JP6804955B2 - 絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータ、一次側コントローラ、電源アダプタおよび電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

ＡＣ／ＤＣコンバータをはじめとする様々な電源回路に、フライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータが利用される。図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒの基本構成を示すブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒは主としてフィルタ１０２、整流回路１０４、平滑キャパシタ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ２０１を備える。

商用交流電圧Ｖ_ＡＣは、ヒューズおよび入力キャパシタ（不図示）を介してフィルタ１０２に入力される。フィルタ１０２は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣのノイズを除去する。整流回路１０４は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路１０４の出力電圧は、平滑キャパシタ１０６によって平滑化され、直流電圧Ｖ_ＩＮに変換される。

絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、入力端子Ｐ_１に直流電圧Ｖ_ＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力端子Ｐ_２に接続される負荷（不図示）に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１は、一次側コントローラ２０２、フォトカプラ２０４、シャントレギュレータ２０６、出力回路２１０およびその他の回路部品を備える。出力回路２１０は、トランスＴ_１、ダイオードＤ_１、出力キャパシタＣ_１、スイッチングトランジスタＭ_１を含む。出力回路２１０のトポロジーは、一般的なフライバックコンバータのそれである。

トランスＴ_１の一次巻線Ｗ_１と接続されるスイッチングトランジスタＭ_１がスイッチングすることにより、入力電圧Ｖ_ＩＮが降圧され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが生成される。そして一次側コントローラ２０２は、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチングのデューティ比を調節することにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを目標値に安定化させる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、抵抗Ｒ_１１、Ｒ_１２により分圧される。シャントレギュレータ２０６は、分圧された電圧（電圧検出信号）Ｖ_Ｓと内部に設定される所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ（不図示）の誤差を増幅し、誤差に応じた順電流Ｉ_Ｆを、フォトカプラ２０４の入力側の発光素子（発光ダイオード）から引き込む（シンク）。

フォトカプラ２０４の出力側の受光素子（フォトトランジスタ）には、順電流Ｉ_Ｆに応じたコレクタ電流Ｉ_Ｃが流れる。このコレクタ電流Ｉ_Ｃ（フィードバック電流Ｉ_ＦＢ）が、一次側コントローラ２０２のフィードバック（ＦＢ）端子に入力される。ＦＢ端子には、コレクタ電流Ｉ_Ｃと負の相関を有するフィードバック電圧Ｖ_ＦＢが発生する。一次側コントローラ２０２は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比でスイッチングトランジスタＭ_１をスイッチングする。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の出力電流Ｉ_ＯＵＴは、負荷の状態に応じて変化する。スイッチングトランジスタＭ_１がとあるデューティ比でスイッチングしているときに出力電流Ｉ_ＯＵＴが減少すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇する。そうすると、順電流Ｉ_Ｆおよびコレクタ電流Ｉ_Ｃが増加し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが低下するため、スイッチングトランジスタＭ_１のデューティ比が低下し、出力キャパシタＣ_１への電流供給が減少して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇が抑制される。

反対にスイッチングトランジスタＭ_１のデューティ比が一定の状態で出力電流Ｉ_ＯＵＴが増加すると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが低下する。そうすると、順電流Ｉ_Ｆおよびコレクタ電流Ｉ_Ｃが減少し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが上昇するため、スイッチングトランジスタＭ_１のデューティ比が増加し、出力キャパシタＣ_１への電流供給が増加して、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの低下が抑制される。

特開２００９−１５３２３４号公報

図２は、出力電流Ｉ_ＯＵＴとコレクタ電流Ｉ_Ｃの関係を示す図である。ここでは説明の簡素化のため、フォトカプラ２０４の変換効率（ゲイン）が１００％（Ｉ_Ｃ／Ｉ_Ｆ≒１）であるとする。

上述のように、コレクタ電流Ｉ_Ｃは、出力電流Ｉ_ＯＵＴが少ない軽負荷状態において小さくなり、出力電流Ｉ_ＯＵＴが大きい重負荷状態において大きくなる。回路の動作点は、回路の安定性を考慮して定める必要がある。たとえば実線で示すように、定格電流Ｉ_ＯＵＴ＝Ｉ_ＲＡＴＥにおいて、コレクタ電流Ｉ_Ｃ＝０．５ｍＡが最適であったとすると、軽負荷状態（Ｉ_ＯＵＴ≒０ｍＡ）では、コレクタ電流Ｉ_Ｃは１ｍＡ程度まで上昇する。Ｉ_Ｃ＝Ｉ_Ｆ＝１ｍＡ、Ｖ_ＯＵＴ＝２４Ｖとすると、二次側での消費電力は２４ｍＷとなる。

近年の省エネ化の要請から、軽負荷あるいは無負荷状態（待機状態、スタンバイ状態ともいう）の消費電力の低減が要求されており、具体的はＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒ全体で１００ｍＷ以下の待機時電力が要求される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２０１の二次側で２４ｍＷもの電力消費が発生すると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００Ｒ全体で１００ｍＷ以下に抑えることは難しくなる。

図２に一点鎖線で示すように、軽負荷状態（Ｉ_ＯＵＴ≒０ｍＡ）におけるコレクタ電流Ｉ_Ｃがたとえば０．５ｍＡとなるように回路の動作点を定めたとする。この場合にフォトカプラ２０４の変換効率が１００％を維持していれば、Ｉ_Ｃ＝Ｉ_Ｆ＝０．５ｍＡとなるから二次側での消費電力は１２ｍＷに低減することができるが、許容される１００ｍＷに占める割合は依然として１０％を超えている。

一点鎖線にしたがって出力電流Ｉ_ＯＵＴが定格電流Ｉ_ＲＡＴＥまで増加すると、コレクタ電流Ｉ_Ｃはたとえば０．２５ｍＡまで小さくなる。フォトカプラ２０４の変換効率は温度依存性を有するが、動作電流が小さいほど温度依存性が大きくなる。したがって一点鎖線に示すように動作点を定めると、温度変動によってフィードバックループのゲインが大きく変動することとなり、系の安定性が低下する。

以上のことから、一点鎖線で示すように、コレクタ電流Ｉ_Ｃが小さくなるように動作点を設定することは実際には困難である。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、軽負荷時の消費電力を低減可能なＤＣ／ＤＣコンバータの提供にある。

