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Titel : Treiberstufe für einen Hoch-
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leistungsschalttransistor Die Erfindung betrifft eine Treiberstufe
für einen Hochleistungsschalttransistor mit Logikprozessor, Unterspannungswächter,
Entsättigungsüberwachung und einem Schalter positiver" oder "negativer" Basisstrom
für den Schalttransistor.
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In der Leistungselektronik werden in zunehmendem Maße Halbleiterbauelemente
verwendet. Als Halbleiterschalter werden Leistungs-MOS-Fet, Bipolar-Transistoren,
Darlington-Schaltungen und Thyristoren verwendet. Bei allen Halbleiterschaltern
ist für den Einschalt- bzw. Ausschaltvorgang ein Beschaltungsaufwand erforderlich,
welcher um so höher ist, je schneller die geforderte Schaltgeschwindigkeit ist.
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Bei der Konzeption von Geräten der Leistungselektronik mit Ausgangsleistungen
in der Größenordnung von etwa 1 bis 100
KW, wie z. B. in transistorisierten
Frequenzumformern, transistorisierten Motorensteuerunyen und transistorisierten
Schaltnetzteilen sind Treiberstufen erforderlich, welche nicht nur den Basisstrom
ein- und ausschalten, sondern auch den oder die angeschlossenen Leistungstransistoren
Uberwachen und schützen. Um diesen Anforderungen zu genügen, ist eine Basisansteuerung
der Hochleistungsschalttransistoren erforderlich. Der zeitliche Verlauf des Einschalt-
bzw.
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Ausschaltvorganges des Schalttransistors wird durch die Auslegung
dessen Basisansteuerung bestimmt (vgl. Elektronik, 1977, Heft 11, Seiten 55 - 58,
K. Rischmüller, "Basisansteuerung von Hochvolttransistoren"). Das Schaltverhalten
des Schalttransistors ist davon abhängig, ob sich dieser im aktiven Bereich, im
Bereich der Quasisättigung oder im Bereich der Sättigung befindet. Beim Einschaltvorgang
sind die Fälle "Einschalten mit Widerstandslast" und "Einschalten mit induktive
Last" zu unterscheiden. Bei der induktiven Belastung sind im Anwendungsfall Flußwandlerschaltung"
oder "Motorensteuerung" der hohe Anfangsstrom bei der Konzeption der Basisansteuerung
zu berücksichtigen.
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Im Falle der Widerstandslast beginnt nach Ablauf einer Einschaltverzögerungszeit
die Kollektor-Emitter-Spannung des Schalttransistors zu fallen und der Kollektorstrom
zu steigen. Nach dem Obergang vom aktiven Bereich in den Bereich der Quasisättigung
steigt der Kollektorstrom etwas verlangsamt an. Die Verlustleistung im Schalttransistor
ist im aktiven Bereich durch den Lastwiderstand und die Betriebsspannung bestimmt,
wobei die Zeitdauer fUr das Durchwandern des Arbeitspunktes des aktiven Bereichs
durch die Höhe und Anstiegsgeschwindigkeit des Basisstroms bestimmt wird. Durch
Erhöhen des Basisstromes auf ein Mehrfaches des zum Erreichen der Sättigung Notwendigen,
kann die Zeit für das Durchlaufen des aktiven Bereichs verkUrzt und somit die Einschaltverlustenergie
und damit die Transistorerwärmung verringert werden.
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Der Fall "induktive Last" mit hohem Anfangsstrom tritt in Flußwandlerschaltungen
und Motorensteuerungen auf. Durch das Vorhandensein einer Freilaufdiode kann zu
Beginn des Einschaltvorganges in dieser eine Speicherladung infolge eines noch fließenden
Laststromes vorhanden sein. Diese Freilaufdiode stellt beim Einschalten des Transistors
zunächst einen Kurzschluß dar. Dadurch liegt am Schalttransistor die volle Betriebsspannung
an, während schon Kollektorstrom fließt. Um bei gegebenenem Anfangsstrom die Einschaltverlustenergie
im Schalttransistor zu verringern, ist eine möglichst schnelle Freilaufdiode zu
verwenden. Bei gegebener Stromverstärkung des Transistors kann die Einschaltverlustenergie
durch Erhöhen des eingeprägten Basisstroms und dessen Anstiegsgeschwindigkeit verkleinert
werden. Liegt in Reihe zur Spannungsquelle eine Reiheninduktivität und ist beim
Einschaltvorgang des Schalttransistors eine stromführende Induktivität im Kollektorkreis
enthalten, so muß die Reiheninduktivität so ausgelegt sein, daß diese während des
Einschaltvorganges linear bleibt. Danach kann diese Induktivität in Sättigung gehen.
W d anstelle der Reiheninduktivität eine Sättigungsdrossel verwendet, so kann dadurch
der Schalttransistor vorübergehend entsättigt werden, wenn der Basisstrom zu niedrig
ist. Ein Vergleich des Einschaltvorgangs bei eingeprägtemm Basisstrom oder eingeprägter
Basis-Emitter-Spannung zeigt, daß ein verlustärmerer Einschaltvorgang sich dann
ergibt, wenn der Basisstrom eingeprägt ist. Die Anforderungen für Treiberstufen
zur Basisansteuerung von Schalttransistoren lauten demnach: a) beim Einschalten
des Schalttransistors soll der eingeprägte Basisstrom möglichst schnell auf seinen
stationären Wert ansteigen, b) für ohmsche oder induktive Last mit hohem Anfangsstrom
kann die Einschaltverlustenergie verkleinert werden, wenn der eingeprägte Basisstrom
beim Einschalten kurzzeitig überhöht wird,
c) nach dem Einschaltvorgang
muß dem Schalttransistor ein ausreichend hoher positiver Basisstrom angeboten werden,
damit der Schalttransistor gesättigt oder quasigesättigt bleibt.
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Beim Ausschaltvorgang mit induktiver Last kann sich bei hoher Schaltfrequenz
eine hohe Speicherzeit störend auf die Regelung eines Stromversogungsgerätes auswirken.
