CN104871417A - 开关元件驱动电路、功率模块以及汽车 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的在于，提供能够以较小的安装面积，实现电压控制型开关元件的开关特性的改善以及短路电流的抑制的技术。本发明的开关元件驱动电路通过由电压放大率为1的放大电路构成的电压输出部，向开关元件输出电压，对开关元件进行驱动。在将开关元件接通时，将比开关元件的阈值电压大、且比开关元件驱动电路的电源的电压值小的值的接通用电压向电压输出部施加。在经过接通用电压保持期间后，向电压输出部施加的电压由电压切换部切换为开关元件驱动电路的电源的电压。

Description

开关元件驱动电路、功率模块以及汽车
技术领域
本发明涉及开关元件驱动电路、以及具备该开关元件驱动电路的功率模块及汽车，该开关元件驱动电路对在功率IC(IntegratedCircuit)等功率设备电路中作为用于切换输出的开关元件而使用的电压控制型的功率设备等进行驱动。
背景技术
在逆变器装置等中设置有电桥电路等功率设备电路。电桥电路具有多个开关元件。作为开关元件，例如多使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor；简称：IGBT)及金属-氧化膜-半导体场效应型晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field EffectTransistor；简称：MOSFET)等电压控制型的开关元件(下面有时称为“电压控制型开关元件”)。
进行电压控制型开关元件的栅极电压的控制的电路称为开关元件驱动电路(下面有时简称为“驱动电路”)。通过驱动电路进行电压控制型开关元件的开关。
驱动电路例如如专利文献1所公开的那样，在电压控制型开关元件(下面有时称为“开关元件”)的接通时，输出驱动电路的电源电压，在开关元件的断开时，输出0V或负电压。驱动电路具有栅极电阻，经由栅极电阻与开关元件的栅极连接。
如果栅极电阻的电阻值增加，则向开关元件的栅极施加的电压即栅极电压的上升及下降的速度降低，开关元件的开关速度降低。相反，如果栅极电阻的电阻值降低，则栅极电压的上升及下降的速度增加，开关元件的开关速度增加。如上所述，在驱动电路中，开关元件的开关速度能够通过栅极电阻进行控制。
以开关元件的开关特性的改善以及短路电流的抑制等为目的的驱动电路例如在专利文献2～7中公开。例如，在专利文献2中公开了下述驱动电路，即，以开关元件的开关损耗的减少等为目的，在进行开关元件的接通动作的导通侧电路、以及进行开关元件的断开动作的截止侧电路中分别设置有2个栅极驱动元件和延迟电路，通过延迟电路，对各栅极驱动元件进行切换。在以下的说明中，有时将导通侧电路的栅极驱动元件称为“导通侧栅极驱动元件”，将截止侧电路的栅极驱动元件称为“截止侧栅极驱动元件”。
专利文献2所公开的驱动电路在接通开关元件时，首先，经由导通侧电路的第1导通侧栅极驱动元件及栅极电阻，使栅极电压缓慢地上升。然后，驱动电路利用所述延迟电路进行延迟，将向第2导通侧栅极驱动元件施加的电压向开关元件的栅极施加，使栅极电压上升至稳定状态的电压。
另外，专利文献2所公开的驱动电路在断开开关元件时，首先，经由截止侧电路的第1截止侧栅极驱动元件以及栅极电阻，使栅极电压缓慢地降低。然后，驱动电路通过所述延迟电路及第2截止侧栅极驱动元件而进行延迟，使栅极电压降低至接地电位。
即，专利文献2所公开的驱动电路在开关元件接通时，通过将多个栅极驱动元件在时间上进行切换，从而使开关元件的栅极电压分为2个阶段而上升，在开关元件断开时，通过将多个栅极驱动元件在时间上进行切换，从而使开关元件的栅极电压分为2个阶段而降低。由此，使栅极电压缓慢地变化。
如上所述，通过使栅极电压缓慢地变化，使辐射噪声降低。另外，对开关元件从截止状态变为导通状态的接通时间、以及开关元件从导通状态变为截止状态的断开时间进行抑制，减少开关损耗。
专利文献7公开了下述驱动电路，即，为了在开关损耗减少的基础上，对将开关元件桥接连接的情况下的桥臂短路电流及负载短路电流进行抑制，在导通侧电路和截止侧电路之间对电源电压或输入电压进行改变。专利文献7所公开的驱动电路通过利用导通侧电路，利用较低的电压使开关元件接通，从而对桥臂短路电流及负载短路电流进行抑制。
专利文献1：日本特开平4－29558号公报
专利文献2：日本特开2001－37207号公报
专利文献3：日本特开2000－232347号公报
专利文献4：日本特开2003－189593号公报
专利文献5：日本特开2000－253646号公报
专利文献6：日本特开2003－319638号公报
专利文献7：日本特开2012－186998号公报
发明内容
前述的专利文献2～7所公开的驱动电路以开关元件的开关特性的改善以及短路电流的抑制等为目的，为了对栅极电阻或栅极电压进行切换而具有多个栅极驱动元件。
由于栅极驱动元件需要几安培左右的驱动能力，以能够向开关元件的栅极供给用于进行充放电的电流，因此具有与驱动能力相应的管芯尺寸(die size)，即芯片面积。因此，在多个栅极驱动元件集成在1个IC上的情况下，存在IC芯片尺寸、发热及制造成本等变大的问题。
为了避免该问题，在使用多个栅极驱动元件的情况下，未集成在IC上的单个(分立式(discrete))的晶体管等半导体元件被作为栅极驱动元件使用。但是，如果分立式的半导体元件被作为栅极驱动元件使用，则存在下述问题，即，分立式的半导体元件的个数越多，则驱动电路的安装面积变得越大，变得不能收容在搭载驱动电路的印刷基板中。
本发明的目的在于，提供一种开关元件驱动电路、以及具有该开关元件驱动电路的功率模块及汽车，该开关元件驱动电路能够以较小的安装面积，实现电压控制型的开关元件的开关特性的改善以及短路电流的抑制。
本发明所涉及的开关元件驱动电路对电压控制型的开关元件进行驱动，该开关元件通过对控制电极施加大于或等于阈值电压的电压，从而从截止状态向导通状态切换，该开关元件驱动电路的特征在于，具有：电压输出部，其向所述开关元件输出电压；以及电压切换部，其对向所述电压输出部施加的电压进行切换，所述电压输出部由电压放大率为1的放大电路构成，所述电压切换部在进行将所述开关元件从截止状态向导通状态切换的接通动作时，如果在将比所述开关元件的所述阈值电压大、且比所述开关元件驱动电路的电源的电压值小的值的接通用电压向所述电压输出部施加后，经过了预先确定的接通用电压保持期间，则将向所述电压输出部施加的电压切换为所述开关元件驱动电路的电源的电压。
本发明的功率模块的特征在于，具有功率设备电路，该功率设备电路具有：所述本发明的开关元件驱动电路；以及具有由所述开关元件驱动电路驱动的所述开关元件。
本发明的汽车的特征在于，具有：所述本发明的开关元件驱动电路；以及逆变器装置，其包含所述开关元件，对电动机进行驱动。
发明的效果
根据本发明的开关元件驱动电路，在进行将开关元件从截止状态向导通状态切换的接通动作时，如果在向电压输出部施加接通用电压后，经过了接通用电压保持期间，则向电压输出部施加的电压通过电压切换部而切换为驱动元件电路的电源的电压。由此，在进行将开关元件从截止状态向导通状态切换的接通动作时，能够在从电压输出部向开关元件暂时性地输出接通用电压后，输出开关元件驱动电路的电源的电压。由于接通用电压的值大于开关元件的阈值电压、且小于开关元件驱动电路的电源的电压值，因此能够将接通时的短路电流抑制得较低。
另外，能够容易地将电压切换部集成。另外，由于电压输出部的电压放大率为1，因此电压输出部能够由较少数量的电路部件构成。因此，能够以较小的安装面积实现开关元件的开关特性以及短路电流的抑制。
根据本发明的功率模块，能够以较小的安装面积实现开关元件的开关特性以及短路电流的抑制。
根据本发明的汽车，能够防止逆变器装置中包含的开关元件的损坏，防止逆变器装置的故障。
通过以下的详细说明和附图，使得本发明的目的、特征、技术方案、以及优点更清楚。
附图说明
图1是表示包含本发明的第1实施方式的开关元件驱动电路即驱动电路1在内的功率设备电路10的结构的图。
图2是表示图1的功率设备电路10的动作的时序图。
图3是表示前提技术的开关元件驱动电路81中的接通时的实测波形的图。
图4是表示本发明的第1实施方式的开关元件驱动电路1中的接通时的实测波形的图。
图5是表示桥臂短路的图。
图6是用于说明在栅极驱动信号中产生噪声的机理的图。
图7是表示叠加了噪声的栅极驱动信号的电压波形的一个例子的图。
图8是表示IGBT Q3的输出特性的一个例子的图形。
图9是表示包含本发明的第2实施方式的开关元件驱动电路即驱动电路35在内的功率设备电路40的结构的图。
图10是表示图9的功率设备电路40的动作的时序图。
图11是表示包含本发明的第3实施方式的开关元件驱动电路即驱动电路61在内的功率设备电路50的结构的图。
图12是表示作为本发明的第4实施方式的具有驱动电路61的汽车60的图。
图13是表示包含前提技术的开关元件驱动电路81在内的功率设备电路80的结构的图。
图14是表示图13的功率设备电路80的动作的时序图。
具体实施方式
＜前提技术＞
在对本发明的实施方式的开关元件驱动电路进行说明之前，对本发明的前提技术的开关元件驱动电路进行说明。图13是表示包含前提技术的开关元件驱动电路81在内的功率设备电路80的结构的图。功率设备电路80具有：作为电压控制型的开关元件的功率设备Q33；以及开关元件驱动电路81(下面有时简称为“驱动电路”)，其对功率设备Q33进行驱动。
在前提技术中，驱动电路81是对作为电压控制型开关元件的功率设备Q33的栅极进行驱动的驱动电路，功率设备Q33是绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor；简称：IGBT)。在以下的说明中，有时将功率设备Q33称为“IGBT Q33”。
驱动电路81具有：缓冲放大器82；电源VCC；NPN双极型晶体管(下面简称为“NPN晶体管”)Q31；PNP双极型晶体管(下面简称为“PNP晶体管”)Q32；第1栅极电阻R31；以及第2栅极电阻R32。NPN晶体管Q31及PNP晶体管Q32相当于栅极驱动元件。
向缓冲放大器82的输入端子输入栅极驱动信号GDS。缓冲放大器82与驱动电路81的电源VCC及接地连接。缓冲放大器82的输出端子分别与NPN晶体管Q31的基极、以及PNP晶体管Q32的基极连接。NPN晶体管Q31及PNP晶体管Q32的基极共同连接。
NPN晶体管Q31的集电极与驱动电路81的电源VCC连接。NPN晶体管Q31的发射极经由第1栅极电阻R31与IGBT Q33的栅极连接。PNP晶体管Q32的发射极经由第2栅极电阻R2与IGBT Q33的栅极连接。PNP晶体管Q32的集电极与接地连接。
IGBT Q33的集电极与输出端子连接。IGBT Q33的集电极从输出端子输出输出信号OPT。IGBT Q33的发射极与接地(ground)连接。
通过驱动电路81，进行IGBT Q33的开关。驱动电路81在接通时输出驱动电路81的电源VCC的电压，在断开时输出0V或负电压。
如果第1及第2栅极电阻R31、R32的电阻值增加，则IGBT Q33的栅极电压的上升及下降的速度降低，IGBT Q33的开关速度降低。另外，如果第1及第2栅极电阻R31、R32的电阻值降低，则IGBT Q33的栅极电压的上升及下降的速度增加，IGBT Q33的开关速度增加。因此，IGBT Q33的开关速度能够通过第1及第2栅极电阻R31、R32进行控制。
在驱动电路81中，NPN晶体管Q31进行IGBT Q33的接通动作，PNP晶体管Q32进行IGBT Q33的断开动作。
驱动电路81在将IGBT Q33接通时，将NPN晶体管Q31设置为导通状态，并且将PNP晶体管Q32设置为截止状态，经由第1栅极电阻R31施加电源VCC的电压，使IGBT Q33的栅极电压上升至稳定状态的电压。
另外，在将IGBT Q33断开时，驱动电路81将NPN晶体管Q31设置为截止状态，并且将PNP晶体管Q32设置为导通状态，经由第2栅极电阻R32使IGBT Q33的栅极电压降低至接地电位。
图14是表示图13的功率设备电路80的动作的时序图。图14的横轴是时间。
在时刻t41，如果栅极驱动信号GDS从截止(OFF)信号向导通(ON)信号切换，则向作为栅极驱动元件的NPN晶体管Q31及PNP晶体管Q32输入的电压(下面称为“栅极驱动元件输入电压GDIV”)的信号电平从低(L)电平向高(H)电平、具体来说电源VCC的电压值(在图14中以“VCC”标记)切换。
由此，由于NPN晶体管Q31变为导通状态，并且PNP晶体管Q32变为截止状态，经由第1栅极电阻R31，电源VCC的电压向IGBTQ33施加，因此在时刻t41，IGBT Q33的栅极电压VGE开始上升。IGBT Q33的栅极电压VGE在变为第1栅极电压值GV11之前暂且上升。在时刻t42，如果IGBT Q33的栅极电压VGE达到第1栅极电压值GV11，则IGBT Q33的栅极电压VGE在从时刻t42至时刻t43为止的镜像期间MP11的期间内，对第1栅极电压值GV11进行保持。
然后，在IGBT Q33的镜像期间MP11结束的时刻t43，IGBT Q33的栅极电压VGE再次开始上升。IGBT Q33的栅极电压VGE在直至成为第2栅极电压值GV12即电源VCC的电压值为止上升。
在时刻t44，IGBT Q33的栅极电压VGE达到第2栅极电压值GV12。IGBT Q33的栅极电压VGE在导通状态的期间，即从时刻t44至时刻t45为止的期间，对第2栅极电压值GV12进行保持。
在时刻t45，如果栅极驱动信号GDS从导通信号向截止信号切换，则栅极驱动元件输入电压GDIV的信号电平从H电平向L电平，具体来说向接地电位(0V)切换。由此，NPN晶体管Q31变为断开状态，并且PNP晶体管Q32变为导通状态，IGBT Q33的栅极电压VGE经由第2栅极电阻R32开始下降。IGBT Q33的栅极电压VGE在变为第1栅极电压值GV11之前暂且降低。
在时刻t46，IGBT Q33的栅极电压VGE达到第1栅极电压值GV11。IGBT Q33的栅极电压VGE在从时刻t46至时刻t47为止的镜像期间MP12的期间内，对第1栅极电压值GV11进行保持。然后，在镜像期间MP12结束的时刻t47，IGBT Q33的栅极电压VGE再次开始下降。IGBT Q33的栅极电压VGE在成为接地电位即零(0)V为止降低。