本発明のある態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、トランスの一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの二次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた順電流によって前記フォトカプラの入力側の発光素子を駆動するフィードバック回路と、フォトカプラの出力側の受光素子に流れるコレクタ電流を、コレクタ電流と負の相関を有するフィードバック電圧に変換する変換回路と、フィードバック電圧に応じたパルス信号を生成するパルス信号生成器と、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。変換回路は、コレクタ電流からフィードバック電圧への変換特性が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流にもとづいて変化するよう構成される。

軽負荷状態においては、フォトカプラの入力側の順電流が小さくなるように、変換特性を定めることができ、軽負荷状態において消費電力を低減できる。また重負荷状態においては、フォトカプラの入力側の順電流が大きくなるように変換特性を定めることができ、重負荷状態において回路の安定性を改善できる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタと直列に設けられる電流センス抵抗をさらに備えてもよい。電流センス抵抗の電圧降下にもとづいて、変換特性が制御されてもよい。電流センス抵抗の電圧降下にもとづいて出力電流を検出できる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、電流センス抵抗の電圧降下をしきい値と比較する第１コンパレータを含み、第１コンパレータの出力に応じて、変換特性を制御する負荷監視回路をさらに備えてもよい。

負荷監視回路は、第１コンパレータの出力をトリガとして、一定時間、出力が変化するタイマー回路をさらに含み、タイマー回路の出力に応じて変換特性を制御してもよい。

タイマー回路は、第１コンパレータの出力と接続されるキャパシタと、キャパシタを充電する抵抗または電流源と、キャパシタの電圧を判定基準値と比較する第２コンパレータと、を含み、第２コンパレータの出力に応じて変換特性を制御してもよい。

フォトカプラの受光素子のエミッタは接地されてもよい。変換回路は、フォトカプラの受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた可変インピーダンス回路を含み、可変インピーダンス回路のインピーダンスが出力電流に応じて可変に構成されてもよい。
コレクタ電流をＩ_Ｃ、基準電圧ラインの電圧をＶ_ＲＥＦ、可変インピーダンス回路のインピーダンスをＺとするとき、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、式（１）で表される。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｚ×Ｉ_Ｃ …（１）
したがってインピーダンスＺにもとづいて変換特性を設定できる。

可変インピーダンス回路は、フォトカプラの受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた第１抵抗と、第１抵抗の両端間に直列に設けられた第２抵抗およびスイッチと、を含んでもよい。スイッチのオン、オフが、出力電流に応じて切りかえ可能に構成されてもよい。

変換回路は、フィードバック電圧が発生するフィードバック端子と、フィードバック端子と基準電圧ラインの間に設けられた抵抗と、コレクタ／ドレインがフィードバック端子と接続され、エミッタ接地／ソース接地され、ベース／ゲートがフォトカプラの受光素子のエミッタと接続される第１トランジスタと、第１トランジスタのベース／ゲートと接地の間に設けられた可変インピーダンス回路と、を含んでもよい。

第１トランジスタＱ_３１に流れる電流をＩ_ＦＢ、抵抗Ｒ_３１の抵抗値をＲとする。このとき、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは式（２）で表される。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×Ｉ_ＦＢ …（２）
可変インピーダンス回路のインピーダンスをＺとするとき、第１トランジスタのベース電圧（もしくはゲート電圧）Ｖ_ＢＥは式（３）で表される。
Ｖ_ＢＥ≒Ｉ_Ｃ×Ｚ …（３）
第１トランジスタの相互コンダクタンスをｇｍと書くとき、式（４）を得る。
Ｉ_ＦＢ＝Ｖ_ＢＥ×ｇｍ …（４）
式（２）〜（４）から式（５）を得る。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×Ｉ_Ｃ×Ｚ×ｇｍ …（５）
このように、可変インピーダンス回路のインピーダンスＺを変化させることにより、コレクタ電流Ｉ_Ｃからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢへの変換特性の傾きを変化させることができる。

可変インピーダンス回路は、第１トランジスタのベース／ゲートから、出力電流に応じた補正電流をシンクする可変電流源を含んでもよい。
コレクタ電流をＩ_Ｃ、補正電流をＩ_ＣＭＰ、第１トランジスタの電流増幅率をβとすると、フィードバック電流Ｉ_ＦＢは、式（３）で表される。
Ｉ_ＦＢ＝β×（Ｉ_Ｃ−Ｉ_ＣＭＰ） …（６）
したがって、コレクタ電流Ｉ_Ｃからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢへの変換特性は、式（７）で表される。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×β×（Ｉ_Ｃ−Ｉ_ＣＭＰ） …（７）
つまり、補正電流Ｉ_ＣＭＰに応じて変換特性を制御できる。

トランスは、一次側に設けられた補助巻線をさらに含んでもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、補助巻線に流れる電流を整流、平滑化し、電源電圧を生成する補助電源回路と、スイッチングトランジスタと直列に設けられる電流センス抵抗と、をさらに備えてもよい。

変換特性は、出力電流と少なくともひとつのしきい値との比較結果にもとづいて離散的に変化してもよい。変換特性は、出力電流に応じて連続的に変化してもよい。

本発明の別の態様は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに使用される一次側コントローラに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線および二次巻線を有するトランスと、トランスの一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、トランスの二次巻線と接続される整流素子と、フォトカプラと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた順電流によってフォトカプラの入力側の発光素子を駆動するフィードバック回路と、を備える。一次側コントローラは、フォトカプラの出力側の受光素子に流れるコレクタ電流を、コレクタ電流と負の相関を有するフィードバック電圧に変換する変換回路と、フィードバック電圧に応じたパルス信号を生成するパルス信号生成器と、パルス信号に応じてスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。変換回路は、コレクタ電流からフィードバック電圧への変換特性が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流にもとづいて変化するよう構成される。

軽負荷状態においては、フォトカプラの入力側の順電流が小さくなるように、重負荷状態においては、フォトカプラの入力側の順電流が大きくなるように変換特性を定めることができ、これにより軽負荷状態において消費電力を低減でき、重負荷状態において回路の安定性を改善できる。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチングトランジスタと直列に設けられる電流センス抵抗をさらに備えてもよい。電流センス抵抗の電圧降下にもとづいて変換特性が制御されてもよい。

