DE4428674A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung des Abschaltvorgangs eines spannungsgesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalters - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vor­ richtung zur Steuerung des Abschaltvorgangs eines Spannungs­ gesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalters mit Reverse-Diode.

Hochleistungs-Stromrichter für hohe Spannungen werden zur Zeit vorwiegend als Zweipunkt-Wechselrichter mit den für den entsprechenden Spannungsbereich verfügbaren Leistungshalb­ leitern ausgeführt. Sollen die Vorteile niedrig sperrender Leistungshalbleiter-Schalter genutzt werden, so findet viel­ fach der Dreipunkt-Wechselrichter Verwendung. Eine Alternati­ ve zu Drei- bzw. Mehrpunkt-Wechselrichtern ist die direkte Serienschaltung von Leistungshalbleiter-Schaltern.

Anhand einer Phase eines Hochleistungs-Stromrichters, insbe­ sondere eines Pulswechselrichters, gemäß Fig. 1, der aus zwei Stromrichterventilen V1 und V2 besteht, werden die Pro­ bleme vereinfacht dargestellt, wobei auf die Signalverläufe gemäß den Fig. 2 bis 5 zurückgegriffen wird. Die stark vereinfachte Phase eines Hochleistungs-Stromrichters besteht aus zwei Stromrichterventilen V1 und V2, die jeweils aus der Reihenschaltung zweier abschaltbarer spannungsgesteuerter Leistungshalbleiter-Schalter T1, T2 bzw. T3, T4 besteht. Als spannungsgesteuerter Leistungshalbleiter-Schalter T1 . . ., T4 ist jeweils ein Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) mit zugehöriger Reverse-Diode D1, . . ., D4 vorgesehen. Der Insulated-Gate-Bipolar-Transistor T1, . . ., T4 und die zugehöri­ ge Reverse-Diode D1, . . ., D4 sind jeweils in einem Modul inte­ griert. Als spannungsgesteuerter Leistungshalbleiter-Schalter T1, . . ., T4 kann auch ein MOSFET oder ein SIPMOS vorgesehen sein. Jedem IGBT T1, . . ., T4 ist eine Ansteuerschaltung 2 zugeordnet. Am Mittelabgriff 4 dieser Phase ist eine induk­ tive Last 6, beispielsweise eine Phasenwicklung eines Hoch­ leistungsmotors, angeschlossen.

Es wird angenommen, daß die in der Diode D1 gespeicherte La­ dung größer ist als die von der Diode D2. Die Diode D1 wird wegen dieser gespeicherten Ladung daher beim Ausschaltvorgang länger niederohmig sein als die Diode D2. Bedingt durch den eingezeichneten Laststrom I_L1 arbeiten die beiden Module des Stromrichterventils V1 als Freilaufdioden, wogegen die beiden Module des Stromrichterventils V2 als die Kommutierung be­ stimmende Schaltelemente.

Bei dem Abschalten einer Reihenschaltung dieser beiden Dioden D1 und D2 wird die Diode D2 mehr Spannung aufnehmen müssen. Außerdem wird angenommen, daß der IGBT T4 bei gleichem Strom früher schaltet als der IGBT T3. Dies ist zum Beispiel durch die unvermeidbaren Laufzeiten des Systems Potentialtrennstufe - Optokoppler, Ansteuereinheit, IGBT möglich.

Die Diagramme gemäß den Fig. 2 bis 5 zeigen das Zeitver­ halten bei einem Kommutierungsvorgang des Laststroms I_L1 von den Dioden D1, D2 auf die Transistoren T3, T4 und umgekehrt. Vor dem Zeitpunkt t₀ war die Spannungsaufteilung an den IGBTs T3 und T4 symmetrisch. Ab dem Zeitpunkt t₀ wird der Ein­ schaltbefehl von Transistor T4 zuerst umgesetzt. Da der Pfad aus den Transistoren T3 und T4 noch nicht geöffnet ist, muß der Transistor T3 Spannung aufnehmen. Zur Zeit t₁ ist dieser Vorgang der Desymmetrierung abgeschlossen.