在时刻t48，IGBT Q33的栅极电压VGE的栅极电压值达到0V。IGBT Q33的栅极电压VGE在截止状态期间，即从时刻t48至时刻t49为止的期间，保持为0V。
在时刻t49，如果栅极驱动信号GDS再次从截止信号向导通信号切换，则栅极驱动元件输入电压GDIV的信号电平从L电平向H电平切换，IGBT Q33的栅极电压VGE开始上升。IGBT Q33的栅极电压VGE在时刻t50，在上升至第1栅极电压值GV11后，在从时刻t50至时刻t51为止的镜像期间MP11的期间内，对第1栅极电压值GV11进行保持。
在镜像期间MP11结束的时刻t51，IGBT Q33的栅极电压VGE再次开始上升，在时刻t52，上升至变为第2栅极电压值GV12为止。这样，在时刻t49以后，重复进行从时刻t41至时刻t49为止的动作。
在这里，对镜像期间MP11、MP12进行说明。在开关元件刚接通后、以及刚断开后，存在栅极电压VGE变为固定值的镜像期间MP11、MP12。在该镜像期间MP11、MP12内，伴随集电极电压的降低，集电极和发射极之间的反馈电容变化，该变化导致的位移电流从栅极向反馈电容侧流动。因此，在图13所示的驱动电路81中，在镜像期间MP11、MP12中，从驱动电路81向IGBT Q33的栅极流动的栅极电流和栅极电压变为大致固定。
镜像期间MP11、MP12的长度在几μs左右。另外，镜像期间MP11、MP12的长度能够根据驱动电路81的输出电压、以及栅极电阻R31、R32的电阻值在一定程度上进行变更。具体来说，在接通时，如果增加驱动电路81的输出电压，或者降低栅极电阻R31的电阻值，从而使栅极电流增加，则镜像期间MP11变短。相反，如果降低驱动电路81的输出电压，或者增加栅极电阻R31的电阻值，从而使栅极电流减少，则镜像期间MP11变长。
由于在接通期间中栅极电压VGE从0V转变至GV11为止的期间(t41～t42)中，伴随栅极电压VGE的上升，在IGBT Q33的发射极-集电极间流动的集电极电流Ic大幅增大，因此与集电极电流Ic的变化相伴的浪涌电压及辐射噪声主要发生在从时刻t41至时刻t42为止的期间。
因此，为了对浪涌电压及辐射噪声进行抑制，需要使从时刻t41至时刻t42为止的期间内的栅极电压VGE的上升速度缓慢。
通过将前提技术的驱动电路81中的栅极电阻R31设置得较大，能够使从时刻t41至时刻t42为止的期间内的栅极电压VGE较慢地上升。但是，由于从时刻t42至时刻t43为止的镜像期间MP11、以及从时刻t43至时刻t44为止的期间也变长，因此从时刻t41至时刻t44为止的接通期间变长，接通损耗也增大。
在前提技术的驱动电路81中，在IGBT Q33的接通动作时，将作为栅极驱动元件的NPN晶体管Q31设置为导通，经由栅极电阻R31，使IGBT Q33的栅极电压上升至电源VCC的电压值，将IGBTQ33设置为导通状态。
此时，如果栅极电阻R31较小，则IGBT Q33的栅极电压从0V上升至GV11的期间(t41～t42)、IGBT Q33的镜像期间MP11(t42～t43)、以及IGBT Q33的栅极电压从GV11上升至GV12的期间(t43～t44)中的任一个期间都变短，IGBT Q33从截止状态变为导通状态的接通时间(t41～t44)也变短。但是，在该情况下，变得不能对浪涌电压及辐射噪声进行抑制。
因此，前述的专利文献2～7所公开的驱动电路以功率设备的开关特性的改善以及短路电流的抑制为目的，为了对栅极电阻或栅极电压进行切换而具有多个栅极驱动元件。
但是，由于栅极驱动元件需要几安培左右的驱动能力，以能够向功率设备的栅极供给用于进行充放电的电流，因此变得具有与驱动能力相应的管芯尺寸，即芯片面积。因此，如前述的专利文献2～7所公开的驱动电路那样，在多个栅极驱动元件集成在1个IC上的情况下，存在IC芯片尺寸、发热及制造成本等变大的问题。
为了避免该问题，在使用多个栅极驱动元件的情况下，未集成在IC上的单个(分立式(discrete))的晶体管等半导体元件被作为栅极驱动元件使用。但是，如果分立式的半导体元件被作为栅极驱动元件使用，则存在下述问题，即，分立式的半导体元件的个数越多，则驱动电路的安装面积变得越大，变得不能收容在搭载驱动电路的印刷基板中。
因此，在本发明的开关元件驱动电路中，采用如下所示的各实施方式的结构。
＜第1实施方式＞
图1是表示包含本发明的第1实施方式的开关元件驱动电路，即驱动电路1在内的功率设备电路10的结构的图。
功率设备电路10具有：驱动电路1；以及作为电压控制型功率设备的IGBT Q3。该作为电压控制型功率设备的IGBT Q3是电压控制型的开关元件。通过向相当于控制电极的栅极施加大于或等于栅极阈值电压的电压，IGBT Q3从截止状态向导通状态切换。
驱动电路1具有：电压切换部11；电源VCC；NPN晶体管Q1；PNP晶体管Q2；第1栅极电阻R1；以及第2栅极电阻R2。NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2是栅极驱动元件。NPN晶体管Q1、PNP晶体管Q2、第1栅极电阻R1以及第2栅极电阻R2作为电压输出部13起作用。
电压输出部(下面有时称为“栅极驱动电路”)13是NPN晶体管Q1和PNP晶体管Q2作为发射极跟随器(emitter follower)构成的放大电路。作为放大电路的栅极驱动电路13的电压放大率为1。即，电压输出部13将与来自电压切换部11的输出相同的电压向IGBTQ3输出。栅极驱动电路13对IGBT Q3的栅极电压进行控制，将IGBTQ3导通或截止。
电压切换部11具有：控制逻辑(Control Logic)电路12；第1电压源VD1；第2电压源VD2；以及切换电路S1。控制逻辑电路12对切换电路S1进行控制。
控制逻辑电路12包含输入端子IN、2个输出端子OUT0、OUT1。用于驱动IGBT Q3的栅极驱动信号GDS向控制逻辑电路12的输入端子IN输入。从控制逻辑电路12的输出端子OUT0、OUT1输出的输出信号经由由2条信号线构成的总线14，向切换电路S1施加。
控制逻辑电路12内置有：2个逻辑电路，即第1逻辑电路15及第2逻辑电路18；以及2个计时器，即第1计时器TM1 16及第2计时器TM2 17。第1计时器TM1 16相当于接通用计时器，第2计时器TM2 17相当于断开用计时器。
切换电路S1具有4个模拟开关。切换电路S1的4个模拟开关的一端分别与驱动电路1的电源VCC、第1电压源VD1、第2电压源VD2以及接地连接。另外，切换电路S1的4个模拟开关的另一端与NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极连接。切换电路S1的4个模拟开关基于从控制逻辑电路12的输出端子OUT0、1输出的输出信号进行切换，以使得某一个模拟开关为导通、其余为截止。
NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极共同连接。NPN晶体管Q1的集电极与驱动电路1的电源VCC连接。NPN晶体管Q1的发射极经由第1栅极电阻R1，与IGBT Q3的栅极连接。PNP晶体管Q2的发射极经由第2栅极电阻R2，与IGBT Q3的栅极连接。PNP晶体管Q2的集电极与接地连接。IGBT Q3的集电极与输出端子连接。IGBT Q3的发射极与接地连接。
对图1所示的本实施方式的驱动电路1的栅极驱动电路13的动作进行说明。如果向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极施加大于IGBT Q3的栅极电压VGE的电压，则NPN晶体管Q1的基极在正方向上偏置而流过基极电流，NPN晶体管Q1导通。此时，由于PNP晶体管Q2的基极反向偏置，因此保持截止状态。
如果IGBT Q3的栅极电压VGE增加，接近于NPN晶体管Q1的基极电压，则NPN晶体管Q1的基极电流变得不再流动，NPN晶体管Q1变为截止状态。
对于通常的双极型晶体管，如果基极的偏置电压变为基极正偏置电压VBE，则流过基极电流。因此，如果向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极施加大于IGBT Q3的栅极电压VGE的电压，则IGBT Q3的栅极电压VGE增加至与NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极电压相比降低了基极正偏置电压VBE后的电压。在通常的双极型晶体管中，基极正偏置电压VBE在0.6V左右。
然后，由于如果向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极施加小于IGBT Q3的栅极电压VGE的电压，则NPN晶体管Q1的基极变为反向偏置，因此NPN晶体管Q1变为截止状态。对于PNP晶体管Q2，基极正偏置，流过基极电流而导通。如果IGBT Q3的栅极电压VGE降低至与NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极电压相比升高了基极正偏置电压VBE后的电压，则PNP晶体管Q2的基极电流变得不再流动，PNP晶体管Q2截止。
相对于向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极施加的电压，即基极电压的振幅，IGBT Q3的栅极电压VGE的振幅与NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极正偏置电压VBE相应地，在较窄的范围内振动。
例如，如果向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加的基极电压的振幅是从VL至VH，NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极正偏置电压VBE的值是“VBE”，则IGBT Q3的栅极电压VGE在从“VL+VBE”至“VH－VBE”为止的范围内振动。
在相对于向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加的基极电压，例如最大15V，NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极正偏置电压VBE充分小的情况下，IGBT Q3的栅极电压VGE以追随向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加的基极电压的方式进行动作。即，具有NPN晶体管Q1、PNP晶体管Q2、第1栅极电阻R1、以及第2栅极电阻R2的电压输出部13作为电压放大率为1的放大电路起作用。
由此，如果向具有NPN晶体管Q1、PNP晶体管Q2、第1栅极电阻R1、以及第2栅极电阻R2的电压输出部13输出驱动电路1的电源VCC的电压V0、第1电压源VD1的电压V1或第2电压源VD2的电压V2中的某一个，则电压输出部13的输出电压变为驱动电路1的电源VCC的电压V0、第1电压源VD1的电压V1或第2电压源VD2的电压V2，向IGBT Q3的栅极施加。
如果IGBT Q3的栅极和发射极之间的电压(下面有时称为“栅极电压”)VGE超过预先确定的阈值(下面有时称为“栅极阈值电压”)Vth，则IGBT Q3接通。
在本实施方式中，向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极作为导通信号而供给的H电平的信号是驱动电路1的电源VCC的电压V0、第1电压源VD1的电压V1或第2电压源VD2的电压V2。向NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的基极作为截止信号而供给的L电平的信号是接地的电位，即作为接地电位的0V。
在本实施方式中，通过栅极驱动电路13，即使向IGBT Q3的栅极施加或输出电压，IGBT Q3的栅极电压VGE也不一定立即追随来自栅极驱动电路13的施加电压(下面有时称为“输出电压”)而变为与施加电压相同的电压。
例如，在IGBT Q3的接通时的镜像期间中，可以观察到IGBT Q3的栅极电压VGE在与施加电压不同的电压值上短暂停留的现象。
图2是表示图1的功率设备电路10的动作的时序图。图2的横轴是时间。在图2中，为了易于理解，作为从驱动电路1等的各部输出的信号没有延迟的装置而进行说明。
栅极驱动信号GDS例如在时刻t1上升，从截止(OFF)信号向(ON)信号切换。第1计时器TM1 16的信号电平对该栅极驱动信号GDS的上升进行响应，从低(L)电平变为高(H)电平。在这里，所谓上升，是指信号电平从L电平向H电平上升。
第1计时器TM1 16的信号电平在经过预先确定的第1保持期间TV1后的时刻t3，从H电平变为L电平。第1保持期间TV1相当于接通用电压保持期间。
另外，栅极驱动信号GDS例如在时刻t5下降，从截止信号向导通信号切换。第2计时器TM2 17的信号电平对该栅极驱动信号GDS的下降进行响应，从L电平变为H电平。在这里，所谓下降，是指信号电平从H电平向L电平下降。第2计时器TM2 17的信号电平在经过预先确定的第2保持期间TV2后的时刻t7下降，从H电平变为L电平。第2保持期间TV2相当于断开用电压保持期间。
对于来自控制逻辑电路12的2个输出端子中的一个输出端子(下面有时称为“第1输出端子”)OUT0的输出信号，初始值的信号电平是L电平，对第1及第2计时器TM1 16、TM2 17的信号的上升及下降进行响应，信号电平反转。
例如，在时刻t3及时刻t9，来自控制逻辑电路12的第1输出端子OUT0的输出信号对第1计时器TM1 16的信号的上升进行响应，信号电平从L电平变为H电平。在时刻t3及时刻t11，来自控制逻辑电路12的第1输出端子OUT0的输出信号对第1计时器TM1 16的信号的下降进行响应，信号电平从H电平变为L电平。
另外，在时刻t5，来自控制逻辑电路12的第1输出端子OUT0的输出信号对第2计时器TM2 17的信号的上升进行响应，信号电平从L电平变为H电平。在时刻t7，来自控制逻辑电路12的第1输出端子OUT0的输出信号对第2计时器TM2 17的信号的下降进行响应，信号电平从H电平变为L电平。
对于来自控制逻辑电路12的2个输出端子中的另一输出端子(下面有时称为“第2输出端子”)OUT1的输出信号，初始值的信号电平是L电平，对第1及第2计时器TM1 16、TM2 17的信号的下降进行响应，信号电平反转。
