 되어 버린다고 하는 문제가 있다.
그래서, 본 발명의 스위칭 소자 구동 회로에서는, 이하에 나타내는 각 실시 형태의 구성을 채용하고 있다.
＜제 1 실시 형태＞
도 1은, 본 발명의 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(1)를 포함하는 파워 디바이스 회로(10)의 구성을 나타내는 도면이다.
파워 디바이스 회로(10)는, 구동 회로(1)와, 전압 제어형 파워 디바이스인 IGBT Q3을 구비한다. 전압 제어형 파워 디바이스인 IGBT Q3는, 전압 제어형의 스위칭 소자이다. IGBT Q3는, 제어 전극에 상당하는 게이트에, 게이트 임계치 전압 이상의 전압이 인가되는 것에 의해 오프 상태로부터 온 상태로 전환된다.
구동 회로(1)는, 전압 전환부(11), 전원 VCC, NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2, 제 1 게이트 저항 R1, 및 제 2 게이트 저항 R2를 구비한다. NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2는, 게이트 구동 소자이다. NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2, 제 1 게이트 저항 R1 및 제 2 게이트 저항 R2는, 전압 출력부(13)로서 기능한다.
전압 출력부(이하 「게이트 구동 회로」라고 하는 경우가 있음)(13)는, NPN 트랜지스터 Q1과 PNP 트랜지스터 Q2가 에미터 팔로워로서 구성된 증폭 회로이다. 증폭 회로인 게이트 구동 회로(13)의 전압 증폭률은 1이다. 즉, 전압 출력부(13)는, 전압 전환부(11)로부터의 출력과 동일한 전압을, IGBT Q3에 출력한다. 게이트 구동 회로(13)는, IGBT Q3의 게이트 전압을 제어하여, IGBT Q3을 온 또는 오프한다.
전압 전환부(11)는, 제어 논리(Control Logic) 회로(12), 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 전환 회로 S1을 구비한다. 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1을 제어한다.
제어 논리 회로(12)는, 입력 단자 IN와, 2개의 출력 단자 OUT0, OUT1을 포함한다. IGBT Q3을 구동하기 위한 게이트 구동 신호 GDS는, 제어 논리 회로(12)의 입력 단자 IN에 입력된다. 제어 논리 회로(12)의 출력 단자 OUT0, OUT1로부터 출력되는 출력 신호는, 2개의 신호선으로 이루어지는 버스(14)를 거쳐서, 전환 회로 S1에 인가된다.
제어 논리 회로(12)는, 2개의 논리 회로, 즉 제 1 논리 회로(15) 및 제 2 논리 회로(18)와, 2개의 타이머, 즉, 제 1 타이머 TM1(16) 및 제 2 타이머 TM2(17)를 내장한다. 제 1 타이머 TM1(16)는, 턴온용 타이머에 상당하고, 제 2 타이머 TM2(17)는, 턴오프용 타이머에 상당한다.
전환 회로 S1은, 4개의 아날로그 스위치를 구비한다. 전환 회로 S1의 4개의 아날로그 스위치의 일단은, 구동 회로(1)의 전원 VCC, 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 그라운드에 각각 접속되어 있다. 또한, 전환 회로 S1의 4개의 아날로그 스위치의 타단은, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에 접속되어 있다. 전환 회로 S1의 4개의 아날로그 스위치는, 제어 논리 회로(12)의 출력 단자 OUT0, 1로부터 출력되는 출력 신호에 근거하여, 어느 하나의 아날로그 스위치가 온으로 되고, 그 이외는 오프로 되도록 전환된다.
NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스는, 공통으로 접속된다. NPN 트랜지스터 Q1의 컬렉터는, 구동 회로(1)의 전원 VCC에 접속되어 있다. NPN 트랜지스터 Q1의 에미터는, 제 1 게이트 저항 R1을 거쳐서, IGBT Q3의 게이트에 접속되어 있다. PNP 트랜지스터 Q2의 에미터는, 제 2 게이트 저항 R2를 거쳐서, IGBT Q3의 게이트에 접속되어 있다. PNP 트랜지스터 Q2의 컬렉터는, 그라운드에 접속되어 있다. IGBT Q3의 컬렉터는, 출력 단자에 접속되어 있다. IGBT Q3의 에미터는, 그라운드에 접속되어 있다.
도 1에 나타내는 본 실시 형태의 구동 회로(1)의 게이트 구동 회로(13)의 동작을 설명한다. NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE보다 높은 전압이 인가되면, NPN 트랜지스터 Q1의 베이스가 순방향으로 바이어스되어 베이스 전류가 흘러, NPN 트랜지스터 Q1이 온한다. 이 때, PNP 트랜지스터 Q2의 베이스는 역바이어스되어 있으므로, 오프 상태를 유지한다.
IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 증가하여, NPN 트랜지스터 Q1의 베이스 전압에 가까워지면, NPN 트랜지스터 Q1의 베이스 전류가 흐르지 않게 되어, NPN 트랜지스터 Q1은 오프 상태가 된다.
일반적인 바이폴러 트랜지스터는, 베이스의 바이어스 전압이 베이스 순바이어스 전압 VBE가 되면, 베이스 전류가 흐른다. 따라서, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE보다 높은 전압이 인가되면, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 전압보다 베이스 순바이어스 전압 VBE의 분만큼 낮은 전압까지 증가한다. 일반적인 바이폴러 트랜지스터에서는, 베이스 순바이어스 전압 VBE는 0.6V 정도이다.
다음에, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE보다 낮은 전압이 인가되면, NPN 트랜지스터 Q1의 베이스는 역바이어스가 되므로, NPN 트랜지스터 Q1은 오프 상태로 된다. PNP 트랜지스터 Q2는, 베이스가 순바이어스되어, 베이스 전류가 흘러 온한다. IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 전압보다 베이스 순바이어스 전압 VBE의 분만큼 높은 전압까지 저하하면, PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 전류가 흐르지 않게 되어, PNP 트랜지스터 Q2는 오프한다.
NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에 인가되는 전압인 베이스 전압의 진폭에 대해서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE의 진폭은, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 순바이어스 전압 VBE의 분만큼 좁은 범위에서 진폭한다.
예를 들어, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 인가되는 베이스 전압의 진폭이 VL로부터 VH이며, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 순바이어스 전압 VBE의 값이 「VBE」이면, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 「VL＋VBE」로부터 「VH－VBE」까지의 범위에서 진폭한다.
NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 인가되는 베이스 전압, 예를 들어 최대 15V에 대해서, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스 순바이어스 전압 VBE가 충분히 작은 경우에는, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 인가되는 베이스 전압에 IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 추종하도록 동작한다. 즉, NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2, 제 1 게이트 저항 R1, 및 제 2 게이트 저항 R2를 구비하는 전압 출력부(13)는, 전압 증폭률이 1인 증폭 회로로서 동작한다.
이에 의해, NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2, 제 1 게이트 저항 R1, 및 제 2 게이트 저항 R2를 구비하는 전압 출력부(13)에, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압 V1 또는 제 2 전압원 VD2의 전압 V2 중 어느 하나가 입력되면, 전압 출력부(13)의 출력 전압이 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압 V1 또는 제 2 전압원 VD2의 전압 V2로 되어, IGBT Q3의 게이트에 인가된다.
IGBT Q3의 게이트와 에미터의 사이의 전압(이하 「게이트 전압」이라고 하는 경우가 있음) VGE가, 미리 정해진 임계치(이하 「게이트 임계치 전압」이라고 하는 경우가 있음) Vth를 넘으면, IGBT Q3이 턴온한다.
본 실시 형태에서는, NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에 온 신호로서 공급되는 H 레벨의 신호는, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압 V1 또는 제 2 전압원 VD2의 전압 V2이다. NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2의 베이스에 오프 신호로서 공급되는 L 레벨의 신호는, 그라운드의 전위, 즉 접지 전위인 0V이다.
본 실시 형태에 있어서, 게이트 구동 회로(13)에 의해, IGBT Q3의 게이트에 전압을 인가 또는 출력해도, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가, 게이트 구동 회로(13)로부터의 인가 전압(이하 「출력 전압」이라고 하는 경우가 있음)에 즉시 추종하여 인가 전압과 동일한 전압으로 된다고는 할 수 없다.
예를 들어, IGBT Q3의 턴온시의 미러 기간에 있어서는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 인가 전압과 상이한 전압값에 잠시 동안 머무는 현상을 볼 수 있다.
도 2는, 도 1의 파워 디바이스 회로(10)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다. 도 2의 가로축은 시간이다. 도 2에서는, 이해를 용이하게 하기 위해서, 구동 회로(1) 등의 각 부로부터 출력되는 신호의 지연이 없는 것으로 하여 기재한다.
게이트 구동 신호 GDS는, 예를 들어 시각 t1에서 상승하여, 오프(OFF) 신호로부터 온(ON) 신호로 전환된다. 이 게이트 구동 신호 GDS의 상승에 응답하여, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호 레벨이, 로우(L) 레벨로부터 하이(H) 레벨로 된다. 여기서, 상승이란, 신호 레벨이 L 레벨로부터 H 레벨로 상승하는 것을 말한다.
제 1 타이머 TM1(16)의 신호 레벨은, 미리 정해진 제 1 유지 기간 TV1의 경과 후의 시각 t3에, H 레벨로부터 L 레벨로 된다. 제 1 유지 기간 TV1은, 턴온용 전압 유지 기간에 상당한다.
또한, 게이트 구동 신호 GDS는, 예를 들어 시각 t5에서 하강하여, 오프 신호로부터 온 신호로 전환된다. 이 게이트 구동 신호 GDS의 하강에 응답하여, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호 레벨이, L 레벨로부터 H 레벨로 된다. 여기서, 하강이란, 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 하강하는 것을 말한다. 제 2 타이머 TM2(17)의 신호 레벨은, 미리 정해진 제 2 유지 기간 TV2의 경과 후의 시각 t7에 하강하여, H 레벨로부터 L 레벨로 된다. 제 2 유지 기간 TV2는, 턴오프용 전압 유지 기간에 상당한다.
제어 논리 회로(12)의 2개의 출력 단자 중 한쪽의 출력 단자(이하 「 제 1 출력 단자」라고 하는 경우가 있음) OUT0으로부터의 출력 신호는, 초기값의 신호 레벨이 L 레벨이며, 제 1 및 제 2 타이머 TM1(16), TM2(17)의 신호의 상승 및 하강에 응답하여, 신호 레벨이 반전한다.
예를 들어, 시각 t3 및 시각 t9에서는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호는, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호의 상승에 응답하여, 신호 레벨이 L 레벨로부터 H 레벨로 된다. 시각 t3 및 시각 t11에서는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호는, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호의 하강에 응답하여, 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 된다.
또한, 시각 t5에서는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호는, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호의 상승에 응답하여, 신호 레벨이 L 레벨로부터 H 레벨로 된다. 시각 t7에서는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호는, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호의 하강에 응답하여, 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 된다.
제어 논리 회로(12)의 2개의 출력 단자 중 다른쪽의 출력 단자(이하 「 제 2 출력 단자」라고 하는 경우가 있음) OUT1로부터의 출력 신호는, 초기값의 신호 레벨이 L 레벨이며, 제 1 및 제 2 타이머 TM1(16), TM2(17)의 신호의 하강에 응답하여, 신호 레벨이 반전한다.
예를 들어, 시각 t1 및 시각 t11에서는, 제어 논리 회로(12)의 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호는, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호의 하강에 응답하여, 신호 레벨이 L 레벨로부터 H 레벨로 된다. 시각 t7에서는, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호의 하강에 응답하여, 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 된다.
전환 회로 S1에 입력되는 전압의 값은, 0＜V2＜Vth＜V1＜V0로 한다. 여기서, V0는, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값이다. V1은, 제 1 전압원 VD1의 전압값이다. V2는, 제 2 전압원 VD2의 전압값이다. Vth는, IGBT Q3의 게이트 임계치 전압이다. 제 1 전압원 VD1의 전압은, 턴온용 전압에 상당하고, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1은, 턴온용 전압의 값에 상당한다. 제 2 전압원 VD2의 전압은, 턴오프용 전압에 상당하고, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2는, 턴오프용 전압의 값에 상당한다.
제어 논리 회로(12)의 제 1 및 제 2 출력 단자 OUT0, OUT1로부터 출력되는 신호의 신호 레벨과, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV의 관계를 표 1에 나타낸다. 전환 회로 S1을 구성하는 4개의 아날로그 스위치는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 및 제 2 출력 단자 OUT0, 1로부터 출력되는 출력 신호에 따라 전환된다. 전환 회로 S1은, 아날로그 스위치의 접속 상태에 따라, 표 1에 나타낸 바와 같이, 출력 전압 ASOV로서 접지 전위인 0V, 전원 VCC의 전압값 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1, 및 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2 중 어느 하나의 전압값을 출력한다.
[표 1]
Figure pct00001
제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 L 레벨이며, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 L 레벨인 경우에는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV는, 접지 전위인 0V로 된다. 이 경우, 도 2의 시각 t7∼시각 t9의 기간과 같이, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 0V까지 저하하여, IGBT Q3이 오프로 된다.