Zu diesem Zeitpunkt t₁ führen nun die Leistungshalbleiter- Schalter T3 und T4 den Strom und es beginnt der Kommutie­ rungsvorgang des Stromes I_L1 von dem Freilaufkreis, bestehend aus den Dioden D1 und D2, auf das Stromrichterventil V2, bestehend aus den IGBTs T3 und T4. Innerhalb des Zeitraumes t₂-t₁ gehört neben der Übernahme des Laststromes I_L1 auch das Ausräumen der Speicherladung der Dioden D1 und D2. Der Strom in den IGBTs T3 und T4 muß den Laststrom I_L1 um einen gewis­ sen Teil, nämlich den Rückstrom der Dioden D1 und D2, über­ schreiten. Ist die Speicherladung der Dioden D1 und D2 durch diesen Rückstrom hinreichend stark abgebaut, können die Dio­ den D1 und D2 Spannung aufnehmen. Zum Zeitpunkt t₂ nimmt die Diode D2 Spannung auf. Die Geschwindigkeit der Spannungszu­ nahme an der Diode D2 bestimmt sich durch die Anzahl der in Reihe geschalteten abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schal­ ter. Zum Zeitpunkt t₃ schaltet die Diode D1 ab. Da hier die Spannung an dem IGBT T4 bereits abgebaut ist, ist die Span­ nungssteilheit an den Dioden D1 und D2 stark reduziert. Zum Zeitpunkt t₄ ist der IGBT T3 ebenfalls vollständig einge­ schaltet, um schließlich dem Ausschaltbefehl folgend ab dem Zeitpunkt t₅ wieder Spannung aufzunehmen. Vom IGBT T4 wird der Abschaltbefehl erst später umgesetzt (Zeitpunkt t₆) Entsprechend groß sind die Unsymmetrien der Ventilspannungen im Ausschaltzustand (Zeitpunkt t₈).

In diesen Signalverläufen gemäß den Fig. 2 bis 5 sind drei kritische Betriebszustände bei regulärem Umrichterbetrieb er­ kennbar:

• - zu hohe Spannung am IGBT T3 mit der größten Einschaltver­ zugszeit,
• - zu hohe Spannung an der Reverse-Diode D2 mit der kürzesten Speicherphase,
• - zu hohe Spannung an dem IGBT T3 mit der kürzesten Ab­ schaltverzugszeit.

Überspannungssituationen können, wie aus den Fig. 2 bis 5 ersichtlich, mit hoher Dynamik entstehen. Aus dieser Randbe­ dingung resultiert die Anforderung eines schnellen Schutz­ systems. Überspannungssituationen können auch mit hoher Wie­ derholrate auftreten. Der schnelle Schutz muß durch zusätz­ liche Maßnahmen entlastet werden.

Für den Schutz von spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter- Schaltern (MOSFET, IGBT) sowie der dazugehörigen Freilauf­ diode in leistungselektronischen Schaltungen für Überspannun­ gen hat sich eine aktive Begrenzung der Spitzenspannung be­ währt. Eine derartige aktive Begrenzung der Spitzenspannung, auch Spannungsklemmbeschaltung genannt, für einen über seinen MOS-Steuereingang ein- und ausschaltbaren Leistungshalblei­ ter-Schalter ist aus dem Aufsatz "Beschaltung von SIPMOST Transistoren", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "Siemens Components", Band 22, 1984, Heft 4, Seiten 157-159, bekannt. Verwendet man eine derartige Klemmbeschaltung, so wird die Zenerspannung der Zenerdiode, auch Transildiode genannt, auf die maximal in der Schaltung zugelassene Spitzenspannung di­ mensioniert.

Ist die von der Aufbauinduktivität verursachte Spannungs­ spitze größer als die Zenerspannung, so kann ein Strom über die Zenerdiode zum Steueranschluß des Leistungshalbleiter- Schalters (z. B. Power-MOSFET, IGBT) fließen und diesen lei­ tend steuern. Dies geschieht in idealer Weise aber nur bis zu einem gewissen Grad, so daß der Leistungshalbleiter-Schalter gerade so weit angesteuert wird, daß die Spannung an einem Hauptpfad (Kollektor-Emitter oder Drain-Source oder Collector-Source, je nach Bauelementtyp) so lange immer genau der Zenerspannung entspricht, bis der Stromfluß im Hauptpfad beendet ist und die Aufbauinduktivität die gespeicherte Ener­ gie vollständig an den Halbleiterschalter abgegeben hat. Eine Spannungsklemmbeschaltung mit Zenerdiode zwischen einem Lei­ stungsanschluß und dem Steueranschluß eines Leistungshalb­ leiter-Schalters weist folgende Nachteile auf:

• - Die Spannungsbegrenzung ist durch die Herstellungstole­ ranzen und den Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode sehr ungenau (ca. ± 5% Herstellung + ca. 10% zusätzlicher Feh­ ler bei 100 k Temperaturhub).
• - Die Verlustleistung der Zenerdiode ist so groß, daß die Funktion dieser Spannungsbegrenzung im allgemeinen nur für seltene Störfälle und nicht bei der vorgesehenen Schalt­ frequenz im gepulsten Dauerbetrieb benutzt werden kann und deshalb
• - zusätzliche Beschaltungen der Leistungstransistoren not­ wendig sind, um im Betrieb die Spannungen zu begrenzen, die bekanntlich eine große und unerwünschte Verlustlei­ stung in den Beschaltungswiderständen verursachen (ver­ lustfreie Beschaltungsnetzwerke erfordern noch höheren Aufwand).

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung anzugeben, mit der die Dioden der Span­ nungsklemmbeschaltung entlastet werden, um so eine Begrenzung der Spannung sowohl am Transistor als auch an der Freilauf­ diode mit hoher Wiederholrate zu ermöglichen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß durch einen Vergleich einer Ventilspannung des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters bei einer Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiter-Schalters unterhalb eines Schwellen­ wertes mit einem vorbestimmten Grenzwert ermittelt wird, ob die Reverse-Diode des Leistungshalbleiter-Schalters stromfüh­ rend ist, wobei dann beim Vorhandensein eines Abschaltbefehls für den spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalter für eine vorbestimmte Zeit eine Hilfsspannung am MOS-Steuerein­ gang des Leistungshalbleiter-Schalters angelegt wird.

Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren wird zunächst fest­ gestellt, ob eine Diodenabschaltung der Reverse-Diode eines spannungsgesteuerten Spannungshalbleiter-Schalters vorliegt. Für diesen Fall wird durch Aufschaltung einer Hilfsspannung an einer Treiberendstufe der Ansteuerschaltung des spannungs­ gesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters dafür gesorgt, daß der Abschaltvorgang des Leistungshalbleiter-Schalters nicht vom positiven Spannungswert der Ansteuerschaltung linear auf den negativen Spannungswert der Ansteuerschaltung abfällt, sondern für eine vorbestimmte Zeit auf einem Zwischenpoten­ tial verharrt. Der Wert der Hilfsspannung ist so bemessen, daß der spannungsgesteuerte Leistungshalbleiter-Schalter sicher ausgeschaltet bleibt. Diese Verharrungszeit ist so gewählt, daß bei einer Diodenabschaltung eine mögliche Über­ spannung innerhalb dieser Verharrungszeit fällt.

Durch diese gezielte Ansteuerung des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters während einer Diodenabschaltung verweilt die Gate-Emitter-Spannung dieses Leistungshalblei­ ter-Schalters anstelle des negativen Spannungswertes der An­ steuerschaltung auf einem Gate-Emitter-Spannungswert, der etwas unterhalb der Gate-Emitter-Schwellenspannung, bei­ spielsweise bei 0 V, liegt. Somit muß im Überspannungsfall an der Reverse-Diode der Steuerkapazität des spannungsgesteuer­ ten Leistungshalbleiter-Schalters viel weniger Ladung über die Transildioden der Spannungsklemmbeschaltung zugeführt werden. Durch die geringere negative Steuerspannung und somit den geringeren Strom über die Begrenzungsdioden der Span­ nungsklemmbeschaltung ist deren Entlastung für einen längeren Überspannungsfall reduziert. Außerdem läßt sich durch diese Maßnahme die Wiederholrate erhöhen. Im regulären Abschaltbe­ trieb ändert sich an der Dynamik nichts.

Ein abgewandeltes Verfahrens dieses erfindungsgemäßen Ver­ fahrens ist dem nebengeordneten Anspruch 2 zu entnehmen. Die Abwandlung des erfindungsgemäßen Verfahrens beschränkt sich auf die Erfassung der Diodenabschaltung bei einem current- sense-Leistungshalbleiter-Schalter.

