DE102010000498A1

DE102010000498A1 - Frequenzkompensationsmethode zum Stabilisieren eines Reglers unter Verwendung eines externen Transistors in einer Hochspannungsdomäne

Info

Publication number: DE102010000498A1
Application number: DE102010000498A
Authority: DE
Inventors: Sirinivas K. Tuscon Pulijala; Scott C. Oro Valley McLeod
Original assignee: Standard Microsystems LLC
Current assignee: Standard Microsystems LLC
Priority date: 2009-02-20
Filing date: 2010-02-22
Publication date: 2010-10-21
Also published as: US7893670B2; US20100213917A1

Abstract

Ein Spannungsregler kann einen Reglerausgang umfassen, der konfiguriert ist, um eine geregelte Spannung bereitzustellen, die von einem Fehlerverstärker basierend auf der geregelten Spannung und einer Referenzspannung gesteuert wird. Der Fehlerverstärker kann eine Source-Folger-Stufe steuern, um ein Vielfaches des Stroms zu spiegeln, der in der Source-Folger-Stufe in eine interne Durchlassvorrichtung fließt. Eine Spannung, die von dem Spiegelstrom entwickelt wird, kann eine externe Durchlassvorrichtung steuern, die konfiguriert ist, um den Laststrom in den Reglerausgang abzugeben. Ein erster Widerstand kann konfiguriert sein, um einen Lastkondensator, der zwischen dem Reglerausgang und der Bezugsmasse gekoppelt ist, zu entkoppeln, wenn der Laststrom unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegt. Ein zweiter Widerstand kann konfiguriert sein, um einen Ruhestrom in der internen Durchlassvorrichtung zu erzeugen, auch wenn die externe Durchlassvorrichtung sich in der Nähe des Abschaltbereichs befindet. Ein dritter Widerstand kann konfiguriert sein, um den Effekten einer negativen Impedanz an dem Steueranschluss der externen Durchlassvorrichtung entgegenzuwirken, die durch die Stromverstärkung der externen Durchlassvorrichtung verursacht wird. Ein Kompensationskondensator und ein Widerstand können zwischen dem Ausgang des Fehlerverstärkers und dem Ausgang des Spannungsreglers in Reihe geschaltet sein, um eine Frequenzkompensation für den Miller-Effekt bereitzustellen.

Description

ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen das Gebiet des Entwerfens von Halbleiterschaltungen und insbesondere des Entwerfens von verbesserten Leistungsreglern.
Beschreibung der verwandten Technik
Viele elektronische Stromversorgungen weisen Spannungsregler oder Reglerschaltungen auf, die ausgelegt sind, um automatisch einen konstanten Ausgangsspannungspegel beizubehalten, um effizient eine gleichbleibende Spannung für die elektronische Schaltung bereitzustellen, der Energie zugeführt wird und die typischerweise als Last bezeichnet wird. Insbesondere ist es die Aufgabe einer Spannungsreglerschaltung, ungeachtet der durch die Last aufgenommenen Spannung eine gleichbleibende Ausgangsspannung beizubehalten. Die meisten derzeitigen Spannungsregler funktionieren, indem sie die tatsächliche Ausgangsspannung mit einer festgelegten – typischerweise internen – Referenzspannung vergleichen. Der Unterschied zwischen der tatsächlichen Ausgangsspannung und der Referenzspannung wird verstärkt und zum Steuern eines Regelelements verwendet, um einen Regelkreis mit negativer Rückkopplung zu bilden. Das Regelelement ist typischerweise konfiguriert, um eine höhere Spannung zu erzeugen, wenn die Ausgangsspannung zu niedrig ist, und bei manchen Reglern um eine niedrigere Spannung zu erzeugen, wenn die Ausgangsspannung zu hoch ist. In vielen Fällen kann das Regelelement konfiguriert sein, um den Quellenstrom konstant zu halten und abhängig von dem Strom, der von der angesteuerten Last aufgenommen wird, die Reglerausgangsspannung herunterzuziehen. Der Regelkreis muss sorgfältig entworfen werden, um den gewünschten Kompromiss zwischen Stabilität und Reaktionsgeschwindigkeit zu erbringen.
Der Betrieb von Stromversorgungen wird typischerweise von Variationen der Eingangsspannungs-(oder Stromversorgungs-)Leitung beeinflusst, welche die Spannung bereitstellt, auf deren Basis die geregelte Ausgangsspannung erzeugt wird. Jedes Signal oder Rauschen (wozu auch Spannungsspitzen gehören, die sehr hohe Pegel im Verhältnis zu dem Pegel der gewünschten Ausgangsspannung erreichen können) auf der Versorgungsleitung können in die aktiven Schaltungen eingekoppelt und durch diese verstärkt werden, wodurch sie die Güte der Stromversorgung beeinträchtigen. Daher werden Stromversorgungen nicht nur mit Entwurfsüberlegungen, die mit Stabilität und Reaktionsgeschwindigkeit zusammenhängen, entworfen, sondern typischerweise auch, um einen gewünschten Eingangs-Unterdrückungsfaktor (PSRR) zu erreichen, der ein Maß für das Rauschen (auf der Versorgungsleitung) angibt, das der Energieregler unterdrücken kann. Diverse Systeme mögen verschiedene Eingangs-Unterdrückungen erfordern.
Ein anderes wichtiges Maß der Wirksamkeit einer Spannungsreglerschaltung ist ihre Fähigkeit, sich schnell zu stabilisieren, wenn sie auf eine Nachfrage nach starker Strom reagiert. Wenn sich z. B. die Nachfrage nach Strom, der von dem Spannungsregler zugeführt werden soll, plötzlich ändert, sollte der ideale Spannungsregler in der Lage sein, die Anfrage für erhöhten Strom zu erfüllen und dabei seine gewünschte Ausgangsspannung V_out beizubehalten. Dies könnte jedoch für eine gegebene Spannungsreglerschaltung und eine gegebene Last nicht immer praktisch durchführbar sein. In vielen Fällen wird z. B. eine externe Durchlassvorrichtung, typischerweise ein Durchlasstransistor, verwendet, um für Hochspannungsanwendungen einen ausreichenden Laststrom sicherzustellen. Wenn der Laststrom schnell von Nullstrom auf Höchstlaststrom ansteigt, kann der Spannungsregler instabil werden. Viele derzeitige Umsetzungen verwenden einen großen internen Längstransistor und/oder eine große Stromlast am Ausgang des Reglers, um zur Stabilisierung des Spannungsreglers beizutragen. Die Systemanforderungen verhindern jedoch oft die Verwendung dieser Vorrichtungen und andere Lösungen würden eventuell bevorzugt werden oder sogar erforderlich sein.