例如，在时刻t1及时刻t11，来自控制逻辑电路12的第2输出端子OUT1的输出信号对第1计时器TM1 16的信号的下降进行响应，信号电平从L电平变为H电平。在时刻t7，对第2计时器TM2 17的信号的下降进行响应，信号电平从H电平变为L电平。
假设向切换电路S1输入的电压的值为0＜V2＜Vth＜V1＜V0。在这里，V0是驱动电路1的电源VCC的电压值。V1是第1电压源VD1的电压值。V2是第2电压源VD2的电压值。Vth是IGBT Q3的栅极阈值电压。第1电压源VD1的电压相当于接通用电压，第1电压源VD1的电压值V1相当于接通用电压的值。第2电压源VD2的电压相当于截止用电压，第2电压源VD2的电压值V2相当于截止用电压的值。
将从控制逻辑电路12的第1及第2输出端子OUT0、OUT1输出的信号的信号电平、和切换电路S1的输出电压ASOV之间的关系在表1中示出。构成切换电路S1的4个模拟开关与从控制逻辑电路12的第1及第2输出端子OUT0、1输出的输出信号相应地切换。切换电路S1与模拟开关的连接状态相应地，如表1所示，作为输出电压ASOV而输出作为接地电位的0V、电源VCC的电压值V0、第1电压源VD1的电压值V1、以及第2电压源VD2的电压值V2中的某一个的电压值。
【表1】
OUT1 OUT0 ASOV 备注
L L 0V IGBT截止
L H V1IGBT 接通期间
H L V0 IGBT导通
H H V2 IGBT断开期间
在来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平是L电平，来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平是L电平的情况下，切换电路S1的输出电压ASOV变为作为接地电位的0V。在该情况下，如图2的时刻t7～时刻t9的期间所示，IGBT Q3的栅极电压VGE降低至0V，IGBT Q3变为截止。
在来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平是L电平，来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平是H电平的情况下，切换电路S1的输出电压ASOV变为第1电压源VD1的电压值V1。此外，在各电压值之间，存在0＜Vth＜GV1＜V1的关系。但是，如图2的时刻t1～时刻t3的期间及时刻t9～时刻t11的期间所示，IGBTQ3的栅极电压VGE上升至从时刻t2至时刻t3为止的接通时的镜像期间内的第1栅极电压值GV1，而不是立即上升至第1电压源VD1的电压值V1。
在来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平是H电平，来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平是L电平的情况下，切换电路S1的输出电压ASOV变为电源VCC的电压值V0。在该情况下，如图2的时刻t3～时刻t5的期间所示，IGBT Q3的栅极电压VGE上升至大于栅极阈值电压Vth、且大于第1栅极电压值GV1的第2栅极电压值GV2，IGBT Q3变为导通。第2栅极电压值GV2与电源VCC的电压值V0大致相等。
在来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平是H电平，来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平是H电平的情况下，切换电路S1的输出电压ASOV变为第2电压源VD2的电压值V2。此外，在各电压值之间，存在0＜V2＜Vth＜GV1的关系。但是，如图2的时刻t5～时刻t7的期间所示，IGBT Q3的栅极电压VGE下降至从时刻t6至时刻t7a为止的断开时的镜像期间内的第1栅极电压值GV1，而不是立即下降至0V。
对于图1所示的功率设备电路10的动作，按照图2所示的时序图进行说明。如果在时刻t1，栅极驱动信号GDS上升，从截止信号向导通信号切换，则控制逻辑电路12将切换电路S1的输出电压ASOV从0V设置为第1电压源VD1的电压值V1。具体来说，控制逻辑电路12的第1逻辑电路15对时刻t1的栅极驱动信号GDS的上升进行响应，启动第1计时器TM1 16，将第1计时器TM1 16的信号电平从L电平设置为H电平，将第1计时器TM1 16的信号上升。
控制逻辑电路12的第2逻辑电路18对该第1计时器TM1 16的信号的上升进行响应，将来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平从L电平设置为H电平，将来自第1输出端子OUT0的输出信号上升。切换电路S1对来自该第1输出端子OUT0的输出信号的上升进行响应，从与接地连接的状态向与第1电压源VD1连接的状态切换。由此，从切换电路S1输出的输出电压ASOV从作为接地电位的零(0)V向第1电压源VD1的电压值V1切换。
如果在时刻t1，切换电路S1的输出电压ASOV变为第1电压源VD1的电压值V1，则IGBT Q3的栅极电压VGE开始上升。IGBT Q3的栅极电压VGE上升，在时刻t2达到第1栅极电压值GV1。对于从时刻t1至时刻t2为止的IGBT Q3的栅极电压VGE的变化的斜率，第1栅极电阻R1越大，则变得越平缓。
控制逻辑电路12在从时刻t1至经过第1保持期间TV1的时刻t3为止的期间，将切换电路S1的输出电压ASOV保持为第1电压源VD1的电压值V1。具体来说，控制逻辑电路12通过第1计时器TM116对第1保持期间TV1进行计时，在至第1保持期间TV1的计时完成为止的期间，即从栅极驱动信号GDS由截止上升至导通、至经过第1保持期间TV1为止的期间，对来自第1及第2输出端子OUT0、OUT1的输出信号的信号电平进行保持。
如果具体地进行说明，则为：在至通过第1计时器TM1 16而进行的第1保持期间TV1的计时完成为止的期间，第1计时器TM1 16的信号电平保持为H电平，第2计时器TM2 17的信号电平保持为L电平。由此，控制逻辑电路12将来自第1输出端子OUT0的输出信号的信号电平保持为H电平，并且将来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平保持为L电平。
在这里，从时刻t1开始的第1保持期间TV1的结束设定为，位于IGBT Q3进入镜像期间的时刻t2之后，且在将切换电路S1的输出电压ASOV假定为维持第1电压源VD1的电压值V1的情况下，位于镜像期间结束的时刻t3a之前。
控制逻辑电路12在从时刻t1经过了第1保持期间TV1的时刻t3，即在IGBT Q3处于镜像期间的状态下，将切换电路S1的输出电压ASOV从第1电压源VD1的电压值V1设置为驱动电路1的电源VCC的电压值V0。由此，驱动电路1能够将IGBT Q3的栅极电压VGE从第1栅极电压值GV1迅速拉高至第2栅极电压值GV2(V0)。
具体来说，控制逻辑电路12的第1计时器TM1 16在从时刻t1经过了第1保持期间TV1的时刻t3，如果第1保持期间TV1的计时完成，则将输出的输出信号的信号电平从H电平设置为L电平。即，在时刻t3，从第1计时器TM1 16输出的输出信号的信号电平从H电平下降至L电平。
第2逻辑电路18对该第1计时器TM1 16的输出信号的下降进行响应，将从第2输出端子OUT1输出的输出信号的信号电平从L电平设置为H电平，将来自第2输出端子OUT1的输出信号上升，并且将从第1输出端子OUT0输出的输出信号的信号电平从H电平设置为L电平，将来自第1输出端子OUT0的输出信号下降。
切换电路S1对来自第1输出端子OUT0的输出信号的下降、以及来自第2输出端子OUT1的输出信号的上升进行响应，从与第1电压源VD1连接的状态，向与驱动电路1的电源VCC连接的状态切换。由此，从切换电路S1输出的输出电压ASOV从第1电压源VD1的电压值VD1，向比第1电压源VD1的电压值VD1大的驱动电路1的电源VCC的电压值V0切换。
IGBT Q3的栅极电压VGE在从时刻t2至时刻t3为止之间是第1栅极电压值GV1。如果在时刻t3，切换电路S1的输出电压ASOV变为驱动电路1的电源VCC的电压值V0，则在经过延迟时间(从时刻t3至时刻t3a为止的期间)后的时刻t3a，IGBT Q3的栅极电压VGE再次开始上升。IGBT Q3的栅极电压VGE在时刻t4达到大于第1栅极电压值GV1的第2栅极电压值GV2。第2栅极电压值GV2与电源VCC的电压值V0相等。
以上述方式，在从时刻t1至时刻t4为止的期间，IGBT Q3接通，即从截止状态向导通状态切换。从时刻t1至时刻t4为止的期间称为“接通期间”。在图2中，将接通期间利用“Ton”进行表示。
控制逻辑电路12在从时刻t3至栅极驱动信号GDS由导通信号向截止信号切换的时刻t5为止的期间，将切换电路S1的输出电压ASOV保持为驱动电路1的电源VCC的电压值V0。具体来说，控制逻辑电路12将第1计时器TM1 16的信号保持为L电平，并且将第2计时器TM2 17的信号保持为L电平。另外，控制逻辑电路12将来自第1输出端子OUT0的输出信号保持为L电平，并且将来自第2输出端子OUT1的输出信号保持为H电平。
在时刻t5，如果栅极驱动信号GDS下降，从导通信号向截止信号切换，则控制逻辑电路12将切换电路S1的输出电压ASOV从驱动电路1的电源VCC的电压值V0设置为第2电压源VD2的电压值V2。
具体来说，逻辑控制电路12的第1逻辑电路15对时刻t5的栅极驱动信号GDS的下降进行响应，启动第2计时器TM2 17，将第2计时器TM2 17的信号电平从L电平设置为H电平，将第2计时器TM2 17的信号上升。
控制逻辑电路12的第2逻辑电路18对该第2计时器TM2 17的信号的上升进行响应，将从第1输出端子OUT0输出的输出信号的信号电平从L电平设置为H电平，将来自第1输出端子OUT0的输出信号上升。第2逻辑电路18将来自第2输出端子OUT1的输出信号的信号电平保持为H电平不变。
切换电路S1对来自该第1输出端子OUT0的输出信号的上升进行响应，从与驱动电路1的电源VCC连接的状态，向与第2电压源VD2连接的状态切换。由此，从切换电路S1输出的电压ASOV从驱动电路1的电源VCC的电压值V0，向第2电压源VD2的电压值V2切换。
如果切换电路S1的输出电压ASOV变为第2电压源VD2的电压值V2，则由于第2电压源VD2的电压值V2小于栅极阈值电压Vth，因此IGBT Q3的栅极电压VGE开始降低。IGBT Q3的栅极电压VGE降低，在时刻t6，达到第1栅极电压值GV1。在这里，IGBTQ3的断开时的镜像期间内的栅极电压值与接通时的镜像期间内的栅极电压值相等，是第1栅极电压值GV1。对于从时刻t5至时刻t6为止的IGBT Q3的栅极电压VGE的变化，第2栅极电阻R2越小，则变得越平缓。
控制逻辑电路12在从时刻t5至经过第2保持期间TV2的时刻t7为止的期间，将切换电路S1的输出电压ASOV保持为第2电压源VD2的电压值V2。在时刻t5开始的第2保持期间TV2的结束设定为，位于IGBT Q3进入镜像期间的时刻t6之后，且在将切换电路S1的输出电压ASOV假定为维持第2电压源VD2的电压值V2的情况下，位于镜像期间结束的时刻t7a之前。
即，在IGBT Q3的断开时的镜像期间中的时刻t7，控制逻辑电路12将切换电路S1的输出电压ASOV从第2电压源VD2的电压值V2设置为0V。由此，驱动电路1能够将IGBT Q3的栅极电压VGE从第1栅极电压值GV1迅速地降低至0V。
具体来说，在时刻t7，如果通过控制逻辑电路12的第2计时器TM2 17而进行的第2保持期间TV2的计时完成，则第2计时器TM217将输出的输出信号的信号电平从H电平设置为L电平。即，在时刻t7，第2计时器TM2 17的输出信号的信号电平从H电平变为L电平，第2计时器TM2 17的输出信号下降。
控制逻辑电路12的第2逻辑电路18对该第2计时器TM2 17的信号的下降进行响应，将从第2输出端子OUT1输出的输出信号的信号电平从H电平设置为L电平，将来自第2输出端子OUT1的输出信号下降。另外，控制逻辑电路12将从第1输出端子OUT0输出的输出信号的信号电平从H电平设置为L电平，将来自第1输出端子OUT0的输出信号下降。
切换电路S1对来自第1输出端子OUT0的输出信号的下降、以及来自第2输出端子OUT1的输出信号的下降进行响应，从与第2电压源VD2连接的状态，向与接地连接的状态切换。由此，从切换电路S1输出的电压ASOV从第2电压源VD2的电压值V2向零(0)V切换。
IGBT Q3的栅极电压VGE在从时刻t6至时刻t7为止的期间，对第1栅极电压值GV1进行保持。如果在时刻t7，切换电路S1的输出电压ASOV变为0V，则在经过延迟时间(从时刻t7至时刻t7a为止的期间)后的时刻t7a，IGBT Q3的栅极电压VGE再次从第1栅极电压值GV1开始降低。此外，在断开期间中，IGBT Q3的栅极电荷通过第2栅极电阻R2而排出，栅极电压VGE降低。在时刻t8，IGBT Q3的栅极电压VGE达到作为接地电位的零(0)V。
以上述方式，在从时刻t5至时刻t8为止的期间，IGBT Q3断开，即从导通状态向截止状态切换。从时刻t5至时刻t8为止的期间称为“断开期间”。在图2中，将断开期间利用“Toff”进行表示。
控制逻辑电路12在从时刻t7至栅极驱动信号GDS下一次由截止信号向导通信号切换的时刻t9为止的期间，将切换电路S1的输出电压ASOV保持为0V。因此，在从时刻t8至时刻t9为止的期间，IGBT Q3的栅极电压VGE保持于作为接地电位的零(0)V。
在时刻t9以后，重复进行从时刻t1至时刻t9为止的与前述相同的动作。例如在时刻t9进行与时刻t1相同的动作，在时刻t10进行与时刻t2相同的动作，在时刻t11进行与时刻t3相同的动作。
根据如以上所述的本实施方式，能够得到如下所示的效果。首先，将IGBT Q3的接通时的效果在下面示出。
如果栅极驱动信号GDS从截止信号向导通信号切换，则控制逻辑电路12将切换电路S1的输出电压ASOV从作为接地电位的0V设置为第1电压源VD1的电压值V1。第1电压源VD1的电压值V1和驱动电路1的电源VCC的电压值V0之间的大小关系是V1＜V0。与此相对，在前述的前提技术中，从IGBT Q3的接通时的最初开始，就输出驱动电路81的电源VCC的电压值V0。