Die einzelnen Ausführungsformen der Vorrichtungen zur Durch­ führung der beiden Verfahren sind den Ansprüchen 3 bis 7 zu entnehmen.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsformen der Vorrich­ tung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Steuerung des Abschaltvorgangs eines spannungsgesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalters mit Reverse-Diode schematisch veranschaulicht sind.

Fig. 1 zeigt das Ersatzschaltbild einer Phase eines IGBT-Hochleistungs-Stromrichters, in den

Fig. 2 bis 5 sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t die im Ersatzschaltbild nach Fig. 1 eingetragenen Spannungen darge­ stellt, die

Fig. 6 zeigt jeweils in einem Diagramm die Zeitverläufe der Gate-Emitter-Spannung und der Kollektor-Emitter-Spannung bei einem IGBT-Abschalten, wogegen die

Fig. 7 diese Zeitverläufe bei einer Diodenab­ schaltung zeigt, in

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens veranschaulicht, wobei die

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer zweiten Aus­ führungsform der Vorrichtung zur Durch­ führung des erfindungsgemäßen Verfahrens zeigt, die

Fig. 10 und 11 zeigen jeweils ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Vorrichtung für einen current-sense-IGBT, wobei in

Fig. 11 der current-sense-IGBT mittels eines Hilfstransistors aufgebaut ist.

Die Fig. 6 und 7 zeigen jeweils in einem Diagramm über der Zeit t die Spannungsverläufe der Gate-Emitter-Spannung U_ge und der Kollektor-Emitter-Spannung U_ce eines spannungsgesteu­ erten Leistungshalbleiter-Schalters mit Reverse-Diode bei der Abschaltung des Leistungshalbleiter-Schalters und bei einer Diodenabschaltung. Während bei der Abschaltung des Leistungs­ halbleiter-Schalters ein Plateau in der Gate-Emitter-Spannung U_ge zu beobachten ist, ist dies bei einem Abschaltvorgang der Reverse-Diode nicht zu erkennen. Außerdem kann man bei einem Vergleich der beiden Spannungsverläufe der Kollektor-Emitter- Spannung U_ce gemäß Fig. 6 und gemäß Fig. 7 erkennen, daß die Kollektor-Emitter-Spannung U_ce bei Diodenabschaltung zu einem späteren Zeitpunkt ansteigt.

Im Falle einer durch zu kleine Speicherladung der Reverse- Diode D2 verursachten Überspannung (Fig. 3) ist der span­ nungsgesteuerte, abschaltbare Leistungshalbleiter-Schalter T2 vollständig abgeschaltet, d. h., die Steuerkapazität des IGBTs T2 ist auf den negativen Endwert der Ansteuerschaltung 2 ge­ laden. Die Gate-Ladung, die dann über die Transildiode V₁₁ bis V₁₄ der Spannungsklemmbeschaltung 10 in die Gate-Emitter- Kapazität, auch Steuerkapazität, fließen muß, ist relativ groß, so daß bei einer hohen Wiederholrate die Spannungs­ klemmbeschaltung 10 überlastet werden kann. Außerdem ist in diesem Betriebszustand eine hohe Ansprechzeit vorhanden, die zunächst verstreichen muß, bis der Überspannungsschutz wirkt und dadurch die anstehende Überspannung abgebaut werden kann.

Damit die Transildioden V₁₁ bis V₁₄ entlastet werden, wird jeder Leistungshalbleiter-Schalter T1, . . ., T4 einer Phase eines Hochleistungs-Stromrichters mit einer Vorrichtung 12 versehen, die in der Ansteuerschaltung 2 eingreift.