Durch Verwendung einer schnellen Diode (Antisättigungsdiode) wird erreicht, daß
die sich einstellende Kollektor-Emitter-Spannung des Schalttransistors größer ist,
als dessen Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung. Da die Speicherzeit, welche mit
der Umkehr des Basisstroms von der positiven zur negativen Amplitude beginnt, im
wesentlichen vom Grad der Sättigung bestimmt wird, wird in Treiberstufen eine Sättigung
verhindert. Dabei wird der positive Basisstrom auf einen optimalen Wert eingestellt,
wodurch die Speicherzeit sowohl bei hohem als auch bei niedrigem Laststrom klein
ist. Neben der Maßnahme Verwendung einer schnellen Diode (Antisättigungsdiode) kann
die Fallzeit dann vermindert werden, wenn ein hoher negativer Basisstrom erst dann
angeboten wird, wenn die im Kollektorgebiet vorhandenen Ladungsträger rekombiniert
sind. Bekannte Maßnahmen sind beispielsweise die Verwendung einer kleinen Induktivität.
Dadurch können die in Hochvoltanwendungen auftretenden, erheblichen Abschaltverluste
auf ein Zehntel des sonst üblichen Wertes gesenkt werden, wobei die geringfügig
höheren Verluste während der Leitendphase kaum sich bemerkbar machen. Auch ist dabei
zu beachten, daß die Basis-Emitter-Spannung gegen Ende der Fallzeit einen genügend
hohen negativen Spannungswert annimmt, falls nicht der Fall einer inhomogenen Abschaltung
des Transistors unter gleichzeitiger Erhöhung der Fallzeit auftreten soll. Auch
ist bei der Auslegung von Treiberstufen der Effekt der parasitären Oszillation im
Basiskreis zu beachten. Treiberstufen sind im Hinblick auf den Ausschaltvorgang
unter der Beachtung der folgenden Regeln auszulegen:
a) Während
des Ausschaltvorgangs ist dem Schalttransistor ein hin.ichtlicEl zeitlichen Verlaufs
und Amplitude vorgebbarer, "negativer Basisstrom einzustellen, b) ist der Transistor
vor Beginn des Ausschaltvorgangs gesättigt, so darf die Amplitude des "negativen"
Basisstroms erst nach Verzögerung einen nöheren Wert annehmen, c) unter der Beachtung
des Wiederleitendwerdens des Transistors infolge der Rückwärtserholzeit der Kollektorbasisdiode
kann durch Erhöhung des "negativen" Basisstroms während des Ausschaltvorgangs die
Speicherzeit und die Fallzeit des Kollektorstromes verringert werden, d) um den
Effekt des Wiederleitendwerdens des Schalttransistors zu vermeiden, muß die negative
Basis-Emitter-Spannung am Ende der Fallzeit einen ausreichend hohen, "negativen"
Spannungswert annehmen.
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Eine Treiberstufe, we he unter Berücksichtigung der vorgenannten Regeln
ausgelegt wurde, ist bekannt (vgl. Halbleiter-Obersicht, 1980/81, Tompson-CSF, Schaltnetzteilsteuerunq
TEA 1001 SP). Mit dieser monolitisch, integrierten Sucht und Treiberschaltung läßt
sich die Leistungsgrenze fuz transistorisierte Schaltnetzteilsteuerungen in die
Gtu) "-ordnung von etwa 1000 Watt verschieben. Diese integriert Schaltung weist
eine Entsättigungsüberwachung auf, wodu; ti eine Erhöhung der Kollektor-Emitter-Spannung
bei gleici,.,-tig hohem Kollektorstrom vermieden wird. Dieser Effekt tritt auf,
wenn einem Schalttransistor im Leitendzustand zu viel Kollektorstrom aufgezwungen
oder zu wenig Basisstrom angeboten wird. Wird der Transistor beim Auftreten einer
ungewollten Entsättigung nicht innerhalb weniger Mikrosekunden (u sec) abgeschaltet,
so kann er thermisch überlastet werden. Mittels der Treiberstufe muß sichergestellt
sein, daß
der zugeordnete Schalttransistor bei ungewollter Entsättigung
abgeschaltet wird. Die dabei einstellbare Ansprechschwelle der Entsättigungsüberwachung
muß während des periodischen Einschaltvorgangs kurzzeitig erhöht werden. Die bekannte,
pulsgesteuerte Treiberstufe wird aus einer Hilfspannungsquelle versorgt, wodurch
Energieübertragung und Befehlsübertragung voneinander getrennt sind. Dadurch können
Pulsbreiten im beschränkten Umfang verarbeitet werden, und diese Treiberstufe ist
universell in Schaltnetzteilsteuerungen mit variabler Frequenz verwendbar. Bei der
bekannten Treiberstufe ist der Schalttransistor wahlweise mit positivem" oder "negativem"
Basisstrom ansteuerbar. Mittels einer Entsättigungsüberwachung können unzulässige
Betriebszustände des Schalttransistors überwacht werden. Der Obergang zwischen positivem
und negativem Basisstrom, d. h.
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zu Beginn der Speicherzeit, tritt eine kurze Zeitspanne mit einem
Basisstrom gleich Null auf. Weiterhin ist im integrierten Schaltkreis ein Unterspannungswächter
sowie ein Logikprozessor zur Vorgabe von Steuerbefehlen, entsprechend den vorgenannten
Regeln, vorgesehen. Daneben weist der integrierte Schaltkreis einen überstromwächter,
einen Oszillator, eine Referenz, einen Pulsbreiten-Modulator, eine Begrenzung der
Minimalleitendzeit und einen Regler zur automatischen Anpassung des Basisstromes
an den jeweiligen Kollektorstrom auf. Die gesamte Schaltungskonzeption ist iflt.r
dem Gesichtspunkt der Anforderungen für Eintakt-Wandler ausgelegt. Die schaltungsbedingte
Leistungsgrenze des Sctialttransistors liegt bei Plus/Minus 3 Ampere bei direkter
Basisansteuerung.
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Wie das Prinzipschaltbild der Schaltnetzteil-Steuerung fur den Anwendungsfall
"Sperrwandler" zeigt, ist der Beschaltungsaufwand für den Schalttransistor hoch.