因此，在将本实施方式的第1栅极电阻R1的电阻值设置为与图13所示的前提技术的第1栅极电阻R31的电阻值相同的值，IGBTQ3、Q33、NPN晶体管Q1、Q31分别具有相同的特性的情况下，IGBTQ3的栅极电压VGE如图2中的参照标号“20”所示，在从时刻t1至时刻t2为止的期间，与前提技术相比缓慢地增加。
由此，在本实施方式中，在将IGBT Q3的栅极电压VGE从0V至达到第1栅极电压值GV1为止的期间中的栅极电压VGE的增加速度设置为与前提技术相等的情况下，使构成将IGBT Q3设置为导通时使用的导通侧电路的第1栅极电阻R1的电阻值小于构成前提技术的导通侧电路的第1栅极电阻R31的电阻值即可。
控制逻辑电路12在从栅极驱动信号GDS由截止信号向导通信号切换后经过了预先确定的第1保持期间TV1后，将切换电路S1的输出电压ASOV切换为驱动电路1的电源VCC的电压值V0，将IGBTQ3的栅极电压VGE拉高至驱动电路1的电源VCC的电压值V0。第2栅极电压值GV2与驱动电路1的电源VCC的电压值V0相等。
如前所述，在本实施方式中，在将IGBT Q3的栅极电压VGE从0V至达到第1栅极电压值GV1为止的期间中的栅极电压VGE的增加速度设置为与前提技术相等的情况下，使第1栅极电阻R1的电阻值小于构成前提技术的导通侧电路的第1栅极电阻R31的电阻值。
在该情况下，如果切换电路S1的输出电压ASOV向驱动电路1的电源VCC的电压值V0切换，则由于拉高的电压值相同(V0)、本实施方式中的栅极电阻的电阻值较低、向IGBT Q3的栅极供给的电流值较大，因此IGBT Q3的镜像期间与前提技术的情况相比较短。另外，栅极电压VGE从镜像期间内的第1栅极电压值GV1至达到第2栅极电压值GV2所需的时间变短。
因此，由于即使与栅极电压VGE从0V增大至第1栅极电压值GV1的时间相同，镜像期间和栅极电压VGE从第1栅极电压值GV1增大至第2栅极电压值GV2的时间在本实施方式中缩短，因此IGBTQ3从截止状态向导通状态切换所需的开关时间变短。由此，由于在接通中IGBT Q3的集电极-发射极间电压更迅速地下降，因此能够将接通时的开关损耗与前提技术相比减小。
然后，将IGBT Q3的断开时的效果在下面示出。如果栅极驱动信号GDS从导通信号向截止信号切换，则控制逻辑电路12将切换电路S1的输出电压ASOV从驱动电路1的电源VCC的电压值V0设置为第2电压源VD2的电压值V2。第2电压源VD2的电压值V2为正(0＜V2)。与此相对，在前述的前提技术中，从IGBT Q3的断开时的最初开始，就输出0V的电压。
因此，在将本实施方式的第2栅极电阻R2的电阻值设置为与图13所示的前提技术的第2栅极电阻R32的电阻值相同的值，IGBTQ3、Q33、PNP晶体管Q2、Q32分别具有相同的特性的情况下，IGBTQ3的栅极电压VGE如图2中的参照标号“21”所示，在从时刻t5至时刻t6为止的期间，与前提技术相比缓慢地减小。
由此，在本实施方式中，在将IGBT Q3的栅极电压VGE从第2栅极电压值GV2至达到第1栅极电压值GV1为止的期间中的栅极电压VGE的减少速度设置为与前提技术相等的情况下，使构成将IGBTQ3断开时使用的截止侧电路的第2栅极电阻R2的电阻值小于构成前提技术的截止侧电路的第2栅极电阻R32的电阻值即可。
控制逻辑电路12在从栅极驱动信号GDS由导通信号向截止信号切换后经过了预先确定的第2保持期间TV2后，将切换电路S1的输出电压ASOV向0V切换，将IGBT Q3的栅极电压VGE下降至0V。
如前所述，在本实施方式中，在设置为与前提技术相等的第1栅极电压值GV1～0V的期间的上升速度的情况下，使第2栅极电阻R2的电阻值小于构成前提技术的截止侧电路的第2栅极电阻R32的电阻值。由此，在IGBT Q3的断开的期间中，从IGBT Q3的栅极进行电流的吸入(灌入(sink))，将IGBT Q3的栅极电压设置为0V的能力(下面有时称为“灌入能力”)与前提技术相比较大。
例如，如果将2个IGBT桥接连接，将一方的IGBT设置为截止状态，将另一方的IGBT设置为导通状态或截止状态，则截止状态的前述一方的IGBT的输出电压增加或减小。如果IGBT的输出电压增加或减小，则经由IGBT的输出端子和栅极端子之间的反馈电容，栅极电压增加。
在IGBT处于截止状态时，如果将IGBT的栅极电压灌至0V的能力较低，则不能对由于所述反馈电容而导致的栅极电压的增加进行抑制。如果由于反馈电容的影响，栅极电压增加而超过阈值电压，则产生应处于截止状态的IGBT错误地导通的故障。
在本实施方式中，如前所述，通过将断开的开关速度设置为与前提技术相等，从而能够增强IGBT Q3的栅极电压灌至0V的能力。由此，能够防止由反馈电容的影响而导致IGBT Q3错误地导通。
对于接通时的效果进一步具体地进行说明。图3是表示前提技术的开关元件驱动电路81中的接通时的实测波形的图。图4是表示本发明的第1实施方式的开关元件驱动电路1中的接通时的实测波形的图。在图3及图4中，横轴表示时间，纵轴表示电压或电流。在图3及图4中，IGBT Q3的栅极电压VGE利用以标号“VGE”示出的实线进行表示。
在如图3所示的前提技术的波形中，IGBT Q3的栅极电压VGE变得平坦的镜像期间MP0的长度约为0.90μs。在镜像期间MP0内，导通状态下的集电极-发射极间的电压(下面称为“导通电压”)VCE如参照标号“25”所示，逐渐减小。如果将构成导通侧电路的第1栅极电阻R31的电阻值设置得较大，则变得平缓，但是产生集电极-发射极间电压，即IGBT Q3的集电极-发射极间的电阻变为不能忽略的大小，该镜像期间MP0的长度变长，开关损耗增加。
图4表示下述情况，即，如前所述，为了使IGBT Q3的开关速度变得与前提技术相等，对本实施方式中的第1电压源VD1的电压值和构成导通侧电路的第1栅极电阻R1的电阻值进行调整。在图4所示的本实施方式的波形中，在参照标号“27”所示的位置处，切换电路S1的输出电压ASOV向驱动电路1的电源VCC的电压值V0切换，镜像期间MP1结束。
本实施方式的镜像期间MP1的长度约为0.56μs，与前提技术的镜像期间MP0的长度相比减小。另外，在镜像期间MP1内，导通电压VCE如参照标号“26”所示，与图3所示的前提技术的导通电压VCE相比较早地减小，在镜像期间MP1的结束的同时，导通电压VCE变为大致为零。
镜像期间MP0、MP1的长度在镜像期间中根据从驱动电路1向IGBT Q3供给的栅极电流而变动。如果栅极电流增加，则镜像期间MP0、MP1的长度缩短，如果栅极电流减小，则镜像期间MP0、MP1的长度伸长。
在切换电路S1的输出电压ASOV相同的情况下，如果构成导通侧电路的栅极电阻R1、R31的电阻值减小，则栅极电流增加，镜像期间MP0、MP1的长度缩短。另外，如果构成导通侧电路的栅极电阻R1、R31的电阻值增加，则栅极电流减小，镜像期间MP0、MP1的长度伸长。
如图3及图4所示，在镜像期间MP0、MP1中，导通电压VCE逐渐减小。因此，在镜像期间MP0、MP1内，与镜像期间MP0、MP1之后相比，开关损耗的损耗，即导通电压VCE和作为输出电流的集电极电流IC的乘积较大。在本实施方式中，通过如前所述地将镜像期间MP1的长度与前提技术的镜像期间MP0的长度相比缩短，从而减小接通时的损耗。
在前提技术中，由于驱动电路81的输出电压是恒定的，因此如果使构成导通侧电路的第1栅极电阻R31的电阻值增加或减小，则开关速度也变化。因此，不能对镜像期间MP0的长度和开关速度独立地进行调整。
与此相对，在本实施方式中，由于如前所述地使驱动电路1的输出电压变化，因此能够使镜像期间MP1的长度与前提技术的镜像期间MP0的长度相比缩短，而不改变开关速度。因此，在本实施方式中，能够仅减小开关损耗。
图5是表示桥臂短路的图。图5表示将与前述的IGBT Q3相对应的IGBT Q4a、Q4b分别作为高压(High)侧及低压(Low)侧的开关元件而进行桥接连接的电路图。图5所示的功率设备电路100具有：第1及第2栅极驱动电路2a、2b；第1及第2 IGBT Q4a、Q4b；内部电阻R12以及内部电感L12。
第1及第2栅极驱动电路2a、2b是与前述的栅极驱动电路13相对应的电路，分别对第1及第2 IGBT Q4a、Q4b进行驱动。第1 IGBTQ4a经由功率设备电路100的内部电阻R12与电源101连接。第2IGBT Q4b经由功率设备电路100的内部电感L12与电源101连接。
在这里，作为电源101使用输出对交流电压进行全波整流而得到的电压的电源。为了对电源101输出的全波整流波形的电压进行平滑化，在图5所示的电路中，DC－Link电容器102与电源101连接。
DC－Link电容器102利用将电容器C11、电容器C11的内部电感L11、以及电容器C11的内部电阻R11串联连接而得到的等价电路进行表示。DC－Link电容器102在电动汽车等的将电池作为电源的汽车中，用于对由电池的内部电阻、电池与包含开关元件的电路之间的配线阻抗所导致的电压变动进行抑制。
在如上所述地构成的如图5所示的电路中，在发生IGBT Q4a、Q4b同时且瞬间地变为导通状态的称为桥臂短路的短时间的短路的情况下，如以下的算式(1)所示的短路电流ISC流过构成电桥的第1及第2 IGBT Q4a、Q4b。
【算式1】
I s c - V R ( 1 - e - R L t ) ... ( 1 )
t：桥臂短路持续时间
R＝R11+R12+R13+R14，
R13、R14＝Q4a、Q4b的导通电阻
L＝L11+L12
在这里，例如，在将短路电流ISC流过的路径的电阻成分的总和R设为34mΩ，将该路径的寄生电感的总和L设为25nH，将电源101的电压VP设为400V的情况下，短路发生1μs后的短路电流ISC利用前述式(1)计算得出为8745A。这意味着，即使短路时间短，短路电流ISC也变得非常大。
在如上所述的较大的短路电流ISC作为第1及第2 IGBT Q4a、Q4b的输出电流而产生的情况下，如果通过第1及第2栅极驱动电路2a、2b，以通常的开关速度将IGBT Q4a、Q4b从导通状态向截止状态转移，则产生浪涌电压，对第1及第2 IGBT Q4a、Q4b产生不良影响。
因此，在利用如前述的图1所示的驱动电路1的结构中，为了使发生桥臂短路的状态、以及以通常的开关速度使IGBT Q4a、Q4b从导通状态向截止状态转移的状态不重叠，将通过上级系统等将适当地进行了控制的栅极驱动信号GDS向驱动电路1输入。但是，如以下说明所述，在栅极驱动信号GDS中产生噪声的情况下，发生桥臂短路的状态、以及以通常的开关速度使开关元件从导通状态向截止状态转移的状态有时恰巧重叠。
在这里，对将栅极驱动信号GDS向驱动电路1输入的配线(下面称为“栅极驱动信号配线GDSL”)中导致噪声的机理进行说明。图6是用于说明在栅极驱动信号中产生噪声的机理的图。图7是表示叠加了噪声的栅极驱动信号的电压波形的一个例子的图。
如图6所示的逆变器电路70具有：电源71；负载72；4个IGBTQ21、Q22、Q23、Q24；以及4个二极管D1、D2、D3、D4。对于逆变器电路70，4个IGBT Q21、Q22、Q23、Q24以及各二极管D1～D4以2纵列连接，构成H型的电桥电路(下面有时称为“H电桥电路”)。各IGBT Q21、Q22、Q23、Q24分别与二极管D1、D2、D3、D4连接。二极管D1～D4是回归(flyback)二极管。图6表示由于H电桥电路的动作而在栅极驱动信号配线GDSL中导致噪声的机理。
在逆变器电路70中，4个IGBT Q21、Q22、Q23、Q24由图1的驱动电路1驱动。负载72例如由电动机构成。
IGBT Q21、Q22、Q23、Q24与图1所示的IGBT Q3或外部的开关元件相对应。在IGBT Q21、Q22、Q23、Q24进行了开关动作的情况下，如图6所示，通过经由栅极驱动信号配线GDSL和H电桥电路之间的杂散电容C12产生的静电耦合而导致的感应电压即噪声VNS、以及通过经由互感M产生的电磁耦合而导致的感应电压即噪声VNI叠加在栅极驱动信号GDS上。静电耦合所导致的噪声VNS如以下的算式(2)所示。高频时的静电耦合所导致的噪声VNS如以下的算式(3)所示。电磁耦合所导致的噪声VNI如以下的算式(4)所示。
【算式2】
V NS = j ω C 12 j ω ( C 12 + C 2 G ) + 1 / R 1 V V ... ( 2 )
【算式3】
V N S C 12 C 12 + C 2 G V V ... ( 3 )
【算式4】
VNI＝j×ω×M×I1    …(4)
图7表示叠加了噪声VNS、VNI的栅极驱动信号GDS的电压波形的一个例子。如果IGBT Q21～Q24的开关速度增加，电压及电流的变动变为短时间，则噪声VNS、VNI的电压波形的振幅变大，并且其发生时间变短。即，如果IGBT Q21～Q24的开关速度增加，则变得容易向栅极驱动信号GDS叠加噪声，该噪声的脉冲宽度变短。
逆变器装置中的开关元件的开关时间例如小于或等于1μs，与此相伴，噪声的脉冲宽度也变短至小于或等于1μs。因此，有时，具有比驱动电路1的响应时间短即较小的脉冲宽度的、如图7所示的噪声在叠加于栅极驱动信号GDS上的状态下向驱动电路1输入。
在输入了如上所述的噪声的情况下，例如即使与后述的如图9所示的驱动电路35同样地在驱动电路1中设置软切断电路42，也无法及时通过驱动电路1的软切断功能而进行保护动作，变得进行通过栅极驱动电路13实现的通常的断开。
其结果，在驱动电路1中，因上述噪声而使IGBT Q3以通常的开关速度从导通状态向截止状态转移的状态、以及产生桥臂短路的状态有时恰巧重叠。在该情况下，产生较大的浪涌电压，有时对IGBTQ3等产生不良影响。
如果在IGBT Q3刚接通后发生桥臂短路或负载短路，则流过过大的短路电流。由于该短路电流，功率设备电路的输出端子的电压(下面称为“输出端子电压”)增加。在如本实施方式所述功率设备是IGBT的情况下，集电极电压增加。如上所述，如果IGBT Q3的集电极电压增加，则经由IGBT Q3的输出端子和栅极端子之间的反馈电容，栅极电压增加。如果栅极电压增加，则短路电流进一步增加。
