DE69325569T2

DE69325569T2 - Shuntregler für eine Stromversorgung

Info

Publication number: DE69325569T2
Application number: DE69325569T
Authority: DE
Inventors: Christophe Delepaut
Original assignee: Alcatel SA
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1993-03-04
Filing date: 1993-03-04
Publication date: 1999-12-16
Anticipated expiration: 2013-03-05
Also published as: JPH06348351A; EP0614136A1; ES2133336T3; DE69325569D1; CA2116890A1; JP3502145B2; US5444358A; EP0614136B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Nebenschlußregler für eine Stromversorgung wie er im Oberbegriff des Anspruchs 1 beschrieben ist.
Solch ein Nebenschlußregler für eine Stromversorgung ist bereits aus dem Stand der Technik bekannt, wie z. B. aus dem Artikel "Design and development of a sequential switching shunt regulator" von I. R. White, Proc. des 3. ESTEC Spacecraft Power Conditioning Seminar, Noordwijk (NL), 21.-23. September 1977; Seiten 133-136. Dieser Regler wird zum Steuern der von einer Stromversorgung an einen Verbraucher zugeführten Leistung verwendet, wobei die Stromversorgung aus Solarzellen besteht.
Ein Problem bei einem solchen Nebenschlußregler liegt darin, daß wenn der Nebenschlußschalter eingeschaltet wird, sich eine parasitäre Kapazität an der Stromversorgung wegen des so ausgebildeten Kurzschlusses schlagartig entlädt. Die durch die Entladung erzeugte Stromspitze kann den Nebenschlußschalter beschädigen und folglich die Zuverlässigkeit des Systems vermindern. Dies ist um so besorgniserregender, wenn die Frequenz, mit der der Nebenschlußschalter ein- und ausgeschaltet wird, relativ groß ist, und wenn der Regler in Raumfahrzeugen verwendet wird, die eine hohe Zuverlässigkeit erfordern.
Der bekannte Regler begrenzt daher diesen Entladestrom durch eine Strombegrenzereinrichtung, die insbesondere eine in Fig. 7 des genannten Artikels gezeigten Kondensator C1 aufweist.
Dieser Kondensator erhöht künstlich die Miller Kapazität des Nebenschlußschalters, der durch T2 und T3 ausgebildet ist, und verlangsamt dadurch das Ansprechverhalten des Reglers, so daß der Strom durch den Sehalter auf einen Wert begrenzt wird, der von der parasitären Kapazität an der Stromversorgung abhängt, und der von ihr gelieferte Leistung.
Da die zugeführte Leistung und der Wert der parasitären Kapazität nicht-linear und Zeit- und temperaturabhängig sind, muß der bekannte Regler den Strom auf einen Wert begrenzen, der wesentlich geringer als der maximale Strom ist, wie er durch die bestimmte Anwendung unter Einbeziehung der obigen Abwandlungen vorgegeben wird. Hierdurch steht ein geringer Strom zur Entladung der parasitären Kapazität zur Verfügung, was zu einer langsamen Entladung und folglich auch zu einer großen Leistungsdissipation im Nebenschlußschalter führt. Die größere Dissipation (Engergieumwandlung in Wärme) vermindert die Zuverlässigkeit des Reglers.
Darüber hinaus müßte der Aufbau des Reglers für jede Anwendung neu gestaltet werden, die durch andere Parameter, wie z. B. einer anderen parasitären Kapazität gekennzeichnet ist. Ein weiterer Nachteil dieses bekannten Reglers ist, daß der Nebenschlußschalter aus bipolaren Transistoren ausgebildet ist, die wegen ihrer relativ hohen Sättigungsspannung beim Einschalten relativ viel Energie in Wärme umwandeln und so die Ausgestaltung schwieriger machen und die Dimension des Reglers vergrößern.
Ein Nebenschlußregler der oben genannten Art, aber der den Strom auf einen von den Eigenschaften der Stromversorgung unabhängigen Wert begrenzt und der weniger Energie in Wärme wandelt, wenn der Nebenschlußschalter eingeschaltet wird, ist bereits aus dem Stand der Technik, wie z. B. aus der europäischen Patentanmeldung EP-A-0493185 bekannt. Hierin wird ein ähnlicher Nebenschlußregler für eine Stromversorgung beschrieben, wobei der Nebenschlußschalter ein Feldeffekttran sistor ist und wobei die Strombegrenzungseinrichtung eine negative Rückkopplungsschleife umfaßt, die zwischen einem Stromabtastwiderstand, der einen Teil der, Reihenschaltung bildet, und der Steuerelektrode zum Regeln des analogen Steuersignals in einer solchen Weise geschaltet ist, daß der Spannungsabfall über dem Stromabtastwiderstand geringer als ein maximaler Spannungsabfall ist und wobei die induktiven Einrichtungen an die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors angeschlossen sind.
Durch Vorsehen einer Strombegrenzungseinrichtung in der Form einer aktiven Rückkopplungssteuerungsschleife der oben genannten Art kann einfach sichergestellt werden, daß der Strom auf einen von den Leistungszuführeigenschaften unabhängigen Wert begrenzt wird. In der Tat wird die Stromentladespitze klar auf einen bestimmten Wert begrenzt, der nur vom Widerstandswert des Stromabtastwiderstandes abhängt und die Übertragungsfunktion des analogen Steuersignals wird durch die Begrenzungseinrichtung verwirklicht.
Die Verwendung einer solchen aktiven Rückkopplungssteuerungsschleife beim vorliegenden Regler ist außerdem nicht trivial, wie es nachfolgend erläutert wird.
In der Tat wird der Nebenschlußschalter, um die Energiedissipation des vorliegenden Reglers zur verbessern, wenn der Nebenschlußschalter eingeschaltet wird, als Feldeffekttransistor FET mit einer relativ geringen Sättigungsspannung ausgebildet.
Die Verwendung eines FET hat jedoch, trotz dieses beträchtlichen Vorteiles, den Nachteil, daß der FET eine relativ große Kapazität zwischen der Drain und der Source aufweist, wodurch die Instabilität des Systems, von dem der Regler einen Teil darstellt, erhöht wird. Es kann in der Tat verifiziert werden, daß die Kopplung zwischen einer unvermeidlichen Induktivität der Leistungszuführungsleitungen, die bei einer Solar zellenanordnung gewöhnlich als Kabelsatzinduktivität bezeichnet wird, und der parasitären Kapazität zwischen den Anschlüssen des Nebenschlußschalters instabil wird. Diese überlagernde Instabilität machen die aktive Rückkopplungssteuerschleife komplex.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Nebenschlußregler der oben angegebenen Art vorzusehen, der aber nicht die oben erläuterten Nachteile aufweist, die zu einer erhöhten Instabilität des Systems führen.