Eine Reduzierung des Schaltungsaufwands ist nur unter Beachtung der oben genannten
Regeln möglich, um eine einfache und sichere Treiberstufe zur Basisansteuerung von
Schalttransistoren zu erhalten. Der bekannte, integrierte Schaltkreis (TEA 1001
SP)
ist unter Berücksichtigung der Anforderungen für Sperrwandler
konzipiert. Dieser Schaltkreis ist nicht universell, d. h. für weitere Anwendungsfälle,
wie Einsatz als Schaltglied beim Betrieb von Gleich- oder Wechselstrommotoren in
Elntakt, Gegentakt und Brückenwandlern, geeignet.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Treiberstufe für einen Hochleistungsschalttransistor
der eingangs genannten Art zu schaffen, welche integrierbar in Modultechnik ausführbar
ist, und mit welcher Treiberstufe die Schaltvorgänge des Schalttransistors in Abhängigkeit
von externen Steuergrößen sich verbessern, iisbesondere die Einschaltverluste vermindern
lassen, und darüber hinaus die Treiberstufe eine Möglichkeit bietet, auch bei höheren
Leistungsklassen die zur technischen Realisierung unbedingt erforderlichen Eigr.
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ten,. wie "schnelles Erkennen unzulässiger Betriebszust mit Erarbeitung
und Einleitung erforderlicher Gegenmaßna?0mtn", insbesondere bei gleichzeitigem
"schnellen" Zugriff zur Basissteuerleistung des Hochleistungsschalttransistors in
sich bereinigt, um auf diene Weise die Verzögerungszeit zwischen Signaleingang und
Ausgungsgröße des Hochleistuhgsschalttransistors auf ein Minimum zu reduzieren.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Schaltungsanordnung
aus einem schnellen, verzögerungskleinen Leistungsschalter mit geringer Steuerleistung,
einem Strombegrenze, einem Stromregler mit parallelgeschalteter Einschalt-Impuls-Obersteuerung
besteht, daß mittels dieser Einschalt-Impuls-Obersteuerung im Einschaltmoment die
Basiszone des Schalttransistors mit Ladungsträgern aufgefüllt wird, wobei mittels
einer Einschalt-Strom-Verzögerung das Einsetzen des Kollektorstromflusses durch
den Schalttransistor verhindert wird, und daß mittels eines Strom- Reglers die Basiszone
mit so vielen Ladungsträgern aufgefUllt wird, wie zum Betrieb des Schalttransistors
im Bereich der Kennlinie zwischen
Verstärker- und Schalterbetrieb
zur Quasi-Sättigung und zur Ableitung eines Restbasisstroms zum Kollektor des Schalttransistors
erforderlich sind.
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Die Verwendung schneller, elektronischer Leistungsschalter setzt beim
Anwender ein erhebliches Maß an spezifischen Kenntnisseñ, bis weit in die Halbleiter
Physik, und erhebliche praktrische Erfahrung voraus. Mittels der erfindungsgemäßen
Treiberstufe steht dem Anwender von Hochleistungsschalt- bzw. Hochvolttransistoren
ein fertiges System inform eines integrierten Bausteins zur Verfugung, mit dem nicht
nur die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe vorteilhaft gelöst wird, sondern
dieses System sich problemlos und sicher handhaben läßt. Durch die Integration lassen
sich die Fertigungskosten infolge geringeren Montageaufwands und Montagevorrichtungen
verringern. Gleichzeitig sind der Platzbedarf für den elektronischen Leistungsschalter
und somit für das Gesamtsystem, beispielsweise einem Leistungswandler oder einer
Leistungsarbeitsinaschine, verringert. Neben einer daraus auch resultierenden Kostensenkung
ist der Vorteil einer Steigerung der Betriebssicherheit des elektronischen, transistorisierten
Leistungsschalters fe-ststellbar. Die Anforderungen an das Wartungs- und Reparaturpersonal
bezüglich deren Fachqualifikation sind gleichfalls verringert.
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Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Einschaltimpulsübersteuerung
einerseits mit dem Stromregler, "positiver Basisstrom" und dem Schalter positiver
Basisstrom" andererseits mit der Entsättigungsüberwachung und dem Schalter "negativer
Basisstrom" verbunden. Die Einschaltimpulsübersteuerung selbst besteht aus mindestens
einem Impulskondensator.
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Der Bauelementeaufwand für die Einschaltimpulsübersteuerung ist sehr
gering. Durch die EinschaltimpulsUbersteuerung
lassen sich die
Umschalt- und Durchschaltverluste im Hochleistungsschalttransistor verringern. Durch
die übersteuerung der Basiszonen mit Ladungsträgern und der damit verbundenen Herabsetzung
der Einschaltdauer und der damit verbundenen Einschaltverluste kann gleichzeitig
die Schaltfrequenz für den Hochleistungsschalttransistor erhöht werden.
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Die erfindungsgemäße Treiberstufe ist derartig ausgebildet, daß eine
Schaltstromverzögerung im Laststromkreis in Serie zur Kollektor-Emitter-Strecke
des Schalttransistors liegt. Die Einschaltstromverzögerung besteht vorzugsweise
aus einer Sättigungsdrossel (Ringkern mit ausgeprägtem Sättigungsknie) und einer
parallel geschalteten Diode, nebst einer zusätzlichen, parallelen Serienschaltung
einer schnellen Diode und einem induktionsarmen Widerstand, wobei die Sättigungsdrossel
im Laststromkreis angeordnet sein kann. Diese Schaltungsanordnung dient der, Unterdrückung
hoher Nadelimpulse und Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten zu Beginn der Entmagnetisierungsphase
der Sättigungsdrossel während der Abschaltung des Laststromes.
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Die Erfindung bietet den Vorteil einer einfach aufgebauten und gleichzeitig
betriebss heren Schaltungsanordnung. Weiterhin ist gemäß einem anderen Merkmal der
Erfindung der Stromregler mit dem Schalter "positiver Basisstrom", der Einschaltimpuls-Obersteuerung,
dem Kollektor des Schalttransistors und dem Schalter negativer Basisstrom" verbunden.