제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 L 레벨이며, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨인 경우에는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV는, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 된다. 또한, 각 전압값의 사이에는, 0＜Vth＜GV1＜V1의 관계가 있다. 단, 도 2의 시각 t1∼시각 t3의 기간 및 시각 t9∼시각 t11의 기간과 같이, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 즉시 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1까지 상승하는 것이 아니라, 시각 t2로부터 시각 t3a까지의 턴온시의 미러 기간에 있어서의 제 1 게이트 전압값 GV1까지 상승한다.
제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨이며, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 L 레벨인 경우에는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV는, 전원 VCC의 전압값 V0로 된다. 이 경우, 도 2의 시각 t3∼시각 t5의 기간과 같이, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가, 게이트 임계치 전압 Vth보다 크고, 또한 제 1 게이트 전압값 GV1보다 큰 제 2 게이트 전압값 GV2까지 상승하여, IGBT Q3이 온으로 된다. 제 2 게이트 전압값 GV2는, 전원 VCC의 전압값 V0와 대략 같다.
제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨이며, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨인 경우에는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV는, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 된다. 또한, 각 전압값의 사이에는, 0＜V2＜Vth＜GV1의 관계가 있다. 단, 도 2의 시각 t5∼시각 t7의 기간과 같이, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 즉시 0V까지 저하하는 것이 아니라, 시각 t6로부터 시각 t7a까지의 턴오프시의 미러 기간에 있어서의 제 1 게이트 전압값 GV1까지 저하한다.
도 1에 나타내는 파워 디바이스 회로(10)의 동작에 대해, 도 2에 나타내는 타이밍 차트에 따라 설명한다. 시각 t1에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 상승하여, 오프 신호로부터 온 신호로 전환되면, 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 0V로부터 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 한다. 구체적으로는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 논리 회로(15)는, 시각 t1에 있어서의 게이트 구동 신호 GDS의 상승에 응답하여, 제 1 타이머 TM1(16)를 기동하고, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호 레벨을 L 레벨로부터 H 레벨로 하여, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호를 상승시킨다.
이 제 1 타이머 TM1(16)의 신호의 상승에 응답하여, 제어 논리 회로(12)의 제 2 논리 회로(18)는, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨을 L 레벨로부터 H 레벨로 하여, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호를 상승시킨다. 이 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 상승에 응답하여, 전환 회로 S1은, 그라운드와 접속된 상태로부터, 제 1 전압원 VD1과 접속된 상태로 전환한다. 이에 의해, 전환 회로 S1로부터 출력되는 출력 전압 ASOV가, 접지 전위인 제로(0)V로부터, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 전환된다.
시각 t1에 있어서 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 되면, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 상승을 개시한다. IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는 상승하여, 시각 t2에 있어서, 제 1 게이트 전압값 GV1에 도달한다. 시각 t1로부터 시각 t2까지의 IGBT Q3의 게이트 전압 VGE의 변화의 기울기는, 제 1 게이트 저항 R1이 클수록 완만하게 된다.
제어 논리 회로(12)는, 시각 t1로부터 제 1 유지 기간 TV1이 경과하는 시각 t3까지의 동안, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 유지한다. 구체적으로는, 제어 논리 회로(12)는, 제 1 타이머 TM1(16)에 의해 제 1 유지 기간 TV1을 계시하여, 제 1 유지 기간 TV1의 계시가 완료할 때까지의 동안, 즉 게이트 구동 신호 GDS가 오프로부터 온으로 상승하고 나서 제 1 유지 기간 TV1이 경과할 때까지, 제 1 및 제 2 출력 단자 OUT0, OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨을 유지한다.
구체적으로 서술하면, 제 1 타이머 TM1(16)에 의한 제 1 유지 기간 TV1의 계시가 완료할 때까지의 동안, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호 레벨은 H 레벨로 유지되고, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호 레벨은 L 레벨로 유지된다. 이에 의해, 제어 논리 회로(12)는, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로 유지함과 아울러, 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨을 L 레벨로 유지한다.
여기서, 시각 t1에서 개시하는 제 1 유지 기간 TV1의 마지막은, IGBT Q3이 미러 기간에 진입하는 시각 t2보다 이후이고, 또한 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1인 채로 했다고 가정한 경우에, 미러 기간이 종료하는 시각 t3a보다 이전으로 되도록 설정한다.
제어 논리 회로(12)는, 시각 t1로부터 제 1 유지 기간 TV1이 경과한 시각 t3에 있어서, 즉 IGBT Q3이 미러 기간에 있는 상태에서, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로부터 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0로 한다. 이에 의해, 구동 회로(1)는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE를 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 제 2 게이트 전압값 GV2(V0)까지 빠르게 상승시킬 수 있다.
구체적으로는, 제어 논리 회로(12)의 제 1 타이머 TM1(16)는, 시각 t1로부터 제 1 유지 기간 TV1이 경과한 시각 t3에 있어서, 제 1 유지 기간 TV1의 계시가 완료하면, 출력하는 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로부터 L 레벨로 한다. 즉, 시각 t3에 있어서, 제 1 타이머 TM1(16)로부터 출력되는 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 하강한다.
이 제 1 타이머 TM1(16)의 출력 신호의 하강에 응답하여, 제 2 논리 회로(18)는, 제 2 출력 단자 OUT1로부터 출력하는 출력 신호의 신호 레벨을 L 레벨로부터 H 레벨로 하여, 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호를 상승시킴과 아울러, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터 출력하는 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로부터 L 레벨로 하여, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호를 하강시킨다.
제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 하강, 및 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 상승에 응답하여, 전환 회로 S1은, 제 1 전압원 VD1과 접속된 상태로부터, 구동 회로(1)의 전원 VCC와 접속된 상태로 전환한다. 이에 의해, 전환 회로 S1로부터 출력되는 출력 전압 ASOV가, 제 1 전압원 VD1의 전압값 VD1로부터, 제 1 전압원 VD1의 전압값 VD1보다 큰 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0로 전환된다.
IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 시각 t2로부터 시각 t3까지의 동안에는 제 1 게이트 전압값 GV1이다. 시각 t3에 있어서 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0로 되면, 지연 시간(시각 t3로부터 시각 t3a까지의 기간)이 경과한 후의 시각 t3a에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 다시 상승을 개시한다. IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 시각 t4에 있어서, 제 1 게이트 전압값 GV1보다 큰 제 2 게이트 전압값 GV2에 도달한다. 제 2 게이트 전압값 GV2는, 전원 VCC의 전압값 V0와 동일하다.
이상과 같이 하여, 시각 t1로부터 시각 t4까지의 기간에서, IGBT Q3이 턴온하는, 즉 오프 상태로부터 온 상태로 전환된다. 시각 t1로부터 시각 t4까지의 기간을 「턴온 기간」이라고 한다. 도 2에서는, 턴온 기간을 「Ton」로 나타내고 있다.
제어 논리 회로(12)는, 시각 t3로부터, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환되는 시각 t5까지의 동안, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0으로 유지한다. 구체적으로는, 제어 논리 회로(12)는, 제 1 타이머 TM1(16)의 신호를 L 레벨로 유지함과 아울러, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호를 L 레벨로 유지한다. 또한 제어 논리 회로(12)는, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호를 L 레벨로 유지함과 아울러, 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호를 H 레벨로 유지한다.
시각 t5에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 하강하여, 온 신호로부터 오프 신호로 전환되면, 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0으로부터, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 한다.
구체적으로는, 논리 제어 회로(12)의 제 1 논리 회로(15)는, 시각 t5에 있어서의 게이트 구동 신호 GDS의 하강에 응답하여, 제 2 타이머 TM2(17)를 기동하여, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호 레벨을 L 레벨로부터 H 레벨로 하여, 제 2 타이머 TM2(17)의 신호를 상승시킨다.
이 제 2 타이머 TM2(17)의 신호의 상승에 응답하여, 제어 논리 회로(12)의 제 2 논리 회로(18)는, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터 출력하는 출력 신호의 신호 레벨을 L 레벨로부터 H 레벨로 하여, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호를 상승시킨다. 제 2 논리 회로(18)는, 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 신호 레벨은 H 레벨인 채로 유지한다.
이 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 상승에 응답하여, 전환 회로 S1은, 구동 회로(1)의 전원 VCC와 접속된 상태로부터, 제 2 전압원 VD2와 접속된 상태로 전환한다. 이에 의해, 전환 회로 S1로부터 출력되는 전압 ASOV가, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0으로부터, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 전환된다.
전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 되면, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2는, 게이트 임계치 전압 Vth보다 낮기 때문에, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 저하를 개시한다. IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는 저하하여, 시각 t6에 있어서, 제 1 게이트 전압값 GV1에 도달한다. 여기서, IGBT Q3의 턴오프시의 미러 기간에 있어서의 게이트 전압값은, 턴온시의 미러 기간에 있어서의 게이트 전압값과 동일하고, 제 1 게이트 전압값 GV1이다. 시각 t5로부터 시각 t6까지의 IGBT Q3의 게이트 전압 VGE의 변화는, 제 2 게이트 저항 R2가 작을수록 완만하게 된다.
제어 논리 회로(12)는, 시각 t5로부터 제 2 유지 기간 TV2가 경과하는 시각 t7까지의 동안, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 유지한다. 시각 t5에 개시하는 제 2 유지 기간 TV2의 마지막은, IGBT Q3이 미러 기간에 진입하는 시각 t6보다 이후이고, 또한, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2인 채로 했다고 가정한 경우에 미러 기간이 종료하는 시각 t7a보다 이전으로 되도록 설정한다.
즉, IGBT Q3의 턴오프시의 미러 기간 중의 시각 t7에 있어서, 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로부터 0V로 한다. 이에 의해, 구동 회로(1)는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE를 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 0V까지 빠르게 인하시킬 수 있다.
구체적으로는, 시각 t7에 있어서, 제어 논리 회로(12)의 제 2 타이머 TM2(17)에 의한 제 2 유지 기간 TV2의 계시가 완료하면, 제 2 타이머 TM2(17)는, 출력하는 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로부터 L 레벨로 한다. 즉, 시각 t7에 있어서, 제 2 타이머 TM2(17)의 출력 신호의 신호 레벨이 H 레벨로부터 L 레벨로 되어, 제 2 타이머 TM2(17)의 출력 신호가 하강한다.
이 제 2 타이머 TM2(17)의 신호의 하강에 응답하여, 제어 논리 회로(12)의 제 2 논리 회로(18)는, 제 2 출력 단자 OUT1로부터 출력되는 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로부터 L 레벨로 하여, 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호를 하강시킨다. 또한, 제어 논리 회로(12)는, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터 출력되는 출력 신호의 신호 레벨을 H 레벨로부터 L 레벨로 하여, 제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호를 하강시킨다.
제 1 출력 단자 OUT0으로부터의 출력 신호의 하강, 및 제 2 출력 단자 OUT1로부터의 출력 신호의 하강에 응답하여, 전환 회로 S1은, 제 2 전압원 VD2와 접속된 상태로부터, 그라운드와 접속된 상태로 전환한다. 이에 의해, 전환 회로 S1로부터 출력되는 전압 ASOV가, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로부터, 제로(0)V로 전환된다.
IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 시각 t6로부터 시각 t7까지의 동안에는 제 1 게이트 전압값 GV1을 유지한다. 시각 t7에 있어서 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 0V로 되면, 지연 시간(시각 t7로부터 시각 t7a까지의 기간)이 경과한 후의 시각 t7a에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 다시 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 저하를 개시한다. 또한, 턴오프의 기간 중에는, 제 2 게이트 저항 R2를 통해, IGBT Q3의 게이트의 전하가 인발되어, 게이트 전압 VGE가 인하된다. 시각 t8에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 접지 전위인 제로(0)V에 도달한다.
이상과 같이 하여, 시각 t5로부터 시각 t8까지의 기간에서, IGBT Q3이 턴오프하는, 즉 온 상태로부터 오프 상태로 전환된다. 시각 t5로부터 시각 t8까지의 기간을 「턴오프 기간」이라고 한다. 도 2에서는, 턴오프 기간을 「Toff」로 나타내고 있다.
제어 논리 회로(12)는, 시각 t7로부터, 다음에 게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환되는 시각 t9까지의 동안, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를 0V로 유지한다. 따라서, 시각 t8로부터 시각 t9까지의 동안에는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 접지 전위인 제로(0)V를 유지한다.
시각 t9 이후에는, 시각 t1로부터 시각 t9까지의 전술한 것과 마찬가지의 동작이 반복된다. 예를 들어, 시각 t9에서는 시각 t1과 마찬가지의 동작이 행해지고, 시각 t10에서는 시각 t2와 마찬가지의 동작이 행해지고, 시각 t11에서는 시각 t3와 마찬가지의 동작이 행해진다.
이상으로 서술한 본 실시 형태에 의하면, 이하에 나타내는 효과를 얻을 수 있다. 우선, IGBT Q3의 턴온시의 효과를 이하에 나타낸다.
게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환되면, 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 접지 전위인 0V로부터 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 한다. 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1과 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0의 대소 관계는, V1＜V0이다. 이에 대해, 전술한 전제 기술에서는, IGBT Q33의 턴온시의 최초로부터, 구동 회로(81)의 전원 VCC의 전압값 V0을 출력한다.