Zahlreiche andere Probleme und Nachteile des Standes der Technik werden für den Fachmann nach dem Vergleich dieses Standes der Technik mit der vorliegenden Erfindung, wie sie hier beschrieben wird, ersichtlich.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Bei einer Gruppe von Ausführungsformen kann ein Spannungsregler einen Reglerausgang umfassen, der konfiguriert ist, um eine geregelte Spannung bereitzustellen, der auf einem Fehlerverstärker aufbaut, der von einer Versorgungsspannung mit Energie versorgt wird und einen ersten Eingang aufweist, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen. Eine Source-Folger-Stufe könnte von dem Ausgang des Fehlerverstärkers gesteuert werden, um ein Vielfaches des Stroms zu spiegeln, der in der Source-Folger-Stufe in eine interne Durchlassvorrichtung fließt. Eine durch den Spiegelstrom (der ein Vielfaches des Stroms ist, der in der Source-Folger-Stufe fließt) entwickelte Spannung mag verwendet werden, um eine externe Durchlassvorrichtung zu steuern, die konfiguriert wird, um den Laststrom an den Reglerausgang abzugeben. Ein erster Widerstand kann konfiguriert sein, um einen Lastkondensator zu entkoppeln, der zwischen dem Reglerausgang und der Bezugsmasse gekoppelt ist, wenn der Laststrom sich unterhalb eines vorgegebenen Wertes befindet, wie etwa wenn der Laststrom ursprünglich anzusteigen beginnt (z. B. von einem Nullwert aus). Ein zweiter Widerstand kann konfiguriert sein, um einen Ruhestrom in der internen Durchlassvorrichtung zu erzeugen, auch wenn die externe Durchlassvorrichtung sich nahe an dem Abschaltbereich befindet (d. h. keinen Laststrom in den Reglerausgang bereitstellt). Bei einer Gruppe von Ausführungsformen kann ein dritter Widerstand konfiguriert sein, um den Effekten einer negativen Impedanz an dem Steueranschluss der externen Durchlassvorrichtung entgegenzuwirken, die durch die Stromverstärkung der externen Durchlassvorrichtung verursacht werden.
Andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die nachfolgenden Zeichnungen und die ausführliche Beschreibung derselben ersichtlich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die obigen sowie weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf die folgende ausführliche Beschreibung besser verständlich werden, wenn sie zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen gelesen wird. Es zeigen:
1 eine logische Schaltung einer Ausführungsform eines Spannungsreglers, der konfiguriert ist, um Strom für Hochspannungsanwendungen bereitzustellen.
2 ein vereinfachtes Kleinsignaldiagramm des Spannungsreglers aus 1.
3 eine Ausführungsform eines stabilen Spannungsreglers nach einer Gruppe von Ausführungsformen.
4 den Stromfluss in dem stabilen Spannungsregler aus 3 für schwachen oder Leerlaufstrom, gemäß einer Gruppe von Ausführungsformen.
5 den Stromfluss in dem stabilen Spannungsregler aus 3, wenn ein Laststrom vorhanden ist, gemäß einer Gruppe von Ausführungsformen.
6 ein vereinfachtes Kleinsignaldiagramm des stabilen Spannungsreglers aus 3.
Obwohl die Erfindung zu diversen Modifikationen und alternativen Formen fähig ist, werden spezifische Ausführungsformen derselben in den Zeichnungen beispielhaft gezeigt und werden hier ausführlich beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass die Zeichnungen und ihre ausführliche Beschreibung nicht dazu gedacht sind, die Erfindung auf die bestimmte offenbarte Form einzuschränken, sondern im Gegenteil soll die Erfindung alle Modifikationen, Äquivalente und Alternativen abdecken, die in Geist und Umfang der vorliegenden Erfindung, wie sie von den beiliegenden Ansprüchen definiert werden, fallen. Es ist zu beachten, dass die Titel nur zu organisatorischen Zwecken dienen und nicht dazu gedacht sind, die Beschreibung oder die Ansprüche einzuschränken oder auszulegen. Ferner ist zu beachten, dass das Wort „könnte” in der ganzen vorliegenden Anmeldung in einem erlaubenden Sinne verwendet wird (d. h. etwas hat die Möglichkeit, ist fähig zu etwas) und nicht in einem befehlsmäßigen Sinne (d. h. müssen). Der Begriff „umfassen” und seine Ableitungen bedeutet „umfassend ohne Einschränkung auf etwas”. Der Begriff „angeschlossen” bedeutet „direkt oder indirekt angeschlossen”, und der Begriff „gekoppelt” bedeutet „direkt oder indirekt angeschlossen”.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
So wie er hier verwendet wird, bezeichnet der Begriff „Nennwert” einen erwarteten, stabilen Wert. Z. B. wird der Nennwert einer ersten Versorgungsspannung verwendet, um den endgültigen stabilen Wert zu bezeichnen, der von der ersten Versorgungsspannung erreicht wird. Während der Begriff „Nenn-” sich typischerweise auf einen vorgegebenen theoretischen Wert bezieht, von dem ein tatsächlicher Wert, wenn auch nur geringfügig, abweichen könnte, wird „Nennwert” zur Vereinfachung der Bezugnahmen auf bestimmte hier aufgeführte Spannungswerte verwendet, um sich auf den endgültigen erwarteten stabilen Wert zu beziehen, der von einer Versorgungsspannung erreicht wird. So wie er hier verwendet wird, bedeutet er, wenn eine Versorgungsspannung einen Nennwert von 3,3 V aufweist, dass die Versorgungsspannung konfiguriert ist, um sich bei einem Wert von 3,3 V zu stabilisieren und zu verbleiben. Natürlich könnte der tatsächliche Wert der Versorgungsspannung, wenn auch nur geringfügig, von diesem Wert abweichen und Begriff „Nennwert” ist dazu gedacht, derartige Abweichungen zu berücksichtigen. Ferner geht man davon aus, dass wie er hier angegeben wird, ein „schwacher Laststrom” in dem Bereich von einigen μA (Mikroampere) liegt, während man davon ausgeht, dass ein „starker Laststrom” in einem Bereich von einigen mA (Milliampere) liegt.
Auch bedeutet der Ausdruck, dass ein erstes Signal einem zweiten Signal „nachläuft” oder diesem „folgt”, oder dass der Wert des ersten Signals dem Wert des zweiten Signals „nachläuft” oder diesem „folgt”, wie er hier verwendet wird, dass sich das erste Signal ändert, wenn sich das zweite Signal ändert. Wenn mit anderen Worten das zweite Signal mit einer ersten Geschwindigkeit ansteigt, steigt auch das erste Signal mit der ersten Geschwindigkeit an. Ähnlich ändert sich das erste Signal, wenn sich die erste Spannung von 1 V auf 2 V ändert, ebenfalls von 1 V auf 2 V usw. Somit bedeutet die Tatsache, dass ein erstes Signal einem zweiten Signal nachläuft (bzw. diesem folgt), dass das erste Signal konfiguriert ist, um einen Wert aufzuweisen, welcher der gleiche ist wie der Wert des zweiten Signals, und ferner um sich ebenso zu ändern wie das zweite Signal.