Komponenten des Stromreglers sind ein Leistungstransistor und eine Diode. Der Emitter
des Leistungstransistors ist mit der Basis des Schalttransistors verbunden. Die
Basis des Leistungstransistors ist einerseits über einen Widerstand im Schalter
"negativer Basisstrom" an einem Spannungsversorgungsanschluß "negativer Spannung"
angelegt, andererseits ist die Basis an die Kathode der Diode geschaltet. Der Kollektor
des Schalttransistors ist über eine Diode mit einem Widerstand des Stromreglersverbunden.
Dieser Widerstand ist andererseits an den Drain eines MOS-FET im Schalter "positiver
Basisstrom", andererseits an den Kondensator der Einschalt-Impuls-Obersteuerung
angeschlossen. Die Anode der Diode ist mit dem Kollektor des Schalttransistors verbunden.
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Mittels des Stromreglers ist eine automatische Regelung des positiven
Basisstroms in Abhängigkeit vom Kollektorstromk in den auch typenspezifische Parameter
des Schalttransistors eingehen, durchführbar. Der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie
ist überwachbar, der positive Basisstrom bei direkter Basisansteuerung des Leistungstransistors
unterbrechbar und der negative Basisstrom zu einem betriebssicheren Arbeitspunkt
einschaltbar. Durch den Stromregler werden dem Leistungstransistor nur so viele
Ladungsträger in die Basiszone zugeführt, wie effektiv zum Ladungstransport benötigt
werden. Die Einflüsse von typenspezifischen Parametern und Exemplarstreuungen des
Hochleistungsschalttransistore bleiben durch den Stromregler ohne Einfluß.
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Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind insbesondqre
in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsform beschrieben und erläutert, wobei zur Gegenüberstellung bisher bekannter
Schaltungsanordnungen und der erfindungsgemäßen auf eine bekannte Schaltungsanordnung
auch zeichnerisch Bezug genommen wird. Es zeigt: Fig. 1 eine Schaltungsanordnung
gemäß dem vorbekannten Stand der Technik zum Betreiben eines Hochvoltschalttransistors,
Fig. 2 die aus der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 resultierenden Verzögerungszeiten
der einzelnen Schaltungsgruppen und der sich daraus ergebenden Totzeit des gesamten
Systemes, Fig. 3 die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, bezogen auf die mit
Fig. 1 vergleichbaren Schaltungsgruppen, Fig. 4 die aus der Schaltungsanordnung
gem. Fig. 3 resultierenden Verzögerungszeiten der einzelne Schaltungsgruppen
und
der sich daraus ergebenden Totzeit des vergleichbaren Schaltungssystems, Fig. 5
ein Blockschaltbild einer Treiberstufe gemäß der Erfindung und Fig. 6 ein Detailschaltbild
von Komponenten der Treiberstufe gemäß Fig. 5.
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Zur Erzeugung eines erforderlichen "positiven" Basisstromes eines
Hochvoltschalttransistors T1 in einem Laststromkreis ist eine Kaskadenschaltung
mit mehreren (n) Transistoren T2 bis Tn zur Verstärkung eines Steuerbefehls "positiver"
Basisstrom erforderlich. Ein Schaltbefehl an den Transistor Tn soll einen Stromfluß
1L durch den Transistor T1 unterbrechen. Dadurch ergibt sich ein Abklingen des Emitterstromes
von Transistor T3 nach Speicherzeit (t5) und Fallzeit (tf).
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Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes des Transistors T2 erfolgt
ein Abklingen des Emitterstromes dieses Transistors T2 nach dessen baute lspezifischen
Speicherzeit ts und Fallzeit tf. Nach erfolgter Abschaltung des Basisstromes von
Transistor T1 ergibt sich ein Abklingen des Laststromes IL durch diesen Transistor
T1 nach dessen Speicherzeit t 5 und Fallzeit tf. Dies hat zur Folge, daß mit zunehmender
Schaltleistung durch den Transistor T1 und somit steigender Gefährdung dieses Bauelementes
die Totzeit des Systemes steigt. Trotz einer "intelligenten Überwachungselektronik"
gemäß dem Stand der Technik (vgl. TEA 1001 SP) mit frühzeitiger Erkennung unzulässiger
Betriebszustände und unverzüglicher Einleitung von Schutzmaßnahmen bleiben diese
Maßnahmen aufgrund einer systembedingten Totzeit wirkungslos, da zwischenzeitlich
die Zerstörung des Leistungsbauelementes, d. h. des Transistors T1, erfolgt sein
kann. Die Anzahl der erforderlichen Transistorstufen und die daraus resultierende
Totzeit ist physikalisch aus der Beziehung
I - 1 L ( IB - Basisstr°m.
1L = Laststrom, hfe h fe dynamische Stromverstärkung.) vorgesehen. Die dynamische
Stromverstärkung hfe ist eine Funktion des Collektorstromes, des Betriebszustandes,
der Frequenz, der Temperatur eines jeden bipolaren Transistors, z.B. T1 bis Tn Dabei
sind für die dynamische Stromverstärkung hfe nur die wesentlichsten Parameter aufgeführt.
In solchen Schaltungskonzeptionen muß dabei von einem Wert für die dynamische Stromverstärkung
hfe von 4 bis 8 ausgegangen werden. Zum schnellen Durchschalten im Einschaltmoment
muß dabei von einem Minimalwert ausgegangen werden. Der Strom des Steuerbefehl es,
d.h. der Steuerbefehl positiver Basisstrom" beträgt nur einige Miliampere. Aus dieser
Beziehung kann somit die Anzahl der erforderlichen Transistorstufen errechnet werden
und damit die sich ergebende Totzeit des Systemes bestimmt werden.
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Entgegen der Schaltungsanordnung gem. Fig. 1 wird bei der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung nach Fig. 3 der positive" Basisstrom unmittelbar über einen
schnellen Schalter mit kleiner Speicherzeit t und kleiner Fallzeit tf ein-und ausgeschaltet.
Dabei ist der Schalter S1 als ein Power-MOS-FET ausgebildet.