따라서, 본 실시 형태의 제 1 게이트 저항 R1의 저항값과, 도 13에 나타내는 전제 기술의 제 1 게이트 저항 R31의 저항값을 동일한 값으로 하고, IGBT Q3, Q33, NPN 트랜지스터 Q1, Q31이 각각 동일한 특성을 가지고 있는 경우, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 도 2에 참조 부호 「20」으로 나타내는 바와 같이, 시각 t1로부터 시각 t2까지의 기간은, 전제 기술보다 완만하게 증가한다.
따라서, 본 실시 형태에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 0V로부터 제 1 게이트 전압값 GV1에 이를 때까지의 기간에 있어서의 게이트 전압 VGE의 증가의 속도를 전제 기술과 동등하게 하는 경우에는, IGBT Q3을 온으로 하는 경우에 사용하는 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R1의 저항값을, 전제 기술의 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R31의 저항값보다 작게 하면 좋다.
제어 논리 회로(12)는, 게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환되고 나서 미리 정해진 제 1 유지 기간 TV1이 경과한 후에, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0로 전환하여, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE를 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0까지 인하한다. 제 2 게이트 전압값 GV2는, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0와 동일하다.
전술한 바와 같이, 본 실시 형태에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 0V로부터 제 1 게이트 전압값 GV1에 이를 때까지의 기간에 있어서의 게이트 전압 VGE의 증가의 속도를 전제 기술과 동등하게 하는 경우에는, 제 1 게이트 저항 R1의 저항값을, 전제 기술의 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R31의 저항값보다 작게 한다.
이 경우에, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0로 전환되면, 인상하는 전압값이 동일하며(V0), 본 실시 형태에 있어서 게이트 저항의 저항값이 낮고, IGBT Q3의 게이트에 공급되는 전류값이 크기 때문에, IGBT Q3의 미러 기간은, 전제 기술의 경우보다 짧아진다. 또한, 게이트 전압 VGE가 미러 기간에 있어서의 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 제 2 게이트 전압값 GV2에 도달하는데 필요로 하는 시간이 짧아진다.
따라서, 게이트 전압 VGE가 0V로부터 제 1 게이트 전압값 GV1로 증대하는 시간과 동일하더라도, 미러 기간과 게이트 전압 VGE가 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 제 2 게이트 전압값 GV2로 증대하는 시간이 본 실시 형태에서는 단축되므로, IGBT Q3이 오프 상태로부터 온 상태로 전환되는 데에 필요로 하는 스위칭 시간이 짧아진다. 이에 의해, 턴온에 있어서 IGBT Q3의 컬렉터-에미터 간 전압이 보다 빠르게 저하하므로, 턴온시의 스위칭 손실을, 전제 기술에 비해 저감시킬 수 있다.
다음에, IGBT Q3의 턴오프시의 효과를 이하에 나타낸다. 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환되면, 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0으로부터 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2로 한다. 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2는 정(0＜V2)이다. 이에 대해, 전술한 전제 기술에서는, IGBT Q3의 턴오프시의 최초로부터, 0V의 전압을 출력한다.
따라서, 본 실시 형태의 제 2 게이트 저항 R2의 저항값과, 도 13에 나타내는 전제 기술의 제 2 게이트 저항 R32의 저항값을 동일한 값으로 하여, IGBT Q3, Q33, PNP 트랜지스터 Q2, Q32가 각각 동일한 특성을 가지고 있는 경우, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE는, 도 2에 참조 부호 「21」로 나타내는 바와 같이, 시각 t5로부터 시각 t6까지의 기간은, 전제 기술보다 완만하게 저감한다.
따라서, 본 실시 형태에 있어서, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 제 2 게이트 전압값 GV2로부터 제 1 게이트 전압값 GV1에 이를 때까지의 기간에 있어서의 게이트 전압 VGE의 감소의 속도를 전제 기술과 동등하게 하는 경우에는, IGBT Q3을 턴오프로 할 때에 사용하는 오프측 회로를 구성하는 제 2 게이트 저항 R2의 저항값을, 전제 기술의 오프측 회로를 구성하는 제 2 게이트 저항 R32의 저항값보다 작게 하면 좋다.
제어 논리 회로(12)는, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환되고 나서 미리 정해진 제 2 유지 기간 TV2가 경과한 후에, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV를, 0V로 전환하여, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE를 0V까지 인하한다.
전술한 바와 같이, 본 실시 형태에 있어서, 전제 기술과 동등한 제 1 게이트 전압값 GV1∼0V의 기간의 상승 속도로 하는 경우에는, 제 2 게이트 저항 R2의 저항값을, 전제 기술의 오프측 회로를 구성하는 제 2 게이트 저항 R32의 저항값보다 작게 한다. 이에 의해, IGBT Q3의 턴오프의 기간 중에, IGBT Q3의 게이트로부터 전류의 흡입(싱크(sink))을 행하여, IGBT Q3의 게이트 전압을 0V로 하는 능력(이하 「싱크하는 능력」이라고 하는 경우가 있음)은, 전제 기술보다 커진다.
예를 들어, 2개의 IGBT를 브리지 접속하여, 한쪽의 IGBT를 오프 상태로 하고, 다른쪽의 IGBT를 온 상태 또는 오프 상태로 하면, 오프 상태의 상기 한쪽의 IGBT의 출력 전압이 증감한다. IGBT의 출력 전압이 증감하면, IGBT의 출력 단자와 게이트 단자의 사이의 귀환 용량을 거쳐서, 게이트 전압이 증가한다.
IGBT가 오프 상태인 때에, IGBT의 게이트 전압을 0V로 싱크하는 능력이 낮으면, 상기 귀환 용량에 의한 게이트 전압의 증가를 억제할 수 없다. 귀환 용량의 영향에 의해, 게이트 전압이 증가하여 임계치 전압을 넘으면, 오프 상태여야 할 IGBT가 잘못하여 온한다고 하는 문제가 생긴다.
본 실시 형태에서는, 전술한 바와 같이, 턴오프의 스위칭 속도를, 전제 기술과 동등하게 하는 것에 의해, IGBT Q3의 게이트 전압을 0V로 싱크하는 능력을 크게 할 수 있다. 이에 의해, 귀환 용량의 영향에 의해 IGBT Q3이 잘못하여 온하는 것을 방지할 수 있다.
턴온시의 효과에 대해, 더 구체적으로 설명한다. 도 3은, 전제 기술의 스위칭 소자 구동 회로(81)에 있어서의 턴온시의 실측 파형을 나타내는 도면이다. 도 4는, 본 발명의 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로(1)에 있어서의 턴온시의 실측 파형을 나타내는 도면이다. 도 3 및 도 4에서, 가로축은 시간을 나타내고, 세로축은 전압 또는 전류를 나타낸다. 도 3 및 도 4에서는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE를, 부호 「VGE」로 나타내는 실선으로 나타낸다.
도 3에 나타내는 전제 기술의 파형에서는, IGBT Q3의 게이트 전압 VGE가 평탄하게 되는 미러 기간 MP0의 길이는, 약 0.90μs로 되어 있다. 미러 기간 MP0에 있어서, 온 상태에 있어서의 컬렉터-에미터 간의 전압(이하 「온 전압」이라고 함) VCE는, 참조 부호 「25」로 나타내는 바와 같이, 점차 감소한다. 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R31의 저항값을 크게 하면, 완만하게 되지만, 컬렉터 에미터 간 전압이 생겨, 즉 IGBT Q3의 컬렉터-에미터 간의 저항을 무시할 수 없는 크기로 되어, 이 미러 기간 MP0의 길이가 길어져, 스위칭 손실이 증가한다.
도 4에서는, 전술한 바와 같이, IGBT Q3의 스위칭 속도가, 전제 기술과 동등하게 되도록, 본 실시 형태에 있어서의 제 1 전압원 VD1의 전압값과 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R1의 저항값을 조정하는 경우를 나타내고 있다. 도 4에 나타내는 본 실시 형태의 파형에서는, 참조 부호 「27」로 나타내는 위치에 있어서, 전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0으로 전환되어, 미러 기간 MP1이 종료한다.
본 실시 형태의 미러 기간 MP1의 길이는, 약 0.56μs이며, 전제 기술의 미러 기간 MP0의 길이에 비해 저감하고 있다. 또한 미러 기간 MP1에 있어서, 온 전압 VCE는, 참조 부호 「26」으로 나타내는 바와 같이, 도 3에 나타내는 전제 기술의 온 전압 VCE에 비해 빨리 저감하여, 미러 기간 MP1의 종료와 함께 온 전압 VCE는, 거의 제로로 된다.
미러 기간 MP0, MP1의 길이는, 미러 기간 중에, 구동 회로(1)로부터 IGBT Q3에 공급되는 게이트 전류에 의해 변동한다. 게이트 전류가 증가하면, 미러 기간 MP0, MP1의 길이가 단축되고, 게이트 전류가 감소하면, 미러 기간 MP0, MP1의 길이가 증가한다.
전환 회로 S1의 출력 전압 ASOV가 동일한 경우, 온측 회로를 구성하는 게이트 저항 R1, R31의 저항값이 저감하면, 게이트 전류가 증가하여, 미러 기간 MP0, MP1의 길이가 단축한다. 또한, 온측 회로를 구성하는 게이트 저항 R1, R31의 저항값이 증가하면, 게이트 전류가 감소하고, 미러 기간 MP0, MP1의 길이가 증가한다.
도 3 및 도 4에 나타낸 바와 같이, 미러 기간 MP0, MP1에서는, 온 전압 VCE가 점차 감소한다. 따라서, 미러 기간 MP0, MP1에서는, 미러 기간 MP0, MP1의 이후보다, 스위칭 손실의 손실, 즉 온 전압 VCE와 출력 전류인 컬렉터 전류 IC의 곱이 크다. 본 실시 형태에서는, 전술한 바와 같이 미러 기간 MP1의 길이를 전제 기술의 미러 기간 MP0의 길이보다 단축하는 것에 의해, 턴온시의 손실을 저감하고 있다.
전제 기술에서는, 구동 회로(81)의 출력 전압이 일정하므로, 온측 회로를 구성하는 제 1 게이트 저항 R31의 저항값을 증감시키면, 스위칭 속도도 변화한다. 따라서, 미러 기간 MP0의 길이와 스위칭 속도를 독립하여 조정할 수 없다.
이에 대해, 본 실시 형태에서는, 전술한 바와 같이 구동 회로(1)의 출력 전압을 변화시키므로, 스위칭 속도를 변경하지 않고, 미러 기간 MP1의 길이를 전제 기술의 미러 기간 MP0의 길이보다 단축할 수 있다. 따라서, 본 실시 형태에서는, 스위칭 손실만을 저감할 수 있다.
도 5는, 암 단락을 나타내는 도면이다. 도 5에서는, 전술한 IGBT Q3에 대응하는 IGBT Q4a, Q4b를, 각각 High측 및 Low측의 스위칭 소자로 하여 브리지 접속한 회로도를 나타내고 있다. 도 5에 나타내는 파워 디바이스 회로(100)는, 제 1 및 제 2 게이트 구동 회로(2a, 2b), 제 1 및 제 2 IGBT Q4a, Q4b, 내부 저항 R12 및 내부 인덕턴스 L12를 구비한다.
제 1 및 제 2 게이트 구동 회로(2a, 2b)는, 전술한 게이트 구동 회로(13)에 대응하는 회로로서, 제 1 및 제 2 IGBT Q4a, Q4b를 각각 구동한다. 제 1 IGBT Q4a는, 파워 디바이스 회로(100)의 내부 저항 R12를 거쳐서 전원(101)과 접속되어 있다. 제 2 IGBT Q4b는, 파워 디바이스 회로(100)의 내부 인덕턴스 L12를 거쳐서 전원(101)과 접속되어 있다.
여기서, 전원(101)에는, 교류 전압을 전파 정류한 전압을 출력하는 전원이 이용되고 있다. 전원(101)이 출력하는 전파 정류 파형의 전압을 평활화하기 위해서, 도 5에 나타내는 회로에서는, DC－Link 캐패시터(102)가 전원(101)과 접속되어 있다.
DC－Link 캐패시터(102)는, 캐패시터 C11과, 캐패시터 C11의 내부 인덕턴스 L11과, 캐패시터 C11의 내부 저항 R11을 직렬 접속한 등가 회로로 나타내어진다. DC－Link 캐패시터(102)는, 전기 자동차 등의 배터리를 전원으로 하는 자동차에 있어서, 배터리의 내부 저항, 배터리와 스위칭 소자를 포함하는 회로와의 사이의 배선 임피던스에 의한 전압 변동을 억제하기 위해서 이용된다.
이와 같이 구성된 도 5에 나타내는 회로에 있어서, IGBT Q4a, Q4b가 동시적이고 또한 순간적으로 온 상태로 되는 암 단락으로 불리는 단시간의 단락이 발생한 경우에는, 이하의 식(1)에 나타내는 바와 같은 단락 전류 ISC가, 브리지를 구성하는 제 1 및 제 2 IGBT Q4a, Q4b에 흐른다.