Die Aufgabe wird durch die Erkenntnis gelöst, daß die Instabilität durch Vorsehen einer geeigneten induktiven Rückkopplungseinrichtung beseitigt werden kann, z. B. durch eine zwischen beispielsweise der Source eines n-FET-Nebenschlußschalters und dem Masseanschluß gekoppelten Induktivität aufgrund ihrer Begrenzung der Stromänderung im Zweig durch Beeinflussen der Steuerspannung des FET, wie es oben beschrieben ist. Außerdem kann aufgrund dieser Stabilisierung die Übertragungsfunktion der Strombegrenzungseinrichtung von optimaler Art und Weise sein, wie es unten genauer erläutert wird.
Ein die folgende Erfindung charakterisierendes Merkmal, daß die vorgenannte Stabilisierung sicherstellt, ist, daß die Induktivität der induktiven Einrichtung derart ausgebildet ist, daß die Pole der folgenden Funktion in der linken Halbebene sind:
wobei LD die Induktivität ist, G die Spannungs-Strom- Verstärkung des Nebenschlußschalters und PTC die parasitäre Kapazität zwischen der Drain und der Source des Feldeffekttransistors, LH die äquivalente Induktivität der die Stromversorgung mit dem Zweig verbindenden Stromzuführungsleitun gen und s die Laplace-Variable ist. Dies ist im Anspruch 1 beschrieben.
Ein weiterer Nachteil des bekannten Reglers, der zu einer unnötigen Zunahme der Leistungsdissipation führt, ist, daß der Strom durch den Nebenschlußschälter ein signifikantes Strombrummen aufweist. In der Tat steht aufgrund dieses Strombrummens weniger Strom effektiv zur Entladung der parasitären Kapazität an der Stromversorgung als der maximal mögliche Strom, der durch den Schalter fließen könnte, zur Verfügung. Dies bedeutet, so wie es bereits erläutert wurde, daß es länger dauert, die parasitäre Kapazität zu entladen und daß mehr Energie im Nebenschlußschalter dissipiert, als es notwendig ist.
Ein weiteres Kennzeichen eines Merkmals der folgenden Erfindung ist es, diese Nachteile zu überwinden, so daß die Strombegrenzungseinrichtung eine aktive negative Rückkopplungsstromsteuereinrichtung aufweist, die von einem Reglereingangssignal abhängt, das von dem Spannungsabfall eines Reglerausgabesignals (RO) gebildet wird, auf dem das analoge Steuersignal beruht, und daß die Transferfunktion des Reglereingangssignals zum Reglerausgangssignals der negativen Rückkopplungsstromsteuereinrichtung in einer Art und Weise bestimmt wird, daß der Spannungsabfall bemüht ist, im Wesentlichen auf den maximalen Spannungsabfall kritisch gedämpft zu sein.
Auf diese Art und Weise wird das oben genannte Strombrummen durch den Nebenschlußschalter vermieden. In der Tat wird bei einer solchen Übertragungsfunktion der Strom durch den Nebenschlußschalter seinen maximalen Wert in einer Art und Weise erreichen, daß der Unterschied zwischen diesem maximalen Strom und dem Strom während eines stationären Zustandes optimal zum Entladen der parasitären Kapazität an der Stromversorgung verwendet wird.
Es wird festgehalten, daß diese vorteilhafte Übertragungsfunktion auf einfache Art und Weise erreicht werden kann, weil die aktive negative Rückkopplungsschleife, wie sie oben beschrieben ist, verwendet wird und weil eine Stabilisierung mittels der induktiven Einrichtung erreicht wird. In der Tat könnte ohne die Letztgenannte der Betrieb einer Steuereinrichtung mit einer gleichen Übertragungsfunktion nicht das gewünschte Ansprechverhalten beim Spannungsabfall erlangen. Weitere kennzeichnende Merkmale der vorliegenden Erfindung sind, daß der Verbraucher und der den Strom abtastende Widerstand mit einem Masseanschluß verbunden sind und daß die Strombegrenzungseinrichtung eine Treibereinrichtung zum Erzeugen des analogen Steuersignals auf Grundlage des geregelten Ausgabesignales aufweist, wobei die Treibereinrichtung eine Reihenschaltung aus einer Verstärkereinrichtung und aus einer Kurzschlußschaltungseinrichtung besteht, die zwischen den ungeerdeten Anschlüssen des den Strom abtastenden Widerstandes und dem Verbraucher gekoppelt ist und das analoge Steuersignal erzeugt, wenn die Spannung an dem Verbindungspunkt des Verstärkers und der Kurzschlußschaltungseinrichtung auftritt, wobei das geregelte Ausgabesignal das Eingabesignal der Verstärkereinrichtung ist und daß die Stromsteuereinrichtung ferner umfaßt:
- ein Rückkopplungszweig umfassend die Reihenschaltung mit einer Stromzuführungseinrichtung und einer Stromsenkeneinrichtung (Drain) und die parallel zum Verbraucher gekoppelt ist, wobei das regelnde Ausgabesignal an dem Verbindungspunkt der Stromzuführungseinrichtung und der Stromsenkeneinrichtung erzeugt wird,
- einen Polarisationszweig, von dem sowohl die Stromzuführungseinrichtung und die Stromsenkeneinrichtung gesteuert werden und die parallel zu dem Treiberzweig gekoppelt ist,
- und das eine Zunahme des geregelten Eingabesignals zu einer Zunahme/Abnahme beim Strom führt, der durch die Stromsenkeneinrichtung/Stromzuführungseinrichtung fließt, und daß die Stromsteuereinrichtung auch einen dynamischen Kompensationszweig aufweist " der parallel zu dem Treiberzweig gekoppelt ist und die Reihenschaltung eine Widerstandseinrichtung und eine kapazitive Einrichtung aufweist, die an dem Verbindungspunkt des Rückkopplungszweiges gekoppelt ist, und daß die Verstärkereinrichtung ein Darlington-Paar mit daran angeschlossenen Lastwiderständen aufweist, das an eine Spannungsfolge gekoppelt ist, und daß die Kurzschlußschaltungseinrichtung aus einer Reihenschaltung mit zwei parallel geschalteten Transistoren und einem Rückkopplungswiderstand besteht.
In der oben beschriebenen Weise wird jeweils eine Treibereinrichtung und eine aktive Steuereinrichtung vorgesehen, die nur wenig Hardware benötigen, während sie einen wenig komplexen Aufbau und eine hohe Zuverlässigkeit bieten.
In der Tat stellt die Kurzschlußschaltungseinrichtung, die in der Treibereinrichtung enthalten ist, sicher, daß der Nebenschlußschalter vollständig geschlossen ist, wenn kein Eingabesignal an der Verstärkereinrichtung vorhanden ist und hierbei wird vermieden, daß der Nebenschlußschalter durch eine übertriebene Dissipation aufgrund kontinuierlichem linearen Verhalten beschädigt wird. Insbesondere ist die Kurzschlußschaltungseinrichtung derart ausgebildet, daß der Regler robuster bezüglich einer Schwellwertspannungsverminderung des FET aufgrund von Altern und Strahlung und bezüglich von Fehlern in der aktiven Steuereinrichtung ist, was der Grund ist, sie redundant durch Vorsehen zweier paralleler Transistoren auszubilden.