一次側コントローラは、電流センス抵抗の電圧降下をしきい値と比較する第１コンパレータを含み、第１コンパレータの出力に応じて変換特性を制御する負荷監視回路をさらに備えてもよい。

負荷監視回路は、第１コンパレータの出力をトリガとして、一定時間、出力が変化するタイマー回路をさらに含み、タイマー回路の出力に応じて変換特性を制御してもよい。

タイマー回路は、第１コンパレータの出力と接続されるキャパシタと、キャパシタを充電する抵抗または電流源と、キャパシタの電圧を判定基準値と比較する第２コンパレータと、を含み、第２コンパレータの出力に応じて変換特性を制御してもよい。

フォトカプラの受光素子のエミッタは接地されてもよい。変換回路は、フォトカプラの受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた可変インピーダンス回路を含み、可変インピーダンス回路のインピーダンスが出力電流に応じて可変に構成されてもよい。

可変インピーダンス回路は、フォトカプラの受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた第１抵抗と、第１抵抗の両端間に直列に設けられた第２抵抗およびスイッチと、を含んでもよい。スイッチのオン、オフが、出力電流に応じて切りかえ可能に構成されてもよい。

一次側コントローラはひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様も絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに関する。ＤＣ／ＤＣコンバータは上述のいずれかの一次側コントローラを備えてもよい。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、負荷と、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。

本発明の別の態様は電源アダプタに関する。電源アダプタは、商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する上述のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、軽負荷時の消費電力を低減できる。

本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータの基本構成を示すブロック図である。 出力電流Ｉ_ＯＵＴとコレクタ電流Ｉ_Ｃの関係を示す図である。 実施の形態に係る絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図４（ａ）〜（ｃ）は、変換回路の変換特性の例を示す図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの第１構成例の回路図である。 図６（ａ）〜（ｃ）は、変換回路の具体的な構成例を示す回路図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、負荷監視回路の構成例を示す回路図である。 図８（ａ）、（ｂ）は、変換回路のさらに具体的な構成例を示す回路図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、図８（ａ）の変換回路２２０Ａの動作波形図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの第２構成例の回路図である。 図１１（ａ）〜（ｄ）は、変換回路の具体的な構成例を示す回路図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。 図１３（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさず、あるいは機能を阻害しない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図３は、実施の形態に係る絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ２００の回路図である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、入力端子Ｐ_１に直流電圧Ｖ_ＩＮを受け、それを降圧して、目標値に安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを出力端子Ｐ_２に接続される負荷（不図示）に供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、一次側コントローラ２０２、フォトカプラ２０４、シャントレギュレータ２０６、出力回路２１０およびその他の回路部品を備える。出力回路２１０は、トランスＴ_１、整流素子Ｄ_１、出力キャパシタＣ_１、スイッチングトランジスタＭ_１を含む。出力回路２１０のトポロジーは、一般的なフライバックコンバータのそれであるため、説明を省略する。

スイッチングトランジスタＭ_１は、トランスＴ_１の一次巻線Ｗ_１と接続される。このスイッチングトランジスタＭ_１がスイッチングすることにより、入力電圧Ｖ_ＩＮが降圧され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが生成される。そして一次側コントローラ２０２は、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチングのデューティ比を調節することにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを目標値に安定化させる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、抵抗Ｒ_１１、Ｒ_１２により分圧される。フィードバック回路２０６はたとえばシャントレギュレータであり、分圧された電圧（電圧検出信号）Ｖ_Ｓと内部に設定される所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦ（不図示）の誤差を増幅し、誤差に応じた順電流Ｉ_Ｆによってフォトカプラ２０４の入力側の発光素子（発光ダイオード）を駆動する。フォトカプラ２０４の出力側の受光素子（フォトトランジスタ）には、順電流Ｉ_Ｆに応じたコレクタ電流Ｉ_Ｃが流れる。

一次側コントローラ２０２は、変換回路２２０、パルス信号発生器２２２、ドライバ２２４を備える。後述のように一次側コントローラ２０２の一部あるいは全部は、ひとつの半導体基板上に一体集積化してもよい。変換回路２２０は、フォトカプラ２０４の出力側の受光素子に流れるコレクタ電流Ｉ_Ｃを、コレクタ電流Ｉ_Ｃと負の相関を有するフィードバック電圧Ｖ_ＦＢに変換する。変換回路２２０は、電流／電圧変換回路と把握することができ、トランスインピーダンス回路と把握することができる。

パルス信号発生器２２２は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。たとえばパルス信号発生器２２２はパルス幅変調器であり、パルス信号Ｓ_ＰＷＭは、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに応じたデューティ比を有する。パルス信号発生器２２２の構成は限定されず、電圧モード、平均電流モード、ピーク電流モード、疑似共振モードなどを採用することができる。あるいはパルス信号発生器２２２は、パルス周波数変調器など、別の変調器であってもよい。ドライバ２２４は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭに応じてゲートパルスＳ_ＯＵＴを生成し、スイッチングトランジスタＭ_１を駆動する。

トランスＴ_１は、補助巻線Ｗ_３を備える。補助電源回路２１２はダイオードＤ_３およびキャパシタＣ_３を含み、補助巻線Ｗ_３に流れる電流を整流、平滑化し、電源電圧Ｖ_ＣＣを生成する。電源電圧Ｖ_ＣＣは、一次側の回路ブロックに供給される。

スイッチングトランジスタＭ_１と接地の間には、電流センス抵抗Ｒ_ＣＳが挿入される。電流センス抵抗Ｒ_ＣＳには、スイッチングトランジスタＭ_１のオン期間において、一次巻線Ｗ_１に流れる電流Ｉ_Ｐに比例した電圧降下（電流検出信号Ｖ_ＣＳ）が発生する。電流検出信号Ｖ_ＣＳは、一次側コントローラ２０２において過電流保護に用いられる。あるいはピーク電流モードあるいは平均電流モードのパルス信号発生器２２２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいてパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

変換回路２２０は、コレクタ電流Ｉ_Ｃからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢへの変換特性が、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の出力電流Ｉ_ＯＵＴにもとづいて変化するよう構成される。