在本实施方式中，在IGBT Q3刚接通后，向作为栅极驱动元件的NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2的输入电压变为第1电压源VD1的电压值V1。如果由于刚接通后发生的短路，IGBT Q3的栅极电压超过第1电压源VD1的电压值V1，则作为栅极驱动元件的PNP晶体管Q2导通。由此，由于IGBT Q3的栅极电压在成为第1电压源VD1的电压值V1为止进行灌入，因此能够抑制栅极电压的增加。
与此相对，在前提技术的情况下，从刚接通后向作为栅极驱动元件的NPN晶体管Q31及PNP晶体管Q32输入的电压变为驱动电路81的电源VCC的电压值。在IGBT Q33的栅极电压超过驱动电路81的电源VCC的电压值之前，作为栅极驱动元件的PNP晶体管Q32不导通。
图8是表示IGBT Q3的输出特性的一个例子的图形。图8的横轴表示IGBT Q3的导通电压VCE[V]，纵轴表示集电极电流IC[A]。
如果向IGBT Q3施加充分高的栅极电压，则变为在图8的饱和区域SR动作的饱和状态(曲线34)。在饱和状态下，能够以较低的电压降VCE使大于或等于额定值的电流流动。另外，在向IGBT Q3施加的栅极电压较低的情况(曲线32)下，变为在图8的有源区域AR动作的有源状态。在有源状态下，即使使集电极电压增加，集电极电流IC也不会流过大于或等于某个固定的值。
在前提技术的驱动电路81中，在接通时，由于向NPN晶体管Q31和PNP晶体管Q32的基极施加高电压，例如电源VCC的电压，向IGBT Q33的栅极也施加充分高的电压，因此如果接通时发生桥臂短路，则流过过大的电流。
与此相对，在本实施方式的驱动电路1中，在刚开始接通后发生短路的情况下，能够将IGBT Q3的栅极电压保持为与前提技术相比较低的第1电压源VD1的电压值V1。因此，与前提技术相比能够减小短路电流，防止由短路电流引起的IGBT Q3的劣化及损坏。
如上所述，根据本实施方式，在进行使IGBT Q3从截止状态设置为导通状态、即接通IGBT Q3的接通动作时，向构成电压输出部13的NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加第1电压源VD1的电压。然后，如果经过了第1保持期间TV1，则向构成电压输出部13的NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加的电压由电压切换部11切换为驱动电路1的电源VCC的电压。
由此，在使IGBT Q3接通时，能够在向IGBT Q3暂时性地输出第1电压源VD1的电压后，输出驱动电路1的电源VCC的电压。
由于第1电压源VD1的电压值V1大于IGBT Q3的栅极阈值电压Vth，并且小于驱动电路1的电源VCC的电压值V0，因此能够通过第1电压源VD1的电压，对IGBT Q3的开关速度进行控制。因此，与前提技术那样的通过栅极电阻R1、R2及电压0V、V0而对IGBT Q3的开关速度进行控制的情况相比，能够减少开关时的损耗。
另外，在将多个IGBT桥接连接的情况下，能够将桥臂短路发生时的短路电流抑制得较低。由此，能够得到下面的效果。
在现有技术中，为了对桥臂短路发生时的短路电流进行限制，需要对IGBT等开关元件的最大通电能力施加限制。对于IGBT等开关元件，如果对最大通电能力施加限制，则导通电压增加，通电时的电力损耗增加。
与此相对，在本实施方式中，即使不对IGBT Q3等开关元件的最大通电能力施加限制，在接通时向电压输出部13施加小于电源VCC的电压值V0、大于栅极阈值电压Vth的电压的期间，即使由于噪声等的影响错误地将IGBT Q3等开关元件设置为导通，也能够将桥臂短路发生时的短路电流抑制得较低。因此，由于不需要为了对开关元件的最大通电能力施加限制而使用导通电阻较大的IGBT、或者与IGBT的集电极及发射极串联地追加电阻，因此能够抑制导通电压的增加，能够抑制通电时的电力损耗的增加。
另外，电压切换部11能够容易地进行集成。因此，电压切换部11与现有的具有多个电压输出部的结构相比，能够实现安装的电路的小型化。
另外，由于电压输出部13的电压放大率为1，因此电压输出部13能够由较少数量的电路部件构成。具体来说，由于对于电压输出部13，导通侧、截止侧分别能够由1个晶体管的发射极追随器构成，因此能够将电路结构简化，能够削减部件个数。
与本实施方式不同，但是在取代双极型晶体管而使用MOSFET构成电压输出部13的情况下也能够得到同样的效果。在该情况下，由于对于电压输出部13，导通侧、截止侧各自能够由1个晶体管的源极追随器构成，因此能够将电路结构简化，能够削减部件个数。因此，能够以较小的安装面积，实现IGBT Q3的开关特性以及短路电流的抑制。
另外，在本实施方式中，对于作为开关元件起作用的功率设备，使用IGBT，但是作为功率设备也可以使用由硅(Si)形成的MOSFET、或者由碳化硅(SiC)形成的SiC－MOSFET。由于SiC－MOSFET的接通时间短，因此存在浪涌电压变高的趋势。因此，如果应用本实施方式，则能够高效地抑制浪涌电压，保护开关元件。
另外，在本实施方式中，在进行使IGBT Q3从导通状态设置为截止状态、即断开IGBT Q3的断开动作时，向构成电压输出部13的NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加第2电压源VD2的电压。然后，如果经过了第2保持期间TV2，则向构成电压输出部13的NPN晶体管Q1及PNP晶体管Q2施加的电压通过电压切换部11而向接地电位，具体来说0V或负电压切换。由此，在使IGBT Q3断开时，能够向IGBT Q3暂时性地输出第2电压源VD2的电压后，输出0V或负电压。
由于第2电压源VD2的电压值V2比IGBT Q3的栅极阈值电压Vth小，因此能够通过第2电压源VD2的电压，对IGBT Q3的开关速度进行控制。因此，与前提技术那样的通过栅极电阻R1、R2对IGBTQ3的开关速度进行控制的情况相比，能够减少开关时的损耗。
由于在本实施方式中，能够如前所述将桥臂短路发生时的短路电流抑制得较低，因此不需要为了对开关元件的最大通电能力施加限制而使用导通电阻较大的IGBT，或者与IGBT的集电极及发射极串联地追加电阻。因此，能够抑制导通电压的增加，抑制通电时的电力损耗的增加。
另外，在本实施方式中，由于如前所述，能够对浪涌电压高效地进行抑制，因此即使在发生较大的浪涌电压的情况下，也能够保护作为开关元件的IGBT Q3。
如以上所述，在本实施方式中，电压切换部11具有切换电路S1和控制逻辑电路12而构成。控制逻辑电路12与第1及第2计时器TM1、TM2 17、18的动作相应地对切换电路S1进行控制，以对连接目标进行切换。如上所述，通过利用计时器17、18构成电压切换部11，能够以简单的结构实现如下的电压切换部11，即，在接通时，在将第1电压源VD1的电压V1向电压输出部13施加后，在经过第1电压保持期间后，将向电压输出部13施加的电压切换为驱动电路1的电源VCC的电压V0。另外，以简单的结构实现如下的电压切换部11，即，在断开时，在将第2电压源VD2的电压V2向电压输出部13施加后，在经过第2电压保持期间后，将向电压输出部13施加的电压切换为作为接地电位的0V。
在如以上所述的本实施方式中，对来自控制逻辑电路12的输出端子OUT0、1的输出和切换电路S1的切换动作举出具体的例子进行说明，但是切换电路S1的结构不限定于此。切换电路S1是能够对多个种类的电压进行切换并向电压输出部13输出的结构即可。
＜第2实施方式＞
图9是表示包含本发明的第2实施方式的开关元件驱动电路，即驱动电路35在内的功率设备电路40的结构的图。功率设备电路40具有：作为电压控制型的开关元件的功率设备44；以及驱动电路35。驱动电路35相当于第1实施方式的开关元件驱动电路即驱动电路1。在本实施方式中，驱动电路35具有对功率设备44进行驱动及保护的功能，具有：栅极驱动电路43，其对功率设备44进行驱动；以及保护电路，其对功率设备44进行保护。本实施方式的功率设备44是IGBT Q14。
驱动电路35具有下述部分而构成：电压切换部41；软切断电路42；栅极驱动电路43；低通滤波器(Low Pass Filter，简称：LPF)45；过电流检测部46；以及传感电阻Rs。电压切换部41具有：控制逻辑(Control Logic)电路90；第1电压源VD1；第2电压源VD2；以及切换电路S11。
控制逻辑电路90对构成驱动电路35的软切断电路42、栅极驱动电路43、LPF 45、过电流检测部46以及传感电阻Rs集中地进行控制。控制逻辑电路90包含：栅极驱动信号输入端子IN；比较器信号输入端子SC；软信号输出端子SOFT；以及3个输出端子OUT0、1、2。用于驱动IGBT Q14的栅极驱动信号GDS向栅极驱动信号输入端子IN输入。从控制逻辑电路90的输出端子OUT0、1、2输出的输出信号经由由3条信号线构成的总线95，向切换电路S11施加。
控制逻辑电路90内置有：2个逻辑电路，即第1逻辑电路91及第2逻辑电路94；以及2个计时器，即第1计时器TM1 92及第2计时器TM2 93。第1计时器TM1 92相当于接通用计时器，第2计时器TM2 93相当于断开用计时器。
在图9所示的驱动电路35中，除了作为电压输出部的栅极驱动电路43以外的控制逻辑电路90、软切断电路42、LPF 45、过电流检测部46以及传感电阻Rs作为对功率设备44，即IGBT Q14进行保护的保护电路起作用。保护电路在由于过载或负载短路等异常，功率设备44的输出电流变得过大时，通过进行软切断，从而减小浪涌电压。在这里，所谓“软切断”，是指将功率设备44以较低速度断开。保护电路作为对功率设备44的输出电流进行检测的单元而具有过电流检测部46及传感电阻Rs。
软切断电路42具有：NPN晶体管Q11；以及软切断用栅极电阻RGsoft。NPN晶体管Q11的基极与控制逻辑电路90的软信号输出端子SOFT连接。NPN晶体管Q11的集电极与软切断用栅极电阻RGsoft的一端连接。NPN晶体管Q11的发射极与接地连接。
在未检测到功率设备44的输出电流过大(下面有时称为“过电流”)的情况下，驱动电路35通过控制逻辑电路90的控制，将NPN晶体管Q11截止。由此，软切断电路42的输出变为不向IGBT Q14及驱动电路35的其他结构要素施加影响的高阻抗(HiZ)状态。
另一方面，在检测到过电流的情况下，驱动电路35通过控制逻辑电路90的控制，将NPN晶体管Q11导通。同时，控制逻辑电路90对切换电路S11进行切换，切换电路S11的输出变为与电源VCC、第1电压源VD1、第2电压源VD2、接地中的任一个都不电连接的高阻抗(HiZ)状态。此时，不向栅极驱动电路43的NPN晶体管Q12及PNP晶体管Q13供给基极电流，NPN晶体管Q12及PNP晶体管Q13变为截止状态。由此，软切断电路42通过电阻RGsoft将IGBT Q14的栅极电压降低，使IGBT Q14从导通状态向截止状态转移而予以保护。
在本实施方式中，软切断电路42的软切断用栅极电阻RGsoft的电阻值设置为大于栅极驱动电路43的栅极电阻FG的电阻值。由此，能够利用软切断电路42使将IGBT Q14从导通状态向截止状态转移的情况下的栅极电压的每单位时间的降低程度与利用栅极驱动电路43使IGBT Q14从导通状态向截止状态转移的情况相比较为缓慢。
如上所述，驱动电路35构成为，即使栅极驱动信号GDS是导通信号，在检测到过电流的情况下，也使软切断电路42动作，以与栅极驱动电路43相比较慢的开关速度进行使IGBT Q14从导通状态向截止状态转移的软切断。
栅极驱动电路43具有：电源VCC；NPN晶体管Q12；PNP晶体管Q13；以及栅极电阻RG。栅极驱动电路43与前述的第1实施方式中的栅极驱动电路13同样地，相当于电压输出部，构成电压放大率为1的放大电路。
电压切换部41具有与第1实施方式中的电压切换部11相同的结构，具有：控制逻辑电路90；第1电压源VD1；第2电压源VD2；以及切换电路S11。控制逻辑电路90根据来自输出端子OUT0、1、2的输出，对与电源VCC、第1电压源VD1、第2电压源VD2以及接地连接的切换电路S11进行切换，以变为电源VCC的电压值V0、第1电压源VD1的电压值V1、第2电压源VD2的电压值V2、作为接地电位的0V、以及高阻抗(HiZ)状态中的某一个输出状态。
NPN晶体管Q12的基极与切换电路S11的输出端子连接。NPN晶体管Q12的发射极与栅极驱动电路43的电源VCC连接。
PNP晶体管Q13的基极与控制逻辑电路90的切换电路S11的输出连接。PNP晶体管Q13的集电极与接地连接。NPN晶体管Q12的发射极及PNP晶体管Q13的发射极共同连接。
NPN晶体管Q12的发射极和PNP晶体管Q13的发射极的连接点与栅极电阻RG的一端连接。栅极电阻RG的另一端与软切断电路42的软切断用栅极电阻RGsoft的另一端连接。栅极电阻RG的另一端和软切断电路42的软切断用栅极电阻RGsoft的另一端的连接点与功率设备44即IGBT Q14的栅极连接。
在前述的第1实施方式中，如图1所示，第1栅极电阻R1的一端和第2栅极电阻R2的一端分别与NPN晶体管Q1的发射极和PNP晶体管Q2的发射极连接。
与此相对，在本实施方式中，1个栅极电阻RG的一端与NPN晶体管Q12的发射极和PNP晶体管Q13的发射极共同连接。因此，在本实施方式中，不能对IGBT的接通时间和断开时间分别独立地进行设定。但是，在利用1个栅极电阻RG的电阻值能够得到适当的接通时间和断开时间的情况下，通过如本实施方式的电压输出部13那样使用1个栅极电阻RG，从而能够实现电压输出部13的简化及小型化。
在未检测到过电流的情况下，控制逻辑电路90对栅极驱动信号GDS进行响应，从输出端子OUT0、1、2输出对切换电路S11进行切换的信号。具体来说，控制逻辑电路90与图2的时序图所示的第1实施方式的电压切换部11的输出电压ASOV同样地，与第1计时器TM1 92和第2计时器TM2 93的动作相应地，对切换电路S11的输出电压进行切换。
另一方面，在检测到过电流的情况下，对于栅极驱动电路43的输出，通过将切换电路S11的输出设置为高阻抗(HiZ)状态，变为如下的高阻抗(HiZ)状态，即，NPN晶体管Q12及PNP晶体管Q13截止，对IGBT Q14以及驱动电路35的其他结构要素不施加影响。
切换电路S11的输出状态共计有如下5种状态，即：电源VCC的电压值V0；第1电压源VD1的电压值V1；第2电压源VD2的电压值V2；作为接地电位的0V；以及高阻抗(HiZ)状态。因此，在本实施方式中，通过由与3个输出端子OUT0、1、2分别连接的3条信号线构成的总线95，对切换电路S11进行切换。