Ferner ist die aktive Steuereinrichtung in einer sehr einfachen Art und Weise durch Vorsehen zweier Zweige ausgebildet, d. h. einen Rückkopplungszweig und einen Polarisationszweig, die den grundlegenden Rückkopplungsbetrieb ausführen, wobei wenig Hardware notwendig ist, während die oben genannte gewünschte Übertragungsfunktion der aktiven Steuereinrichtung durch einen getrennten dritten Zweig bestimmt wird, der der dynamische Kompensationszweig ist. Dieser Zweig kann zum Vorsehen eines bestimmten Weges für den Netzstrom, der aus dem Verbindungspunkt der Stromzuführungseinrichtung der Stromsenkeneinrichtung fließt, einfach gestaltet werden, um die gewünschte Transferfunktion zu erhalten, da er die Spannung auf dem letzten Verbindungspunkt bestimmen wird, wobei diese Spannung das regulierende Ausgabesignal ist und folglich die Eingabe an das Darlington-Paar, das ihrerseits als Spannungsfolger gekoppelt ist, weil die Kurzschlußschaltungseinrichtung als Stromquelle betrieben wird, wenn der FET eingeschaltet ist.
Insbesondere kann erkannt werden, daß der Aufbau der aktiven Steuereinrichtung sehr einfach ist, da er nur aus dem Bestimmen eines Proportionalteils der gewünschten Übertragungsfunktion mittels der Widerstandseinrichtung und des dynamischen Teils mittels der kapazitiven Einrichtung besteht.
Eine weitere Eigenschaft der vorliegenden Erfindung ist, daß die kapazitive Einrichtung vier Kompensationskondensatoren umfaßt, die in zwei parallele Zweige geschaltet, sind, wobei ein jeder die Reihenschaltung von zwei der Kompensationskondensatoren umfaßt und die vier Kompensationskondensatoren äquivalent zu einem Kondensator mit einem Kapazitätswert sind, der gleich dem Kapazitätswert eines jeden der Kompensationskondensatoren ist.
Diese Eigenschaft erlaubt die Wahrscheinlichkeit zu vermindern, daß einer der zwei Beschädigungs-Fehler-Moden des Kompensationszweiges auftritt.
Die Reihenredundanz verhindert, daß die kapazitive Funktion aufgrund einer Kurzschlußschaltung verloren geht, die einen konstanten, linearen Betrieb des Nebenschlußschalters mit ei ner entsprechenden Überdissipation und einem wahrscheinlichen. Verlust des Nebenschlüßschalters ergeben würde.
Die parallele Redundanz vermeidet, daß die Antwort der Stromsteuereinrichtung zu einer nicht-optimalen Antwort entartet, weil der Betrieb des Kompensationszweiges vollständig verloren geht. Folglich kann klarer Weise die gewünschte Antwort des Spannungsabfalles über den den Strom abtastenden Widerstand nicht länger erhalten werden, woraus sich ein großer maximaler Strom im Nebenschlußschalter aufgrund einer Stromüberregelung ergibt. Das letzte Problem ist insbesondere bei Anwendungen kritisch, die eine hohe Zuverlässigkeit verlangen, wo ein redundanter Nebenschlußschalter mit einem entsprechenden doppelten Regler in Reihe mit dem zuerst genannten Nebenschlußschalter eingesetzt wird. In diesem Fall wird, wenn der zuerst genannte Nebenschlußschalter beim Kurzschluß ausfällt die Stromversorgung nicht verloren, da der redundante Nebenschlußschalter diese übernehmen kann. Die oben genannte parallele Redundanz der Kompensationskondensatoren verhinder t die Wahrscheinlichkeit, daß der Regler des zuerst genannten Nebenschlußschalters ohne geeignete Strombegrenzung in einer Art und Weise arbeitet, daß beide Nebenschlußschalter aufgrund übermäßiger Stromspitzen verloren werden. Die parallele Redundanz macht die kapazitive Einrichtung kompatibel zu der Reihenredundanz der Nebenschlußschalter.
Noch ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, daß die Stromsteuereinrichtung von einem binären Steuersignal in einer Art und Weise gesteuert wird, daß die Stromsteuereinrichtung in Abhängigkeit vom tatsächlichen Wert des binären Steuersignals eingeschaltet/ausgeschaltet wird, wobei das Steuersignal aus einem Zustand für eine offene Schaltung/geschlossene Schaltung besteht, das an einen ersten Anschluß eines Steuerwiderstandes angelegt wird, dessen zweiter Anschluß mit dem Rückkopplungszweig an einem Punkt zwischen dem nicht geerdeten Anschluß des Verbrauchers und der Stromzuführungseinrichtung verbunden ist, und daß die Stromversor gung eine von mehreren ähnlichen Solarzellenabschnitten ist, wobei ein Abschnitt in Abhängigkeit von dem binären Steuersignal kurzgeschlossen werden kann, um die Zuführung und den Bedarf von Strom in einem Raumfahrzeug in Übereinstimmung zu bringen.
Die oben genannten und andere Aufgaben und Merkmale der Erfindung kommen stärker zum Vorschein und die Erfindung selbst wird am besten anhand der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispieles in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verstanden, worin:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm einer Stromversorgungseinheit PSU zeigt, bei der ein Nebenschlußregler für eine Stromversorgung PSSR gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird,
Fig. 2 schematisch ein Ersatzschaltbild der Stromversorgungseinheit PSU beim Einschalten und einen Nebenschlußschalter FET zeigt, der im Regler PSSR vorhanden ist, und
Fig. 3 stellt ein genaues elektrisches Diagramm des Reglers PSSR aus Fig. 1 dar.