Diverse Ausführungsformen von hier vorgestellten Schaltungen umfassen einen oder mehrere Widerstände. Der Fachmann wird verstehen, dass Widerstände in einer integrierten Schaltung auf viele verschiedene Arten und Weisen erzielt werden mögen, und dass die hier offenbarten Widerstände dazu gedacht sind, Schaltungselemente darzustellen, deren elektrische Eigenschaften den elektrischen Eigenschaften von Widerständen entsprechen würden, wie sie bei den offenbarten Ausführungsformen konfiguriert sind. Mit anderen Worten könnte es Ausführungsformen geben, bei denen eine oder mehrere Transistorvorrichtungen konfiguriert sind, um sich wie einer oder mehrere Widerstände zu verhalten, und die hier offenbarten Widerstände sind dazu gedacht, alle Bauelemente und/oder Schaltungselemente auszubilden, die als Widerstände konfiguriert werden mögen. Ähnlich ist jeglicher Bezug auf „Dioden” dazu gedacht, alle Bauelemente und/oder Schaltungselemente einzuschließen, die als Dioden konfiguriert werden mögen. Z. B. kann ein „als Diode geschalteter Transistor” austauschbar mit einer „Diode” verwendet werden.
Es wird hier Bezug genommen auf „Kanäle” von Transistoren. Obwohl der Aufbau eines MOSFET (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) einen identifizierbaren Kanal umfasst, der dem Fachmann wohlbekannt ist, mögen bipolare Vorrichtungen (auch als bipolare Übergangsvorrichtungen oder bipolare Übergangstransistoren – BJT bezeichnet) bei bestimmten Schaltungskonfigurationen häufig für MOSFET-Vorrichtungen eingesetzt werden, um ähnliche oder identische Betriebseigenschaften bei diesen Schaltungen zu erzielen. Obwohl der Aufbau einer bipolaren Vorrichtung eventuell keinen identifizierbaren „Kanal” genau wie eine MOSFET-(oder FET-)Vorrichtung umfasst, wird der Einfachheit halber ein leitfähiger oder betriebsfähiger Weg, der zwischen Kollektor und Emitter einer bipolaren Vorrichtung (bzw. BJT) hergestellt wird, hier ebenfalls als „Kanal” dieser Vorrichtung bezeichnet. Mit anderen Worten, wenn Bezug auf den „Kanal” eines gegebenen Transistors genommen wird, kann das Wort „Kanal” sich ebenso auf den betriebsfähigen (oder leitfähigen) Weg beziehen, der zwischen dem Drain und der Source der Transistorvorrichtung hergestellt wird, wenn die Vorrichtung ein MOSFET (FET) ist, oder zwischen dem Kollektor und dem Emitter der Transistorvorrichtung, wenn die Vorrichtung eine bipolare Vorrichtung (z. B. BJT) ist.
Wie er hier verwendet wird, bezieht sich ein „Faktor” einer Stromspiegelvorrichtung auf einen Faktor zwischen dem Strom, der von dem Eingangszweig des Stromspiegels geführt wird, und dem Strom, der von dem Ausgangs- oder Spiegelzweig des Stromspiegels geführt wird. Somit könnte ein Stromspiegel, der einen „sehr großen” Faktor aufweist, angeben, dass der Faktor von Eingangsstrom zu gespiegeltem Strom in dem Bereich von 1:1000 liegen könnte. Ferner könnte die „Größe” eines Transistors oder einer Transistorvorrichtung sich auf den Faktor Kanalbreite zu Kanallänge (W/L) der Transistorvorrichtung beziehen. Der Fachmann wird auch verstehen, dass der Wert eines gleichwertigen Spiegelstroms, d. h. der Spiegelstrom für einen Stromspiegel mit einem Faktor 1, typischerweise innerhalb von 1% des Wertes des gespiegelten Stroms liegen könnte, und dass diverse Techniken verwendet werden mögen, um Anpassungsfehler zwischen den Transistorvorrichtungen, die in dem Stromspiegel enthalten sind, zu minimieren oder zu beseitigen. Derartige Anpassungsfehler mögen z. B. aufgrund von Variationen im Herstellungsprozess vorliegen und mögen unter Verwendung wohlbekannter Verfahren auf diesem Gebiet, z. B. der dynamischen Elementanpassung (DEM), behoben werden.
1 ist ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform einer Spannungsreglerschaltung 100 nach dem Stand der Technik, die konfiguriert ist, um Laststrom für Hochspannungsanwendungen bereitzustellen. Bei der gezeigten Ausführungsform wird eine Eingangsversorgungsspannung V_DD für einen Operationsverstärker 104 bereitgestellt. Die Spannungsreglerschaltung stellt eine Ausgangsspannung von dem Anschluss des Transistors 120 bereit, der mit dem Knoten 131 gekoppelt ist, der typischerweise der Emitter eines externen NPN-Transistors wäre, in diesem Fall eine bipolare Übergangsvorrichtung, oder ein Transistor (BJT), der ebenfalls durch V_DD mit Energie versorgt wird. Der Strom durch den Transistor 120 wird über einen Rückkopplungsweg von V_OUT 122 zu dem invertierenden Eingang des Verstärkers 104 gesteuert. Der Verstärker ist ein Fehlerverstärker, der in der Schaltung verwendet wird, um einen Fehler zwischen einer Referenzspannung V_ref 102, die für den nicht invertierenden Anschluss des Verstärkers 104 bereitgestellt wird, und der Spannung am Ausgang 122 anzugeben. Der Operationsverstärker 104 ist konfiguriert, um ein Ausgangssignal bereitzustellen, das zu dem Unterschied zwischen der Referenzspannung V_ref und der Ausgangsspannung V_OUT proportional ist. Es kann ein externer Transistor 120 verwendet werden, um größere Ströme zu handhaben, um den Platzbedarf für die interne Durchlassvorrichtung 112 zu reduzieren. Mit anderen Worten, es kann der interne Durchlasstransistor 112 relativ klein sein, dadurch dass die externe Durchlassvorrichtung 120 wie gezeigt konfiguriert wird. Der Regler 100 könnte auf einem Chip, als Teil einer integrierten Schaltung (IC), mit den Knoten 130 und 131, die Stiften entsprechen, die konfiguriert sind, um mit externen Bauelementen gekoppelt zu werden, konfiguriert sein. Insbesondere könnte der Knoten 130 konfiguriert sein, um mit einem externen Transistor 120 gekoppelt zu werden, um den Laststrom für Hochspannungsanwendungen bereitzustellen, und der Knoten 131 könnte konfiguriert sein, um die geregelte Ausgangsspannung V_OUT 122 bereitzustellen. Die Last, die von dem Regler 100 mit Energie zu versorgen ist, könnte somit mit dem Ausgangsknoten 131 gekoppelt sein.