[수 1]
Figure pct00002
여기서, 예를 들어, 단락 전류 ISC가 흐르는 경로의 저항 성분의 총합 R을 34mΩ로 하고, 상기 경로의 기생 인덕턴스의 총합 L을 25nH로 하고, 전원(101)의 전압 Vp를 400V로 한 경우에는, 단락 발생으로부터 1μs 후의 단락 전류 ISC는, 상기 식(1)을 이용하여 계산하면 8745A로 된다. 이것은, 단락 시간이 짧아도, 단락 전류 ISC는 매우 커지는 것을 의미한다.
이러한 비교적 큰 단락 전류 ISC가, 제 1 및 제 2 IGBT Q4a, Q4b의 출력 전류로서 발생하고 있는 경우에, 제 1 및 제 2 게이트 구동 회로(2a, 2b)에 의해, 통상의 스위칭 속도로 IGBT Q4a, Q4b를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키면, 서지 전압이 발생하여, 제 1 및 제 2 IGBT Q4a, Q4b에 악영향이 생긴다.
그래서, 전술한 도 1에 나타내는 바와 같은 구동 회로(1)를 이용하는 구성에 있어서는, 암 단락이 발생하는 상태와, 통상의 스위칭 속도로 IGBT Q4a, Q4b를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 상태가 겹치지 않도록 하기 위해서, 상위 시스템 등에 의해 적절히 제어된 게이트 구동 신호 GDS가 구동 회로(1)에 입력된다. 그러나, 이하에 설명하는 바와 같이, 게이트 구동 신호 GDS에 노이즈가 발생하는 경우에는, 암 단락이 발생하는 상태와, 통상의 스위칭 속도로 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 상태가 우연히 겹쳐 버리는 경우가 있다.
여기서, 게이트 구동 신호 GDS를 구동 회로(1)에 입력하는 배선(이하 「게이트 구동 신호 배선 GDSL」라고 함)에 있어서, 노이즈가 유도되는 메커니즘에 대해 설명한다. 도 6은, 게이트 구동 신호에 노이즈가 발생하는 메커니즘을 설명하기 위한 도면이다. 도 7은, 노이즈가 중첩된 게이트 구동 신호의 전압 파형의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6에 나타내는 인버터 회로(70)는, 전원(71)과, 부하(72)와, 4개의 IGBT Q21, Q22, Q23, Q24와, 4개의 다이오드 D1, D2, D3, D4를 구비한다. 인버터 회로(70)는, 4개의 IGBT Q21, Q22, Q23, Q24 및 각 다이오드 D1∼D4가 2단 종렬(縱列)로 접속되어, H형의 브리지 회로(이하 「H 브리지 회로」라고 하는 경우가 있음)를 구성하고 있다. 각 IGBT Q21, Q22, Q23, Q24의 각각에는, 다이오드 D1, D2, D3, D4가 접속되어 있다. 다이오드 D1∼D4는, 플라이백 다이오드이다. 도 6에서는, H 브리지 회로의 동작에 기인하여, 게이트 구동 신호 배선 GDSL에 노이즈가 유도되는 메커니즘을 나타내고 있다.
인버터 회로(70) 중, 4개의 IGBT Q21, Q22, Q23, Q24는, 도 1의 구동 회로(1)에 의해 구동된다. 부하(72)는, 예를 들어 모터에 의해 구성된다.
IGBT Q21, Q22, Q23, Q24는, 도 1에 나타내는 IGBT Q3 또는 외부의 스위칭 소자에 대응한다. IGBT Q21, Q22, Q23, Q24가 스위칭 동작한 경우에는, 도 6에 나타낸 바와 같이, 게이트 구동 신호 배선 GDSL와 H 브리지 회로의 사이의 부유 캐패시터 C12를 거친 정전 결합에 의한 유도 전압인 노이즈 VNS와, 상호 인덕턴스 M를 거친 전자 결합에 의한 유도 전압인 노이즈 VNI가, 게이트 구동 신호 GDS에 중첩한다. 정전 결합에 의한 노이즈 VNS는, 이하의 식(2)과 같이 나타낸다. 고주파수시의 정전 결합에 의한 노이즈 VNS는, 이하의 식(3)과 같이 나타낸다. 전자 결합에 의한 노이즈 VNI는, 이하의 식(4)과 같이 나타낸다.
[수 2]
Figure pct00003
[수 3]
Figure pct00004
[수 4]
Figure pct00005
도 7에는, 노이즈 VNS, VNI가 중첩된 게이트 구동 신호 GDS의 전압 파형의 일례가 나타내어져 있다. IGBT Q21∼Q24의 스위칭 속도가 증가하여, 전압 및 전류의 변동이 단시간으로 되면, 노이즈 VNS, VNI의 전압 파형의 진폭은 커지고, 또한, 그 발생 시간이 짧아진다. 즉, IGBT Q21∼Q24의 스위칭 속도가 증가하면, 게이트 구동 신호 GDS에 노이즈가 중첩하기 쉬워져, 그 잡음의 펄스 폭은 짧아진다.
인버터 장치에서의 스위칭 소자의 스위칭 시간은, 예를 들어 1μs 이하이며, 그에 따라, 노이즈의 펄스 폭도 1μs 이하로 짧아져 있다. 따라서, 구동 회로(1)의 응답 시간보다 짧은, 즉 작은 펄스 폭을 가지는, 도 7에 나타낸 바와 같은 노이즈가, 게이트 구동 신호 GDS에 중첩된 상태에서 구동 회로(1)에 입력되는 경우가 있다.
이러한 노이즈가 입력되었을 경우에는, 예를 들어 후술하는 도 9에 나타내는 구동 회로(35)와 마찬가지로 구동 회로(1)에 소프트 차단 회로(42)를 마련해도, 구동 회로(1)의 소프트 차단 기능에 의한 보호 동작이 시간에 맞지 않고, 게이트 구동 회로(13)에 의한 통상의 턴오프가 행해지게 된다.
이 결과, 구동 회로(1)에 있어서는, 상기 노이즈에 기인하여 IGBT Q3을 통상의 스위칭 속도로 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 상태와, 암 단락이 생기는 상태가 우연히 겹치는 경우가 있다. 이 경우에는, 큰 서지 전압이 발생하여, IGBT Q3 등에 악영향이 생겨 버리는 경우가 있다.
IGBT Q3의 턴온의 직후에 암 단락 또는 부하 단락이 생기면, 과대한 단락 전류가 흐른다. 이 단락 전류에 의해, 파워 디바이스 회로의 출력 단자의 전압(이하 「출력 단자 전압」이라고 함)이 증가한다. 본 실시 형태와 같이 파워 디바이스가 IGBT인 경우에는, 컬렉터 전압이 증가한다. 이와 같이, IGBT Q3의 컬렉터 전압이 증가하면, IGBT Q3의 출력 단자와 게이트 단자의 사이의 귀환 용량을 거쳐서, 게이트 전압이 증가한다. 게이트 전압이 증가하면, 단락 전류가 더 증가한다.
본 실시 형태에서는, IGBT Q3의 턴온의 직후에, 게이트 구동 소자인 NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2로의 입력 전압이, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 된다. 턴온의 직후에 발생하는 단락에 의해, IGBT Q3의 게이트 전압이 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1을 넘으면, 게이트 구동 소자인 PNP 트랜지스터 Q2가 온한다. 이에 의해, IGBT Q3의 게이트 전압이 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 될 때까지 싱크하므로, 게이트 전압의 증가를 억제할 수 있다.
이에 대해, 전제 기술의 경우에는, 턴온의 직후로부터 게이트 구동 소자인 NPN 트랜지스터 Q31 및 PNP 트랜지스터 Q32에 입력되는 전압은, 구동 회로(81)의 전원 VCC의 전압값으로 된다. IGBT Q33의 게이트 전압이, 구동 회로(81)의 전원 VCC의 전압값을 넘을 때까지, 게이트 구동 소자인 PNP 트랜지스터 Q32는 온하지 않는다.
도 8은, IGBT Q3의 출력 특성의 일례를 나타내는 그래프이다. 도 8의 가로축은, IGBT Q3의 온 전압 VCE［V］를 나타내고, 세로축은 컬렉터 전류 IC［A］를 나타낸다.
IGBT Q3에 충분히 높은 게이트 전압이 인가되면, 도 8의 포화 영역 SR에서 동작하는 포화 상태로 된다(곡선 34). 포화 상태에서는, 비교적 낮은 전압 강하 VCE로, 정격치 이상의 전류를 흘릴 수 있다. 또한, IGBT Q3에 인가되는 게이트 전압이 비교적 낮은 경우(곡선 32)에는, 도 8의 활성 영역 AR에서 동작하는 활성 상태로 된다. 활성 상태에서는, 컬렉터 전압을 증가시켜도, 컬렉터 전류 IC는, 어느 일정한 값 이상은 흐르지 않게 된다.
전제 기술의 구동 회로(81)에서는, 턴온시에, NPN 트랜지스터 Q31과 PNP 트랜지스터 Q32의 베이스에 높은 전압, 예를 들어 전원 VCC의 전압이 인가지고, IGBT Q33의 게이트에도 충분히 높은 전압이 인가되고 있으므로, 턴온시에 암 단락이 생기면, 과대한 전류가 흐른다.
이에 대해, 본 실시 형태의 구동 회로(1)에서는, 턴온 개시의 직후에 단락이 발생한 경우에, IGBT Q3의 게이트 전압을, 전제 기술에 비해 낮은 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 유지할 수 있다. 따라서, 전제 기술보다 단락 전류를 저감하여, 단락 전류에 기인하는 IGBT Q3의 열화 및 파괴를 방지할 수 있다.
이상과 같이 본 실시 형태에 의하면, IGBT Q3을 오프 상태로부터 온 상태로 시키는, 즉 턴온시키는 턴온 동작을 행할 때에는, 전압 출력부(13)를 구성하는 NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 제 1 전압원 VD1의 전압이 인가된다. 그 후, 제 1 유지 기간 TV1이 경과하면, 전압 출력부(13)를 구성하는 NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 인가되는 전압이, 전압 전환부(11)에 의해 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압으로 전환된다.
이에 의해, IGBT Q3을 턴온시킬 때에, IGBT Q3에 일시적으로 제 1 전압원 VD1의 전압을 출력한 후, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압을 출력할 수 있다.
제 1 전압원 VD1의 전압값 V1은, IGBT Q3의 게이트 임계치 전압 Vth보다 크고, 또한 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압값 V0보다 작기 때문에, 제 1 전압원 VD1의 전압에 의해, IGBT Q3의 스위칭 속도를 제어할 수 있다. 따라서, 전제 기술과 같이 게이트 저항 R1, R2 및 전압 0V, V0에 의해 IGBT Q3의 스위칭 속도를 제어하는 경우에 비해, 스위칭시의 손실을 저감할 수 있다.
또한, 복수의 IGBT를 브리지 접속한 경우에, 암 단락 발생시의 단락 전류를 낮게 억제하는 것이 가능하게 된다. 이에 의해, 이하의 효과를 얻을 수 있다.
종래의 기술에서는, 암 단락 발생시의 단락 전류를 제한하기 위해서, IGBT 등의 스위칭 소자의 최대 통전 능력에 제한을 가할 필요가 있다. IGBT 등의 스위칭 소자는, 최대 통전 능력에 제한을 가하면, 온 전압이 증가하여, 통전시의 전력 손실이 증가한다.
이에 대해, 본 실시 형태에서는, IGBT Q3 등의 스위칭 소자의 최대 통전 능력에 제한을 가하지 않아도, 턴온시에 전압 출력부(13)에 전원 VCC의 전압값 V0보다 낮고, 게이트 임계치 전압 Vth보다 높은 전압을 인가하는 기간에 있어서, 노이즈 등의 영향에 의해 잘못하여 IGBT Q3 등의 스위칭 소자가 온했다고 해도, 암 단락 발생시의 단락 전류를 낮게 억제하는 것이 가능하다. 따라서, 스위칭 소자의 최대 통전 능력에 제한을 가하기 위해서 온 저항이 큰 IGBT를 사용하거나, IGBT의 컬렉터 및 에미터와 직렬로 저항을 추가할 필요가 없기 때문에, 온 전압의 증가를 억제하여, 통전시의 전력 손실의 증가를 억제할 수 있다.
또한 전압 전환부(11)는, 용이하게 집적할 수 있다. 따라서, 전압 전환부(11)는, 종래의 복수의 전압 출력부를 구비하는 구성에 비해, 실장하는 회로의 소형화가 가능하다.
또한 전압 출력부(13)의 전압 증폭률은 1이므로, 전압 출력부(13)는, 비교적 적은 수의 회로 부품으로 구성할 수 있다. 구체적으로는, 전압 출력부(13)는, 온측, 오프측 각각, 트랜지스터 1개의 에미터 팔로워로 구성할 수 있으므로, 회로 구성을 간략화하여, 부품 점수를 삭감할 수 있다.