Die in Fig. 1 gezeigte Stromversorgungseinheit PSU (power supply unit) kann z. B. in einem Raumfahrzeug verwendet werden, dessen elektrische Schaltungen einen elektrischen Verbraucher EL (electrical load) darstellt, die mittels Solarzellenabschnitten, wie z. B. dem Abschnitt SA betrieben werden. Da sowohl die von SA gelieferte Leistung als auch die von EL benötigte Leistung von Zeit zu Zeit schwanken, müssen Einrichtungen vorgesehen werden, die die Versorgung und den Bedarf in Übereinstimmung bringen. Wie aus dem Stand der Technik gut bekannt ist, z. B. aus dem Artikel "Regulateur modulaire a grande puissance", Proc. of the 3d ESTEC Spacecraft power conditioning seminar, Noordwijk (NL), pp. 113-122, by A. Poncin et al. oder aus dem Artikel "The sequential swit ching shunt regulator S'R", ibid., by O'Sullivan et al., pp. 123-131, kann dies durch selektives Kurzschließen einer Anzahl von Solarzellenabschnitten, wie z. B. dem Abschnitt SA, erfolgen, so daß nur die von den übrigen Abschnitten gelieferte Leistung mittels eines Leistungsbusses PB zusammengefaßt und an den Verbraucher EL geliefert wird. Dieses selektive Kurzschließen kann von einem Nebenschlußregler für eine Stromversorgung PSSR (power supply shunt regulator) ausgeführt werden, der mittels einer Steuereingabe CTRL zum entweder Ein- oder Ausschalten eines als Feldeffekttransistor FET ausgebildeten Nebenschlußschalters gesteuert wird, um so entweder zu verhindern oder zu erlauben, daß die Leistung des Abschnittes SA an den Verbraucher EL geliefert wird. Die Ableitung von CTRL ist aus den oben genannten Artikeln bekannt und wird daher hier nicht beschrieben. In der gesamten nachfolgenden Beschreibung wird angenommen, daß diese Ableitung gemäß der S³R -Technik ausgeführt wird, die aus dem letztgenannten Artikel bekannt ist. Es ist nur festzustellen, daß einer der Solarzellenabschnitte sich in einem Schaltmodus befindet, wobei er kontinuierlich ein- und ausgeschaltet wird, um den exakt gewünschten Betrag an Energie an den Verbraucher EL zu liefern und folglich muß der Nebenschlußregler für eine Stromversorgung wegen dieser möglichen hohen Schaltfolge sorgfältig gestaltet sein.
Unter Berücksichtigung des oben Erläuterten wird nachfolgend Fig. 1 genau beschrieben.
Der Solarzellenabschnitt SA kann als parallel zu einem parasitären Abschnittskondensator PSC (parasitic section capacitor) geschaltete Stromquelle CS betrachtet werden und ist zwischen einem symbolisch dargestellten Masseanschluß und einer Stromzuführungsleitung PSL angeschlossen, die als Äquivalent-Schaltelement durch eine sogenannte "Kabelinduktivität" LH dargestellt wird. Diese Leistungszuführungsleitung PSL wird selbst mit einem Verbindungspunkt JP verbunden, an dem gleichnamige Anschlüsse eines Leistungsbusses PB mittels Dioden BD1 und BD 2 gekoppelt sind. Der Leistungsbus PB besitzt ein Äquivalenz-Bus-Kapazität BC, die parallel zum elektrischen Verbraucher EL angeordnet ist und dÄe wie der Verbraucher EL zwischen den Anschluß. PB und den Masseanschluß geschaltet ist
Es wird festgehalten, daß BC eine integrierende Eigenschaft derart aufweist, daß mit einem Solarzellenabschnitt im Schaltmodus sichergestellt werden kann, daß die an den elektrischen Verbraucher EL zugeführte Leistung mit der Summe der von einer Anzahl von Solarzellenabschnitten zugeführten Leistung übereinstimmt, selbst wenn diese Summe nicht exakt gleich zu der geforderten Leistung ist.
Schließlich ist der Nebenschlußregler für eine Stromversorgung PSSR auch zwischen dem Verbindungspunkt JP und dem Masseanschluß angeschlossen und dem Regler wird die Steuereingabe CTRL zugeführt.
Der Nebenschlußregler für eine Stromversorgung PSSR besteht im Detail aus einem Zweig, der parallel zum Verbraucher EL und zum Solarzellenabschnitt SA ist und umfaßt zwischen JP und dem Masseanschluß eine Reihenschaltung aus einem Nebenschlußschalter, der bei obigem Ausführungsbeispiel als n- Kanal-Feldeffekttransistor FET ausgebildet ist, einer Rückkopplungsinduktivität LD und einem Widerstand zum Abtasten des Stromes CSR. Der Nebenschlußschalter FET bestimmt die Impedanz, den geschlossenen oder offenen Zustand des vorgenannten Zweiges, und wird daher von einem analogen Steuersignal ACTRL gesteuert, das von dem Steuersignal CTRL mittels der Schaltungen COMP, FCC und DM abgeleitet wird, wie es nachfolgend beschrieben wird. Die letzten drei Schaltungen sind mit dem Anschluß PB verbunden und empfangen somit eine stabile Spannungsversorgung vom Leistungsbus. Es ist festzuhalten, daß CTRL mit COMP über einen Hysteresewiderstand RH gekoppelt ist.
Eine symbolisch dargestellte Komparatorschaltung COMP vergleicht das von RH gelieferte Signal in Erwiderung auf das Steuersignal CTRL und einem Referenzsignal REF, das dem Solarzellenabschnitt SA entspricht, wodurch das binäre Steuersignal BCTRL abgeleitet wird, das um einen gleichnamigen Eingabeanschluß der aktiven negativen Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC angelegt wird. Das Signal BCTRL weist zwei Zustände auf: einen ersten Zustand, bei dem die Stromsteuereinrichtung FCC an ihrem Eingabeanschluß BCTRL einen Kurzschluß erkennt, und einen zweiten Zustand, bei dem die Stromsteuereinrichtung FCC eine offene Schaltung erkennt. Die aktive negative Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC, die vom binären Ausgabesignal BCTRL des Komparators COMP ein- bzw. ausgeschaltet wird, wird ferner mit einem regelnden Eingabesignal RI an einem gleichnamigen Anschluß versorgt, das den Spannungsabfall am Widerstand zum Detektieren des Stromes CSR bezüglich des Masseanschlusses darstellt. Wenn FCC eingeschaltet ist, leitet sie aus LI ein regelndes Ausgabesignal RO ab, das an einen gleichnamigen Anschluß angelegt wird, der mit einer Treibereinrichtung DM verbunden ist und durch die an diesem Anschluß RO anliegende Spannung gegenüber Masse dargestellt wird. DM ist mit dem Masseanschluß über den stromabtastenden Widerstand CSR verbunden, d. h. mit RI. Die Treibereinrichtung DM leitet schließlich das analoge Steuersignal ACTRL aus dem regelnden Eingabesignal R0 ab.
Die oben genannten Elemente LD, CSR, FCC und DM bilden eine Strombegrenzungseinrichtung CLM, die eine aktive negative Rückkopplungsschleife darstellt und zusammen mit der Komparatoreinrichtung COMP und mit dem Nebenschlußschalter FET den Stromzuführungsnebenschlußregler PSSR bildet. Der Betrieb der Stromzuführungseinheit PSU wird ferner genauer mit Bezug zu den folgenden Figuren beschrieben.
Fig. 2 zeigt schematisch ein Ersatzschaltbild der Stromversorgungseinheit PSU mit dem FET, der im Regler PSSR enthalten ist, während des Einschaltens. Diese Darstellung umfaßt die Reihenverbindung der Kabelinduktivität LH, ein vereinfachtes FET-Model, das aus einer Parallelschaltung einer spannungsgesteuerten Stromquelle G mit einer Steuerspannung ACTRL bestehende vereinfachte FET-Modell, und der parasitären Transistorkapazität PTC, und der Rückkopplungsinduktivität LD. Die jeweiligen Induktivitäts-, Kapazitäts- und Verstärkungswerte werden nachfolgend mit gleichnamigen Bezugszeichen benannt. Es wird festgehalten, daß die anderen mit dem FET verbundenen parasitären Kondensatoren weder in Fig. 2 dargestellt sind, noch bei der folgenden Erläuterung betrachtet werden, da sich der Einfluß dieser Kondensatoren auf die Übertragungsfunktion, die unten abgeleitet wird, sowohl bei Simulationen als auch im Experiment als vernachlässigbar erwiesen hat.