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Die Speicher- und Fallzeiten ts und tf der nachgeschalteten Systeme,
d.h. der Strombegrenzung R1, Stromregler T2 und D2 und der Einschalt-Impuls-Obersteuerung
Ci haben keinen Einfluß mehr auf das Abschalten des Leistungstransistors T1. Die
gesamte Verzögerungszeit t des Systems wird nur noch durch folgende Parameter bestimmt:
a) Laufzeit der Daten bis zur Erarbeitung eines Steuerbefehles durch die Logik (schnelle
Logik) (ca. 100 nsec.), b) Schaltzeit des schnellen Schalters S1 (Power-MOS-FET)
bei Strömen von ca. 16 A im Bereich von 200 nsec.,
c) Speicherzeit
ts und Fallzeit tf von Transistor T1 Die gesamte Totzeit des vorgeschalteten Systems
ist vernachlässigbar klein zur Totzeit des Leistungsschalters Transistor T1. Da
es aus heutiger Sicht technisch noch nicht möglich ist, sämtliche, im System erforderlichen
Funktionen zur Formung des Basisstromes des Transistors T1 in einem Bauelement optimal
zu verarbeiten, ist eine Aufteilung einzelner Funktionen zu Funktionsgruppen erforderlich.
Diese Funktionsgruppen sind: a) Schalter S1 "positiver Basisstrom", verantwortlich
für verzögerungsfreie Ein- und Ausschaltung des Basisstromes von Transistor T1,
b) Strombegrenzer R1 positiver Basisstrom", c) Stromregler T2, D1 "positiver Basisstrom",
verantwortlich für die Bereitstellung des optimalen Basisstromes zum Betrieb im
optimalen Kennl inienfeld des Transistors T1 und d) Einschalt- und Impuls-übersteuerung
C1, verantwortlich für Kompensation der physikalisch bedingten Einschaltverzögerung
des Transistors T1 In den Fig. 2 und 4 sind die Totzeiten td des vorbekannten und
des erfindungsgemäßen Systems aufgetragen, wobei sich diese Totzeiten aus den Speicherzeiten
t5 und den Fallzeiten tf der einzelnen Bauelemente der Schaltungsanordnungen der
Fig. 1 und 3 ergeben. Aus der Gegenüberstellung der Totzeiten td gem. den Figuren
2 und 4 ergibt sich, daß die Totzeit td der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 die
Anzahl der dem Transistor T1 des Laststromkreises vorgeschalteten Verstärkerstufen,
d.h. der Transistoren T2 bis tn> zuzüglich der Eigentotzeit des Leistungstransistors
T1 maßgeblich ist,
während die Totzeit td der Schaltungsanordnung
gem. Fig.
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3 annähernd allein bzw. dominierend durch die Speicherzeit ts und
Fallzeit tf des Leistungstransistors T1 bestimmt wird.
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In Fig. 5 und Fig. 6 ist eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung
dargestellt. Die gesamte Schaltungskonzeption ist hinsichtlich einer universell
einsetzbaren Treiberstufe BDS unabhängig vom Verwendungszweck, z. B. in Eintakt.,
Gegentakt- und Brückenwandlern oder im Einsatz als Schaltglied bei Betrieb von Gleich-
oder Wechselstrom-Motoren einsetzbar. Durch die Schaltungskonzeption einer zusätzlichen,
externen, und in der Zeichnung nicht dargestellten, parallelen Beschaltung bereits
integrierter Leistungsbauelemente, wie beispielsweise POWER-MOS-FETs bereits bekannter,
integrierter Ausführung, ist eine Verwendung der Treiberstufe BDS auch für höhere
Leistungsklassen bei Bedarf möglich. Ebenso besteht durch die Moglichkeit einer
äußeren Beschaltbarkeit des integrierten Bausteines dieser erfindungsgemäßen Treiberstufe
BDS der Vorteil, diesen Baustein durch eine externe Funktionsgruppe, wie beispielsweise
einen Schaltregler im Zweig "positiver Basisstrom" vbn interner Erwärmung zu entlasten.
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Fig. 5 zeigt eine übersicht in Blockschaltform für eine Treiberstufe
BDS zur Basisansteuerung eines Hochleistungsschalttransistors T1. Fig. 6 zeigt im
Detail die Erfindung, wobei für die Erfindung untergeordnete Blöcke nicht im Detail
dargestellt oder weggelassen sind.
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Mittels der in Fig. 5 und Fig. 6 dargestellten Treiberstufe BDS kann
ein Hochleistungsschalttransistor T1 im Block 11 mit z.B. Basisströmen bis zu Plus/Minus
50 Ampere direkt gesteuert werden. Der positive Basisstrom ist eine Funktion des
Kollektorstromes in diesem Hochleistungsschalttransistor T1 und dessen typenspezifischen
Parametern. Mittels der Treiberstufe BDS genl. Blockschaltbild Fig. 5 kann der pu'.'
tive
Basisstrom automdtisch geregelt, die Speicherzeit ts und Fallzeit tf des verwendeten
Hochleistungsschalttransistors T1 durch dessen Betrieb im Übergangsbereich zwischen
Verstärker- und Schalterbetrieb verkürzt, die für den Betrieb maßgebenden Parameter
überwacht, verarbeitet, die erforderliche Antwortfunktion ermittelt und diese sofort
eingegeben werden. Mittels eines in der Treiberstufe BDS vorgesehenen Logikprozessors
4 kann der Ausschaltvorgang im Hochleistungsschalttransistor T1 optimiert werden,
indem der positive Basisstrom unterbrocheng der Betriebspunkt auf der Arbeitskennlinie
automatisch Uberwacht, der negative Basisstrom im optimalen Punkt der Arbeitskennlinie
eingeschaltet, die Signallaufzeit zwischen Basis des Hochleistungsschalttransistors
T1 und Steuerungeingang der Treiberstufe BDS (Steuergröße St am Eingang eines Impedanzwandlers
2) minimiert und eine Strombegrenzung ohne zusätzliche Bauelemente vorgenommen werden.