Um den Spannungsregler 100 zu schützen und dabei den notwendigen Strom für die Last bereitzustellen, könnte der Ausgang des Verstärkers 104 verwendet werden, um die PMOS-Vorrichtung 108 zu steuern, die in einem Stromzweig konfiguriert ist, der Strom führt, der eine begrenzte Größe aufweist, wie sie von einem Strombegrenzer 110 bestimmt wird. Dieser Stromzweig könnte als Source-Folger-Stufe, wie in 1 gezeigt, konfiguriert sein. Ein Stromspiegel, der PMOS-Vorrichtungen 106 und 112 umfasst, ist konfiguriert, um ein Vielfaches des Stroms zu spiegeln, der in der PMOS-Vorrichtung 106 zu der PMOS-Vorrichtung 112 fließt (d. h. zum Drain der PMOS-Vorrichtung 112). Eine Ruhestromquelle 116 wird bereitgestellt, um den Strom zu steuern, der in den Ausgangsknoten 131 fließt, und es werden Diodenvorrichtungen 114 (die als Dioden geschaltete Transistoren sein mögen) bereitgestellt, um als Schutzmaßnahmen die Spannung am Ausgangsknoten 131 zu klemmen. Der Faktor zwischen dem Stromspiegel, der die PMOS-Vorrichtungen 106 und 112 umfasst, könnte wie in 1 angegeben, bei 1:M liegen, um einen Stromspiegel am Drain der PMOS-Vorrichtung 112 zu erzielen, wobei der Stromspiegel eine Größe aufweist, die M-mal größer ist als die Größe des Stroms, der durch den PMOS-Transistor 106 fließt. Der Kondensator C_L 126 ist ein Ausgangskondensator, wobei der Widerstand 124 den äquivalenten Serienwiderstand des Kondensators 126 angibt. Schließlich erscheint die Impedanz vom Emitter zur Basis des externen Transistors 120 als eine negative Impedanz an der Basis des externen Transistors 120, die durch die β (Stromverstärkung) des externen Transistors 120 verursacht wird. Ein Widerstand R1 118 könnte verwendet werden, um den Effekten dieser negativen Impedanz entgegenzuwirken, wobei der Wert des Widerstands 118 durch die β (Stromverstärkung) des externen Transistors 120 bestimmt wird.
Ein Nachteil des Reglers 100 ist es, dass er instabil werden kann, wenn der Laststrom, der in den Knoten 131 fließt, zwischen Null und einem möglichen Höchstlaststrom variiert. Während eines derartigen schnellen Stromanstiegs mögen sich die Pole und Nullstellen des Reglers 100 nicht nur basierend auf dem sich schnell ändernden Laststrom sondern auch basierend auf dem Betriebsbereich des externen Transistors 120 ändern. Eine Möglichkeit, dies auszugleichen, könnte die Verwendung eines großen internen Durchlasstransistors 112 und die Beseitigung eines externen Durchlasstransistors 120 (d. h. indem der Transistor 112 relativ groß gemacht wird) und/oder das Anlegen einer großen Stromlast an den Ausgang 122 (Ausgangsknoten 131) des Spannungsreglers 100, um zum Stabilisieren des Spannungsreglers 100 beizutragen, sein. Die Verwendung dieser Techniken kann jedoch nicht immer möglich sein. Z. B. könnte die Verwendung einer großen Stromlast keine gute Lösung bereitstellen, da sie die Stromspezifikation der IC verletzen könnte (nach welcher der Spannungsregler 100 konfiguriert sein könnte), die ungefähr ein paar Dutzend μA (Mikroampere) im Tiefschlafmodus betragen könnte. Zudem könnte das Konfigurieren des internen Durchlasstransistors 112, damit er groß genug ist, um die Notwendigkeit eines externen Transistors 120 zu vermeiden, auch nicht möglich sein, da Hochspannungs-Transistoren nicht die gleiche Ansteuerungsstärke aufweisen wie Niederspannungs-Transistoren, wodurch die Chipfläche, die für einen ausreichend großen Durchlasstransistor 112 erforderlich ist, auf dem Chip, auf dem der Platz begrenzt sein könnte, extrem groß wird.
Wieder mit Bezug auf den Spannungsregler 100, wenn der Transistor 120 mit dem Einschalten beginnt, ändert sich sein Betriebsbereich von Abschaltnähe zum Eintritt in den linearen (aktiven) Bereich, wodurch linke Halbebenen-(LHP)Pole erzeugt werden (angesichts der Systemreaktion des Reglers 100), wodurch das System instabil gemacht wird. 2 zeigt ein Modell 200 einer Kleinsignalschaltung für das System, das den in 1 gezeigten Spannungsregler umfasst. Die Kleinsignalschaltung umfasst eine Darstellung der Transkonduktanz 202 und des äquivalenten Ausgangswiderstands 204 und der Ausgangskapazität 206 der Differenzstufe (einschließlich des Verstärkers 104), sowie eine Darstellung der Transkonduktanz 208 und des äquivalenten Ausgangswiderstands 210 der mittleren Source-Folger-Stufe (einschließlich der PMOS-Vorrichtungen 106 und 108). Die Transistorvorrichtung 112 (in 2 als „DURCHLASSVORRICHTUNG 112” bezeichnet) wird durch ihre Gate-Source-Kapazität 212 und die äquivalente Stromquelle 214 (ein Produkt von gm_p und der Gate-Source-Spannung V_gs des Transistors 112) dargestellt. Der am Drain des Transistors 112 beobachtete Widerstand wird durch den Widerstand 216 dargestellt. Schließlich wird die externe Transistorvorrichtung 120 (in 2 als „DURCHLASSVORRICHTUNG 120” bezeichnet) durch die äquivalente Stromquelle 224 und den äquivalenten Widerstand 220, der am Emitter der Transistorvorrichtung 120 beobachtet wird, dargestellt, wobei die Größe des Stroms, der von der Stromquelle 224 bereitgestellt wird, das Produkt von gm_n und der Spannung V₁ ist, die der Spannung an dem äquivalenten Widerstand 220 entspricht. Eine mit dem Knoten 131 gekoppelte Last (V_OUT 122) wird durch den Lastwiderstand 222 dargestellt.