본 실시 형태와는 상이하지만, 전압 출력부(13)를, 바이폴러 트랜지스터 대신에, MOSFET를 이용하여 구성하는 경우에도 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 이 경우, 전압 출력부(13)는, 온측, 오프측 각각, 트랜지스터 1개의 소스 팔로워로 구성할 수 있으므로, 회로 구성을 간략화하여, 부품 점수를 삭감할 수 있다. 따라서, 비교적 작은 실장 면적으로, IGBT Q3의 스위칭 특성 및 단락 전류의 억제를 실현할 수 있다.
또한 본 실시 형태에서는, 스위칭 소자로서 작용하는 파워 디바이스로서 IGBT를 이용했지만, 파워 디바이스로서 규소(Si)로 형성되는 MOSFET, 또는 탄화규소(SiC)로 형성되는 SiC－MOSFET를 이용하더라도 좋다. SiC－MOSFET에서는, 턴온 시간이 짧기 때문에, 서지 전압이 높아지는 경향이 있다. 따라서, 본 실시 형태를 적용하면, 서지 전압을 효율적으로 억제하여, 스위칭 소자를 보호하는 것이 가능하게 된다.
또한 본 실시 형태에서는, IGBT Q3을 온 상태로부터 오프 상태로 시키는, 즉 턴오프시키는 턴오프 동작을 행할 때에는, 전압 출력부(13)를 구성하는 NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 제 2 전압원 VD2의 전압이 인가된다. 그 후, 제 2 유지 기간 TV2가 경과하면, 전압 출력부(13)를 구성하는 NPN 트랜지스터 Q1 및 PNP 트랜지스터 Q2에 인가되는 전압이, 전압 전환부(11)에 의해 접지 전위, 구체적으로는 0V 또는 부전압으로 전환된다. 이에 의해, IGBT Q3을 턴오프시킬 때에, IGBT Q3에 일시적으로 제 2 전압원 VD2의 전압을 출력한 후, 0V 또는 부전압을 출력할 수 있다.
제 2 전압원 VD2의 전압값 V2는, IGBT Q3의 게이트 임계치 전압 Vth보다 작기 때문에, 제 2 전압원 VD2의 전압에 의해, IGBT Q3의 스위칭 속도를 제어할 수 있다. 따라서, 전제 기술과 같이 게이트 저항 R1, R2에 의해 IGBT Q3의 스위칭 속도를 제어하는 경우에 비해, 스위칭시의 손실을 저감할 수 있다.
본 실시 형태에서는, 전술한 바와 같이 암 단락 발생시의 단락 전류를 낮게 억제하는 것이 가능하므로, 스위칭 소자의 최대 통전 능력에 제한을 가하기 위해서 온 저항이 큰 IGBT를 사용하거나, IGBT의 컬렉터 및 에미터와 직렬로 저항을 추가할 필요가 없다. 따라서, 온 전압의 증가를 억제하여, 통전시의 전력 손실의 증가를 억제할 수 있다.
또한 본 실시 형태에서는, 전술한 바와 같이 서지 전압을 효율적으로 억제할 수 있으므로, 비교적 큰 서지 전압이 발생한 경우에도, 스위칭 소자인 IGBT Q3을 보호하는 것이 가능하다.
이상으로 서술한 바와 같이, 본 실시 형태에서는, 전압 전환부(11)는, 전환 회로 S1과 제어 논리 회로(12)를 구비하여 구성된다. 제어 논리 회로(12)는, 제 1 및 제 2 타이머 TM1, TM2(17, 18)의 동작에 따라 접속처를 전환하도록 전환 회로 S1을 제어한다. 이와 같이 타이머(17, 18)를 이용하여, 전압 전환부(11)를 구성하는 것에 의해, 턴온시에, 제 1 전압원 VD1의 전압 V1을 전압 출력부(13)에 인가한 후, 제 1 전압 유지 기간의 경과 후에, 전압 출력부(13)에 인가하는 전압을, 구동 회로(1)의 전원 VCC의 전압 V0로 전환하는 전압 전환부(11)를, 간단한 구성으로 실현할 수 있다. 또한, 턴오프시에, 제 2 전압원 VD2의 전압 V2를 전압 출력부(13)에 인가한 후, 제 2 전압 유지 기간의 경과 후에, 전압 출력부(13)에 인가하는 전압을 접지 전위인 0V로 전환하는 전압 전환부(11)를, 간단한 구성으로 실현할 수 있다.
이상으로 서술한 본 실시 형태에서는, 제어 논리 회로(12)의 출력 단자 OUT0, 1로부터의 출력과 전환 회로 S1의 전환 동작에 대해 구체적인 예를 들어 설명했지만, 전환 회로 S1의 구성은, 이것으로 한정되지 않는다. 전환 회로 S1은, 복수 종류의 전압을 전환하여, 전압 출력부(13)에 출력할 수 있는 구성이면 좋다.
＜제 2 실시 형태＞
도 9는, 본 발명의 제 2 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(35)를 포함하는 파워 디바이스 회로(40)의 구성을 나타내는 도면이다. 파워 디바이스 회로(40)는, 전압 제어형의 스위칭 소자인 파워 디바이스(44)와, 구동 회로(35)를 구비한다. 구동 회로(35)는, 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(1)에 상당한다. 본 실시 형태에서는, 구동 회로(35)는, 파워 디바이스(44)를 구동 및 보호하는 기능을 가지고 있고, 파워 디바이스(44)를 구동하는 게이트 구동 회로(43)와, 파워 디바이스(44)를 보호하는 보호 회로를 구비한다. 본 실시 형태의 파워 디바이스(44)는, IGBT Q14이다.
구동 회로(35)는, 전압 전환부(41), 소프트 차단 회로(42), 게이트 구동 회로(43), 로우 패스 필터(Low Pass Filter； 약칭： LPF)(45), 과전류 검출부(46) 및 센스 저항 Rs를 구비하여 구성된다. 전압 전환부(41)는, 제어 논리(Control Logic) 회로(90), 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 전환 회로 S11을 구비한다.
제어 논리 회로(90)는, 구동 회로(35)를 구성하는 소프트 차단 회로(42), 게이트 구동 회로(43), LPF(45), 과전류 검출부(46) 및 센스 저항 Rs를 통괄적으로 제어한다. 제어 논리 회로(90)는, 게이트 구동 신호 입력 단자 IN와, 비교기 신호 입력 단자 SC와, 소프트 신호 출력 단자 SOFT와, 3개의 출력 단자 OUT0, 1, 2를 포함한다. IGBT Q14를 구동하기 위한 게이트 구동 신호 GDS는, 게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력된다. 제어 논리 회로(90)의 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 출력 신호는, 3개의 신호선으로 이루어지는 버스(95)를 거쳐서, 전환 회로 S11에 인가된다.
제어 논리 회로(90)는, 2개의 논리 회로, 즉 제 1 논리 회로(91) 및 제 2 논리 회로(94)와, 2개의 타이머, 즉 제 1 타이머 TM1(92) 및 제 2 타이머 TM2(93)를 내장한다. 제 1 타이머 TM1(92)는, 턴온용 타이머에 상당하고, 제 2 타이머 TM2(93)는, 턴오프용 타이머에 상당한다.
도 9에 나타내는 구동 회로(35) 중, 전압 출력부인 게이트 구동 회로(43) 이외의 제어 논리 회로(90), 소프트 차단 회로(42), LPF(45), 과전류 검출부(46) 및 센스 저항 Rs가, 파워 디바이스(44)인 IGBT Q14를 보호하는 보호 회로로서 기능한다. 보호 회로는, 과부하 또는 부하 단락 등의 이상에 의해 파워 디바이스(44)의 출력 전류가 과대로 되었을 때에, 소프트 차단을 행하는 것에 의해, 서지 전압을 저감한다. 여기서, 「소프트 차단」이란, 파워 디바이스(44)를 비교적 저속으로 턴오프하는 것을 말한다. 보호 회로는, 파워 디바이스(44)의 출력 전류를 검출하는 수단으로서, 과전류 검출부(46) 및 센스 저항 Rs를 구비한다.
소프트 차단 회로(42)는, NPN 트랜지스터 Q11과, 소프트 차단용 게이트 저항 RGsoft를 구비한다. NPN 트랜지스터 Q11의 베이스는, 제어 논리 회로(90)의 소프트 신호 출력 단자 SOFT와 접속된다. NPN 트랜지스터 Q11의 컬렉터는, 소프트 차단용 게이트 저항 RGsoft의 일단과 접속된다. NPN 트랜지스터 Q11의 에미터는, 그라운드에 접속된다.
파워 디바이스(44)의 출력 전류가 과대한 것(이하 「과전류」라고 하는 경우가 있음)이 검출되어 있지 않은 경우, 구동 회로(35)는, 제어 논리 회로(90)의 제어에 의해, NPN 트랜지스터 Q11을 오프한다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)의 출력은, IGBT Q14 및 구동 회로(35)의 다른 구성요소에 영향을 주지 않는 하이 임피던스(HiZ) 상태로 된다.
한편, 과전류가 검출되었을 경우에는, 구동 회로(35)는, 제어 논리 회로(90)의 제어에 의해, NPN 트랜지스터 Q11을 온한다. 동시에 제어 논리 회로(90)는, 전환 회로 S11을 전환하고, 전환 회로 S11의 출력이 전원 VCC, 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2, 그라운드 중 어느 것에도 전기적으로 접속되어 있지 않은 하이 임피던스(HiZ) 상태로 한다. 이 때, 게이트 구동 회로(43)의 NPN 트랜지스터 Q12 및 PNP 트랜지스터 Q13에는 베이스 전류가 공급되지 않고, NPN 트랜지스터 Q12 및 PNP 트랜지스터 Q13는 오프 상태로 된다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)는, 저항 RGsoft를 통해 IGBT Q14의 게이트 전압을 인하하여, IGBT Q14를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시켜 보호한다.
본 실시 형태에서는, 소프트 차단 회로(42)의 소프트 차단용 게이트 저항 RGsoft의 저항값은, 게이트 구동 회로(43)의 게이트 저항 RG의 저항값보다 크게 하고 있다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)를 이용하여 IGBT Q14를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 경우의 게이트 전압의 단위 시간 당의 저하 정도를, 게이트 구동 회로(43)를 이용하여 IGBT Q14를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 경우보다 완만하게 할 수 있다.
이와 같이 구동 회로(35)는, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호이더라도, 과전류가 검출되었을 경우에는, 소프트 차단 회로(42)를 동작시켜, 게이트 구동 회로(43)보다 늦은 스위칭 속도로 IGBT Q14를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시키는 소프트 차단을 행하도록 구성되어 있다.
게이트 구동 회로(43)는, 전원 VCC, NPN 트랜지스터 Q12, PNP 트랜지스터 Q13 및 게이트 저항 RG를 구비한다. 게이트 구동 회로(43)는, 전술한 제 1 실시 형태에 있어서의 게이트 구동 회로(13)와 마찬가지로, 전압 출력부에 상당하고, 전압 증폭률이 1인 증폭 회로를 구성한다.
전압 전환부(41)는, 제 1 실시 형태에 있어서의 전압 전환부(11)와 마찬가지의 구성을 갖고, 제어 논리 회로(90), 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 전환 회로 S11을 구비한다. 제어 논리 회로(90)는, 전원 VCC, 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 그라운드에 접속된 전환 회로 S11을, 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터의 출력에 의해, 전원 VCC의 전압값 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2, 그라운드의 전위인 0V, 및 하이 임피던스(HiZ) 상태 중 어느 하나의 출력 상태가 되도록 전환한다.
NPN 트랜지스터 Q12의 베이스는, 전환 회로 S11의 출력 단자와 접속되어 있다. NPN 트랜지스터 Q12의 에미터는, 게이트 구동 회로(43)의 전원 VCC에 접속되어 있다.
PNP 트랜지스터 Q13의 베이스는, 제어 논리 회로(90)의 전환 회로 S11의 출력과 접속되어 있다. PNP 트랜지스터 Q13의 컬렉터는, 그라운드에 접속되어 있다. NPN 트랜지스터 Q12의 에미터 및 PNP 트랜지스터 Q13의 에미터는, 공통으로 접속된다.
NPN 트랜지스터 Q12의 에미터와 PNP 트랜지스터 Q13의 에미터의 접속점은, 게이트 저항 RG의 일단에 접속되어 있다. 게이트 저항 RG의 타단은, 소프트 차단 회로(42)의 소프트 차단용 게이트 저항 RGsoft의 타단에 접속되어 있다. 게이트 저항 RG의 타단과, 소프트 차단 회로(42)의 소프트 차단용 게이트 저항 RGsoft의 타단의 접속점은, 파워 디바이스(44)인 IGBT Q14의 게이트에 접속되어 있다.
전술한 제 1 실시 형태에 있어서는, 도 1에 나타낸 바와 같이, 제 1 게이트 저항 R1의 일단과 제 2 게이트 저항 R2의 일단을 각각, NPN 트랜지스터 Q1의 에미터와 PNP 트랜지스터 Q2의 에미터에 접속하고 있다.