IGBT Q14的发射极端子E与接地连接。IGBT Q14的电流传感端子S与传感电阻Rs的一端连接。传感电阻Rs的另一端与接地连接。
传感电阻Rs与IGBT Q14的电流传感端子S连接。在电流传感端子S中流过在IGBT Q14的发射极端子E中流过的电流的从几千分之一至几万分之一的传感电流。驱动电路35利用该传感电流，对IGBT Q14的输出电流是否过大进行判断，在输出电流变得过大的情况下，通过软切断电路42缓慢地进行切断，对切断动作时的浪涌电压进行抑制，防止IGBT Q14的损坏。在本实施方式中，通过传感电阻Rs将传感电流变换为传感电压Vs。
在本实施方式中，对IGBT Q14是具有电流传感端子S的结构进行了说明，但是IGBT Q14也可以是不具有电流传感端子S的结构。在将IGBT Q14设置为不具有电流传感端子S的结构的情况下，例如，在接地和发射极端子E之间连结电流检测用分流电阻，将发射极电流变换为传感电压即可。
对传感电阻Rs或分流电阻的电阻值以如下方式进行设定即可，即，在IGBT Q14的输出电流IC超过额定值时，传感电阻Rs或分流电阻的电压降变为与基准电压源REF的基准电压VREF相等。
LPF 45具有：滤波器用电阻47以及滤波器用电容器48。滤波器用电阻47的一端与滤波器用电容器48的一个电极连接。滤波器用电阻47的另一端与IGBT Q14的电流传感端子S和传感电阻Rs的一端之间的连接点连接。滤波器用电容器48的另一个电极与接地连接。LPF 45对利用传感电阻Rs而变换得到的传感电压Vs中叠加的噪声成分进行去除，将去除后得到的传感电压Vs向过电流检测部46的比较器49输出。
过电流检测部46具有：基准电压源REF以及比较器49。过电流检测部46对IGBT Q14的输出电流IC是否过大进行检测。比较器49的非反转输入端子与LPF 45的滤波器用电阻47的一端和滤波器用电容器48的一个电极之间的连接点连接。比较器49的反转输入端子与基准电压源VREF的正极端子连接。基准电压源VREF的负极端子与接地连接。比较器49的输出端子与控制逻辑电路90的比较器信号输入端子SC连接。
比较器49将来自LPF 45的传感电压Vs和基准电压源REF的基准电压VREF的大小进行比较，将与该比较结果相应的信号(下面有时称为“比较器信号”)向控制逻辑电路90的比较器信号输入端子SC输出。
在本实施方式中，在传感电压Vs小于或等于基准电压VREF的情况下，比较器49将L电平的比较器信号向控制逻辑电路90的比较器信号输入端子SC输出。另外，在传感电压Vs超过基准电压VREF的情况下，比较器49将H电平的比较器信号向控制逻辑电路90的比较器信号输入端子SC输出。
在这里，为了使传感电阻Rs或分流电阻的电压降不影响IGBTQ14的动作，将基准电压VREF设定为例如小于或等于1V。
控制逻辑电路90基于向栅极驱动信号输入端子IN输入的栅极驱动信号GDS、以及向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号，对软切断电路42及栅极驱动电路43进行控制。
具体来说，控制逻辑电路90在向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号的信号电平是L电平的情况下，换言之，在IGBT Q14的输出电流IC不过大、传感电压Vs小于或等于基准电压VREF的情况下，与栅极驱动信号GDS即导通信号及截止信号相应地，利用栅极驱动电路43进行将IGBT Q14设置为导通及截止的动作。
另一方面，控制逻辑电路90在向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号的信号电平是H电平的情况下，换言之，在IGBT Q14的输出电流IC过大、传感电压Vs超过基准电压VREF的情况下，即使栅极驱动信号GDS是导通信号，也利用软切断电路42，以与栅极驱动电路43相比较慢的开关速度，使IGBT Q14从导通状态向截止状态转移。
即，驱动电路35在通过过电流检测部46检测到过电流时，使软切断电路42动作。根据具有如上所述的驱动电路35的功率设备电路40，能够对浪涌电压进行抑制。
驱动电路35在通过控制逻辑电路90的控制使软切断电路42动作时，通过将控制逻辑电路90的输出端子OUT设置为高阻抗(HiZ)状态，从而将栅极驱动电路43的NPN晶体管Q12及PNP晶体管Q13设置为截止，将栅极驱动电路43的输出设置为高阻抗(HiZ)状态，以使得不妨碍软切断电路42的动作。
另外，驱动电路35在通过逻辑控制电路41的控制使栅极驱动电路43动作时，将软切断电路42的NPN晶体管Q11设置为截止，将软切断电路42的输出SBCO设置为高阻抗(HiZ)状态，以使得不妨碍通过栅极驱动电路43而进行的IGBT Q14的驱动。
以上述方式，驱动电路35对软切断电路42及栅极驱动电路43的动作彼此影响这一情况进行抑制。
表2表示向控制逻辑电路90的栅极驱动信号输入端子IN及比较器信号输入端子SC输入的信号的信号电平、控制逻辑电路90内部的第1计时器TM1 92及第2计时器TM2 93的输出状态、控制逻辑电路90的软信号输出端子SOFT的输出状态、根据来自控制逻辑电路90的输出端子(下面有时称为“信号输出端子”)OUT0、1、2的输出信号而切换的切换电路S11的输出电压ASOV、NPN晶体管Q11的状态、栅极驱动电路43的输出、以及IGBT Q14的状态之间的关系。
【表2】
在向栅极驱动信号输入端子IN输入的栅极驱动信号GDS是L电平、向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号是L电平的情况下，从软信号输出端子SOFT输出的信号变为L电平，根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号，切换电路S11的输出电压ASOV变为0V。由此，由于NPN晶体管Q11变为截止，软切断电路42的输出SBCO变为高阻抗(HiZ)状态，栅极驱动电路43的输出电压变为0V，因此IGBT Q14变为截止。
在向栅极驱动信号输入端子IN输入的栅极驱动信号GDS是H电平、向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号是L电平的情况下，第1计时器TM1 92启动，第1计时器TM1 92的输出变为H电平，从软信号输出端子SOFT输出的信号变为L电平，根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号，切换电路S11的输出电压ASOV变为第1电压源VD1的电压值V1。由此，由于NPN晶体管Q11变为截止，软切断电路42的输出SBCO变为高阻抗(HiZ)状态，栅极驱动电路43的输出电压变为第1电压源VD1的电压值V1，因此IGBT Q14进入接通动作。
如果经过第1保持期间，第1计时器TM1 92的输出变为L电平，则根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号而切换的切换电路S11的输出电压ASOV变为电源VCC的电压值V0。由此，IGBTQ14变为导通状态。
在向栅极驱动信号输入端子IN输入的栅极驱动信号GDS是H电平、向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号是H电平的情况下，由于从软信号输出端子SOFT输出的信号变为H电平，因此软切断电路42的NPN晶体管Q11变为导通，进行软切断(soft cutoff，简称：SC)动作。
另外，根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号，切换电路S11的输出ASOV变为与电源VCC、第1电压源VD1、第2电压源VD2及接地中的任一个都不电连接的高阻抗(HiZ)状态，栅极驱动电路43的输出也变为高阻抗(HiZ)状态，IGBT Q14进行断开动作。
在向栅极驱动信号输入端子IN输入的栅极驱动信号GDS是L电平、向比较器信号输入端子SC输入的比较器信号是H电平的情况下，从软信号输出端子SOFT输出的信号变为L电平，根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号而切换的切换电路S11的输出电压ASOV变为0V。由此，由于软切断电路42的NPN晶体管Q11变为截止，栅极驱动电路43的输出也变为0V，因此IGBT Q14变为截止。第1计时器TM1 92的第1保持期间和第2计时器TM2 93的第2保持期间分别能够与第1实施方式同样地进行设定。
图10是表示图9的功率设备电路40的动作的时序图。图10的横轴是时间。在图10中对接通时在IGBT Q14中流过过电流的情况进行说明。另外，在图10中还示出各电路及元件的延迟时间。
在时刻t21，栅极驱动信号GDS从截止信号向导通信号切换。在从时刻t21经过栅极驱动输出延迟时间T1后的时刻t22，根据从控制逻辑电路90的输出端子OUT0、1、2输出的信号，切换电路S11的输出电压从0V变为V1。在时刻t22，功率设备44即IGBT Q14的栅极电压VGE开始上升。
在从时刻t22经过功率设备44即IGBT Q14的接通延迟时间T2后的时刻t23，IGBT Q14的栅极电压VGE达到IGBT Q14的镜像期间内的第1栅极电压值GV1。在从时刻t23至时刻t30为止的期间，IGBT Q14的栅极电压VGE保持为第1栅极电压值GV1不变。
另外，在时刻t23，功率设备44即IGBT Q14的输出电流IC开始上升。另外，传感电压SV以及向比较器49输入的比较器输入电压CI开始上升。
在从时刻t23经过输出电流上升时间T3后的时刻t24，传感电压SV变得与基准电压VREF相等。在从该时刻t24经过LPF延迟时间T4后的时刻t25，比较器输入电压CI达到基准电压VREF。
在从时刻t25经过比较器输出延迟时间T5后的时刻t26，从比较器49输出的比较器输出电压CO的信号电平从L电平变为H电平。
在从时刻t26经过控制逻辑电路输出延迟时间T6后的时刻t28，从控制逻辑电路90的软信号输出端子SOFT输出的信号变为H电平，根据从信号输出端子OUT0、1、2输出的信号，切换电路S11的输出状态变为高阻抗(HiZ)状态。由此，软切断电路42从高阻抗(HiZ)状态向动作状态转变，并且栅极驱动电路43从动作状态向高阻抗(HiZ)状态转变。
通过软切断电路42的动作，在时刻t30，IGBT Q14的栅极电压VGE及IGBT Q14的输出电流IC开始下降。
在时刻t28，由于第1计时器TM1 92处于从第1计时器TM1 92的启动时刻经过第1保持期间TV1之前的状态，因此切换电路S11的输出电压ASOV保持为小于V0的V1不变。
在从软切断电路42开始工作(开始灌入)的时刻t28经过延迟时间，栅极电压VGE从第1栅极电压值GV1开始下降的时刻t30，IGBT Q14的输出电流IC和传感电压SV开始下降。比较器输入电压CI在时刻t29变为固定值，在时刻t31开始下降。
在时刻t33，IGBT Q14的输出电流IC变为0。在时刻t33，传感电压SV变为0。在时刻t32，比较器输入电压CI为VREF，然后在经过比较器输出延迟时间T7后的时刻t33，比较器输出电压CO的信号电平从H电平变为L电平。在时刻t34，IGBT Q14的栅极电压VGE变为0。在时刻t35，比较器输入电压CI变为0。
在时刻t36，栅极驱动信号GDS从导通信号向截止信号切换。由此，栅极驱动电路43从高阻抗(HiZ)状态向动作状态转变，并且软切断电路42从动作状态向高阻抗(HiZ)状态转变。
控制逻辑电路90具有如下6个状态，即：IGBT截止；IGBT导通；IGBT接通；IGBT断开；软切断开始；软切断。在正常动作时(SC＝L)，进行利用栅极驱动电路43的驱动，将IGBT截止状态和IGBT导通状态交替地进行切换。在IGBT导通状态下，如果比较器49的输出，即向比较器信号输入端子SC输入的信号的信号电平变为H电平，则控制逻辑电路90从IGBT导通状态向软切断开始状态转移。
如果转移至软切断开始状态，则控制逻辑电路90通过切换电路S11，将栅极驱动电路43的NPN晶体管Q12及PNP晶体管Q13设置为截止，并且将软切断电路42的NPN晶体管Q11设置为导通。由此，软切断电路42动作，使IGBT Q14以低速的开关速度从导通状态向截止状态转移。然后，控制逻辑电路90从软切断开始状态向软切断状态转移。
如果转移至软切断状态，则在栅极驱动信号GDS从导通信号向截止信号切换为止，控制逻辑电路90维持软切断状态。并且，如果栅极驱动信号GDS从导通信号向截止信号切换，则控制逻辑电路90向IGBT截止状态转移。
在图9所示的功率设备电路40中，在IGBT Q14的接通时发生短路的情况下，如图10所示，从栅极驱动信号GDS由截止信号向导通信号切换开始直至软切断动作为止，产生利用各延迟时间T1～T6的总和进行表示的延迟。
在本实施方式中，将控制逻辑电路90内置的第1计时器TM1 92的第1保持期间TV1设定为与至软切断动作为止的延迟时间T1～T6的总和相同，或者比延迟时间T1～T6的总和长的时间。由此，能够将至如图9所示的保护电路动作为止的短路电流值抑制得与前提技术的驱动电路81相比较低，能够更可靠地防止IGBT的损坏。
在本实施方式中，还能够得到与第1实施方式相同的效果。上面主要对IGBT接通的情况下产生短路、至保护电路工作为止的短路电流进行抑制的电路的动作进行了说明。短路多发生在栅极驱动信号GDS处于截止状态时，由于外来噪声而错误地使IGBT接通时。因此，将第1计时器TM1 92的第1保持期间TV1设置为大于或等于延迟时间T1～T6的总和，在由于外来噪声而错误地使IGBT接通的情况下能够进行软切断动作，这对于开关元件的保护等是有效的。
在断开时，同样地通过第2计时器TM2 93，将栅极电压以第2栅极电压值V2及接地电位0V这2个阶段进行驱动，这也是有效的。由此，由于能够使断开时间较短，因此还能够得到对除了构成同一桥臂的驱动电路以外的其他电路进行保护的效果。
＜第3实施方式＞
图11是表示包含本发明的第3实施方式的开关元件驱动电路，即驱动电路61在内的功率设备电路50的结构的图。由于本实施方式的功率设备电路50与前述的第1实施方式的功率设备电路10的结构类似，因此对不同部分进行说明，对相同的结构标注相同的参照标号，省略共通的说明。本实施方式的驱动电路61相当于第1实施方式的开关元件驱动电路1。