Die Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausfüh­ rungsform dieser Vorrichtung 12 bei einem spannungsgesteu­ erten, abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalter T2, insbe­ sondere einem IGBT, mit Reverse-Diode D2. Dieser IGBT T2 wird über seine Gate- und Emitter-Anschlüsse G und E mittels einer Ansteuereinrichtung 2 in Abhängigkeit eines Steuersignals Sig angesteuert. Die Ansteuerschaltung 2 besteht aus zwei Span­ nungsquellen V_CC+ und V_CC-, einer Treiberendstufe 8, einem Steuereingang und einem Steuerkreiswiderstand R₀₂, auch Gate- Widerstand genannt. Bei dieser Ansteuerschaltung 2 ist als Treiberendstufe 8 ein IC-Baustein, beispielsweise ein Trei­ berbaustein, vorgesehen. Weitere Ausführungsformen von An­ steuerschaltungen sind der DE-Zeitschrift "etz", Band 110, 1989, Heft 10, Seiten 464-471, zu entnehmen. Die Kollektor- Gate-Strecke bzw. die Drain-Gate-Strecke des Leistungshalb­ leiter-Schalters T2 wird durch die Dioden V₂₂ und V₂₃ und durch mehrere Beschaltungs-Zenerdioden V₁₁ bis V₁₄, auch Transildioden genannt, überbrückt. Außerdem ist in dieser Reihenschaltung 10 ein Strombegrenzungs-Widerstand R₁₁ ange­ ordnet. Diese Reihenschaltung 10 wird auch als Spannungs­ klemmbeschaltung bezeichnet.

Die Transildioden V₁₁, . . ., V₁₄ sind so bemessen, daß die im störungsfreien Schaltbetrieb am Leistungsanschluß C des Tran­ sistors T2 anstehende Spitzenspannung kleiner als die Durch­ bruchspannung der Leistungshalbleiter D3, T3, jedoch größer als der n-te Teil (n = Anzahl der in Reihe geschalteten Ele­ mente) der Zwischenkreis-Spannung Uzk des Hochleistungs- Stromrichters ist.

Die Vorrichtung 12 besteht eingangsseitig aus einem Kompara­ tor K₁, dem eine Reihenschaltung zweier UND-Gatter N₁ und N₂ nachgeschaltet sind, und ausgangsseitig aus einer zuschaltba­ ren Spannungsquelle 14, die über ein Zeitglied N₃, an dessen Eingang der Ausgang des UND-Gatters N₂ ansteht, eingeschaltet wird. Die Ausgänge der zuschaltbaren Spannungsquelle 14, die gleichzeitig die Ausgänge der Vorrichtung 12 bilden, sind einerseits mit einem Addierer 16, dessen anderer Eingang mit einer Steuerquelle 18 und dessen Ausgang mit einem Eingang der Treiberendstufe 8 der Ansteuerschaltung 2 verknüpft sind, und andererseits mit der negativen Spannungsquelle V_CC- der Ansteuerschaltung 2 verbunden. Der Ausgang dieser Steuerquel­ le 8 ist ebenfalls mit einem invertierenden Eingang 20 des UND-Gatters N₂ verbunden.

Die Ansteuerschaltung 2 ist außerdem noch mit einer Entsätti­ gungsüberwachungseinrichtung 22 versehen. Diese Entsätti­ gungsüberwachungseinrichtung 22 besteht aus einer Reihen­ schaltung eines Strombegrenzungs-Widerstandes R₀₁ und einer Entkopplungsdiode V₀₁ und ist eingangsseitig (Kathode der Entkopplungsdiode V₀₁) mit dem Leistungsanschluß C des IGBTs T2 und ausgangsseitig mit der positiven Spannungsquelle V_CC+ der Ansteuerschaltung 2 verknüpft. Der Signalausgang 24, der der Verbindungspunkt zwischen Strombegrenzungs-Widerstand R₀₁ und Entkopplungsdiode V₀₁ ist, ist mit einem invertierenden Eingang 26 des UND-Gatters N₁ der Vorrichtung 12 verbunden. Der invertierende Eingang des Komparators K₁ ist mit dem Gate-Anschluß G des IGBTs T2 verbunden, wobei der nicht in­ vertierende Eingang des Komparators K₁ mit einer Referenz­ spannungsquelle 28 verbunden ist, die eingangsseitig am Bezugspotential der Ansteuerschaltung 2 angeschlossen ist.