Es kann einfach verifiziert werden, daß die Übertragungsfunktion H (s) von ACTRL auf den Strom durch den FET im Laplace- Bereich folgendermaßen ausgedrückt werden kann:
Würde LD gleich Null gesetzt werden, würde obige Übertragungsfunktion klar ergeben, daß die Übertragungsfunktion H(s) Polstellen auf der Imaginärachse besitzt und daher die entsprechende elektrische Schaltung wegen der Kopplung zwischen PTC und LH instabil wäre. Solch eine Instabilität würde von beträchtlicher Bedeutung sein, wenn, wie beim vorliegenden Ausführungsbeispiel, der Nebenschlußschalter ein FET ist, der gewöhnlich durch einen relativ großen Betrag der Kapazität PTC gekennzeichnet ist.
Aus obiger Formel kann dann klar erkannt werden, daß durch eine geeignete Wahl des Induktivitätswertes LH die elektrische Schaltung aus Fig. 2, die der Stromversorgungseinheit PSU entspricht, zum Zeitpunkt des Einschaltens des FET bedingungslos stabil gemacht werden kann. Es ist daher auch klar, daß der FET wegen seines relativ großen PTC mit der vorteilhaften aktiven negativen Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC kombiniert werden kann, wie es unten beschrieben ist, wenn die genannte elektrische Schaltung auf die oben beschriebene einfache Art und Weise stabil gemacht wird. In der Tat würde die Rückkopplungssteuereinrichtung einer in sich instabilen Schaltung eine weitaus komplexere Steuereinrichtung erfordern, als die unten Beschriebene.
Die negative Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC vermeidet in Kombination mit der Rückkopplungsinduktivität LD diese Probleme aufgrund der Tatsache, daß ihre Übertragungsfunktion in einer Art und Weise gewählt werden kann, daß sie zuverlässig eine bestimmte Antwort beim Einschalten des Stromes durch den FET bestimmt und daß der maximale Strom, auf welchen der letztgenannte Strom begrenzt werden wird, nur von dem Widerstandswert von CSR und der Übertragungsfunktion von FCC abhängt.
Diese negative Rückkopplungssteuereinrichtung FCC und andere Teile der Strombegrenzungseinrichtung CLM werden nachfolgend genauer mit Bezug zu Fig. 3 beschrieben. In dieser Figur sind insbesondere jene Teile von CLM dargestellt, die das analoge Steuersignal ACTRL sowohl aus dem binären Steuersignal BCTRL als auch aus dem regelnden Eingabesignal RI, d. h. dem Spannungsabfall CSR ableiten. Diese Teile werden vom Anschluß PB, an dem die stabile Busspannung anliegt, und entweder dem Masseanschluß oder dem nicht geerdeten Anschluß RI von CSR versorgt, wie es unten genauer beschrieben wird.
Die Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC besteht aus drei Zweigen, von welchen ein Rückkopplungszweig R1, T1, T2 und R2 mit dem Masseanschluß verbunden ist und von denen ein Polarisationszweig R3, R4, T3 und R5 und ein dynamischer Kompensationszweig R6, R7 und C1/4 mit dem ungeerdeten Anschluß RI von CRS verbunden sind.
Der Rückkopplungszweig umfaßt eine Reihenschaltung mit einem Widerstand R1, einem pnp-Transistor T1, einem npn-Transistor T2 und einem Widerstand R2 und empfängt das kinäre Steuersignal BCTRL Am Verbindungspunkt von R1 und T1 mittels eines Steuerwiderstandes RCTRL, der zum Begrenzen der umgekehrten Vorspannung an T1 vorgesehen ist, wenn BCTRL sich in seinem kurzgeschlossenen Zustand befindet.
Der Polarisationszweig umfaßt eine Reihenschaltung mit Widerständen R3, R4 und dem npn-Transistor T3 und schließlich den Widerstand R5. Die Basiselektrode von T1 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R3 und R4 verbunden, während die Basiselektrode von T2 sowohl mit der Basiselektrode als auch mit der Kollektorelektrode von T3 sowie mit dem Widerstand R4 verbunden ist.
Der dynamische Kompensationszweig umfaßt eine Reihenschaltung mit einem Widerstand R6, einer Widerstandseinrichtung R7 und kapazitiven Einrichtungen C1 bis C4, die selbst durch die Parallelschaltung von zwei Zweigen, die jeweils eine Reihenschaltung von zwei Kondensatoren C1/2 und C3/4 aufweisen, dargestellt wird, wobei die Kondensatoren C1 bis C4 jeweils gleiche Kapazitätswerte besitzen. Der Verbindungspunkt der Widerstände R6 und R7 ist mit dem Verbindungspunkt der Transistoren T1 und T2 verbunden und auf diesem Verbindungspunkt RO wird das gleichnamige regelnde Ausgabesignal, das durch die Spannung RO bezüglich Masse gebildet wird, der FCC vorgesehen.
Die Treibereinrichtung R8-11, C5, T4 bis T8 und D1, die mit dem ungeerdeten Anschluß R1 des CSR verbunden ist, weist eine Verstärkereinrichtung mit einem Darlington-Paar auf, das aus jeweils einem npn-Eingangs- und einem npn-Ausgangstransistor T4 und T5 ausgebildet ist. Die Basiselektrode von T4 ist mit dem vorgenannten Anschluß RO verbunden und seine Kollektorelektrode ist über einen Widerstand R8 mit dem Leistungsbus PB und über den Widerstand R9 mit der Kollektorelektrode von T5 verbunden. Die Emitterelektrode von T5 ist selbst mit einer Kurzschlußeinrichtung verbunden, die aus einer Reihenschaltung aus parallel geschalteten npn-Transistoren T6/7 und einem Widerstand R11 besteht. Die Emitterelektroden von T6/7 sind mit einem Ende des Widerstandes R11 verbunden, dessen anderes Ende mit dem ungeerdeten Anschluß RI von CRS verbunden ist. Die Emitterelektrode von T5 ist ferner über einen Widerstand R10 mit einem Anschluß ACTRL verbunden, an dem das gleichnamige analoge Steuersignal vorgesehen wird. Die Treibereinrichtung DM umfaßt ferner eine Diode D1, die zwischen der Basiselektrode von T4 und der Kollektorelektrode von T5 verbunden ist und einen Kondensator C5, der zwischen der letztgenannten Kollektorelektrode und der Kollektorelektrode eines pnp-Transistors T8 geschaltet ist, dessen Basiselektrode mit der Basiselektrode von T4 verbunden ist und dessen Emitterelektrode mit der Emitterelektrode von T5 verbunden ist. Schließlich ist der Verbindungspunkt von C5 und T8 mit dem ungeerdeten Anschluß von CRS verbunden und zwei Zenerdioden D2/3 sind parallel zwischen dem Verbindungspunkt der Induktivität LD und dem Nebenschlußschalter FET und der Emitterelektrode T5 geschaltet.