功率设备电路50具有：驱动电路61；以及作为电压控制型功率设备的IGBT Q3。驱动电路61具有：电压切换部51；电源VCC；NPN晶体管Q1；PNP晶体管Q2；第1栅极电阻R1；第2栅极电阻R2；以及温度传感器53。NPN晶体管Q1、PNP晶体管Q2是栅极驱动元件。温度传感器53相当于温度检测部。
电压切换部51具有：电压控制部52；控制逻辑(Control Logic)电路12；第1可变电压源VD11；第2可变电压源VD12；以及切换电路S1。控制逻辑电路12对切换电路S1进行控制。控制逻辑电路12包含输入端子IN、2个输出端子OUT0、OUT1。在图11中，将2个输出端子OUT0、OUT1统称为“OUT”。输出端子OUT和切换电路S1利用由2条信号线构成的总线14连接。
温度传感器53与电压控制部52连接。温度传感器53与IGBT Q3接近地设置。温度传感器53对IGBT Q3的结温进行检测。温度传感器53将表示检测到的IGBT Q3的结温的温度信息向电压控制部52发送。
电压控制部52与从温度传感器54发来的温度信息所表示的IGBT Q3的结温相应地，对接通时或断开时暂时性地输出的电压，即从第1可变电压源VD11输出的第1可变电压的值V11、以及从第2可变电压源VD12输出的第2可变电压的值V12进行控制、调整。具体来说，电压控制部52向第1可变电压源VD11或第2可变电压源VD12进行指示，以将各可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12向切换电路S1输出。
在第1及第2可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12是固定值的情况下，如果IGBT Q3的结温变化，则IGBT Q3的栅极阈值电压Vth也变化，因此IGBT Q3的开关速度变化。
本实施方式的驱动电路61通过电压控制部52，对第1及第2可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12与利用温度传感器53检测到的IGBT Q3的结温相应地进行调整。由此，变得能够将开关速度保持为固定。
如果开关速度变快，则辐射噪声及浪涌电压增加，开关损耗减小。如果开关速度变慢，则辐射噪声及浪涌电压减小，开关损耗增加。辐射噪声及浪涌电压与开关损耗是折衷的关系。
因此，在如前提技术所述地通过栅极电阻对开关速度进行控制的结构中，在为了满足辐射噪声及浪涌电压和开关损耗等各要件而对栅极电阻进行切换的情况下，变得需要与栅极电阻相同数量的栅极驱动元件。
与此相对，本实施方式的驱动电路61构成为，对第1及第2可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12与通过温度传感器53而检测的IGBT Q3的结温相应地进行调整。因此，向IC的集成比较容易，并且能够实现安装的电路的小型化。
对第1及第2可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12例如以如下方式进行调整即可。功率设备即IGBT及FET的栅极阈值具有如下的负温度特性，即，温度变得越高，则变得越小。因此，驱动电路61与功率设备的负温度特性相应地，与温度上升相伴，将第1及第2可变电压源VD11、VD12的电压值V11、V12降低即可。
在以上所述的各实施方式中，对具有开关元件驱动电路1、35、61及具备该开关元件驱动电路1、35、61的功率设备电路10、40、50进行了说明，但是也可以将功率设备电路10、40、50模块化，作为具有功率设备电路10、40、50的功率模块。如上所述的功率模块也能够得到与前述的各实施方式相同的效果。
＜第4实施方式＞
图12是表示作为本发明的第4实施方式的具有驱动电路61的汽车60的图。汽车60是混合动力汽车、电动汽车、燃料电池汽车，或者具有起动机发电机(starter generator)的汽车。汽车60具有下述部分而构成：驱动电路61；电子控制单元(Electronic Control Unit，简称：ECU)62；低电压电源63；高电压电源64；逆变器装置65；电动机66；以及发动机67。
驱动电路61与前述的第3实施方式的驱动电路35同样地，相当于开关元件驱动电路，具有下述部分而构成：栅极驱动电路；控制逻辑电路；软切断电路；LPF；包含过电流检测部及传感电阻在内的保护电路。驱动电路61对逆变器装置65中所包含的功率设备进行驱动及保护。更具体地说，通过驱动电路61的栅极驱动电路，对功率设备进行驱动，通过驱动电路61的保护电路，对功率设备进行保护。
ECU 62由微型计算机实现。ECU 62对驱动电路61进行控制。低电压电源63作为驱动电路61的电源而使用。低电压电源63例如由12V的电池实现。
高电压电源64构成为，能够对电力进行充放电。具体来说，高电压电源64是能够充放电的直流电源，例如由氢化镍电池或锂离子电池等二次电池实现。向高电压电源64从逆变器装置65施加直流电力。由此，高电压电源64被充电。高电压电源64例如由36V的电池实现。
逆变器装置65包含由驱动电路61驱动并保护的功率设备。逆变器装置65对电动机66进行驱动。逆变器装置65将从高电压电源64放电的直流电力变换为用于驱动电动机66的交流电力。另外，逆变器装置65将由电动机66发电而得到的交流电力变换为能够向高电压电源64充电的直流电力。
电动机66能够在混合动力汽车、电动汽车、燃料电池汽车、或者具有起动机发电机的汽车中使用，实现大于或等于1kw的输出。电动机66例如由再生用电动机实现。电动机66进行发电而得到交流电力。电动机66将发电得到的交流电力向逆变器装置65输送。
在汽车60中，将动力运行和再生交替地重复，不仅电动机66的负载变动较大的状态频繁地发生，还频繁地发生既不进行动力运行和也不进行再生都的惰行状态。在如上所述的惰行状态下，对电动机66进行驱动的逆变器装置65接近于无负载运转，完全没有其输出电流完全，或者变为额定电流的几十分之一至几百分之一左右的极小的值。
在接近于如前所述的无负载运转的状态下，图12的逆变器装置65中所包含的IGBT的开关速度与进行通常的动力运行及再生时相比变快。其结果，根据图6及图7所示的机理，向输入至栅极驱动电路的栅极驱动信号GDS叠加通过由高频电流引起的电磁耦合而导致的噪声电压，可能引发误动作。
为了防止通过由高频电流引起的电磁耦合而导致的噪声电压，磁屏蔽是有效的，但是由于磁屏蔽所使用的屏蔽材料存在比较高价、且重量增大等问题，因此当前未实施充分的磁屏蔽。
另外，如果由于这些噪声电压而使得图12的逆变器装置65中所包含的IGBT引发桥臂短路，则由于噪声电压的脉冲宽度与IGBT的驱动电路35的响应时间相比较短，因此驱动电路35不工作。
与此相对，在本实施方式中，即使在叠加了具有较小的脉冲宽度的噪声电压的栅极驱动信号GDS被输入至栅极驱动电路的情况下，与前提技术相比，也能够使短路电流较小。因此，能够防止图12的逆变器装置65中所包含的IGBT的损坏。
如上所述，本实施方式的汽车60具有能够防止IGBT的损坏的驱动电路61和逆变器装置65。因此，即使在叠加了具有较小的脉冲宽度的噪声电压的栅极驱动信号GDS被输入至栅极驱动电路的情况下，也能够防止逆变器装置65所包含的IGBT的损坏，实现能够防止逆变器装置65的故障的汽车60。
本发明在本发明的范围内能够对前述的各实施方式自由地进行组合。另外，能够对各实施方式的任意的结构要素适当地进行变形或省略。
对本发明详细地进行了说明，但上述的说明在所有方面仅是例示，本发明并不限定于此。可以认为能够想到未例示的众多的变形例包含在本发明的范围内。
标号的说明
1、35、61 开关元件驱动电路(驱动电路)，10、40、50 功率设备电路，11、41、51 电压切换部，12、90 控制逻辑(Control Logic)电路，13、43 栅极驱动电路(电压输出部)，14、95 总线，15、91 第1逻辑电路，16、92 第1计时器TM1，17、93 第2计时器TM2，18、94 第2逻辑电路，42 软切断电路，44 功率设备，45 低通滤波器(LPF)，46 过电流检测部，52 电压控制部，53 温度传感器，60 汽车，62 电子控制单元(ECU)，63 低电压电源，64 高电压电源，65 逆变器装置，66 电动机，67 发动机，Q3、Q14、Q21～24 IGBT，R1 第1栅极电阻，R2 第2栅极电阻，RG 栅极电阻，VD1 第1电压源，VD2 第2电压源，VD11 第1可变电压源，VD12第2可变电压源，S1、S11 切换电路。

Claims (9)

1.一种开关元件驱动电路，该开关元件驱动电路对电压控制型的开关元件进行驱动，该开关元件通过对控制电极施加大于或等于阈值电压的电压，从而从截止状态向导通状态切换，
该开关元件驱动电路的特征在于，具有：
电压输出部，其向所述开关元件输出电压；以及
电压切换部，其对向所述电压输出部施加的电压进行切换，
所述电压输出部由电压放大率为1的放大电路构成，
所述电压切换部在进行将所述开关元件从截止状态向导通状态切换的接通动作时，如果在将比所述开关元件的所述阈值电压大、且比所述开关元件驱动电路的电源的电压值小的值的接通用电压向所述电压输出部施加后，经过了预先确定的接通用电压保持期间，则将向所述电压输出部施加的电压切换为所述开关元件驱动电路的电源的电压。
2.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述电压切换部在进行将所述开关元件从导通状态向截止状态切换的断开动作时，如果在将比所述开关元件的所述阈值电压小的值的断开用电压向所述电压输出部施加后，经过了预先确定的断开用电压保持期间，则将向所述电压输出部施加的电压切换为0V或负电压。
3.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述电压切换部具有：
切换电路，其可切换地与施加所述接通用电压的接通用电压源、以及所述电源连接，向所述电压输出部施加电压；以及
控制逻辑电路，其包含接通用计时器，对所述切换电路进行控制，该接通用计时器对所述接通用电压保持期间进行计时，
所述控制逻辑电路，
如果收到表示进行所述接通动作的指示的导通信号，则通过所述接通用计时器，开始所述接通用电压保持期间的计时，并且对所述切换电路进行控制，以使得所述切换电路与所述接通电压源连接，
如果通过所述接通用计时器进行的所述接通用电压保持期间的计时完成，则对所述切换电路进行控制，以从所述接通用电压源切换至与所述电源连接。
4.根据权利要求2所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述电压切换部具有：
切换电路，其可切换地与施加所述接通用电压的接通用电压源、所述电源、施加所述断开用电压的断开用电压源、以及施加0V或负电压的低电压源连接，向所述电压输出部施加电压；以及
控制逻辑电路，其包含接通用计时器以及断开用计时器，对所述切换电路进行控制，其中，该接通用计时器对所述接通用电压保持期间进行计时，该断开用计时器对所述断开用电压保持期间进行计时，
所述控制逻辑电路，
(a)如果收到表示进行所述接通动作的指示的导通信号，(a1)则通过所述接通用计时器，开始所述接通用电压保持期间的计时，并且对所述切换电路进行控制，以使得所述切换电路与所述接通电压源连接，(a2)如果通过所述接通用计时器进行的所述接通用电压保持期间的计时完成，则对所述切换电路进行控制，以从所述接通用电压源切换至与所述电源连接，
(b)如果收到表示进行所述断开动作的指示的断开信号，(b1)则通过所述断开用计时器，开始所述断开用电压保持期间的计时，并且对所述切换电路进行控制，以使得所述切换电路与所述断开用电压源连接，(b2)如果通过所述断开用计时器进行的所述断开用电压保持期间的计时完成，则对所述切换电路进行控制，以从所述断开用电压源切换至与所述低电压源连接。
5.根据权利要求1所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
还具有温度检测部，该温度检测部对所述开关元件的结温进行检测，
所述电压切换部与由所述温度检测部检测的所述结温相应地，对所述接通用电压进行调整。
6.根据权利要求2所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
还具有温度检测部，该温度检测部对所述开关元件的结温进行检测，
所述电压切换部与由所述温度检测部检测的所述结温相应地，对所述接通用电压及所述断开用电压中的至少一方进行调整。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的开关元件驱动电路，其特征在于，
所述开关元件包含于对在汽车上搭载的电动机进行驱动的逆变器装置中。
8.一种功率模块，其特征在于，具有功率设备电路，该功率设备电路具有：
权利要求1～6中任一项所述的开关元件驱动电路；以及
由所述开关元件驱动电路驱动的所述开关元件。
9.一种汽车，其特征在于，具有：
权利要求1～6中任一项所述的开关元件驱动电路；以及
逆变器装置，其包含所述开关元件，对电动机进行驱动。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106972847A (zh) * 2015-11-20 2017-07-21 丰田自动车株式会社 开关电路
CN109792201A (zh) * 2016-09-26 2019-05-21 株式会社电装 信号输出电路
CN111106741A (zh) * 2018-10-25 2020-05-05 株式会社电装 用于开关的驱动电路
CN111133664A (zh) * 2017-10-03 2020-05-08 三菱电机株式会社 开关元件的驱动电路、电力变换装置、电梯装置以及开关元件的驱动方法
CN112152431A (zh) * 2020-04-20 2020-12-29 深圳市芯茂微电子有限公司 开关器件的控制装置及控制方法、开关电源装置、及芯片
CN113711481A (zh) * 2019-04-25 2021-11-26 株式会社电装 驱动电路