図４（ａ）〜（ｃ）は、変換回路２２０の変換特性の例を示す図である。実線（i）は、出力電流Ｉ_ＯＵＴが定格電流Ｉ_ＲＡＴＥであるとき（重負荷状態）の特性を、一点鎖線（ii）は、出力電流Ｉ_ＯＵＴが実質的にゼロであるとき（軽負荷状態）の特性を示す。特性は、実線（i）と一点鎖線（ii）の間で、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて連続的に変化してもよいし、離散的に変化してもよい。

図４（ａ）の制御特性（Ｖ−Ｉ特性）は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴに応じて傾きが変化している。図４（ｂ）の制御特性は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴに応じてＹ切片（オフセット量）が変化している。図４（ｃ）の制御特性は、負荷電流Ｉ_ＯＵＴに応じて、傾きとＹ切片（オフセット量）の両方が変化している。変換回路２２０における制御特性の変化は、図４（ａ）〜（ｃ）に限定されず、そのほかの制御特性を採用してもよい。

以上がＤＣ／ＤＣコンバータ２００の構成である。続いてその動作を説明する。

ここでは図４（ａ）の制御特性に即して説明する。定格出力状態（重負荷状態）においては（i）の変換特性が選択される。定格出力状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は電流連続モードで動作し、スイッチングのデューティ比Ｄは出力電流Ｉ_ＯＵＴに依存せず、入力電圧Ｖ_ＩＮ，出力電圧Ｖ_ＯＵＴおよびトランスＴ_１の巻線比で決まる値Ｄ_１となる。このときの動作点を破線ＯＰ_１で示す。フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、このデューティ比Ｄ_１に応じた電圧Ｖ_１となる。このときのフォトカプラ２０４のコレクタ電流Ｉ_Ｃは、Ｉ_１となる。

軽負荷状態となると（ii）の変換特性が選択される。軽負荷状態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は不連続モードで動作し、スイッチングのデューティ比Ｄは、出力電流Ｉ_ＯＵＴに依存する。したがってフィードバック電圧Ｖ_ＦＢは出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて、一点鎖線に沿って変化する。出力電流Ｉ_ＯＵＴが最小（実質的にゼロ）となる最軽負荷状態（待機状態）の動作点が破線ＯＰ_２で示される。このときのデューティ比Ｄは小さい値Ｄ_２となり、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、小さいデューティ比Ｄ_２に応じた値Ｖ_２となる。このときのフォトカプラ２０４のコレクタ電流Ｉ_Ｃは、Ｉ_２となる。

図２のＤＣ／ＤＣコンバータ２００において、Ｉ_１＝１ｍＡ、Ｉ_２＝０．０２ｍＡとなるように動作点を規定したとする。フォトカプラ２０４の効率を１００％とすると、待機状態においてフォトカプラ２０４の順電流Ｉ_Ｆは０．０２ｍＡまで下がる。Ｖ_ＯＵＴ＝２４Ｖとすると、待機時消費電力は、０．４８ｍＷとなり、従来の２４ｍＷに比べて１／５０まで減らすことができる。

定格負荷状態（重負荷状態）では、フォトカプラ２０４の動作電流は、１ｍＡと十分に大きいため、変換効率の温度依存性が小さい領域で使用することができる。したがって、フィードバックループのゲインの温度依存性を小さくし、系の安定性を高めることができる。

なお動作電流Ｉ_１，Ｉ_２は、使用するフォトカプラ２０４の特性にもとづいて最適化すればよく、上述の数値は例示に過ぎない。図４（ｂ）や図４（ｃ）の制御特性を利用した場合にも、同様の効果を得ることができる。

本発明は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

（第１構成例）
図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の第１構成例（２００Ａ）の回路図である。一次側コントローラＩＣ（Integrated Circuit）（以下、単に一次側コントローラという）３００Ａは、図２の一次側コントローラ２０２をひとつの半導体基板に集積化した機能ＩＣである。

一次側コントローラ３００Ａは、ＦＢ（フィードバック）ピン、ＣＳ（電流検出）ピン、ＯＵＴ（出力）ピン、ＶＣＣ（電源）ピンを有する。また一次側コントローラ３００Ａは、変換回路２２０Ａ、パルス信号発生器２２２、ドライバ２２４を備える。一次側コントローラ３００ＡのＣＳピンは、電流センス抵抗Ｒ_ＣＳと接続されており、電流センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下にもとづく電流検出信号Ｖ_ＣＳを受ける。ＯＵＴピンは、スイッチングトランジスタＭ_１のゲートと接続され、ＶＣＣピンには補助電源回路２１２が生成した電源電圧Ｖ_ＣＣが供給される。

フォトカプラ２０４の受光素子のエミッタは接地される。またフォトカプラ２０４の受光素子のコレクタは、ＦＢピンと接続される。変換回路２２０Ａは、可変インピーダンス回路２４０および負荷監視回路２５０を含む。変換回路２２０Ａは、ＦＢピンと基準電圧ライン２３０の間に設けられており、そのインピーダンスＺがＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａの出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて可変に構成される。基準電圧ライン２３０には、図示しない基準電圧源によって生成された基準電圧Ｖ_ＲＥＦが供給される。

可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスをＺとするとき、ＦＢピン（端子）のフィードバック電圧Ｖ_ＦＢは、式（１）で表される。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｚ×Ｉ_Ｃ …（１）
したがってインピーダンスＺを変化させることによって、変換回路２２０の変換特性を制御できる。

負荷監視回路２５０は、出力電流Ｉ_ＯＵＴを監視し、出力電流Ｉ_ＯＵＴにもとづいて可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスＺを制御する。ここでスイッチングトランジスタＭ_１に流れる電流Ｉ_Ｐのピーク値（あるいは平均値）は、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じており、出力電流Ｉ_ＯＵＴが大きい重負荷状態では、スイッチングトランジスタＭ_１に大きな電流Ｉ_Ｐが流れ、出力電流Ｉ_ＯＵＴが小さい軽負荷状態では、スイッチングトランジスタＭ_１に小さな電流Ｉ_Ｐが流れる。そこで変換回路２２０Ａは、電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００Ａの出力電流Ｉ_ＯＵＴを監視し、電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じてインピーダンスＺを変化させる。