Der Betrieb der Rückkopplungsstromsteuereinrichtung FCC und der oben beschriebenen Treibereinrichtung wird nun genauer erläutert.
Wie es bereits beschrieben worden ist, kann das binäre Steuersignal BCTRL als ein Ein-/Ausschaltsignal (enable/disable) für die Stromsteuereinrichtung FCC betrachtet werden. In der Tat erkennt die FCC in ihrem Zustand hoher Impedanz an ihrem Anschluß BCTRL eine geöffnete bzw. unterbrochene Schaltung und eine Schaltung über T1 in einer Art und Weise, daß die Steuereinrichtung eingeschaltet wird, da sie nicht von BCTRL beeinflußt wird. Falls das Signal BCTRL derart ist, daß FCC einen Kurzschluß bzw. eine Verbindung an ihrem Anschluß BCTRL erfährt, wird der gesamte von PB oder R1 abgezogene Strom über diesen Kurzschluß geleitet und folglich wird T1 ausge schaltet, das regelnde Ausgangssignal an RO wird dann mit Masse über T2, R2 kurzgeschlossen und die Verstärkereinrichtung T4/5 wird sich auch in einer offenen Schaltungskonfiguration befinden. Das analoge Steuersignal ACTRL wird daher mit der Masse über die Kurzschlußschaltungseinrichtung T6/7, R11 in einer Art und Weise kurzgeschlossen, daß der FET ausgeschaltet wird. Aus Obigem kann klar erkannt werden, daß im letztgenannten Fall der Betrieb der FCC ausgeschaltet wird und folglich FET geschlossen wird.
Der Betrieb von FCC wird nun von dem Moment an beschrieben, an dem BCTRL die FCC einschaltet.
Es wird jedoch zunächst festgestellt, daß das Darlington-Paar als Spannungsfolger bzw. Spannungsverstärker mit Verstärkungsfaktor 1 von dem regelnden Ausgabesignal RO zur Spannung an der Emitterelektrode T5 geschaltet ist, was durch das Einschließen von R11 in die Kurzschlußschaltungseinrichtung erreicht wird. In der Tat wird von dem Moment, an dem Strom über den Zweig R8/9, T5/7, R11 zu fließen beginnt, die Kurzschlußschaltungseinrichtung als Stromquelle für die gesamte Dauer, während der die Steuereinrichtung FCC aktiv ist, betrieben. Daher ist es auch klar, daß ein vernachlässigbarer Betrag des Stromes von RO zu dem Darlington-Paar wegen der unendlich großen Verstärkung des in dieser Richtung gekoppelten Darlington-Paares fließen wird. Das oben Genannte besitzt den Vorteil, daß das exakte Ansprechverhalten des Darlington- Paares nicht bekannt sein muß.
In Anbetracht des Obigen kann der Betrieb von FCC folgendermaßen verstanden werden: Wenn FCC aktiviert ist, kann der Strom nicht länger FCC über BCTRL verlassen und wird folglich über T1 fließen, der eingeschaltet wird. T1 kann diesbezüglich als Stromzuführung zum Anschluß RO betrachtet werden und ist im Wettbewerb mit einer Stromsenke, die durch T2 dargestellt wird, der Strom von dem letzteren Anschluß RO abzieht. Am Beginn des Einschaltens ist die resultierende Wirkung ein Strom, der wegen der oben beschriebenen Darlington- Konfiguration durch den Kompensationszweig fließt und verursacht, daß die Spannung RO am gleichnamigen rpgelnden Ausgang anzusteigen beginnt. Der Spannungsnachfolger - Darlington kopiert diese Spannung auf die Emitterelektrode von T5 in einer Art und Weise, daß die Steuerspannung ACTRL auf der Gate- Elektrode des FET auch allmählich zunimmt und daß der FET eingeschaltet wird, erlaubt dem Strom, daß er durch den Zweig, in dem er angeordnet ist, fließt.
Offensichtlich ergibt das Einschalten eine Zunahme des Stromes durch den Nebenschlußschalter FET und folglich eine Zunahme des Spannungsabfalles RI an CSR. Diese Zunahmerate ist durch die Induktivität LD und die Tatsache, daß die letztgenannte Induktivität eine lokale Rückkopplungswirkung auf den FET aufgrund der Zunahme der Quellenspannung ausübt, die von der Stromänderung durch die Induktivität verursacht wird, die folglich die Schaltung in der oben beschriebenen Weise stabilisiert. Aber diese Zunahme des Spannungsabfalles oder des regelnden Eingangssignals RI wird auch eine Wirkung über die Stromsteuereinrichtung FCC haben. In der Tat werden wegen dieser Zunahme auch die Spannungen am Verbindungspunkt des Polarisationszweiges zunehmen, was verifizierbar zu einer Zunahme sowohl bei der Basisspannung der Stromzuführung T1 und der Stromsenke T2 führt. Diese Zunahmen erhöhen/vermindern jeweils den Stromfluß zu/von RO, so daß der durch den Kompensationszweig fließende Strom vermindert wird. Folglich wird sich auch das regulierende Ausgabesignal oder die Spannung an RO vermindern, was offensichtlich eine Verminderung der Spannung ACTRL ergibt.
Von Obigem kann klar sichergestellt werden, daß der Rückkopplungszweig und der Polarisationszweig zusammen mit der Treibereinrichtung eine negative Rückkopplungsstromsteuereinrichtung des durch den FET fließenden Stromes bilden. Diese Stromsteuereinrichtung würde beim nicht vorhandenen Kompensationszweig zu stark sein, da dann die unendliche Verstärkung des vorliegenden Darlington-Paares den FET fast augenblicklich zurück zum Abschneiden in einer Art und Weise treiben würde, daß trotz des Einschlusses von LD dÄe große offene Schleifenverstärkung, die der Rückkopplungsschleife CLM entspricht, zu einem Stromüberhang und einem Strombrummen führen würde, wenn der FET eingeschaltet wird. Diese Überhang- und Brummeffekte sind weniger stark aber auch aus den gleichen oben in Bezug zum instabilen Betrieb beschriebenen Gründen unerwünscht.
Daher erfordert der vorliegende Regler PSSR das Vorsehen des Kompensationszweiges zum Optimieren der Übertragungsfunktion von der FCC von RI nach RO in Anbetracht eines optimalen Einschaltverhaltens, in einer Art und Weise, daß der Strom durch den FET in einer kritisch gedämpften Weise auf den Maximalstrom zunimmt, d. h. mit kleinsten Verzögerungen und ohne Überhang. Diese gewünschte Transferfunktion kann dann aufsehr einfache Art und Weise erreicht werden, wenn einmal der dynamische Kompensationszweig eingeführt worden ist. In der Tat wird dieser Zweig fast vollständig die Übertragungsfunktion der FCC bestimmen, da die Verstärkereinrichtung ein Spannungsfolger ist. Im vorliegenden Fall kann eine gewünschte Übertragungsfunktion durch Einschließen des Kompensationszweiges der Widerstandseinrichtung R7 erreicht werden, die eine proportionale Antwort abgibt, und durch Einschließen einer kapazitiven Einrichtung (C1 bis C4), die ein integrierendes Ansprechverhalten aufweist.