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Mittels des Hochleistungsschalttransistors T1 im Laststromkreis PS
welcher einer Verbraucher vor- oder nachgeschaltet ist, kann der Arbeitsstrom für
einen zugeordneten Verbraucher, ein- und ausgeschaltet werden. Mittels der erfindungsgemäßen
Treiberstufe BDS kann unter Ausnützung sämtlicher äußerer Beschaltungsmöglichkeiten
der Umschalt- und Durchschaltverlust im Schalttransistor T1 minimiert werden. Im
Laststromkreis PS, welcher in Fig. 5 und Fig, 6 durch die fett ausgezogenen Linien
dargestellt ist, ist in Serie zur Koilektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors
T1 eine Einschaltstromverzögerung 10 angeordnet. Eine verzögerte Beaufschlagung
des Schalttransistors T1 mit Laststrom ist physikalisch-technologisch begründet
durch die Aktivierungszeit in der Basiszone dieses Schalttransis-tors. Diese bauteilspezifische
Einschaltdauer und damit der Durchschaltverlust werden durch die Beaufschlagung
des Schalttransistors T1 mit Laststrom erhöht. Die Einschaltstromverzöyerung 10
besteht aus einer Sättigungsinduktivität L (Fig. 6) und
einer zu
dieser parallel geschalteten Diode D1 (Fig. 6).
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Die Sättigungsinduktivität L ist im Laststromkreis PS angeordnet.
Wird eine Sättigungsinduktivität L verwendet, so bewirkt die anfängliche Induktivität
bis zum Erreichen der Sättigungsinduktion in der kritischen Einschaltphase des Schalttransistors
T1 die Vortäuschung eines Längswiderstande wodurch der Laststrom reduziert wird.
Bei Erreichen der Sättigungsinduktion hat die Sättigungsinduktivität L keinen Einfluß
auf den fließenden Laststrom. Bei Unterbrechung des Laststroms, d.h. beim Ausschalten
des Schalttransistors T1, entsteht durch die Umwandlung der magnetischen Energie
in der Sättigungsinduktivität L in elektrische Energie eine unerwünschte Spannungspsitze.
Diese Spannungsspitze addiert sich zu der Betriebsspannung im Laststromkreis PS,
wodurch die entstehende Oberspannung bei Oberschreiten der Grenzdaten des. verwendeten
Schalttransistors T1 diesen zerstören kann. Durch das Parallelschalten der Diode
D1 in Sperrichtung zum Laststrom erfolgt ein verzögerter Abbau der magnetischen
Energie der Sättigungsinduktivität L und somit ein vernachlässigbarer Spannungsanstieg
am Kollektor des Schalttransistors T1. Durch die Einschaltstromverzögerung 10 kann
in vorteilhafter Weise die Einschaltzeit des verwendeten Schalttransistors T1 verkürzt
und der Einschaltverlust und somit die Wärmeentwicklung verringert werden. Daneben
besteht die Möglichkeit der Verwendung des Schalttransistors T1 für höhere Schaltfrequenzen.
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Zur Erzeugung der Steuerenergie für die Treiberstufe BDS ist eine
Hilfsspannungsversorgung 1 vorgesehen. Die Energieübertragung erfolgt mittels schneller
Konverter, deren Sekundärseite in Fig. 6 dagestellt ist. Dadurch kann die Ladekapazität
der verwendeten Gleichrichterschaltung verkleinert und die Koppelkapazität zwischen
Treiberstufe BDS und der Primärseite des Übertragers minimiert werden. Mittels der
Hilfsspannungsversorgung 1 kann Uber die dem Obertrager nachgeschaltete Gleichrichterschaltung
eine positive und
negative Hilfsspannung mit gemeinsamen Bezugspotential
(Mittelzapfung auf der Sekundärseite des Übertragers) erzeugt werden. Durch die
Auswahl der Kenndaten des verwendeten Übertragers kann die positive und negative
Hilfsspannung auf einen optimalen Spannungswert eingestellt werden.
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Die positive Hilfsspannung wird einem Schalter "positiver Basisstrom"
5, die negative Hilfsspannung einem Schalter negativer Basisstrom" 6 und das Bezugspotential
einem gemeinsamen Verbindungspunkt VP1 im Laststromkreis zugeführt.
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Die beiden Schalter 5 und 6 bestehen aus je einer durch separate Ein-
und Ausschaltimpulse vom Logikprozessor 4 selbsthaltende Schaltstufe sowie je einem
Leistungsschalter in Power-MOS-Technologie. Das Gate des MOS-Fets (Fig. 6, FT 5)
wird niederohmig angesteuert, wodurch die Schalter 5 und 6 vor Fehleinschaltungen
bei hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten in der Treiberstufe BDS geschützt werden.
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Bei einer realisierten Ausführung der Treiberstufe BDS weisen die
Schalter 5 und 6 trotz hoher Impulsströme bis zu 16 A pro Power-MOS- FET ku-7e Schaltzeiten
von ca. 200 ns auf.
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Durch einfache externe aral lelschaltung eines oder mehrerer Power-MOS-FET
besteht die Möglichkeit des Schaltens noch höherer Impulsströme. Die hohe Stromverstärkung
der verwendeten Power-MOS-FETs FT 5 bedingen eine kleine Ansteuerleistung. Die Zuordnung
der entsprechenden Ein- und Ausschaltimpulse für die Schalter 5 und 6 erfolgt durch
den Logikprozessor 4.
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Wie in Fig. 5 dargestellt, ist zwischen dem Schalter "positiver Basisstrom"
5 und einem Stromregler 9 eine Strombegrenzung 8 für den positiven Basisstrom des
Schalttransistors T1 zugeordnet. Diese Strombegrenzung 8 kann beispielsweise für
eine Treiberstufe BDS kleiner Leistung durch einen externen, induktionsarmen Widerstand,
für Treiberstufen mittlerer und hoher Leistung durch einen pulsbreiten-modulierten
Schaltregler realisiert werden. Durch die Verwendung eines pulsbreiten
-modulierten
Schaltreglers kann eine unerwünschte Wärmeentwicklung in der Strombegrenzung 8 vermieden
werden.