이에 대해, 본 실시 형태에서는, 1개의 게이트 저항 RG의 일단을, NPN 트랜지스터 Q12의 에미터와 PNP 트랜지스터 Q13의 에미터에 공통으로 접속하고 있다. 따라서, 본 실시 형태에서는, IGBT의 턴온 시간과 턴오프 시간을 각각 독립하여 설정할 수 없다. 그러나, 1개의 게이트 저항 RG의 저항값으로 적절한 턴온 시간과 턴오프 시간이 얻어지는 경우에는, 본 실시 형태의 전압 출력부(13)와 같이, 1개의 게이트 저항 RG를 이용함으로써, 전압 출력부(13)의 간략화 및 소형화를 도모할 수 있다.
과전류가 검출되어 있지 않은 경우, 제어 논리 회로(90)는, 게이트 구동 신호 GDS에 응답하여, 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 전환 회로 S11을 전환하는 신호를 출력한다. 구체적으로는, 제어 논리 회로(90)는, 도 2의 타이밍 차트에 나타내는 제 1 실시 형태의 전압 전환부(11)의 출력 전압 ASOV와 마찬가지로, 제 1 타이머 TM1(92)과 제 2 타이머 TM2(93)의 동작에 맞추어, 전환 회로 S11의 출력 전압을 전환한다.
한편, 과전류가 검출되었을 경우에는, 게이트 구동 회로(43)의 출력은, 전환 회로 S11의 출력을 하이 임피던스(HiZ) 상태로 함으로써, NPN 트랜지스터 Q12 및 PNP 트랜지스터 Q13이 오프되어, IGBT Q14 및 구동 회로(35)의 다른 구성요소에 영향을 주지 않는 하이 임피던스(HiZ) 상태로 된다.
전환 회로 S11의 출력 상태는, 전원 VCC의 전압값 V0, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1, 제 2 전압원 VD2의 전압값 V2, 그라운드의 전위인 0V, 및 하이 임피던스(HiZ) 상태의 합계 5 가지가 있다. 따라서, 본 실시 형태에서는, 3개의 출력 단자 OUT0, 1, 2에 각각 접속되는 3개의 신호선으로 이루어지는 버스(95)에 의해, 전환 회로 S11을 전환하고 있다.
IGBT Q14의 에미터 단자 E는, 그라운드에 접속되어 있다. IGBT Q14의 전류 센스 단자 S는, 센스 저항 Rs의 일단에 접속되어 있다. 센스 저항 Rs의 타단은, 그라운드에 접속되어 있다.
센스 저항 Rs는, IGBT Q14의 전류 센스 단자 S에 접속되어 있다. 전류 센스 단자 S에는, IGBT Q14의 에미터 단자 E에 흐르는 전류의 수천 분의 1 내지 수만 분의 1의 센스 전류가 흐른다. 구동 회로(35)는, 이 센스 전류를 이용하여, IGBT Q14의 출력 전류가 과대한지 여부를 판단하고, 출력 전류가 과대로 되었을 경우에, 소프트 차단 회로(42)에 의해 완만하게 차단하고, 차단 동작시의 서지 전압을 억제하여, IGBT Q14의 파괴를 방지한다. 본 실시 형태에서는, 센스 저항 Rs에 의해, 센스 전류를 센스 전압 Vs로 변환한다.
본 실시 형태에서는, IGBT Q14가 전류 센스 단자 S를 구비하는 구성에 대해 설명했지만, IGBT Q14가 전류 센스 단자 S를 구비하지 않는 구성으로 해도 좋다. IGBT Q14가 전류 센스 단자 S를 구비하지 않는 구성으로 하는 경우에는, 예를 들어, 그라운드와 에미터 단자 E의 사이에, 전류 검출용의 션트 저항을 접속하여, 에미터 전류를 센스 전압으로 변환하도록 하면 좋다.
센스 저항 Rs 또는 션트 저항의 저항값은, IGBT Q14의 출력 전류 IC가 정격치를 넘었을 때에, 센스 저항 Rs 또는 션트 저항의 전압 강하가 기준 전압원 REF의 기준 전압 VREF와 동일해지도록 설정되어 있으면 좋다.
LPF(45)는, 필터용 저항(47)과, 필터용 콘덴서(48)를 구비한다. 필터용 저항(47)의 일단은, 필터용 콘덴서(48)의 한쪽의 전극에 접속되어 있다. 필터용 저항(47)의 타단은, IGBT Q14의 전류 센스 단자 S와 센스 저항 Rs의 일단의 접속점에 접속되어 있다. 필터용 콘덴서(48)의 다른쪽의 전극은, 그라운드에 접속되어 있다. LPF(45)는, 센스 저항 Rs로 변환된 센스 전압 Vs에 중첩하는 노이즈 성분을 제거하고, 제거 후의 센스 전압 Vs를, 과전류 검출부(46)의 비교가(49)에 출력한다.
과전류 검출부(46)는, 기준 전압원 REF와, 비교가(49)를 구비한다. 과전류 검출부(46)는, IGBT Q14의 출력 전류 IC가 과대한지 여부를 검출한다. 비교가(49)의 비반전 입력 단자는, LPF(45)의 필터용 저항(47)의 일단과 필터용 콘덴서(48)의 한쪽의 전극의 접속점과 접속되어 있다. 비교가(49)의 반전 입력 단자는, 기준 전압원 VREF의 정극 단자에 접속되어 있다. 기준 전압원 VREF의 부극 단자는, 그라운드에 접속되어 있다. 비교가(49)의 출력 단자는, 제어 논리 회로(90)의 비교기 신호 입력 단자 SC에 접속되어 있다.
비교가(49)는, LPF(45)로부터의 센스 전압 Vs와, 기준 전압원 REF의 기준 전압 VREF의 대소를 비교하고, 그 비교 결과에 따른 신호(이하 「비교기 신호」라고 하는 경우가 있음)를, 제어 논리 회로(90)의 비교기 신호 입력 단자 SC에 출력한다.
본 실시 형태에서는, 센스 전압 Vs가 기준 전압 VREF 이하인 경우, 비교가(49)는, L 레벨의 비교기 신호를 제어 논리 회로(90)의 비교기 신호 입력 단자 SC에 출력한다. 또한, 센스 전압 Vs가 기준 전압 VREF를 넘는 경우, 비교가(49)는, H 레벨의 비교기 신호를 제어 논리 회로(90)의 비교기 신호 입력 단자 SC에 출력한다.
여기에서는, 센스 저항 Rs 또는 션트 저항에 의한 전압 강하가, IGBT Q14의 동작에 영향을 주지 않도록, 기준 전압 VREF는, 예를 들어 1V 이하로 설정된다.
제어 논리 회로(90)는, 게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS와, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호에 근거하여, 소프트 차단 회로(42) 및 게이트 구동 회로(43)를 제어한다.
구체적으로는, 제어 논리 회로(90)는, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호의 신호 레벨이 L 레벨인 경우, 환언하면, IGBT Q14의 출력 전류 IC가 과대하지 않고, 센스 전압 Vs가 기준 전압 VREF 이하인 경우에는, 게이트 구동 신호 GDS인 온 신호 및 오프 신호에 따라, 게이트 구동 회로(43)를 이용하여 IGBT Q14를 온 및 오프하는 동작을 행한다.
한편, 제어 논리 회로(90)는, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호의 신호 레벨이 H 레벨인 경우, 환언하면, IGBT Q14의 출력 전류 IC가 과대하고, 센스 전압 Vs가 기준 전압 VREF를 넘는 경우에는, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호이더라도, 소프트 차단 회로(42)를 이용하여, 게이트 구동 회로(43)보다 늦은 스위칭 속도로, IGBT Q14를 온 상태로부터 오프 상태로 천이시킨다.
즉, 구동 회로(35)는, 과전류 검출부(46)에 의해 과전류가 검출되었을 때에, 소프트 차단 회로(42)를 동작시킨다. 이러한 구동 회로(35)를 구비하는 파워 디바이스 회로(40)에 의하면, 서지 전압을 억제하는 것이 가능하게 된다.
구동 회로(35)는, 제어 논리 회로(90)의 제어에 의해, 소프트 차단 회로(42)를 동작시킬 때에는, 제어 논리 회로(90)의 출력 단자 OUT를 하이 임피던스(HiZ) 상태로 함으로써, 게이트 구동 회로(43)의 NPN 트랜지스터 Q12 및 PNP 트랜지스터 Q13을 오프로 하고, 게이트 구동 회로(43)의 출력을 하이 임피던스(HiZ) 상태로 하여, 소프트 차단 회로(42)의 동작을 방해하지 않도록 한다.
또한, 구동 회로(35)는, 논리 제어 회로(41)의 제어에 의해, 게이트 구동 회로(43)를 동작시킬 때에는, 소프트 차단 회로(42)의 NPN 트랜지스터 Q11을 오프로 하고, 소프트 차단 회로(42)의 출력 SBCO를 하이 임피던스(HiZ) 상태로 하여, 게이트 구동 회로(43)에 의한 IGBT Q14의 구동을 방해하지 않도록 한다.
이상과 같이 하여, 구동 회로(35)는, 소프트 차단 회로(42) 및 게이트 구동 회로(43)의 동작이 서로에 영향을 주는 것을 억제하고 있다.
표 2에, 제어 논리 회로(90)의 게이트 구동 신호 입력 단자 IN 및 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 신호의 신호 레벨과, 제어 논리 회로(90) 내부의 제 1 타이머 TM1(92) 및 제 2 타이머 TM2(93)의 출력 상태와, 제어 논리 회로(90)의 소프트 신호 출력 단자 SOFT의 출력 상태와, 제어 논리 회로(90)의 출력 단자(이하 「신호 출력 단자」라고 하는 경우가 있음) OUT0, 1, 2로부터의 출력 신호에 의해 전환되는 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV와, NPN 트랜지스터 Q11 상태와, 게이트 구동 회로(43)의 출력과, IGBT Q14 상태의 관계를 나타낸다.
[표 2]
Figure pct00006
게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS가 L 레벨이며, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호가 L 레벨인 경우, 소프트 신호 출력 단자 SOFT로부터 출력되는 신호는 L 레벨로 되고, 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해, 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV는, 0V로 된다. 이에 의해, NPN 트랜지스터 Q11은 오프로 되어, 소프트 차단 회로(42)의 출력 SBCO는 하이 임피던스(HiZ) 상태로 되고, 게이트 구동 회로(43)의 출력 전압이 0V로 되므로, IGBT Q14는 오프로 된다.
게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS가 H 레벨이며, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호가 L 레벨로 되었을 경우, 제 1 타이머 TM1(92)이 기동되어 제 1 타이머 TM1(92)의 출력이 H 레벨로 되고, 소프트 신호 출력 단자 SOFT로부터 출력되는 신호는 L 레벨로 되고, 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해, 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV는, 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 된다. 이에 의해, NPN 트랜지스터 Q11이 오프로 되어, 소프트 차단 회로(42)의 출력 SBCO는 하이 임피던스(HiZ) 상태로 되고, 게이트 구동 회로(43)의 출력 전압이 제 1 전압원 VD1의 전압값 V1로 되므로, IGBT Q14는 턴온 동작으로 들어간다.
제 1 유지 기간이 경과하여, 제 1 타이머 TM1(92)의 출력이 L 레벨로 되면, 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해 전환되는 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV는, 전원 VCC의 전압값 V0로 된다. 이에 의해, IGBT Q14는 온 상태로 된다.
게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS가 H 레벨이며, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호가 H 레벨인 경우, 소프트 신호 출력 단자 SOFT로부터 출력되는 신호가 H 레벨로 되므로, 소프트 차단 회로(42)의 NPN 트랜지스터 Q11이 온으로 되어, 소프트 차단(soft cutoff； 약칭： SC) 동작을 행한다.
또한 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해, 전환 회로 S11의 출력 ASOV는, 전원 VCC, 제 1 전압원 VD1, 제 2 전압원 VD2 및 그라운드 중 어느 것에도 전기적으로 접속되어 있지 않은 하이 임피던스(HiZ) 상태로 되고, 게이트 구동 회로(43)의 출력도 하이 임피던스(HiZ) 상태로 되어, IGBT Q14는 턴오프 동작이 행해진다.
게이트 구동 신호 입력 단자 IN에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS가 L 레벨이며, 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 비교기 신호가 H 레벨인 경우, 소프트 신호 출력 단자 SOFT로부터 출력되는 신호는 L 레벨로 되고, 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해 전환되는 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV는, 0V로 된다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)의 NPN 트랜지스터 Q11이 오프로 되어, 게이트 구동 회로(43)의 출력도 0V로 되므로, IGBT Q14는 오프로 된다. 제 1 타이머 TM1(92)의 제 1 유지 기간과, 제 2 타이머 TM2(93)의 제 2 유지 기간은 각각, 제 1 실시 형태와 마찬가지로 설정할 수 있다.
도 10은, 도 9의 파워 디바이스 회로(40)의 동작을 나타내는 타이밍 차트이다. 도 10의 가로축은 시간이다. 도 10에 있어서는, 턴온시에 있어서 IGBT Q14에 과전류가 흘렀을 경우에 대해 설명하고 있다. 또한, 도 10에서는, 각 회로 및 소자의 지연 시간에 대해서도 나타내고 있다.