図６（ａ）〜（ｃ）は、変換回路２２０Ａの具体的な構成例を示す回路図である。

図６（ａ）を参照する。可変インピーダンス回路２４０は、フォトカプラ２０４の受光素子のコレクタ（すなわちＦＢピン）と基準電圧ライン２３０の間に設けられた第１抵抗Ｒ_２１と、第１抵抗Ｒ_２１の両端間に直列に設けられた第２抵抗Ｒ_２２およびスイッチＳＷ_２１と、を含む。スイッチＳＷ_２１のオン、オフが、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて切りかえ可能となっている。スイッチＳＷ_２１はバイポーラトランジスタあるいはＦＥＴ（Field Effect Transistor）で構成することができる。可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスＺは、スイッチＳＷ_２１がオフのとき第１値Ｒ_２１となり、オンのとき第２値Ｒ_２１／／Ｒ_２２となる。／／は、並列抵抗の合成インピーダンスを表す。図６（ａ）の可変インピーダンス回路２４０は、２段階の可変抵抗と把握することができる図６（ａ）の可変インピーダンス回路２４０によれば、図４（ａ）の制御特性を実現できる。

たとえば負荷監視回路２５０は、ＣＳピンの電流検出信号Ｖ_ＣＳをしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＴＨのときすなわち重負荷状態において、スイッチＳＷ_２１をオンし、Ｖ_ＣＳ＜Ｖ_ＴＨのとき、すなわち軽負荷状態において、スイッチＳＷ_２１をオフする。

図６（ａ）において、可変インピーダンス回路２４０の抵抗とスイッチの個数を増やせば、３段階以上の可変抵抗を構成することも可能である。この場合、負荷監視回路２５０におけるしきい値電圧Ｖ_ＴＨの個数を増やして、可変インピーダンス回路２４０の抵抗値を３段階以上で切りかえてもよい。

図６（ｂ）を参照する。可変インピーダンス回路２４０は、フォトカプラ２０４の受光素子のコレクタ（すなわちＦＢピン）と基準電圧ライン２３０の間に設けられた第１抵抗Ｒ_２１と、第１抵抗Ｒ_２１の両端間に直列に設けられた電流源２４２およびスイッチＳＷ_２２と、を含む。スイッチＳＷ_２２のオン、オフは、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて切りかえ可能となっている。スイッチＳＷ_２２がオンのとき、電流源２４２がＦＢピンと接続され、したがって可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスＺは高くなる。図６（ｂ）の可変インピーダンス回路２４０によれば、図４（ｂ）の制御特性を実現できる。スイッチＳＷ_２２は、電流源２４２に内蔵されてもよい。

図６（ｃ）を参照する。可変インピーダンス回路２４０は、フォトカプラ２０４の受光素子のコレクタ（すなわちＦＢピン）と基準電圧ライン２３０の間に設けられた第１抵抗Ｒ_２１と、第１抵抗Ｒ_２１の両端間に直列に設けられた可変電流源２４４と、を含む。可変電流源２４４は、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じた補正電流Ｉ_ＣＭＰを生成する。たとえば可変電流源２４４は、ＣＳピンの電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じた電流Ｉ_ＣＭＰを生成してもよい。

図６（ｃ）の可変インピーダンス回路２４０によれば、図４（ｂ）の制御特性を実現でき、さらにＶ−Ｉ特性を、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて（i）と（ii）の間を連続的に変化させることができる。

まとめると、可変インピーダンス回路２４０は、離散的あるいは連続的な可変抵抗、可変電流源、それらの組み合わせなどで構成することができる。

図７（ａ）、（ｂ）は、負荷監視回路２５０の構成例を示す回路図である。図７（ａ）の負荷監視回路２５０は、第１コンパレータ２５２およびタイマー回路２５３を備える。第１コンパレータ２５２は、電流センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下（電流検出信号）Ｖ_ＣＳをしきい値Ｖ_ＴＨと比較する。負荷監視回路２５０は、第１コンパレータ２５２の出力に応じて、変換特性を制御する。

タイマー回路２５３は、第１コンパレータ２５２の出力をトリガとして、一定時間、出力が変化する。可変インピーダンス回路２４０のインピーダンス、すなわち変換回路２２０Ａの変換特性はタイマー回路２５３の出力に応じて制御される。

図７（ｂ）の負荷監視回路２５０は、ピークホールド回路２５５および第３コンパレータ２５７を含む。ピークホールド回路２５５は、電流検出信号Ｖ_ＣＳをピークホールドする。第３コンパレータ２５７は、電流検出信号Ｖ_ＣＳのピーク値Ｖ_{ＣＳ（ＰＥＡＫ）}を、しきい値Ｖ_ＴＨと比較する。可変インピーダンス回路２４０のインピーダンス、すなわち変換回路２２０Ａの変換特性は第３コンパレータ２５７の出力に応じて制御される。

図８（ａ）、（ｂ）は、変換回路２２０Ａの具体的な構成例を示す回路図である。

図８（ａ）は図６（ａ）に対応する。トランジスタＱ_２１はＰＮＰ型バイポーラトランジスタであり、抵抗Ｒ_２３，Ｒ_２４とともに、図６（ａ）のスイッチＳＷ_２１を形成する。

タイマー回路２５３は、第１コンパレータ２５２の出力と接続されるキャパシタＣ_２０と、キャパシタＣ_２０を充電する抵抗Ｒ_２７（もしくは電流源）と、キャパシタＣ_２０の電圧Ｖ_Ｃ２０を判定基準値Ｋ×Ｖ_ＲＥＦと比較する第２コンパレータ２５４と、を含む。第２コンパレータ２５４の出力に応じて変換特性が制御される。

抵抗Ｒ_２８およびＲ_２９は、基準電圧ライン２３０とＧＮＤピンの間に直列に設けられ、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを分圧し、しきい値電圧Ｖ_ＴＨを生成する。第１コンパレータ２５２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳをしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較する。第１コンパレータ２５２はオープンコレクタ（オープンドレイン）の出力を備え、その出力には、キャパシタＣ_２０および抵抗Ｒ_２７を含む時定数回路が接続される。抵抗Ｒ_２５およびＲ_２６は、基準電圧ライン２３０とＧＮＤピンの間に直列に設けられ、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを分圧して判定基準電圧Ｋ×Ｖ_ＲＥＦ（０＜Ｋ＜１、ここではＫ＝１／２とする）を生成する。第２コンパレータ２５４は、オープンコレクタ（オープンドレイン）の出力を備え、キャパシタＣ_２０の電圧Ｖ_Ｃ２０が判定基準電圧Ｖ_ＲＥＦ／２より低いとき、トランジスタＱ_２１のベースの電位をローレベルにプルダウンし、トランジスタＱ_２１をターンオンさせる。