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3051676B1 (en) * 2013-09-25 2018-08-29 Mitsubishi Electric Corporation Switch device, power conversion device, and motor drive device.
WO2015079882A1 (ja) * 2013-11-29 2015-06-04 日産自動車株式会社 スイッチング装置
JP6197685B2 (ja) * 2014-02-19 2017-09-20 株式会社デンソー ゲート駆動回路
US9209618B2 (en) * 2014-05-08 2015-12-08 General Electric Company Gate drive unit and method for short circuit protection for a power switch
JP6086101B2 (ja) * 2014-07-16 2017-03-01 トヨタ自動車株式会社 半導体装置
US11070046B2 (en) * 2014-09-11 2021-07-20 Mitsubishi Electric Corporation Short-circuit protection circuit for self-arc-extinguishing type semiconductor element
JP6265099B2 (ja) * 2014-10-08 2018-01-24 三菱電機株式会社 半導体装置
JP6549451B2 (ja) * 2015-09-02 2019-07-24 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路装置および電子装置
EP3179632B1 (en) * 2015-12-11 2022-11-02 ABB Schweiz AG Driver circuit
US10071634B2 (en) 2016-03-22 2018-09-11 Ford Global Technologies, Llc Dynamic IGBT gate drive to reduce switching loss
EP3229373A1 (en) * 2016-04-06 2017-10-11 Volke Andreas Soft shutdown modular circuitry for power semiconductor switches
JP6707054B2 (ja) * 2017-04-06 2020-06-10 株式会社デンソーテン 過電流保護装置及び車両用電子制御ユニット
DE112017007493T5 (de) * 2017-04-26 2020-01-09 Mitsubishi Electric Corporation Halbleiterbauelement ansteuerungsverfahren und treibervorrichtung und leistungswandlergerät
US11293949B2 (en) * 2017-06-14 2022-04-05 Mitsubishi Electric Corporation Current detection apparatus and power conversion apparatus
US10326373B1 (en) * 2017-12-29 2019-06-18 Texas Instruments Incorporated Programmable switching converter
FR3079088B1 (fr) * 2018-01-15 2021-02-26 Valeo Systemes Thermiques Dispositif electronique de commande electrique d'une charge inductive.
JP7117949B2 (ja) * 2018-09-06 2022-08-15 三菱電機株式会社 半導体モジュールおよび電力変換装置
CN109039066B (zh) * 2018-09-18 2020-01-03 电子科技大学 自适应零电压开关控制方法
US10651723B1 (en) 2018-10-22 2020-05-12 Infineon Technologies Austria Ag Method for static gate clamping in multi-output gate driver systems
US11258383B2 (en) * 2020-03-17 2022-02-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Active gate driver with feedback
DE102020208152A1 (de) 2020-06-30 2021-12-30 Zf Friedrichshafen Ag Leistungsmodul zum Betreiben eines Elektrofahrzeugantriebs
JP2022171419A (ja) * 2021-04-30 2022-11-11 日立Astemo株式会社 半導体スイッチング素子の駆動装置およびその駆動方法、電力変換装置
EP4131780A1 (en) * 2021-08-06 2023-02-08 Nxp B.V. Multi-purpose output circuitry
DE102022004447A1 (de) 2021-12-13 2023-06-15 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Elektrogerät mit einer Treiberschaltung zur Versorgung eines Steuereingangs eines steuerbaren ersten Halbleiterschalters
KR20230174026A (ko) 2022-06-20 2023-12-27 주식회사이노이앤지 방진부시의 고무버 사상시스템
TWI832310B (zh) 2022-06-29 2024-02-11 力拓半導體股份有限公司 短路保護電路
JP7190226B1 (ja) 2022-09-08 2022-12-15 イサハヤ電子株式会社 マルチレベル出力ゲート駆動装置及びゲート電圧制御方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007089325A (ja) * 2005-09-22 2007-04-05 Hitachi Ltd 電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法及び装置
CN101150282A (zh) * 2006-09-22 2008-03-26 硕颉科技股份有限公司 切换装置、讯号产生装置以及驱动系统
US20090066402A1 (en) * 2007-09-12 2009-03-12 Mitsubishi Electric Corporation Gate drive circuit
CN101593968A (zh) * 2008-05-30 2009-12-02 比亚迪股份有限公司 绝缘栅双极型晶体管的过流保护方法和装置
CN201629868U (zh) * 2010-03-04 2010-11-10 李志成 一种节能型电磁加热装置
CN102088280A (zh) * 2009-12-07 2011-06-08 株式会社电装 用于驱动开关元件的器件
CN102157921A (zh) * 2011-04-01 2011-08-17 欧瑞传动电气有限公司 一种igbt短路保护电路及控制方法
JP2012165618A (ja) * 2011-02-09 2012-08-30 Denso Corp 電子装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0429558A (ja) 1990-05-24 1992-01-31 Fuji Electric Co Ltd 電圧駆動形半導体素子のゲート駆動回路
JP3421507B2 (ja) 1996-07-05 2003-06-30 三菱電機株式会社 半導体素子の駆動回路
JP2000232347A (ja) 1999-02-08 2000-08-22 Toshiba Corp ゲート回路及びゲート回路制御方法
JP3666843B2 (ja) 1999-02-26 2005-06-29 株式会社東芝 絶縁ゲート型半導体素子のゲート回路
JP3547654B2 (ja) 1999-07-14 2004-07-28 株式会社東芝 ゲート駆動回路
JP2003189593A (ja) 2001-12-19 2003-07-04 Toshiba Corp 絶縁ゲート型半導体素子のゲート駆動回路、絶縁ゲート型半導体モジュール及び電力変換装置
JP2003319638A (ja) 2002-04-18 2003-11-07 Nissan Motor Co Ltd 半導体素子のゲート駆動回路
US7161342B2 (en) 2002-10-25 2007-01-09 Marvell World Trade Ltd. Low loss DC/DC converter
TWI377466B (en) * 2009-04-06 2012-11-21 Iml Int Constant current driving system with stable output current
CA2759210A1 (en) 2009-05-11 2010-11-18 Ss Sc Ip, Llc Gate driver for enhancement-mode and depletion-mode wide bandgap semiconductor jfets
JP5544873B2 (ja) 2009-12-25 2014-07-09 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動装置
JP5724397B2 (ja) 2011-01-14 2015-05-27 株式会社デンソー スイッチング素子の駆動回路
JP5527353B2 (ja) 2012-05-09 2014-06-18 三菱電機株式会社 ゲート駆動回路

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007089325A (ja) * 2005-09-22 2007-04-05 Hitachi Ltd 電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動方法及び装置
CN101150282A (zh) * 2006-09-22 2008-03-26 硕颉科技股份有限公司 切换装置、讯号产生装置以及驱动系统
US20090066402A1 (en) * 2007-09-12 2009-03-12 Mitsubishi Electric Corporation Gate drive circuit
CN101593968A (zh) * 2008-05-30 2009-12-02 比亚迪股份有限公司 绝缘栅双极型晶体管的过流保护方法和装置
CN102088280A (zh) * 2009-12-07 2011-06-08 株式会社电装 用于驱动开关元件的器件
US20110133790A1 (en) * 2009-12-07 2011-06-09 Denso Corporation Device for driving switching elements
CN201629868U (zh) * 2010-03-04 2010-11-10 李志成 一种节能型电磁加热装置
JP2012165618A (ja) * 2011-02-09 2012-08-30 Denso Corp 電子装置
CN102157921A (zh) * 2011-04-01 2011-08-17 欧瑞传动电气有限公司 一种igbt短路保护电路及控制方法

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106972847A (zh) * 2015-11-20 2017-07-21 丰田自动车株式会社 开关电路
CN109792201A (zh) * 2016-09-26 2019-05-21 株式会社电装 信号输出电路
CN111133664A (zh) * 2017-10-03 2020-05-08 三菱电机株式会社 开关元件的驱动电路、电力变换装置、电梯装置以及开关元件的驱动方法
CN111106741A (zh) * 2018-10-25 2020-05-05 株式会社电装 用于开关的驱动电路
CN111106741B (zh) * 2018-10-25 2023-09-15 株式会社电装 用于开关的驱动电路
CN113711481A (zh) * 2019-04-25 2021-11-26 株式会社电装 驱动电路
CN113711481B (zh) * 2019-04-25 2024-03-22 株式会社电装 驱动电路
CN112152431A (zh) * 2020-04-20 2020-12-29 深圳市芯茂微电子有限公司 开关器件的控制装置及控制方法、开关电源装置、及芯片
CN112152431B (zh) * 2020-04-20 2022-05-10 深圳市芯茂微电子有限公司 开关器件的控制装置及控制方法、开关电源装置、及芯片

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US9461640B2 (en) 2016-10-04

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