Bei der Kleinsignal-AC-Analyse der Kleinsignalschaltung 200 aus 2 mögen der Ausgangskondensator C_L (126) und die Ausgangsimpedanz (unter Verwendung des entsprechenden Wertes der Ausgangstranskonduktanz gm_n) der externen Transistorvorrichtung 120 den dominanten Pol des Systems bestimmen, der in der nachstehenden ersten Gleichung durch P1 gegeben wird. Die beiden anderen Pole und die Nullstelle des Systems werden in den folgenden nachstehenden Gleichungen gezeigt. Aus dem Kleinsignalmodell könnte der Pol, der auf den externen Transistor 120 zurückzuführen ist, gegeben werden durch:
Der Pol, der auf den Durchlasstransistor 112 zurückzuführen ist, könnte gegeben werden durch:
Der Pol, der auf den Ausgang des Fehlerverstärkers 104 zurückzuführen ist, könnte gegeben werden durch:
Die Nullstelle, die von dem äquivalenten Serienwiderstand (ESR) des Ausgangskondensators 126 erzeugt wird, könnte gegeben werden durch:
Die Pole am Ausgang des Fehlerverstärkers 104 und des Durchlasstransistors 112 mögen ein instabiles System mit insgesamt drei Polen (P1 bis P3, wie in den obigen Gleichungen ausgedrückt) erzeugen, die jeweils eine 90°-Beeinträchtigung der Phasenreserve verursachen mögen, was dazu führen könnte, dass das System instabil wird. Alle drei oben beschriebenen Pole mögen sehr niederfrequente Pole sein, weil die Hochspannungsvorrichtungen eine sehr hohe Impedanz aufweisen und der Regler 100 einen sehr schwachen Strom verwendet. Der Gesamtruhestrom des Reglers 100 bei dieser Anwendung könnte ungefähr 7,5 μA betragen.
3 zeigt eine Ausführungsform einer Frequenzkompensationstechnik, die bei der Reglerschaltung 100 eingesetzt werden kann. Bei einer Gruppe von Ausführungsformen könnte die Frequenzkompensation und somit die Stabilisierung des Reglers 100 durch Hinzufügen von vier Bauelementen, den Widerständen 306, 308 und 302 und des Kondensators 304, wie gezeigt, ausgeführt werden. Der Widerstand R₃ könnte verwendet werden, um den externen Kondensator 126 von dem Knoten 132 zu entkoppeln, der mit dem invertierenden Eingang des Fehlerverstärkers 104 gekoppelt ist, während ein Zustand ohne I_Load vorliegt, wenn nur ein kleiner Ruhestrom zur Verfügung steht. Wenn der Laststrom (I_Load) schwach ist, könnte es zwei Wege geben, auf denen der Strom fließen kann, wie in 4 gezeigt (Wege 402). Es könnte sehr wenig Strom durch die externe Transistorvorrichtung 120 fließen, da, wie gezeigt, der größte Teil des Stroms durch die Widerstände R₂ 306 fließen kann. Der Pol, der auf die externe Transistorvorrichtung 120 zurückzuführen ist, könnte daher während dieser Periode entkoppelt sein und der größte Teil des Stroms durch den Widerstand R₂ 306 fließen. Da der Widerstand R₃ 328 konfiguriert sein könnte, um den externen Kondensator C_L 126 zu entkoppeln (wie gezeigt), könnte der Pol, der aufgrund des externen Kondensators C_L erzeugt wird, isoliert werden. Die Konfiguration des Widerstands 328 wie gezeigt könnte daher auch eine zusätzliche LHP-Nullstelle erzeugen, welche die Stabilität des Reglers 100 erhöht. Wie in 5 gezeigt, könnte bei einem zunehmenden Laststrom I_Load (der sich z. B. daraus ergibt, dass die mit dem Knoten 131 gekoppelte Last abnimmt) der größte Teil des Stroms durch einen externen Transistor 120 fließen (Stromwege 502) und sehr wenig Strom durch den Widerstand R₂ 306 fließen. Der zunehmende Laststrom I_Load (abnehmender Lastwiderstand 504) könnte dazu führen, dass der größte Teil des Stroms durch die externe Durchlassvorrichtung 120 fließt, was wiederum dazu führen mag, dass der Widerstand R₃ 328 Teil eines Rückkopplungsnetzes wird.
Ein vereinfachtes Kleinsignalmodell des frequenzkompensierten Spannungsreglers 300 aus 3 wird in 6 gezeigt. Da der Widerstand R₃ 308 konfiguriert sein könnte, um den externen Kondensator C_L 126 zu entkoppeln, könnte der Pol, der aufgrund des Kondensators 126 erzeugt würde, in einem Leerlaufzustand (ohne I_Load) isoliert werden. Somit könnte auch eine zusätzliche LHP-Nullstelle erzeugt werden, die dazu beiträgt, bessere Stabilität für den Spannungsregler 300 in Zuständen ohne I_Load bereitzustellen. Somit könnte der durch die externe Durchlassvorrichtung 120 erzeugte Pol gegeben werden durch:
und die Nullstelle, die durch das Entkoppeln des Widerstands 328 in einem Zustand ohne I_Load (oder einem Zustand mit schwachem I_Load; allgemeiner gesagt, wenn die externe Durchlassvorrichtung 120 nicht in dem aktiven Bereich funktioniert) erzeugt wird, könnte gegeben werden durch:
Wie aus den obigen Ausdrücken ersichtlich, könnte die Transkonduktanz (gm_n) der externen Transistorvorrichtung 120 zunehmen, wenn der Laststrom zunimmt, der Kondensator C_L 126 könnte nicht mehr entkoppelt sein und der Pol aufgrund des externen Durchlasstransistors 120 könnte auf eine höhere Frequenz angehoben werden, da die Transkonduktanz zum Strom proportional ist (gm_n ∞ I). Zudem könnte die Nullstelle Z₂ sich auf höhere Frequenzen begeben, wenn der Laststrom I_Load zunimmt.