Von obiger qualitativer Erörterung kann erkannt werden, daß die Kompensationskondensatoren C1 bis C4 das dynamische Verhalten der Stromsteuereinrichtung FCC bestimmen und in Kombination mit LD das dynamische Verhalten von CLM bestimmen. Wie es oben erklärt ist, kann die Übertragungsfunktion der Stromsteuereinrichtung FCC aufgrund der von der Induktivität LD ausgeübten Stabilisierung so gewählt werden, daß der Spannungsabfall RI auf einen maximalen Spannungsabfall in einer kritisch gedämpften Weise zunimmt. Es wird festgehalten, daß das letztere Ansprechverhalten insbesondere mit den unten in Tabelle 1 aufgeführten Parametern für PSSR erhalten wird. Es ist auch festzustellen, daß eine Anzahl von redundanten Elementen in der Steuereinrichtung FCC umfaßt sind, um eine Anzahl von Beschädigungs-Fehlermoden unwahrscheinlich zu machen. Zunächst gibt es eine Parallel- und Reihenredundanz der Kondensatoren C1 bis C4 zum Vermeiden eines Kurzschlusses oder einer Unterbrechung der kapazitiven Einrichtung, die vorteilhaft ist, da diese Fehlermoden sehr unerwünscht sind, wie es oben erklärt ist. Das Umfassen eines Widerstandes R6 (mit sehr großem Widerstand, siehe Tabelle 1) vermeidet ferner, daß im Falle eines Unterbrechungsfehlers von T2 der Anschluß RO sich in einem Zustand hoher Impedanz befindet, der einen konstanten linearen Betrieb des FET ergeben kann und eine entsprechende Beschädigung dieses FET erzeugen kann. Schließlich sind die Zenerdioden D2/3 vorgesehen, um eine Beschädigung des FET zu vermeiden, die sich aus Gate-zu-Sourcespannungen resultieren, die 10 V übersteigen, und zum Vermeiden zu negativer Gate-zu-Sourcespannungen, wenn der FET ausgeschaltet ist. In der Tat beschädigen solche übermäßigen negativen Spannungen gleichermaßen den FET und werden klar durch das Vorsehen von D2/3 vermieden.
Schließlich wird das Ausschaltverhalten des Nebenschlußreglers für eine Stromversorgung PSSR kurz beschrieben.
Auch beim Ausschalten hat die Verzögerung zum Erreichen des stationären Zustandes vermindert zu werden. In der Tat ergibt jegliche Verzögerung sowohl beim Einschalten als auch beim Ausschalten des FET ein Spannungsbrummen am Leistungsbus PB, was ein gut bekannter Nebeneffekt der S³R -Technik ist. Wenn diese Verzögerungen übermäßig werden, kann dieses Spannungsbrummen so werden, daß zwei Solarzellenabschnitte durch ihre Steuersignale in den oben beschriebenen Schaltmodus geschaltet werden. Dies ist sehr unerwünscht und daher werden diese Verzögerungen in der unten beschriebenen Weise vermindert.
Weitere Anforderungen sind, daß die Schaltung keine zu großen Stromänderungen verursacht, die zu einer elektromagnetischen Interferenz führen könnten, und daß das Ausschalten vollständig ist, d. h., daß der FET nicht mittels ACTRL gesteuert wird, um konstant in einem linearen Modus zu arbeiten, wobei ein übermäßiger Energiebetrag in Wärme gewandelt wird. Das Letztere wäre in Konflikt mit der Reihenredundanz eines redundanten Nebenschlußschalters, wie er bereits oben beschrieben ist. In der Tat könnten durch solch einen linearen Fehler sowohl die Nebenschlußschalter gleichzeitig durch übermäßige Wärmeerzeugung beschädigt werden, wodurch die Redundanz nutzlos werden würde.
Die oben genannten Anforderungen werden mit dem vorliegenden Nebenschlußregler PSSR, wie es nachfolgend kurz erläutert ist, erfüllt.
Beim Ausschalten wird durch die Induktivität LD vermieden, daß das Ausschalten zu abrupt ist, wodurch sich die vorgenannte elektromagnetische Interferenz ergeben würde. In der Tat vermeidet der lokale Rückkopplungseffekt dieser Induktivität solch ein abruptes Schalten, da eine Verminderung des Stromes durch LD verursacht, daß die Spannung an der Source- Elektrode des FET sich unterhalb der Spannung des Masseanschlusses vermindert, worauf folglich der FET ein kleines bißchen geöffnet wird. Dieses Glätten der Stromänderung durch den FET wird gewünscht, da andererseits der Strom von dem Solarzellenabschnitt SA, der wegen der Kabelinduktivität LH sich nicht schnell ändern kann, nicht länger durch den FET fließen könnte, was wiederum zu einer großen Spannungsspitze an seiner Drain-Elektrode führen würde. Das Letztere würde zu einem großen vorübergehenden Ansprechverhalten führen und würde eine Interferenz aufgrund der durch solch ein Schalten induzierten Strom- und Spannungsspitzen ergeben.
Es ist ferner notwendig, die obigen Anforderungen zu erfüllen, daß das analoge Steuersignal ACTRL an der Gate-Elektrode des FET schnell und sicher auf die Spannung des Masseanschlusses gebracht wird, so daß sichergestellt ist, daß bei einem stationären Zustand der FET vollständig ohne unnotwendige Leistungsdissipation ausgeschaltet ist. Dies wird dadurch schnell erreicht, daß die Diode D1 vermeidet, daß eine große Sättigungsspannung an den Transistoren T4/5 des Darlington-Paares vorliegt und wegen des Transistors T8 der perfekt zum Kurzschließen des Anschlusses ACTRL mit der Masse gekoppelt ist, da er durch seine Kopplung an der Entladung der parasitären Kondensatoren des FET teilnimmt. Dies wird sicher durch die redundanten Kurzschlußschaltungseinrichtungen T6/7 erreicht, die einen extrem geringen Kollektor- Emitter-Spannungsabfall von 0,1 Volt aufweisen, wenn sie keinen Strom leiten. Wegen ihrer Redundanz ist es darüber höchst unwahrscheinlich, daß diese Kurzschlußschaltung verloren geht, was den linearen Betrieb des FET beim Ausschalten zur Folge hätte. Aus diesem Grund ist der FET auch von einem sogenannten "gehärteten" Typ, d. h. seine Schwellenspannung vermindert sich nur ein wenig unter dem Einfluß von Strahlung oder Alterung, so daß sein linearer Betrieb während des Ausschaltens äußerst unwahrscheinlich ist. Schließlich wird die Dissipation durch die Wahl des Darlington-Paares verbessert, wodurch keine aufwendige Polarisationsschaltung notwendig ist.