시각 t21에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환된다. 시각 t21로부터, 게이트 구동 출력 지연 시간 T1이 경과한 시각 t22에 있어서, 제어 논리 회로(90)의 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해, 전환 회로 S11의 출력 전압이, 0V로부터 V1로 된다. 시각 t22에 있어서, 파워 디바이스(44)인 IGBT Q14의 게이트 전압 VGE는 상승을 개시한다.
시각 t22로부터 파워 디바이스(44)인 IGBT Q14의 턴온 지연 시간 T2가 경과한 시각 t23에 있어서, IGBT Q14의 게이트 전압 VGE는, IGBT Q14의 미러 기간에 있어서의 제 1 게이트 전압값 GV1에 이른다. IGBT Q14의 게이트 전압 VGE는, 시각 t23로부터 시각 t30까지의 동안, 제 1 게이트 전압값 GV1인 그대로이다.
또한, 시각 t23에 있어서, 파워 디바이스(44)인 IGBT Q14의 출력 전류 IC가 상승을 개시한다. 또한, 센스 전압 SV 및, 비교가(49)에 입력되는 비교기 입력 전압 CI가 상승을 개시한다.
시각 t23로부터 출력 전류 상승 시간 T3이 경과한 시각 t24에 있어서, 센스 전압 SV가 기준 전압 VREF와 동일하게 된다. 이 시각 t24로부터 LPF 지연 시간 T4가 경과한 시각 t25에 있어서, 비교기 입력 전압 CI가 기준 전압 VREF에 이른다.
시각 t25로부터 비교기 출력 지연 시간 T5가 경과한 시각 t26에 있어서, 비교가(49)로부터 출력되는 비교기 출력 전압 CO의 신호 레벨이, L 레벨로부터 H 레벨로 된다.
시각 t26로부터 제어 논리 회로 출력 지연 시간 T6가 경과한 시각 t28에 있어서, 제어 논리 회로(90)의 소프트 신호 출력 단자 SOFT로부터 출력되는 신호가 H 레벨로 되고, 신호 출력 단자 OUT0, 1, 2로부터 출력되는 신호에 의해, 전환 회로 S11의 출력 상태가 하이 임피던스(HiZ) 상태로 된다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)가 하이 임피던스(HiZ) 상태로부터 동작 상태로 이행함과 아울러, 게이트 구동 회로(43)가 동작 상태로부터 하이 임피던스(HiZ) 상태로 이행한다.
소프트 차단 회로(42)의 동작에 의해, 시각 t30에 있어서, IGBT Q14의 게이트 전압 VGE 및 IGBT Q14의 출력 전류 IC는 하강을 개시한다.
시각 t28에 있어서, 제 1 타이머 TM1(92)는, 제 1 타이머 TM1(92)의 기동 시점으로부터 제 1 유지 기간 TV1이 경과하기 이전이므로, 전환 회로 S11의 출력 전압 ASOV는, V0보다 낮은 V1인 그대로이다.
소프트 차단 회로(42)가 작용하기 시작한(싱크를 개시한) 시각 t28로부터 지연 시간이 경과하여 게이트 전압 VGE가 제 1 게이트 전압값 GV1로부터 하강하기 시작한 시각 t30에 있어서, IGBT Q14의 출력 전류 IC와 센스 전압 SV는 하강을 개시한다. 비교기 입력 전압 CI는, 시각 t29에 있어서 일정값으로 되어, 시각 t31에 있어서 하강을 개시한다.
시각 t33에 있어서, IGBT Q14의 출력 전류 IC는 0으로 된다. 시각 t33에 있어서, 센스 전압 SV는 0으로 된다. 시각 t32에 있어서, 비교기 입력 전압 CI는 VREF로 되고, 거기로부터 비교기 출력 지연 시간 T7가 경과한 시각 t33에 있어서, 비교기 출력 전압 CO의 신호 레벨이, H 레벨로부터 L 레벨로 된다. 시각 t34에 있어서, IGBT Q14의 게이트 전압 VGE는 0으로 된다. 시각 t35에 있어서, 비교기 입력 전압 CI는 0으로 된다.
시각 t36에 있어서, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환된다. 이에 의해, 게이트 구동 회로(43)가 하이 임피던스(HiZ) 상태로부터 동작 상태로 이행함과 아울러, 소프트 차단 회로(42)가 동작 상태로부터 하이 임피던스(HiZ) 상태로 이행한다.
제어 논리 회로(90)는, IGBT 오프, IGBT 온, IGBT 턴온, IGBT 턴오프, 소프트 차단 개시, 소프트 차단의 6개의 상태를 가진다. 정상 동작시(SC=L)에는, 게이트 구동 회로(43)를 이용한 구동이 행해져, IGBT 오프 상태와, IGBT 온 상태를 교대로 전환한다. IGBT 온 상태에서, 비교가(49)의 출력, 즉 비교기 신호 입력 단자 SC에 입력되는 신호의 신호 레벨이 H 레벨로 되면, 제어 논리 회로(90)는, IGBT 온 상태로부터 소프트 차단 개시 상태로 천이한다.
소프트 차단 개시 상태로 천이하면, 제어 논리 회로(90)는, 전환 회로 S11에 의해, 게이트 구동 회로(43)의 NPN 트랜지스터 Q12 및 PNP 트랜지스터 Q13을 오프로 하고, 또한 소프트 차단 회로(42)의 NPN 트랜지스터 Q11을 온으로 한다. 이에 의해, 소프트 차단 회로(42)가 동작하여, IGBT Q14가 저속의 스위칭 속도로 온 상태로부터 오프 상태로 천이된다. 그리고, 제어 논리 회로(90)는, 소프트 차단 개시 상태로부터 소프트 차단 상태로 천이한다.
소프트 차단 상태로 천이하면, 제어 논리 회로(90)는, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환될 때까지, 소프트 차단 상태를 유지한다. 그리고, 게이트 구동 신호 GDS가 온 신호로부터 오프 신호로 전환되면, 제어 논리 회로(90)는, IGBT 오프 상태로 천이한다.
도 9에 나타내는 파워 디바이스 회로(40)에 있어서, IGBT Q14의 턴온시에 단락이 발생하는 경우, 도 10에 나타낸 바와 같이, 게이트 구동 신호 GDS가 오프 신호로부터 온 신호로 전환되고 나서, 소프트 차단 동작할 때까지, 각 지연 시간 T1∼T6의 총합으로 나타내어지는 지연이 생긴다.
본 실시 형태에 있어서, 제어 논리 회로(90)에 내장하는 제 1 타이머 TM1(92)의 제 1 유지 기간 TV1을, 소프트 차단 동작할 때까지의 지연 시간 T1∼T6의 총합과 동일하거나, 또는 지연 시간 T1∼T6의 총합보다 긴 시간으로 설정하고 있다. 이에 의해, 도 9에 나타내는 보호 회로가 동작할 때까지의 단락 전류값을, 전제 기술의 구동 회로(81)보다 낮게 억제할 수 있어, IGBT의 파괴를 보다 확실히 방지할 수 있다.
본 실시 형태에서는, 또한 제 1 실시 형태와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 이상에 있어서는, IGBT가 턴온하는 경우에 단락이 발생하여, 보호 회로가 작용할 때까지의 단락 전류를 억제하는 회로의 동작을 주로 설명했다. 단락은, 게이트 구동 신호 GDS가 오프 상태인 때에, 외래 노이즈에 의해, 잘못하여 IGBT가 턴온될 때 발생하는 것이 많다. 따라서, 제 1 타이머 TM1(92)의 제 1 유지 기간 TV1을 지연 시간 T1∼T6의 총합 이상으로 해 두고, 외래 노이즈에 의해 잘못하여 IGBT가 턴온되는 경우에 소프트 차단 동작 가능하게 하는 것이, 스위칭 소자의 보호 등을 위해 유용하다.
턴오프시에 있어서도, 제 2 타이머 TM2(93)에 의해, 게이트 전압을, 제 2 게이트 전압값 V2 및 접지 전위 0V의 2 단계에서 구동하는 것이 유용하다. 이에 의해, 턴오프 시간을 짧게 할 수 있으므로, 동일한 암을 구성하는 구동 회로 이외의 다른 회로를 보호한다고 하는 효과도 얻을 수 있다.
＜제 3 실시 형태＞
도 11은, 본 발명의 제 3 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로인 구동 회로(61)를 포함하는 파워 디바이스 회로(50)의 구성을 나타내는 도면이다. 본 실시 형태의 파워 디바이스 회로(50)는, 전술한 제 1 실시 형태의 파워 디바이스 회로(10)와 구성이 유사하므로, 상이한 부분에 대해 설명하고, 동일한 구성에 대해서는 동일한 참조 부호를 첨부하고, 공통되는 설명을 생략한다. 본 실시 형태의 구동 회로(61)는, 제 1 실시 형태의 스위칭 소자 구동 회로(1)에 상당한다.
파워 디바이스 회로(50)는, 구동 회로(61)와, 전압 제어형 파워 디바이스인 IGBT Q3을 구비한다. 구동 회로(61)는, 전압 전환부(51), 전원 VCC, NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2, 제 1 게이트 저항 R1, 제 2 게이트 저항 R2 및 온도 센서(53)를 구비한다. NPN 트랜지스터 Q1, PNP 트랜지스터 Q2는, 게이트 구동 소자이다. 온도 센서(53)는, 온도 검출부에 상당한다.
전압 전환부(51)는, 전압 제어부(52), 제어 논리(Control Logic) 회로(12), 제 1 가변 전압원 VD11, 제 2 가변 전압원 VD12 및 전환 회로 S1을 구비한다. 제어 논리 회로(12)는, 전환 회로 S1을 제어한다. 제어 논리 회로(12)는, 입력 단자 IN와, 2개의 출력 단자 OUT0, OUT1을 포함한다. 도 11에서는, 2개의 출력 단자 OUT0, OUT1을 통합하여 「OUT」라고 기재하고 있다. 출력 단자 OUT와 전환 회로 S1는, 2개의 신호선으로 이루어지는 버스(14)로 접속되어 있다.
온도 센서(53)는, 전압 제어부(52)와 접속되어 있다. 온도 센서(53)는, IGBT Q3에 근접하여 마련된다. 온도 센서(53)는, IGBT Q3의 정션 온도를 검출한다. 온도 센서(53)는, 검출한 IGBT Q3의 정션 온도를 나타내는 온도 정보를 전압 제어부(52)에 인가한다.
전압 제어부(52)는, 온도 센서(54)로부터 인가되는 온도 정보가 나타내는 IGBT Q3의 정션 온도에 따라, 턴온시 또는 턴오프시에 일시적으로 출력하는 전압, 즉 제 1 가변 전압원 VD11로부터 출력하는 제 1 가변 전압의 값 V11, 및 제 2 가변 전압원 VD12로부터 출력하는 제 2 가변 전압의 값 V12를 제어하여 조정한다. 구체적으로는, 전압 제어부(52)는, 제 1 가변 전압원 VD11 또는 제 2 가변 전압원 VD12에게, 각 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12를 전환 회로 S1에 출력하도록 지시한다.
제 1 및 제 2 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12가 고정값인 경우, IGBT Q3의 정션 온도가 변화하면, IGBT Q3의 게이트 임계치 전압 Vth도 변화하므로, IGBT Q3의 스위칭 속도가 변화한다.
본 실시 형태의 구동 회로(61)는, 전압 제어부(52)에 의해, 제 1 및 제 2 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12를, 온도 센서(53)에 의해 검출되는 IGBT Q3의 정션 온도에 따라 조정한다. 이에 의해, 스위칭 속도를 일정하게 유지하는 것이 가능하게 된다.
스위칭 속도가 빨라지면, 방사 노이즈 및 서지 전압이 증가하여, 스위칭 손실이 감소한다. 스위칭 속도가 늦어지면, 방사 노이즈 및 서지 전압이 감소하여, 스위칭 손실이 증가한다. 방사 노이즈 및 서지 전압과 스위칭 손실은, 트레이드 오프의 관계에 있다.
따라서, 전제 기술과 같이 게이트 저항에 의해 스위칭 속도를 제어하는 구성에 있어서, 방사 노이즈 및 서지 전압과 스위칭 손실 등의 각 요건을 만족하도록, 게이트 저항을 전환하는 경우, 게이트 저항과 동일 수의 게이트 구동 소자가 필요하다.
이에 대해서, 본 실시 형태의 구동 회로(61)는, 제 1 및 제 2 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12를, 온도 센서(53)에 의해 검출되는 IGBT Q3의 정션 온도에 따라 조정하도록 구성되어 있다. 따라서, IC로의 집적이 용이하고, 또한 실장하는 회로의 소형화가 가능하다.
제 1 및 제 2 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12는, 예를 들어 이하와 같이 조정하면 좋다. 파워 디바이스인 IGBT 및 FET의 게이트 임계치는, 온도가 높아질수록 작아진다고 하는 부(負)의 온도 특성을 가지고 있다. 따라서, 구동 회로(61)는, 파워 디바이스의 부의 온도 특성에 맞추어, 온도 상승에 따라, 제 1 및 제 2 가변 전압원 VD11, VD12의 전압값 V11, V12를 낮추도록 하면 좋다.