Wenn der Laststrom I_Load zunimmt, könnte der Pol P₂ schneller zunehmen (R_{o_pass} 216 nimmt bei zunehmendem Strom linear ab, 1/λI, wobei λ der Modulationsparameter der Kanallänge der MOS-Vorrichtungen ist) als die Geschwindigkeit, mit der die Verstärkung des Systems (gm_p) abnimmt. Daher könnte ein gewünschtes (optimales) Verhalten des Spannungsreglers 300 erzielt werden, indem der Kondensator mit dem richtigen ESR gewählt wird. Die Art und der Wert des Kondensators 126 mögen daher die Position der Pole P₁ und P₂ und der Nullstelle Z₁ bestimmen. Pol 2 könnte ausgedrückt werden als:
und die Nullstelle 1 könnte ausgedrückt werden als:
Eine in 6 gezeigte Kompensationskapazität C_C 304, könnte bidirektional sein. Mit anderen Worten mögen sowohl rückwärts als auch vorwärts gekoppelte Ströme gleichzeitig durch den Kondensator 304 fließen. Der Rückkopplungsstrom könnte der Miller-Effekt-Strom sein, der vom Ausgang zum Eingang zwischen zwei gegenphasigen Knoten fließt. Der Vorwärtskopplungsstrom aus dem Verstärker 104 könnte durch den Kondensator C_C 304 fließen, was zu einem kleinen Ausgangssignal führen könnte, das mit dem Eingang phasengleich ist. Dies ist der Strom, der die Nullstelle verursachen könnte. Es könnte eine rechte Halbebenen-(RHP)Nullstelle sein, weil sie ein Ausgangssignal bereitstellt, das im Vergleich zu dem verstärkten Ausgangssignal gegenphasig sein könnte. Um den Effekt der RHP-Nullstelle aufzuheben, könnte ein Widerstand R_C 302 verwendet werden, dessen Wert größer als l/gm der MOS-Durchlassvorrichtung 112 sein könnte.
Die Reglerausgangsspannung V_OUT mit den zusätzlichen Widerständen 118, 306 und 328 könnte dann folgendermaßen ausgedrückt werden:
wobei R₂ viel größer als R₃ sein könnte, um einen großen Versatz in der Ausgangsspannung zu vermeiden.
Noch einmal mit Bezug auf 3 könnte der Betrieb des Spannungsreglers 300 folgendermaßen zusammengefasst werden. Ein erster Widerstand R₃ 308 könnte konfiguriert sein, um einen Lastkondensator C_L 126 von dem Knoten 132 zu entkoppeln, wenn kein Laststrom vorliegt, oder allgemeiner gesagt, wenn der Laststrom I_Load klein/schwach ist, oder sich unter einem vorgegebenen Wert befindet, wenn der externe Durchlasstransistor 120 mit dem Einschalten beginnt und in den aktiven (linearen) Betriebsbereich eintritt. Ein zweiter Widerstand, Widerstand R₂ 306, könnte konfiguriert sein, um den Ausgang an dem Knoten 130 zum Ausgang an dem Knoten 132 zu koppeln, um einen Ruhestrom durch die interne Durchlass-Transistorvorrichtung 112 zu erzeugen, auch wenn der externe Transistor 120 sich in der Nähe des Abschaltbereichs befindet. Ein dritter Widerstand, Widerstand R₁, könnte zwischen dem Drain-Anschluss des internen Durchlass-Transistors 112 und dem Ausgangsknoten 130 konfiguriert sein, um den Effekten einer negativen Impedanz an der Basis des externen Transistors 120 entgegenzuwirken, die von der β (Stromverstärkung) des externen Transistors 120 verursacht wird. Eine Kompensationskapazität 316 zum Führen eines Rückkopplungsstroms (der sich aus dem Miller-Effekt ergibt) könnte zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Fehlerverstärkers 104 konfiguriert werden. Um den Effekt eines zu dem verstärkten Ausgangssignal (das sich aus einem Vorwärtskopplungsstrom ergibt, der ebenfalls in dem Kondensator 316 fließt) gegenphasigen Ausgangssignals aufzuheben, könnte ein vierter Widerstand 302 – mit einem Wert, der größer ist als die Transimpedanz des Durchlasstransistors 112 – zwischen dem Ausgang des Fehlerverstärkers 104 und der Kapazität 316 konfiguriert sein.
Es sei noch einmal zu bemerken, dass der Spannungsregler 300 auch ohne den externen Transistor 120 betrieben werden könnte, je nach der erwarteten Größe des Laststroms, der in dem Knoten 131 bereitzustellen ist. Je nach Größe könnte der interne Durchlasstransistor 112 in Lage sein, eine gewisse Laststrommenge abzugeben, solange ein Weg durch den Durchlasstransistor 112 in den Knoten 131 zu einer Last besteht, die mit dem Knoten 131 gekoppelt ist (wie z. B. die in 5 gezeigte Last 504). Z. B. könnte die Größe des Durchlasstransistors 112 ausreichen, um ein paar hundert μA Strom abzugeben. In diesem Fall könnte ohne den externen Transistor 120 Strom durch den internen Durchlasstransistor 112, durch die Widerstände 118, 306 und 308, in den Knoten 131 und in eine Last fließen, die mit dem Knoten 131 gekoppelt ist. Während der Weg, der notwendig ist, damit Strom von dem internen Transistor 112 zu dem Knoten 131 fließt, ohne den Widerstand 118 und den Widerstand 308 hergestellt werden könnte, solange der Knoten leitfähig mit dem Drain des Transistors 112 gekoppelt ist, ist ein zusätzlicher Vorteil von diversen Ausführungsformen, welche die Widerstände 118, 306 und 308 umfassen, dass sie ebenso ohne externen Transistor 120 verwendet werden mögen und dabei die zusätzlichen Vorteile, wie hier offenbart, wenn sie mit dem externen Transistor 120 betrieben werden, bereitstellen.
Obwohl die obigen Ausführungsformen ausführlich beschrieben wurden, sind andere Versionen möglich. Zahlreiche Variationen und Änderungen werden für den Fachmann ersichtlich, nachdem die obige Offenbarung vollständig erfasst wurde. Es wird beabsichtigt, dass die nachstehenden Ansprüche ausgelegt werden, um alle derartigen Variationen und Modifikationen einzuschließen. Es ist zu beachten, dass die hier verwendeten Kapitelüberschriften rein organisatorischen Zwecken dienen und nicht dazu gedacht sind, die hier bereitgestellte Beschreibung oder die beigefügten Ansprüche einzuschränken.

Claims

Spannungsregler, umfassend: einen ersten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um eine geregelte Ausgangsspannung bereitzustellen; einen zweiten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um mit einem Steueranschluss einer externen Durchlassvorrichtung gekoppelt zu werden, deren eines Kanalende mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen Laststrom für Hochspannungsanwendungen bereitzustellen; eine interne Durchlassvorrichtung, deren erstes Kanalende mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist und deren zweites Kanalende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um die externe Durchlassvorrichtung zu steuern; einen Fehlerverstärker, der einen ersten Eingang, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der in einem Rückkopplungskreis mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und ferner einen Ausgang, der konfiguriert ist, um einen Stromzweig zu steuern, der einen Strom erzeugt, der in der internen Durchlassvorrichtung fließt, um die geregelte Ausgangsspannung zu steuern, aufweist; und einen ersten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und dessen zweites Ende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen könnte Ruhestrom in der internen Durchlassvorrichtung zu erzeugen, wenn die externe Durchlassvorrichtung den Laststrom nicht bereitstellt.