Mittels des Komparators K₁ wird die Gate-Emitter-Spannung U_ge mit der Referenzspannungsquelle U_ref verglichen, wobei der Wert dieser Referenzspannungsquelle U_ref kleiner als der Schwellenwert U_geth (typisch < 5 V) des IGBTs T2 ist. Mittels der Entsättigungsüberwachungseinrichtung 22 wird überprüft, ob die Kollektor-Emitter-Spannung U_ce kleiner als ein ein­ stellbarer Grenzwert ist. Ist die Gate-Emitter-Spannung U_ge kleiner als die Referenzspannung U_ref, so steht am Ausgang des Komparators K₁ eine logische Eins an. Ist außerdem die Kollektor-Emitter-Spannung U_ce kleiner als der vorgegebene Grenzwert, so steht, am Signalausgang 24 der Entsättigungs­ überwachungseinrichtung 22 eine logische Null an. Unter diesen Bedingungen steht am Ausgang des UND-Gatters N₁ eben­ falls eine logische Eins an. Dadurch wird angezeigt, daß alle Randbedingungen einer Diodenabschaltung erfüllt sind. Erhält der Leistungshalbleiter-Schalter T2 einen Abschaltbefehl Sig=0, so wird das Zeitglied N₃ gestartet und die Hilfsspan­ nung U_H auf den Eingang der Treiberendstufe 8 der Ansteuer­ schaltung 2 geschaltet. Ist die einstellbare Zeit, auch Ver­ harrungszeit genannt, abgelaufen, wird die Hilfsspannungs­ quelle 14 wieder abgeschaltet.

Die Hilfsspannung U_H ist so bemessen, daß der IGBT T2 sicher ausgeschaltet bleibt. Die Verharrungszeit ist so bemessen, daß eine mögliche Überspannung in diese Verharrungszeit fällt. Da durch die Einspeisung einer zusätzlichen Spannung U_H die Steuerspannung des IGBTs T2 in ihrer negativen Ampli­ tude reduziert wird, ist der IGBT T2 für den Überspannungs­ schutz vorbereitet. Dadurch verringert sich die Ansprechzeit der Spannungsklemmbeschaltung 10 und die Transildioden V₁₁ bis V₁₄ werden entlastet.

Diese Entlastung findet dadurch statt, daß der IGBT T2 auf einen Gate-Emitter-Spannungswert etwa unterhalb der Gate- Emitter-Schwellenspannung U_geth (z. B. 0 V) verweilt. Somit muß im Überspannungsfall an der Diode D2 dem IGBT T2 weniger Ladung über die Transildioden V₁₁ bis V₁₄ zugeführt werden. Durch die geringere negative Steuerspannung und somit gerin­ geren Strom über die Begrenzungs-Dioden V₁₁ bis V₁₄ ist deren Entlastung für einen längeren Überspannungsfall reduziert. Im regulären Abschaltbetrieb ändert sich an der Dynamik nichts.

Anstelle der Entsättigungsüberwachungseinrichtung 22 kann auch ein Komparator K₂, der nicht dargestellt ist, verwendet werden, wobei am nicht invertierenden Eingang eine Refe­ renzspannungsquelle angeschlossen ist und der invertierende Eingang dieses Komparators K₂ mit dem Leistungsanschluß C des IGBTs T2 verbunden ist.

Ebenso kann die Gate-Emitter-Spannung U_ge direkt dem UND- Gatter N₁ zugeführt werden. Die Umschaltschwelle des Gatters N₁ bildet dann den Soll-/Istwertvergleich.

In der Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausfüh­ rungsform der Vorrichtung 12 dargestellt. Bei dieser Vorrich­ tung 12 ist ein eingangsseitiger Komparator K₃ mit einem in­ vertierenden Eingang mit dem Signalausgang 24 der Entsätti­ gungsüberwachungseinrichtung 22 und sein nichtinvertierender Eingang mit dem Emitter-Anschluß E (Bezugspotential der An­ steuerschaltung 2) des IGBTs T2 verbunden. Der Ausgang des Komparators K₃ ist mit einem Dateneingang D eines D-Flip- Flops D₁ verknüpft, dessen Ausgang Q mit dem Zeitglied N₃ verbunden ist. Der invertierende Clock-Eingang CLK ist mit der Steuerquelle 18 der Ansteuerschaltung 2 verbunden. Der Komparator K₃ überwacht den Ventilspannungsabfall des Moduls T2, D2. Wird der Spannungswert negativ, so wechselt am Aus­ gang des Komparators K₃ das Signal von logisch Null auf lo­ gisch Eins. Diese logische Eins steht am Dateneingang D des D-Flip-Flops D₁ an und wird auf seinen Ausgang Q gegeben, wenn ein Abschaltbefehl Sig=0 am Eingang der Treiberendstufe 8 ansteht. Dadurch wird das Zeitglied N₃ gestartet und die Hilfsspannungsquelle 14 wird für die eingestellte Verhar­ rungszeit dem Eingang der Treiberendstufe 8 aufgeschaltet.