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Am Steuereingang der Treiberstufe BDS liegt ein Steuersignal St, z.B.
ein Schaltstrom, von ca. 1 Milliampere an. Der Steuereingang der Treiberstufe BDS
ist entweder potentialfrei über einen Transformator bzw. einen Optokoppler oder
ohne Potentialtrennung über eine schaltbare Konstantstromquelle ansteuerbar. Der
Impedanzwandler 2 verarbeitet in einer realisierten Ausführungsform Pegelsprünge
am Emitter des Schalttransistors T1 von 600 Volt in 200 ns ohne Funktionsstörung.
Das Steuersignal St kann mittels eines Pulsbreiten-Modulators abgeleitet werden.
Im Impedanzwandler 2 wird das Steuersignal unabhängig vom Pegel am Emitter des Schalttransistors
T1 von einer Stromgröße in eine Spannungsgröße umgesetzt. Zwischen Laststromkreis
PS und Steuerstromkreis bzw. Treiberstufe BDS besteht ein gemeinsamer Massebezugspunkt
VP1.
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Das Ausgangssignal des Impedanzwandlers 2, z. B. die Strom-Spannungsumsetzung
I/U bei Ansteuerung mittels schaltbarer Konstantstromquelle wird einer Impulsformerstufe
3 zugeführt. In der Impulsformerstufe 3 werden die Anstiegs- und Abfallflanken der
Steuerspannung differenziert und Impulse kurzer Zeitdauer abgeleitet. Zur Unterdrückung
von Oberlappungszeiten verschiedner Steuersignale erfolgt in der Impulsformerstufe
3 eine Verzögerung. Die Impulsformerstufe ist mittels Verstärkern in MOS-Technologie
ausgeführt.
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Der Logikprozessor 4 verknüpft die Schaltbefehle am Ausgang der Impulsformerstufe
3 und überprüft deren Zulässigkeit.
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Die logische Verknüpfung wird in Abhängigkeit der ausgewerteten Betriebszustände
des Schalttransistors T1 vorgenommen.
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Der Logikprozessor 4 ordnet die Einschalt- und Ausschaltbefehle für
die Schalter 5 und 6 zu.
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Der Stromregler 9 bietet der Basiszone des Schalttransisvors T1 nur
so viele Ladungsträger an; wie effektiv zum L.durlgs-~ transport benötigt-werden.
Der Stromregler 9 ist mit dem Schalter 5 bzw. 6, dem Kollektor des Schalttransistors
und einer Entsättigungsüberwachung 12 verbunden. Komponenten des Stromreglers 9
sind ein Leistungstransistor T2 (Fig.
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6) und eine Diode D2 (Fig. 6). Der Leistungstransistor T2 kann vom
gleichen Leitfähigkeitstyp wie der verwendete Schalttransistor T1 sein. Der Emitter
des Leistungstransistors T2 ist mit der Basis des Schalttransistors T 1 verbunden.
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Die Basis des Leistungstransistors T2 ist einerseits über einen Widerstand
R3 (Schalter 6) an einem Spannungsversogungsanschluß für die negative Hilfsspannung,
andererseits an die Kathode der Diode D2 angelegt. Der Kollektor des teistungstransistors
T2 ist mit einem Widerstand R1 dos Stromreglers 9 verbunden. Dieser Widerstand R1
ist einer seits an den Drain eines MOS-FETs FT5 im Schalter 5 andererseits an einem
Kondens-ator C einer Einschalt-Impuls-Obersteuerung 7 angeschlossen. Die Anode der
Diode D2 ist mit dem Kollektor des ScL lttransistors T1 verbunden. Mittels der schnellen
Diode D2 kann der dem Leistungstransistor T2 angeboten Basisstrom verzweigt, der
zum Betrieb des Schalttransistors T1 im Bereich der Kennlinie zwischen Varstärkerbetrieb,
Schalterbetrieb sowie der Quasi-Sättigur: erforderliche Basisstrom des Leistungstransistors
T2 bereitgestellt und der Restbasisstrom zum Kollektor des Schalttransistors T1
abgeleitet werden. Mittels des Stromreglerâ 9 können die Einflüsse typenspezifischer
Parameter infolge Exemplarstreuungen des Schalttransistors T1 kompensiertg die Speicherzeit
in diesem Schalttransistor T1 verkürzt und dessen Abschaltung beschleunigt werden.
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Die Einschalt-Impuls-übersteuerung 7 ist parallel zu den Blöcken,
d.h. Strombegrenzer 8 und Stromregler 9, geschaltet.
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Die Einschalt-Impuls-übersteuerung 7 besteht aus einem oder mehreren
er Impulskondensatoren Ci. Mittels- der- Einschalt-stromverzögerung 10 kann das
Einsetzen des Kollektorstromflusses
im Schalttransistor T 1 verzögert
werden. Mittels der Einschalt-Impuls-übersteuerung 7 kann eine zusätzliche Differenzierung
der Einschaltflanke und somit ein Oberschwemmen der Basiszone des Schalttransistors
T1 mit Ladungsträgern während der kritischen Einschaltphase durchgeführt werden.
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Während der Einschaltphase ähnelt das Auffüllen der Basiszone dem
zeitlichen Verlauf einer Ladekurve für einen Kondensator. Durch das Einsetzen des
Kollektorstromflusses im Schalttransistor T1 erfolgt das Auffüllen der Basiszone
noch langsamer. Ohne Elnschalt-Impuls-Obersteuerung 7 bzw.
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Einschaltstromverzögerung 10 würde der Spannungsverlauf am Kollektor
des Schalttransistor T1 der Entladekurve der Spannung an einem Kondensator gleichen,
während bei einem idealen Schalttransistor ein Sprung von der Betriebsspannung auf
die Kollektor-Emitter-Sattigungsspannung des verwendeten Schalttransistors auftreten
müßte. Die Einschaltverluste, welche sich aus dem Produkt der Integrale des Spannungsverlaufes
und des Stromverlaufes am Schalttransistor zusammensetzen, setzen den maximal möglichen
Laststrom durch den Schalttransistor T1 herab. Diese elektrische Leistung wird in
Wärmeenergie umgesetzt und diese begrenzt die Schaltfrequenz des Schalttransistors
T1 erheblich, obwohl dessen Transitfrequenz wesentlich höher liegt.