Tabelle 1: Werte und Typen der Elemente in der Fig. 3 Widerstände (0)

RCTRL 16 K
R1 12.66 K
R2 363.3
R3 12.97 K
R4 18.51 K
R5 150
R6 1.8 M
R7 10 K
R8 1,9 K
R9 100
R10 20
R11 18
CSR 20m

Transistoren (Typ)

T1 2N2907A
T2/3 2N2920
T4/5 2N3700
T6/7 2N2920
T8 2N2907A
FET IRF150

Kondensatoren (F)

C1-4 330 p
C5 1 n

Induktivität (H)

LD 400 n
Dioden (Typ)
D1 1N5806
D2/3 1N4104

Claims

1. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) umfassend einen Zweig (FET, LD, CSR) der eine Reihenschaltung mit wenigstens einem Nebenschlußschalter (FET) und eine induktive Einrichtung (LD) aufweist und der sowohl zu einem Verbraucher (EL) als auch zu einer Stromversorgung (SA) parallel geschaltet ist, wobei der Regler umfaßteine Strombegrenzungseinrichtung (CLM) zum Erzeugen eines analogen Steuersignals (ACTRL), das an eine Steuerelektrode des Nebenschlußschalters angelegt wird, um so den Betrag des Stromes, der durch den als Feldeffekttransistor (FET) ausgebildeten Nebenschlußschalter fließt, zu begrenzen, wobei die Strombegrenzungseinrichtung (CLM) eine negative Rückkopplungsschleife (FCC, DM, FET, LD, CSR) umfaßt, die zwischen einen stromdetektierenden Widerstand (CSR), der ein Teil der Reihenschaltung (FET, LD, CSR) ist, und der Steuerelektrode zum Regeln des analogen Steuersignals (ACTRL) in einer Art und Weise, daß der Spannungsabfall (RI) am stromdetektierenden Widerstand geringer als ein maximaler Spannungsabfall ist, gekoppelt ist, wobei die induktive Einrichtung (L2) an die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der induktiven Einrichtung (LD) so ist, daß die Pole der folgenden Funktion in der linken Halbebene liegen:

wobei LD die Induktivität ist, G die Spannung-zu-Strom- Verstärkung des Nebenschlußschalters und PTC die parasitäre Drain-zu-Source-Kapazität (PTC) des Feldeffekttransistors (FET) ist, LH die äquivalente Induktivität der Leistungszuführleitung (PSL) ist, die die Stromversorgung (SA) mit dem Zweig (FET, LD, CSR) verbindet und s die Laplace-Variable ist.

2. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungseinrichtung eine aktive negative Rückkopplungsstromsteuereinrichtung aufweist, die von einem regelnden Eingabesignal, das durch den Spannungsabfall (R1) dargestellt wird, ein regelndes Ausgabesignal (RO) ableitet, auf dem das analoge Steuersignal (ACTRL) beruht und das die Übertragungsfunktion von dem regelnden Eingabesignal (RI) zu dem regelnden Ausgabesignal (RO) der negativen Rückkopplungsstromsteuereinrichtung (FCC) in einer Art und Weise bestimmt wird, daß der Spannungsabfall (RI) auf den maximalen Spannungsabfall bestrebt im wesentlichen kritisch gedämpft ist.

3. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbraucher (EL) und der den Strom detektierende Widerstand (CSR) mit einem Masseanschluß verbunden sind und daß die Strombegrenzungseinrichtung (CLM) eine Treibereinrichtung (DM) zum Erzeugen des analogen Steuersignals (ACTRL), das auf dem regelnden Ausgabesignal beruht, aufweist, wobei die Treibereinrichtung aus einem Treiberzweig (R8/9, T4/5, T6/7, R11) besteht, der eine Reihenschaltung aus einer Verstärkereinrichtung (R8/9, T4/5) und einer Kurzschlußschalterein richtung (R11, T6/7) umfaßt, die zwischen den ungeerdeten Anschlüssen des den stromdetektierenden Widerstandes (CSR) und des Verbrauchers (EL) geschaltet sind und das analoge Steuersignal (ACTRL) erzeugen, wenn an dem Verbindungspunkt des Verstärkers und der Kurzschlußschaltungseinrichtung die Spannung auftritt, wobei das regelnde Ausgabesignal (R0) das Eingabesignal der Verstärkereinrichtung ist.

4. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuereinrichtung (FCC) ferner umfaßt:

- einen Rückkopplungszweig (R1, T1, T2, R2) umfassend eine Reihenschaltung mit einer Stromzuführungseinrichtung (T1) und einer Stromsenkeneinrichtung (T2) und die parallel zu dem Verbraucher (EL) geschaltet ist, wobei das regelnde Ausgabesignal (R0) am Verbindungspunkt der Stromzuführung und der Stromsenkeneinrichtung erzeugt wird,

- einen Polarisationszweig (R3, R4, T3, R5) von dem sowohl die Stromzuführung als auch die Stromsenkeneinrichtung gesteuert werden und der parallel zu dem Treiberzweig (R5/9, T4/5, T6/7, R11) geschaltet ist, und daß eine Zunahme des regelnden Eingangssignals (R1) zu einer Zunahme/Abnahme des Stromflußes durch die Stromsenke-/Zuführeinrichtung führt.

5. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) gemäß den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromreglereinrichtung (FCC) auch einen dynamischen Kompensationszweig (R6, R7, C1 bis 4) umfaßt, der parallel zu dem Treiber (R8/9, T4/5, T6/7, R11) geschaltet ist und eine Reihenschaltung aus einer Widerstandseinrichtung (R7) und einer kapazitiven Einrichtung (C1 bis 4) aufweist, die an den Verbindungspunkt (R0) des Rückkopplungszweiges angeschlossen ist, und daß die Verstärkereinrichtung (R8/9, T4/5) ein Darlington-Paar (T4/5) mit den damit verbundenen Lastwiderständen (R8/9) aufweist, das als Spannungsfolger geschaltet ist, und daß die Kurzschlüßschaltungseinrichtung (R11, T6/7) aus einer Reihenschaltung aus zwei parallel geschalteten Transistoren und einem Rückkoppelwiderstand (R11) besteht.

6. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Einrichtung (C1 bis 4) vier Kompensationskondensatoren (C1 bis 4) umfaßt, die in zwei parallele Zweige von welchen jeder die Reihenschaltung von zwei Kompensationskondensatoren aufweist geschaltet sind, wobei die vier Kompensationskondensatoren äquivalent zu einem Kondensator mit einem Kapazitätswert sind, der mit dem Kapazitätswert eines jeden der Kompensationskondensatoren übereinstimmt.

7. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (D1) zwischen der Basiselektrode des Eingangstransistors (T4) des Paares und der Kollektorelektrode des Ausgangstransistors (T5) des Paares geschaltet ist, und daß ferner eine Kurzschlußschaltungseinrichtung (T8) vorgesehen ist, die aus einem Transistor (T8) besteht, dessen Basiselektrode mit der Basiselektrode des Eingangstransistors verbunden ist und dessen Emitterelektrode mit der Emitterelektrode des Ausgangstransistors verbunden ist und dessen Kollektorelektrode mit dem ungeerdeten Anschluß des den Strom abtastenden Widerstandes (CRS) verbunden ist.

8. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuereinrichtung (FCC) durch ein binäres Steuersignal (BCTRL) in einer Art und Weise gesteuert wird, daß die Stromsteuereinrichtung in Abhängigkeit vom tatsächlichen Wert des binären Steuersignals (BCTRL) aktiviert/deaktiviert ist, wobei das Steuersignal, das aus einem Zustand für eine Unterbrechung bzw. Kurzschluß besteht, an einen ersten Anschluß (BCTRL) eines Steuerwiderstandes (RCTRL) angelegt wird, dessen zweiter Anschluß mit dem Rückkopplungszweig (R1, T1, T2, R2) an einem Punkt zwischen dem ungeerdeten Anschluß des Verbrauchers (EL) und der Stromzuführungseinrichtung (T1) verbunden ist.

9. Nebenschlußregler für eine Stromversorgung (PSSR) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromversorgung (SA) eine von mehreren ähnlichen Solarzellenabschnitten ist, wobei ein Abschnitt in Abhängigkeit von dem binären Steuersignal (BCTRL) kurzgeschlossen werden kann, um die Versorgung und den Bedarf an Strom in einem Raumfahrzeug in Übereinstimmung zu bringen.