Die Fig. 10 zeigt eine weitere Ausführungsform der Vor­ richtung 12 für einen current-sense-IGBT T2. Diese Vor­ richtung 12 besteht eingangsseitig aus einem Nullpunkt- Detektor 30, der ausgangsseitig mit einem UND-Gatter N₂ verknüpft ist, und ausgangsseitig aus einer zuschaltbaren Hilfsspannungsquelle 14, die mittels des Zeitglieds N₃ gesteuert wird, dessen Eingang mit dem Ausgang des UND- Gatters N₂ verbunden ist. Der invertierende Eingang 20 des UND-Gatters N₂ ist mit der Steuerquelle 18 verknüpft. Der Ausgang der Hilfsspannungsquelle 14 ist mit einem Eingang des Addierers 16 verbunden.

Der Nullpunkt-Detektor 30 besteht aus einem Komparator K₄, an dessen nichtinvertierenden Eingang eine Referenzspannungs­ quelle 28 angeschlossen ist, die über einen Widerstand R₀₃ mit dem invertierenden Eingang des Komparators K₄ verbunden ist. Der eine Eingang des Nullpunkt-Detektors 30 ist mit dem Emitter-Anschluß E′ und der andere Eingang des Nullpunkt- Detektors 30 mit dem Emitter-Anschluß E des current-sense- IGBTs T2 verbunden. Mit diesem Nullpunkt-Detektor 30 kann festgestellt werden, ob der IGBT T2 oder die Reverse-Diode D2 stromführend ist. Ist der IGBT T2 nicht stromführend, so steht am Ausgang des Komparators K₄ bzw. des Nullpunkt-Detek­ tors 30 eine logische Eins an, wodurch bei Vorhandensein eines Abschaltbefehls Sig=0 die Zuschaltung der Hilfsspan­ nungsquelle 14 gestartet wird.

Die Fig. 11 zeigt dieselbe Vorrichtung 12 gemäß Fig. 10. Gegenüber dieser Fig. 10 wird bei der Fig. 11 kein current- sense-IGBT T2 verwendet, sondern dessen Applikation wird mit­ tels eines Hilfstransistors T2′ verwirklicht.

Claims (7)

1. Verfahren zur Steuerung des Abschaltvorgangs eines span­ nungsgesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) mit Reverse-Diode (D1, . . ., D4), wobei durch einen Vergleich einer Ventilspannung (U_ce) des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) bei einer Gate- Emitter-Spannung (U_ge) des Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) unterhalb eines Schwellenwertes (U_geth) mit einem vorbestimmten Grenzwert ermittelt wird, ob die Reverse-Diode (D1, . . ., D4) des Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) stromführend ist, wobei dann beim Vorhandensein eines Ab­ schaltbefehls (Sig) für den spannungsgesteuerten Leistungs­ halbleiter-Schalter (T1, . . ., T4) für eine vorbestimmte Zeit eine Hilfsspannung (U_H) am MOS-Steuereingang (G) des Lei­ stungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) angelegt wird.

2. Verfahren zur Steuerung des Abschaltvorgangs eines span­ nungsgesteuerten, abschaltbaren current-sense-Leistungshalb­ leiter-Schalters (T1, . . ., T4) mit Reverse-Diode (D1, . . ., D4), wobei ermittelt wird, ob der current-sense-Leistungshalb­ leiter-Schalter (T1, . . ., T4) nicht stromführend ist, wobei dann beim Vorhandensein eines Abschaltbefehls (Sig) für den spannungsgesteuerten current-sense-Leistungshalbleiter- Schalter (T1, . . ., T4) für eine vorbestimmte Zeit eine Hilfs­ spannung (U_H) am MOS-Steuereingang (G) des current-sense- Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) angelegt wird.