Spannungsregler nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Lastkondensator, der zwischen dem ersten Ausgangsknoten und der Bezugsmasse gekoppelt ist; und einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem ersten Ende des ersten Widerstands gekoppelt ist, um den Lastkondensator von dem Rückkopplungskreis zu entkoppeln, wenn der Laststrom eine Größe aufweist, die kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
Spannungsregler nach Anspruch 1, ferner umfassend einen zweiten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem zweiten Ende des Kanals der internen Durchlassvorrichtung gekoppelt ist, und dessen zweites Ende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um den Effekten einer negativen Impedanz entgegenzuwirken, die durch eine Stromverstärkung der externen Durchlassvorrichtung an dem Steueranschluss der externen Durchlassvorrichtung verursacht wird.
Spannungsregler nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Kompensationskondensator, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen Rückkopplungsstrom zu führen, der sich aus dem Miller-Effekt ergibt.
Spannungsregler nach Anspruch 4, ferner umfassend einen zweiten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem ersten Ende des Kompensationskondensators gekoppelt ist, um einen Effekt eines Ausgangssignals aufzuheben, das zu einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers, das sich aus einem Vorwärtskopplungsstrom ergibt, der in dem Kompensationskondensator fließt, gegenphasig ist.
Spannungsregler nach Anspruch 1, ferner umfassend eine oder mehrere Vorrichtungen, die zwischen dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten in Reihe geschaltet ist bzw. sind, um sicherzustellen, dass eine Spannung an dem zweiten Ausgangsknoten nicht den gleichen Wert erreicht wie die Versorgungsspannung, wenn die externe Durchlassvorrichtung nicht mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist.
Spannungsregler nach Anspruch 6, wobei die eine Vorrichtung bzw. die mehreren Vorrichtungen eines oder mehrere der folgenden Elemente umfasst bzw. umfassen: Dioden; oder als Dioden geschaltete Transistoren.
Spannungsregler, umfassend: einen ersten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um eine geregelte Ausgangsspannung bereitzustellen; einen zweiten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um mit einem Steueranschluss einer externen Transistorvorrichtung gekoppelt zu werden, deren eines Kanalende mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen Laststrom für Hochspannungsanwendungen bereitzustellen; eine interne Transistorvorrichtung, deren erstes Kanalende mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist und deren zweites Kanalende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um die externe Transistorvorrichtung zu steuern; einen Stromzweig, der konfiguriert ist, um einen Strom zu erstellen, der in der internen Transistorvorrichtung fließt; einen Fehlerverstärker, mit einem ersten Eingang, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen, und einem zweiten Eingang, der in einem Rückkopplungskreis mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und ferner mit einem Ausgang, der konfiguriert ist, um den Stromzweig zur steuerung der geregelten Ausgangsspannung zu steuern, aufweist; einen Lastkondensator, der zwischen dem ersten Ausgangsknoten und der Bezugsmasse gekoppelt ist; und einen ersten Widerstand, der konfiguriert ist, um den Lastkondensator von dem ersten Eingang des Fehlerverstärkers zu entkoppeln, wenn der Laststrom eine Größe aufweist, die geringer ist als ein vorgegebener Wert.
Spannungsregler nach Anspruch 8, ferner umfassend einen zweiten Widerstand, dessen erstes Ende mit einem ersten Ende des ersten Widerstands gekoppelt ist, und dessen zweites Ende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen Ruhestrom in der internen Transistorvorrichtung zu erzeugen, wenn die externe Durchlassvorrichtung den Laststrom nicht bereitstellt.
Spannungsregler nach Anspruch 9, ferner umfassend einen Kompensationskondensator, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem zweiten Kanalende der internen Transistorvorrichtung gekoppelt ist, um einen Rückkopplungsstrom zu führen, der sich aus dem Miller-Effekt ergibt.
Spannungsregler nach Anspruch 10, ferner umfassend einen dritten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem ersten Ende des Kompensationskondensators gekoppelt ist, um einen Effekt eines Ausgangssignals aufzuheben, das zu einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers, das sich aus einem Vorwärtskopplungsstrom ergibt, der in dem Kompensationskondensator fließt, gegenphasig ist.
Spannungsregler nach Anspruch 11, ferner umfassend einen vierten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem zweiten Ende des Kanals der internen Transistorvorrichtung gekoppelt ist, und dessen zweites Ende mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um den Effekten einer negativen Impedanz entgegenzuwirken, die durch eine Stromverstärkung der externen Transistorvorrichtung an dem Steueranschluss der externen Transistorvorrichtung verursacht wird.
Spannungsregler nach Anspruch 12, ferner umfassend eine oder mehrere Diodenvorrichtungen, die zwischen dem zweiten Ende des Kanals der internen Transistorvorrichtung und dem ersten Ende des ersten Widerstands in Reihe geschaltet ist bzw. sind, um die geregelte Ausgangsspannung zu klemmen.
Spannungsregler nach Anspruch 8, wobei der Stromzweig eine Source-Folger-Stufe ist, die einen Strombegrenzer umfasst, der konfiguriert ist, um den Strom zu begrenzen, der in der Source-Folger-Stufe fließt.
Spannungsregler nach Anspruch 14, wobei die Source-Folger-Stufe eine Transistorvorrichtung in einer Stromspiegelkonfiguration mit der internen Transistorvorrichtung umfasst, um ein Vielfaches des Stroms zu spiegeln, der in der Source-Folger-Stufe zu dem zweiten Knoten des Kanals der internen Transistorvorrichtung fließt.
Verfahren zum Regeln einer Ausgangsspannung an einem Ausgangsknoten, der in einem Rückkopplungskreis konfiguriert ist, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: Erzeugen eines ersten Steuersignals basierend auf einer Referenzspannung und der Ausgangsspannung; Verwenden des ersten Steuersignals, um einen ersten Strom zu steuern, der in einem ersten Stromzweig fließt; Spiegeln eines Vielfachen des ersten Stroms zu einer ersten Durchlassvorrichtung, um einen zweiten Strom zu erzielen, der in der ersten Durchlassvorrichtung fließt, um die Ausgangsspannung zu steuern; Verwenden einer Spannung, die von dem zweiten Strom entwickelt wird, um eine zweite Durchlassvorrichtung zu steuern, die konfiguriert ist, um einen Laststrom in den Ausgangsknoten bereitzustellen; und Entkoppeln eines Kondensators, der zwischen dem Ausgangsknoten und der Bezugsmasse aus dem Rückkopplungskreis gekoppelt ist, wenn der Laststrom eine Größe aufweist, die geringer als ein vorgegebener Wert ist.
Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend das Erzeugen eines Ruhestroms in der ersten Durchlassvorrichtung, wenn die zweite Durchlassvorrichtung den Laststrom nicht bereitstellt.
Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend das Beseitigen von Effekten einer negativen Impedanz, die von einer Stromverstärkung der zweiten Durchlassvorrichtung an einem Steueranschluss der zweiten verursacht wird.
Spannungsregler, umfassend: einen ersten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um eine geregelte Ausgangsspannung bereitzustellen; einen zweiten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um mit einem Steueranschluss eines externen Durchlasstransistors gekoppelt zu werden, dessen Kanal zwischen einer Versorgungsspannung und dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um einen Laststrom in den ersten Ausgangsknoten bereitzustellen; einen ersten Widerstand, der zwischen dem zweiten Ausgangsknoten und einem ersten internen Knoten gekoppelt ist; einen zweiten Widerstand, der zwischen dem zweiten Ausgangsknoten und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist; einen dritten Widerstand, der zwischen dem zweiten internen Knoten und dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen Lastkondensator, der zwischen dem ersten Ausgangsknoten und der Bezugsmasse gekoppelt ist; einen internen Durchlasstransistor, der einen Kanal aufweist, der zwischen der Versorgungsspannung und dem ersten internen Knoten gekoppelt ist; eine Source-Folger-Stufe, die zwischen der Versorgungsspannung und der Bezugsmasse gekoppelt ist, und die konfiguriert ist, um ein Vielfaches eines Stroms zu spiegeln, der in der Source-Folger-Stufe zu dem internen Durchlasstransistor fließt; und einen Fehlerverstärker, der einen ersten Eingang, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der mit dem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, und ferner einen Ausgang, der konfiguriert ist, um die Source-Folger-Stufe zu steuern, um die geregelte Ausgangsspannung zu steuern, aufweist.
Spannungsregler nach Anspruch 19, ferner umfassend einen Kompensationskondensator und einen vierten Widerstand, der zwischen dem Ausgang des Fehlerverstärkers und dem ersten internen Knoten in Reihe geschaltet ist.
Spannungsregler nach Anspruch 20, wobei ein Wert des vierten Widerstands größer als eine Transkonduktanz der internen Durchlassvorrichtung ist.
Spannungsregler nach Anspruch 19, ferner umfassend eine oder mehrere Diodenvorrichtungen, die zwischen dem ersten internen Knoten und dem zweiten internen Knoten gekoppelt ist bzw. sind.
System, umfassend: einen Spannungsregler, umfassend: einen ersten Ausgangsknoten, der konfiguriert ist, um eine geregelte Ausgangsspannung bereitzustellen; einen zweiten Ausgangsknoten; einen ersten Widerstand, der zwischen dem zweiten Ausgangsknoten und einem ersten internen Knoten gekoppelt ist; einen zweiten Widerstand, der zwischen dem zweiten Ausgangsknoten und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist; einen dritten Widerstand, der zwischen dem zweiten internen Knoten und dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist; einen Lastkondensator, der zwischen dem ersten Ausgangsknoten und der Bezugsmasse gekoppelt ist; einen internen Durchlasstransistor, der einen Kanal aufweist, der zwischen der Versorgungsspannung und dem ersten internen Knoten gekoppelt ist; eine Source-Folger-Stufe, die zwischen der Versorgungsspannung und der Bezugsmasse gekoppelt ist und konfiguriert ist, um ein Vielfaches eines Stroms zu spiegeln, der in der Source-Folger-Stufe zu dem internen Durchlasstransistor fließt; und einen Fehlerverstärker, der einen ersten Eingang, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der mit dem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, und ferner einen Ausgang, der konfiguriert ist, um die Source-Folger-Stufe zu steuern, um die geregelte Ausgangsspannung zu steuern, aufweist; einen externen Durchlasstransistor, der einen Steueranschluss aufweist, der mit dem zweiten Ausgangsknoten des Spannungsreglers gekoppelt ist, und ferner einen Kanal aufweist, der zwischen einer Versorgungsspannung und dem ersten Ausgangsknoten des Spannungsreglers gekoppelt ist, um einen Laststrom in den ersten Ausgangsknoten des Spannungsreglers bereitzustellen; und eine Last, die mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, um den Laststrom zu führen.
System nach Anspruch 23, wobei der Spannungsregler auf einer integrierten Schaltung konfiguriert ist.
System nach Anspruch 23, wobei die interne Durchlassvorrichtung ein MOSFET und der externe Durchlasstransistor ein BJT ist.
Spannungsregler, umfassend: einen ersten Knoten, der konfiguriert ist, um eine geregelte Ausgangsspannung bereitzustellen; einen zweiten Knoten; eine interne Durchlassvorrichtung, deren erstes Kanalende mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist und deren zweites Kanalende mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist; einen Stromzweig, der mit der internen Durchlassvorrichtung gekoppelt ist; einen Fehlerverstärker, der einen ersten Eingang, der konfiguriert ist, um ein Referenzsignal zu empfangen, und einen zweiten Eingang, der in einem Rückkopplungskreis mit dem ersten Knoten gekoppelt ist, und ferner einen Ausgang, der konfiguriert ist, um einen Stromzweig zu steuern, der einen Strom erstellt, der in der internen Durchlassvorrichtung fließt, um die geregelte Ausgangsspannung zu steuern, aufweist; und einen ersten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem ersten Knoten gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, um einen Ruhestrom in der internen Durchlassvorrichtung zu erstellen, um einen Laststrom in den ersten Knoten bereitzustellen.
Spannungsregler nach Anspruch 26, ferner umfassend: einen Lastkondensator, der zwischen dem ersten Knoten und der Bezugsmasse gekoppelt ist; und einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende mit dem ersten Knoten gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem ersten Ende des ersten Widerstands gekoppelt ist, um den Lastkondensator von dem Rückkopplungskreis zu entkoppeln, wenn der Laststrom eine Größe aufweist, die kleiner als ein vorgegebener Wert ist.
Spannungsregler nach Anspruch 26, ferner umfassend einen Kompensationskondensator, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem zweiten Knoten gekoppelt ist, um einen Rückwärtskopplungsstrom zu führen, der sich aus dem Miller-Effekt ergibt.
Spannungsregler nach Anspruch 28, ferner umfassend einen zweiten Widerstand, dessen erstes Ende mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers gekoppelt ist und dessen zweites Ende mit dem ersten Ende des Kompensationskondensators gekoppelt ist, um einen Effekt eines Ausgangssignals aufzuheben, das zu einem Ausgangssignal des Fehlerverstärkers, das sich aus einem Vorwärtskopplungsstrom ergibt, der in dem Kompensationskondensator fließt, gegenphasig ist.