이상으로 서술한 각 실시 형태에서는, 스위칭 소자 구동 회로(1, 35, 61) 및 그것을 구비하는 파워 디바이스 회로(10, 40, 50)에 대해 설명했지만, 파워 디바이스 회로(10, 40, 50)을 모듈화하여, 파워 디바이스 회로(10, 40, 50)를 구비하는 파워 모듈로 해도 좋다. 이러한 파워 모듈에 있어서도, 전술한 각 실시 형태와 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다.
＜제 4 실시 형태＞
도 12는, 본 발명의 제 4 실시 형태인 구동 회로(61)를 구비하는 자동차(60)를 나타내는 도면이다. 자동차(60)를, 하이브리드 자동차, 전기 자동차, 연료 전지 자동차, 또는 스타터 제네레이터(starter generator)를 구비하는 자동차이다. 자동차(60)는, 구동 회로(61), 전자 제어 유닛(Electronic Control Unit； 약칭： ECU)(62), 저전압 전원(63), 고전압 전원(64), 인버터 장치(65), 모터(66) 및 엔진(67)을 구비하여 구성된다.
구동 회로(61)는, 전술한 제 3 실시 형태의 구동 회로(35)와 마찬가지로, 스위칭 소자 구동 회로에 상당하고, 게이트 구동 회로와, 제어 논리 회로, 소프트 차단 회로, LPF, 과전류 검출부 및 센스 저항을 포함하는 보호 회로를 구비하여 구성된다. 구동 회로(61)는, 인버터 장치(65)에 포함되는 파워 디바이스를 구동 및 보호한다. 더욱 구체적으로는, 구동 회로(61)의 게이트 구동 회로에 의해, 파워 디바이스를 구동하고, 구동 회로(61)의 보호 회로에 의해, 파워 디바이스를 보호한다.
ECU(62)는, 마이크로 컴퓨터에 의해 실현된다. ECU(62)는, 구동 회로(61)를 제어한다. 저전압 전원(63)은, 구동 회로(61)의 전원으로서 이용된다. 저전압 전원(63)은, 예를 들어 12V의 배터리에 의해 실현된다.
고전압 전원(64)은, 전력을 충방전 가능하게 구성된다. 구체적으로는, 고전압 전원(64)은, 충방전 가능한 직류 전원이며, 예를 들어, 니켈수소 전지 또는 리튬 이온 배터리 등의 2차 전지에 의해 실현된다. 고전압 전원(64)에는, 인버터 장치(65)로부터 직류 전력이 인가된다. 이에 의해, 고전압 전원(64)이 충전된다. 고전압 전원(64)은, 예를 들어 36V의 배터리에 의해 실현된다.
인버터 장치(65)는, 구동 회로(61)에 의해 구동 및 보호되는 파워 디바이스를 포함한다. 인버터 장치(65)는, 모터(66)를 구동한다. 인버터 장치(65)는, 고전압 전원(64)으로부터 방전되는 직류 전력을, 모터(66)를 구동하기 위한 교류 전력으로 변환한다. 또한 인버터 장치(65)는, 모터(66)에 의해 발전된 교류 전력을, 고전압 전원(64)에 충전 가능한 직류 전력으로 변환한다.
모터(66)는, 하이브리드 자동차, 전기 자동차, 연료 전지 자동차, 또는 스타터 제네레이터를 구비하는 자동차에 이용되고, 1kW 이상의 출력이 가능하다. 모터(66)는, 예를 들어 회생용 모터에 의해 실현된다. 모터(66)는, 교류 전력을 발전한다. 모터(66)는, 발전한 교류 전력을 인버터 장치(65)에 인가한다.
자동차(60)에서는, 역행(力行)과 회생을 교대로 반복하여, 모터(66)의 부하 변동이 큰 상태가 빈번하게 생길 뿐만 아니라, 역행도 회생도 행하지 않는 타행(惰行) 상태도 빈번하게 생긴다. 이러한 타행 상태에서는, 모터(66)를 구동하는 인버터 장치(65)는 무부하 운전에 근접하여, 그 출력 전류는 전혀 흐르지 않거나, 또는 정격 전류의 수십 분의 1 내지 수백 분의 1 정도의 소량의 값으로 된다.
전술한 바와 같은 무부하 운전에 근접한 상태에서는, 도 12의 인버터 장치(65)에 포함되는 IGBT의 스위칭 속도가, 통상의 역행 및 회생을 행할 때에 비해 빨라진다. 그 결과, 도 6 및 도 7에 나타내는 바와 같은 메커니즘에 의해, 게이트 구동 회로에 입력되는 게이트 구동 신호 GDS에, 고주파 전류에 기인하는 전자 결합에 의한 노이즈 전압이 중첩하여, 오동작을 일으킬 우려가 있다.
고주파 전류에 기인하는 전자 결합에 의한 노이즈 전압을 방지하기 위해서는, 자기 실드(shield)가 유효하지만, 자기 실드에 사용하는 실드재는, 비교적 고가이고, 또한 중량이 커지는 등의 문제가 있으므로, 종래에 있어서는, 충분한 자기 실드가 실시되어 있지 않다.
또한, 이러한 노이즈 전압에 기인하여, 도 12의 인버터 장치(65)에 포함되는 IGBT가 암 단락을 일으키면, 노이즈 전압의 펄스 폭이 IGBT의 구동 회로(35)의 응답 시간보다 짧기 때문에, 구동 회로(35)가 작용하지 않는다.
이에 대해, 본 실시 형태에서는, 비교적 작은 펄스 폭을 가지는 노이즈 전압이 중첩된 게이트 구동 신호 GDS가 게이트 구동 회로에 입력되었을 경우에도, 전제 기술에 비해, 단락 전류를 작게 할 수 있다. 따라서, 도 12의 인버터 장치(65)에 포함되는 IGBT의 파괴를 방지하는 것이 가능하게 된다.
본 실시 형태의 자동차(60)를, 이상으로 서술한 바와 같이 IGBT의 파괴를 방지하는 것이 가능한 구동 회로(61)와 인버터 장치(65)를 구비한다. 따라서, 비교적 작은 펄스 폭을 가지는 노이즈 전압이 중첩된 게이트 구동 신호 GDS가 게이트 구동 회로에 입력되었을 경우에도, 인버터 장치(65)에 포함되는 IGBT의 파괴를 방지하여, 인버터 장치(65)의 고장을 방지할 수 있는 자동차(60)를 실현할 수 있다.
본 발명은, 그 발명의 범위 내에 있어서, 전술한 각 실시 형태를 자유롭게 조합하는 것이 가능하다. 또한, 각 실시 형태의 임의의 구성요소를 적절히 변형 또는 생략하는 것이 가능하다.
본 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 본 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것으로 해석된다.
1, 35, 61 : 스위칭 소자 구동 회로(구동 회로)
10, 40, 50 : 파워 디바이스 회로
11, 41, 51 : 전압 전환부
12, 90 : 제어 논리(Control Logic) 회로
13, 43 : 게이트 구동 회로(전압 출력부)
14, 95 : 버스
15, 91 : 제 1 논리 회로
16, 92 : 제 1 타이머 TM1
17, 93 : 제 2 타이머 TM2
18, 94 : 제 2 논리 회로
42 : 소프트 차단 회로
44 : 파워 디바이스
45 : 로우 패스 필터(LPF)
46 : 과전류 검출부
52 : 전압 제어부
53 : 온도 센서
60 : 자동차
62 : 전자 제어 유닛(ECU)
63 : 저전압 전원
64 : 고전압 전원
65 : 인버터 장치
66 : 모터
67 : 엔진
Q3, Q14, Q21∼Q24 : IGBT
R1 : 제 1 게이트 저항
R2 : 제 2 게이트 저항
RG : 게이트 저항
VD1 : 제 1 전압원
VD2 : 제 2 전압원
VD11 : 제 1 가변 전압원
VD12 : 제 2 가변 전압원
S1, S11 : 전환 회로

Claims (9)

  1. 제어 전극에 임계치 전압 이상의 전압이 인가되는 것에 의해 오프 상태로부터 온 상태로 전환되는 전압 제어형의 스위칭 소자를 구동하는 스위칭 소자 구동 회로로서,
    상기 스위칭 소자에 전압을 출력하는 전압 출력부와,
    상기 전압 출력부에 인가하는 전압을 전환하는 전압 전환부를 구비하며,
    상기 전압 출력부는, 전압 증폭률이 1인 증폭 회로로 구성되고,
    상기 전압 전환부는, 상기 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 전환하는 턴온 동작을 행할 때에는, 상기 스위칭 소자의 상기 임계치 전압보다 크고, 또한 상기 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압값보다 작은 값의 턴온용 전압을 상기 전압 출력부에 인가한 후, 미리 정해진 턴온용 전압 유지 기간이 경과하면, 상기 전압 출력부에 인가하는 전압을, 상기 스위칭 소자 구동 회로의 전원의 전압으로 전환하는
    것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 전환부는, 상기 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 전환하는 턴오프 동작을 행할 때에는, 상기 스위칭 소자의 상기 임계치 전압보다 작은 값의 턴오프용 전압을 상기 전압 출력부에 인가한 후, 미리 정해진 턴오프용 전압 유지 기간이 경과하면, 상기 전압 출력부에 인가하는 전압을 0V 또는 부(負)전압으로 전환하는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 전환부는,
    상기 턴온용 전압을 인가하는 턴온용 전압원과 상기 전원에 전환 가능하게 접속되고, 상기 전압 출력부에 전압을 인가하는 전환 회로와,
    상기 턴온용 전압 유지 기간을 계시하는 턴온용 타이머를 포함하고, 상기 전환 회로를 제어하는 제어 논리 회로를 구비하며,
    상기 제어 논리 회로는,
    상기 턴온 동작을 행하는 지시를 나타내는 온 신호가 인가되면, 상기 턴온용 타이머에 의해 상기 턴온용 전압 유지 기간의 계시를 개시함과 아울러, 상기 턴온 전압원에 접속하도록 상기 전환 회로를 제어하고,
    상기 턴온용 타이머에 의한 상기 턴온용 전압 유지 기간의 계시가 완료하면, 상기 턴온용 전압원으로부터 상기 전원으로 접속을 전환하도록 상기 전환 회로를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 전압 전환부는,
    상기 턴온용 전압을 인가하는 턴온용 전압원과, 상기 전원과, 상기 턴오프용 전압을 인가하는 턴오프용 전압원과, 0V 또는 부전압을 인가하는 저전압원에 전환 가능하게 접속되고, 상기 전압 출력부에 전압을 인가하는 전환 회로와,
    상기 턴온용 전압 유지 기간을 계시하는 턴온용 타이머와, 상기 턴오프용 전압 유지 기간을 계시하는 턴오프용 타이머를 포함하고, 상기 전환 회로를 제어하는 제어 논리 회로를 구비하며,
    상기 제어 논리 회로는,
    (a) 상기 턴온 동작을 행하는 지시를 나타내는 온 신호가 인가되면, (a1) 상기 턴온용 타이머에 의해 상기 턴온용 전압 유지 기간의 계시를 개시함과 아울러, 상기 턴온 전압원에 접속하도록 상기 전환 회로를 제어하고, (a2) 상기 턴온용 타이머에 의한 상기 턴온용 전압 유지 기간의 계시가 완료하면, 상기 턴온용 전압원으로부터 상기 전원으로 접속을 전환하도록 상기 전환 회로를 제어하고,
    (b) 상기 턴오프 동작을 행하는 지시를 나타내는 오프 신호가 인가되면, (b1) 상기 턴오프용 타이머에 의해 상기 턴오프용 전압 유지 기간의 계시를 개시함과 아울러, 상기 턴오프용 전압원에 접속하도록 상기 전환 회로를 제어하고, (b2) 상기 턴오프용 타이머에 의한 상기 턴오프용 전압 유지 기간의 계시가 완료하면, 상기 턴오프용 전압원으로부터 상기 저전압원으로 접속을 전환하도록 상기 전환 회로를 제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 정션(junction) 온도를 검출하는 온도 검출부를 더 구비하며,
    상기 전압 전환부는, 상기 온도 검출부에 의해 검출되는 상기 정션 온도에 따라, 상기 턴온용 전압을 조정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자의 정션 온도를 검출하는 온도 검출부를 더 구비하며,
    상기 전압 전환부는, 상기 온도 검출부에 의해 검출되는 상기 정션 온도에 따라, 상기 턴온용 전압 및 상기 턴오프용 전압 중 적어도 한쪽을 조정하는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자는, 자동차에 탑재되는 모터를 구동하는 인버터 장치에 포함되는 것을 특징으로 하는 스위칭 소자 구동 회로.
  8. 청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 기재된 스위칭 소자 구동 회로와,
    상기 스위칭 소자 구동 회로에 의해 구동되는 상기 스위칭 소자
    를 포함하는 파워 디바이스 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 파워 모듈.
  9. 청구항 1 내지 6 중 어느 한 항에 기재된 스위칭 소자 구동 회로와,
    상기 스위칭 소자를 포함하고, 모터를 구동하는 인버터 장치
    를 구비하는 것을 특징으로 하는 자동차.
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