3. Vorrichtung (12) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einem spannungsgesteuerten, abschaltbaren Lei­ stungshalbleiter-Schalter (T1, . . ., T4) mit Reverse-Diode (D1, . . ., D4) und einer Ansteuerschaltung (2), wobei am MOS-Steuer­ eingang (G) und am Leistungsanschluß (C) jeweils ein Kompara­ tor (K₁, K₂) angeschlossen ist, an deren nichtinvertierenden Eingängen jeweils eine Referenzspannung (U_ref1, U_ref2) an­ steht, wobei die Ausgänge der Komparatoren (K₁, K₂) über ein UND-Gatter (N₁) miteinander verknüpft sind, dessen Ausgang über ein weiteres UND-Gatter (N₂) mit einem Zeitglied (N₃) verknüpft ist, wobei am invertierenden Eingang (20) des weiteren UND-Gatters (N₂) ein Abschaltbefehl (Sig) ansteht und wobei der Ausgang des Zeitgliedes (N₃) mit einer zu­ schaltbaren Hilfsspannungsquelle (14) verbunden ist, die ausgangsseitig einerseits mittels eines Addierers (16) mit einem Eingang einer Treiberendstufe (8) und andererseits mit einer negativen Spannungsquelle (V_CC-) der Ansteuerschaltung (2) verknüpft ist.

4. Vorrichtung (12) nach Anspruch 3, wobei anstelle des einen Komparators (K₂) eine Entsättigungsüberwachungseinrich­ tung (22), bestehend aus einer Reihenschaltung eines Strombe­ grenzungs-Widerstandes (R₀₁) und einer Entkopplungsdiode (V₀₁), die einerseits am Leistungsanschluß (C) des spannungs­ gesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . ., T4) und andererseits an einer positiven Spannungsquelle (V_cc+) der Ansteuerschaltung (2) angelegt ist, wobei diese Entsätti­ gungsüberwachungseinrichtung (22) ausgangsseitig mit einem invertierenden Eingang (26) des UND-Gatters (N₁) verknüpft ist.

5. Vorrichtung (12) nach Anspruch 3, wobei anstelle des Komparators (Kl) und der beiden UND-Gatter (N₁, N₂) ein Kom­ parator (K₃) mit nachgeschaltetem D-Flip-Flop (D1) verwendet wird, wobei der nichtinvertierende Eingang des Komparators (K₃) mit dem Emitter-Anschluß (E) des Leistungshalbleiter- Schalters (T1, . . ., T4) und der invertierende Eingang mit dem Ausgang (24) der Entsättigungsüberwachungseinrichtung (22) verbunden sind, wobei am invertierenden Clock-Eingang des D- Flip-Flops ein Abschaltbefehl (Sig) ansteht.

6. Vorrichtung (12) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2 mit einem spannungsgesteuerten, abschaltbaren current-sense-Leistungshalbleiter-Schalter (T1, . . ., T4) mit Reverse-Diode (D1, . . ., D4) und einer Ansteuerschaltung (2), wobei diese Vorrichtung (12) eingangsseitig einen Nullpunkt- Detektor (30) aufweist, der ausgangsseitig über ein UND- Gatter (N₂) mit einem Zeitglied (N₃) verknüpft ist, dessen Ausgang mit einer einschaltbaren Hilfsspannungsquelle (14) verbunden ist, die ausgangsseitig einerseits mittels eines Addierers (16) mit einem Eingang einer Treiberendstufe (8) und andererseits mit einer negativen Spannungsquelle (V_CC-) der Ansteuerschaltung (2) verknüpft ist, wobei der Nullpunkt- Detektor (30) eingangsseitig einerseits mit dem Emitteran­ schluß (E′) des current-sense-Halbleiterschalters und ande­ rerseits mit dem Emitteranschluß (E) des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiterschalters (T1, . . ., T4) verbunden ist und wobei am invertierenden Eingang (20) des UND-Gatters (N₂) ein Abschaltbefehl (Sig) ansteht.

7. Vorrichtung (12) nach Anspruch 6, wobei als Nullpunkt- Detektor (30) ein Komparator (K₄) vorgesehen ist, der am nichtinvertierenden Eingang eine Referenzspannungsquelle (28) aufweist, deren Ausgang über einen Widerstand (R₀₃) mit dem invertierenden Eingang dieses Komparators (K₄) verbunden ist.