タイマー回路２５３の構成は特に限定されず、クロックをカウントするデジタルタイマー、ワンショットマルチバイブレーション回路、そのほかの公知の回路を用いてもよい。

図８（ａ）の変換回路２２０Ａの動作を説明する。図９（ａ）、（ｂ）は、図８（ａ）の変換回路２２０Ａの動作波形図である。図９（ａ）は軽負荷状態の、図９（ｂ）は重負荷状態の動作を示す。

図９（ａ）を参照する。軽負荷状態においては、スイッチングトランジスタＭ_１に流れる一次電流Ｉ_Ｐの振幅は小さく、電流検出信号Ｖ_ＣＳはしきい値電圧Ｖ_ＴＨより低い。そのため第１コンパレータ２５２はハイインピーダンス（オープン）であり、キャパシタＣ_２０の電圧Ｖ_Ｃ２０は基準電圧Ｖ_ＲＥＦと等しいレベルを維持する。Ｖ_Ｃ２０＞Ｖ_ＲＥＦ／２が成り立つため、第２コンパレータ２５４の出力はハイインピーダンスであり、トランジスタＱ_２０はオフを維持する。

図９（ｂ）を参照する。重負荷状態においては、スイッチングトランジスタＭ_１に流れる一次電流Ｉ_Ｐの振幅が大きくなり、電流検出信号Ｖ_ＣＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨを超えるようになる。そのため第１コンパレータ２５２は周期的にローレベルとなり、キャパシタＣ_２０が放電され、その電圧Ｖ_Ｃ２０が０Ｖに低下する。これにより第２コンパレータ２５４の出力がローレベルとなり、トランジスタＱ_２１がオンする。

スイッチングトランジスタＭ_１のターンオフにより一次電流Ｉ_Ｐがゼロになると、Ｖ_ＣＳ＜Ｖ_ＴＨとなり、第１コンパレータ２５２の出力はハイインピーダンスとなる。その結果、キャパシタＣ_２０は抵抗Ｒ_２７を介して充電され、電圧Ｖ_Ｃ２０は、Ｃ_２０とＲ_２７の時定数τにしたがって増大していく。時定数τは、重負荷状態においてＶ_Ｃ２０＜Ｖ_ＲＥＦ／２が維持されるように規定される。

次のサイクルでスイッチングトランジスタＭ_１がターンオンすると、再び一次電流Ｉ_Ｐが増加しはじめ、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＴＨとなると、第１コンパレータ２５２の出力がローレベルとなり、キャパシタＣ_２０が放電され、電圧Ｖ_Ｃ２０が再び０Ｖとなる。重負荷状態ではこの動作を繰り返すことにより、トランジスタＱ_２１がオンの状態が維持される。

このように図８（ａ）の変換回路２２０Ａによれば、電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じて可変インピーダンス回路２４０のインピーダンスＺを適切に変化させることができる。

図８（ｂ）に戻る。図８（ｂ）の可変インピーダンス回路２４０は、図８（ａ）の可変インピーダンス回路２４０に加えて電流源２４２をさらに備える。その他の構成は、図８（ａ）と同様である。なお、スイッチとして機能するトランジスタＱ_２１を、電流源２４２の内部に設けてもよい。

（第２構成例）
図１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の第２構成例（２００Ｂ）の回路図である。一次側コントローラ３００Ｂは、図３の一次側コントローラ２０２のうち、パルス信号発生器２２２、ドライバ２２４および変換回路２２０の一部を内蔵したものであり、変換回路２２０の一部が外付けされている。

変換回路２２０Ｂは、抵抗Ｒ_３１、第１トランジスタＱ_３１、可変インピーダンス回路２６０および負荷監視回路２７０を備える。抵抗Ｒ_３１は、基準電圧ライン２３０とＦＢピンの間に設けられる。すなわち一次側コントローラ３００Ｂは、従来の一次側コントローラと同じ構成である。

第１トランジスタＱ_３１は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、そのコレクタがＦＢピンと接続され、そのエミッタが接地され、そのベースがフォトカプラ２０４の受光素子のエミッタと接続される。

可変インピーダンス回路２６０は、第１トランジスタＱ_３１のベースと接地の間に設けられる。可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスＺは、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて可変に構成される。

第１トランジスタＱ_３１に流れる電流をＩ_ＦＢ、抵抗Ｒ_３１の抵抗値をＲとする。このとき、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢは式（２）で表される。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×Ｉ_ＦＢ …（２）

第１トランジスタＱ_３１のベース電流をゼロと近似し、可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスをＺとするとき、第１トランジスタＱ_３１のベース電圧Ｖ_ＢＥは式（３）で表される。
Ｖ_ＢＥ≒Ｉ_Ｃ×Ｚ …（３）
第１トランジスタＱ_３１の相互コンダクタンスをｇｍと書くとき、式（４）を得る。
Ｉ_ＦＢ＝Ｖ_ＢＥ×ｇｍ …（４）

式（２）〜（４）から式（５）を得る。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×Ｉ_Ｃ×Ｚ×ｇｍ …（５）
したがって可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスＺが変化すると、図４（ａ）に示すように、コレクタ電流Ｉ_Ｃからフィードバック電圧Ｖ_ＦＢへの変換特性の傾きを変化させることができる。第１トランジスタＱ_３１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。

別の観点から見ると可変インピーダンス回路は、可変電流源と把握することもできる。第１トランジスタＱ_３１の電流増幅率をβ、可変インピーダンス回路２６０に流れる電流をＩ_ＣＭＰとすると、式（６）を得る。
Ｉ_ＦＢ＝β×（Ｉ_Ｃ−Ｉ_ＣＭＰ） …（６）