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Tritt ein Kurzschluß im Laststromkreis PS auf, so führt dieser zu
keiner Gefährdung des Schalttransistors T1, da der einsetzende Stromfluß erst nach
Beendigung der kritischen Phase, d.h. Erkennen des Kurzschlusses, erfolgt. Das erforderliche,
sofortige Ausschalten im Laststromkreis PS ist keine Gefährdung des Schalttransistors
T1.
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Ungleiche Ladungsverteilungen innerhalb der Basiszone des Schalttransistors
T1 verursachen unterschiedliche, elektrische Felddichten innerhalb des Halbleiterkristalles.
Die Folge örtlich zu hoher Feldstärkedichten innerhalb der Basiszone sind Durchbrüche
nd Zerstörungen des Schalttransistors
Tl. Mittels der Entsättigun(3stiberwachung
12, einem Komparator, wird während der Durchschaltephase des Schalttransistors T1
der Momentanwert der Kollektor-Emitter-Sattigungsspannung mit einer Referenz verglichen.
Beim Übersteigen eines vorgebbaren Maximalwertes infolge eines nicht mehr ausreichenden
Basisstromes für den Schalttransistor T1 erfolgt durch den Logikprozessor 4 die
Abgabe der erforderlichen Ausschaltbefehle. Bei Sperrung des positiven Basisstromes
für den Schalttransistor T1 erfolgt ein Ansteigen der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
als Folge des -gels an Ladungsträgern in der Basiszone des Schalttransistors T1.
Bei Anstieg der Kollektor-Emitter-Sättfgungsspannung ist der Schalttransistor T1
auf der Arbeitskennlinie aus dem Schalterbetrieb in den Verstarkerbetrieb gelangt.
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Der negative Basisstrom über den Schalter 6 zum raschen Ausräumen,der
Basiszone muß ohne Verzögerung erfolgen. Bei einer steuersignalbedingten Abschaltung
der Treiberstufe BDS ist eine Verzögerung des Beginns des negativen Basisstromes
erforderlich.
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Weiterhin ist in der ii Fig. 5 dargestellten Treiberstufe BDS ein
Unterspannungswächter 13 vorgesehen. Während des Einschaltvorganges der Hilfsspannungsversorgung
1 und dem damit verbundenen Aufbau der positiven und negativen Hilfsspannung muß
der Schalttransistor T1 zur Vermeidung unzulässiger Betriebszustände gesperrt bleiben.
Tritt während des Betriebs des Schalttransistors T1 eine Störung in der Hilfsspannungsyersorgunq
1 auf, so kann-mittels des Unterspannungswächters 13 und des Logikprozessors 4 der
Schalttransistor T1 gesperrt werden.
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Mittels der vorstehend beschriebenen Treiberstufe BDS kann ein Hochlelstungschalttransistor
T1 wahlweise mit positivem und negativem Basisstrom von bis. zu 50 Ampere und gegebenenfalls
meh-r bei einen- realisierten Ausführungsbeispiel angesteuert werden. Durch geeignete,
hardwaremäßige äußere
Beschaltung des Logikprozessors 4 kann eine
einfache Anpassung der Treiberstufe an unterschiedliche Anwendungsfälle vorgenommen
werden. Beim übergang zwischen positivem und negativem Basisstrom tritt ein Zeitraum
mit einem Basisstromwert gleich Null auf. Unzulässige Betriebszustände im Schalttransistor
T1 sind mittels der EntsättigungsUberwachung 12 überwachbar.
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Aus dem Vorbeschriebenen geht hervor, daß mit einer Schaltungsanordnung
gem. vorbeschriebenem Stand der Technik das Einschalten des negativen Basisstromes
mittels eines bipola ren Transistors oder schnellen Thyristors den Nachteil erheblicher
Verzögerungszeiten und daraus resultierender langer Totzeiten td aufweist. Diese
Totzeit während des kritischen Überganges aus dem Verstärkerbetrieb in den Sperrbetrieb
eines Schalttransistors gein. T1 ist besonders storen, weil sonst eine unerwünschte
Verlängerung der Fallzeit tf stattfindet.
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Außerdem hat die vorbekannte Schaltungsanordnung den Nachteil, daß
zum Zeitpunkt größter, gespeicherter Ladungsmenge und somit größtem, erforderlichem
Strom aus der Basis des Hochleistungstransistors T1 das bereits beschriebene, ungünstige
Einschaltverhalten bipolarer Transistoren unter Last vorliegt.
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Im Gegensatz dazu bietet der Einsatz der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
bzw. des Schalters S2 den Vorteil der Verkürzung der Totzeit td zwischen anliegendem
Befehl und Durchschalten des negativen Basisstromes bei gleichzeitigem Vorteil geringer
Ansteuerleistung des Schalters S2 mit daraus resultierender Verkürzung der Ausräumzeit
des Hochleistungsschalttransistors T1 auf Grund des günstigeren Durchschal tverhal
tens unter Last des Schalters S2 (Power-Mos).
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Durch die automatische Erfassung aller gefährlichen Betriebszustände
für den Hochieistungstransistor T1 und durch die Erzeugung entsprechender Schaltbefehle
mittels der Treiberstufe BDS-wird das Ziel, dein Anwender ein fertiges System zum
problemlosen und sicheren Handhaben von Hochleistungsschalttransistoren anzubieten,
erzielt.
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Darüber hinaus kann in Fällen, in denen eine Unterdrückung von schnellen
Nadel impulsen und hohen Spannungsanstiegsgeschwindigkeiten an den Endell der Sättigungsdrossel
L, z.
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B. zwingend erforderlich ist, die Einschalt-Stromverzögerung 10 mit
einer Diode D1 und einer zusätzlichen Parallel schaltung einer schnellen Diode (D1,)
sowie einem induktionsarmen Widerstand Rg ausgestattet sein. Die Kombination einer
solchen Einschalt-Stromverzögerung 10 mit einer Einschalt-Impuis-übers.teuerung
7 bietet eine sichere Maßnahme, den Schalttransistor T1 im Falle eines auftretenden
Kurzschlusses im Laststromkreis PS zu schützen.
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