式（６）を式（２）に代入すると、式（７）を得る。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ−Ｒ×β×（Ｉ_Ｃ−Ｉ_ＣＭＰ） …（７）
式（７）を変形すると、式（７’）を得る。
Ｖ_ＦＢ＝Ｖ_ＲＥＦ＋Ｒ×β×Ｉ_ＣＭＰ−（Ｒ×β×Ｉ_Ｃ） …（７’）
Ｖ_ＲＥＦ＋Ｒ×β×Ｉ_ＣＭＰは、図４（ｂ）のＹ切片に相当する。可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスを変化させると電流Ｉ_ＣＭＰが変化するため、制御特性のオフセットを変化させることができる。

図１０の変換回路２２０Ｂが、図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のいずれの特性を示すかは、変換回路２２０の動作点に依存するといえる。

負荷監視回路２７０は、出力電流Ｉ_ＯＵＴに応じて可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスＺを制御する。負荷監視回路２７０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいて出力電流Ｉ_ＯＵＴを検出してもよい。

図１１（ａ）〜（ｄ）は、変換回路２２０Ｂの具体的な構成例を示す回路図である。

図１１（ａ）を参照する。可変インピーダンス回路２６０は、抵抗Ｒ_３２と可変電流源２６２を含む。抵抗Ｒ_３２は省略してもよい。可変電流源２６２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳに応じた（正の相関を有する）電流Ｉ_ＣＭＰを生成する。この補正電流Ｉ_ＣＭＰが第１トランジスタＱ_３１のベースからシンクされる。

図１１（ｂ）を参照する。可変インピーダンス回路２６０は、抵抗Ｒ_３２，Ｒ_３３、第２トランジスタＱ_３２を含む。図１１（ａ）の可変電流源２６２に相当するものと把握でき、あるいは第２トランジスタＱ_３２は図１１（ｃ）のスイッチＳＷ_３１に相当するものと把握できる。

負荷監視回路２７０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいて、重負荷状態か軽負荷状態かを判定し、判定結果にもとづいて可変インピーダンス回路２６０のインピーダンスを制御する。たとえば負荷監視回路２７０は、図８（ａ）の負荷監視回路２５０と同様に構成することができる。この場合、図８（ａ）の基準電圧ライン２３０に対応する信号線には、電源電圧Ｖ_ＣＣあるいは一次側コントローラ３００Ａが生成した基準電圧Ｖ_ＲＥＦを供給すればよい。

図１１（ｃ）を参照する。可変インピーダンス回路２６０は、抵抗Ｒ_３２，Ｒ_３４、スイッチＳＷ_３１を含む。負荷監視回路２７０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳをしきい値Ｖ_ＴＨと比較し、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＴＨとなる重負荷状態においてスイッチＳＷ_３１をオン、Ｖ_ＣＳ＜Ｖ_ＴＨとなる軽負荷状態においてスイッチＳＷ_３１をオフする。図１１（ｃ）の負荷監視回路２７０も、図８（ａ）の負荷監視回路２５０と同様に構成することができる。

図１１（ｄ）を参照する。可変インピーダンス回路２６０は、抵抗Ｒ_３２、電流源２６４、スイッチＳＷ_３２含む。負荷監視回路２７０は、図１１（ｃ）の負荷監視回路２７０と同様である。電流源２６４はスイッチＳＷ_３２がオンのときアクティブとなり、補正電流Ｉ_ＣＭＰを生成する。

以上が可変インピーダンス回路２６０の構成例である。

第２の実施の形態では、一次側コントローラ３００Ｂは従来のコントローラを用いることができ、周辺回路を追加することで、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。なお図１０の変換回路２２０Ｂを、一次側コントローラ３００Ｂに集積化してもよい。

＜用途＞
続いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の用途を説明する。
図１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ラップトップコンピュータ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。

図１３（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１００を備える電子機器９００を示す図である。図１３（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。

プラグ９０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００は、筐体９０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１００により生成された直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の２次側には、整流素子Ｄ_１に代えて同期整流トランジスタおよびその制御回路が設けられてもよい。整流素子Ｄ_１は二次巻線Ｗ_２の高電位側に設けられてもよいし、低電位側に設けられてもよい。

（第２変形例）
いくつかの実施の形態では、コンパレータによって一次側の電流検出信号Ｖ_ＣＳをしきい値と比較し、軽負荷と重負荷を判定する場合を説明したがその限りではない。たとえばＡ／Ｄコンバータによって電流検出信号Ｖ_ＣＳをデジタル値に変換し、デジタル値にもとづいて、変換回路２２０の変換特性（たとえば可変インピーダンス回路２４０や２６０のインピーダンスや電流）を制御してもよい。

（第３変形例）
実施の形態では、一次側の電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいて出力電流Ｉ_ＯＵＴを監視したがその限りではない。ＤＣ／ＤＣコンバータ２００の２次側に出力電流Ｉ_ＯＵＴを監視する回路を設け、監視結果を示す検出信号を、フォトカプラ２０４とは別のフォトカプラを用いて一次側に送信し、この検出信号にもとづいて変換回路２２０の変換特性を変化させてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２０２…一次側コントローラ、２０４…フォトカプラ、２０６…フィードバック回路、２１０…出力回路、２１２…補助電源回路、２２０…変換回路、２２２…パルス信号発生器、２２４…ドライバ、２４０…可変インピーダンス回路、２４２…電流源、２４４…可変電流源、２５０…負荷監視回路、２５２…第１コンパレータ、２５３…タイマー回路、２５４…第２コンパレータ、２５５…ピークホールド回路、２５７…第３コンパレータ、２６０…可変インピーダンス回路、２６２…可変電流源、２７０…負荷監視回路、１００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、Ｐ_１…入力端子、Ｐ_２…出力端子、Ｔ_１…トランス、Ｍ_１…スイッチングトランジスタ、Ｒ_ＣＳ…電流センス抵抗、Ｗ_１…一次巻線、Ｗ_２…二次巻線、Ｗ_３…補助巻線、Ｄ_１…整流素子、Ｃ_１…出力キャパシタ、３００…一次側コントローラ。

Claims (18)

1. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
   前記トランスの一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
   前記トランスの二次巻線と接続される整流素子と、
   フォトカプラと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた順電流によって前記フォトカプラの入力側の発光素子を駆動するフィードバック回路と、
   前記フォトカプラの出力側の受光素子に流れるコレクタ電流を、前記コレクタ電流と負の相関を有するフィードバック電圧に変換する変換回路と、
   前記フィードバック電圧に応じたパルス信号を生成するパルス信号生成器と、
   前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   前記スイッチングトランジスタと直列に設けられる電流センス抵抗と、
   前記電流センス抵抗の電圧降下をしきい値と比較する第１コンパレータを含み、前記第１コンパレータの出力に応じて、前記変換回路における前記コレクタ電流から前記フィードバック電圧への変換特性を制御する負荷監視回路と、
   を備え、
   前記負荷監視回路は、前記第１コンパレータの出力をトリガとして、一定時間、出力が変化するタイマー回路をさらに含み、前記タイマー回路の出力に応じて前記変換特性を制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記タイマー回路は、
   前記第１コンパレータの出力と接続されるキャパシタと、
   前記キャパシタを充電する抵抗または電流源と、
   前記キャパシタの電圧を判定基準値と比較する第２コンパレータと、
   を含み、前記第２コンパレータの出力に応じて前記変換特性を制御することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記フォトカプラの前記受光素子のエミッタは接地され、
   前記変換回路は、前記フォトカプラの前記受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた可変インピーダンス回路を含み、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に応じて可変に構成されることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記可変インピーダンス回路は、
   前記フォトカプラの前記受光素子のコレクタと前記基準電圧ラインの間に設けられた第１抵抗と、
   前記第１抵抗の両端間に直列に設けられた第２抵抗およびスイッチと、
   を含み、
   前記スイッチのオン、オフが、前記出力電流に応じて切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項３に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
   前記トランスの一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
   前記トランスの二次巻線と接続される整流素子と、
   フォトカプラと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた順電流によって前記フォトカプラの入力側の発光素子を駆動するフィードバック回路と、
   前記フォトカプラの出力側の受光素子に流れるコレクタ電流を、前記コレクタ電流と負の相関を有するフィードバック電圧に変換する変換回路と、
   前記フィードバック電圧に応じたパルス信号を生成するパルス信号生成器と、
   前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   を備え、
   前記変換回路は、前記コレクタ電流から前記フィードバック電圧への変換特性が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流にもとづいて変化するよう構成され、
   前記変換回路は、
   前記フィードバック電圧が発生するフィードバック端子と、
   前記フィードバック端子と基準電圧ラインの間に設けられた抵抗と、
   コレクタ／ドレインが前記フィードバック端子と接続され、エミッタ接地／ソース接地され、ベース／ゲートが前記フォトカプラの前記受光素子のエミッタと接続される第１トランジスタと、
   前記第１トランジスタのベース／ゲートと接地の間に設けられた可変インピーダンス回路と、
   を含み、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが前記出力電流に応じて可変に構成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 前記可変インピーダンス回路は、前記第１トランジスタのベース／ゲートから、前記出力電流に応じた補正電流をシンクする可変電流源を含むことを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 前記変換特性は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と少なくともひとつのしきい値との比較結果にもとづいて離散的に変化することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
8. 前記変換特性は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に応じて連続的に変化することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
9. 絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータに使用される一次側コントローラであって、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   一次巻線および二次巻線を有するトランスと、
   前記トランスの一次巻線と接続されるスイッチングトランジスタと、
   前記トランスの二次巻線と接続される整流素子と、
   フォトカプラと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧とその目標電圧の誤差に応じた順電流によって前記フォトカプラの入力側の発光素子を駆動するフィードバック回路と、
   前記スイッチングトランジスタと直列に設けられる電流センス抵抗と、
   を備え、
   前記一次側コントローラは、
   前記フォトカプラの出力側の受光素子に流れるコレクタ電流を、前記コレクタ電流と負の相関を有するフィードバック電圧に変換する変換回路と、
   前記フィードバック電圧に応じたパルス信号を生成するパルス信号生成器と、
   前記パルス信号に応じて前記スイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
   前記電流センス抵抗の電圧降下をしきい値と比較する第１コンパレータを含み、前記第１コンパレータの出力に応じて、前記変換回路における前記コレクタ電流から前記フィードバック電圧への変換特性を制御する負荷監視回路と、
   を備え、
   前記負荷監視回路は、前記第１コンパレータの出力をトリガとして、一定時間、出力が変化するタイマー回路をさらに含み、前記タイマー回路の出力に応じて前記変換特性を制御することを特徴とする一次側コントローラ。
10. 前記タイマー回路は、
    前記第１コンパレータの出力と接続されるキャパシタと、
    前記キャパシタを充電する抵抗または電流源と、
    前記キャパシタの電圧を判定基準値と比較する第２コンパレータと、
    を含み、前記第２コンパレータの出力に応じて前記変換特性を制御することを特徴とする請求項９に記載の一次側コントローラ。
11. 前記フォトカプラの前記受光素子のエミッタは接地され、
    前記変換回路は、前記フォトカプラの前記受光素子のコレクタと基準電圧ラインの間に設けられた可変インピーダンス回路を含み、前記可変インピーダンス回路のインピーダンスが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に応じて可変に構成されることを特徴とする請求項９から１０のいずれかに記載の一次側コントローラ。
12. 前記可変インピーダンス回路は、
    前記フォトカプラの前記受光素子のコレクタと前記基準電圧ラインの間に設けられた第１抵抗と、
    前記第１抵抗の両端間に直列に設けられた第２抵抗およびスイッチと、
    を含み、
    前記スイッチのオン、オフが、前記出力電流に応じて切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項１１に記載の一次側コントローラ。
13. 前記変換特性は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流と少なくともひとつのしきい値との比較結果にもとづいて離散的に変化することを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の一次側コントローラ。
14. 前記変換特性は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流に応じて連続的に変化することを特徴とする請求項９から１２のいずれかに記載の一次側コントローラ。
15. ひとつの半導体基板に集積化されることを特徴とする請求項９から１４のいずれかに記載の一次側コントローラ。
16. 請求項９から１５のいずれかに記載の一次側コントローラを備えることを特徴とする絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ。
17. 負荷と、
    商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から８、１６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電子機器。
18. 商用交流電圧を全波整流するダイオード整流回路と、
    前記ダイオード整流回路の出力電圧を平滑化し、直流入力電圧を生成する平滑キャパシタと、
    前記直流入力電圧を降圧し、負荷に供給する請求項１から８、１６のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電源アダプタ。

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