DE102014212502B4

DE102014212502B4 - Überspannungskompensation für einen Spannungsreglerausgang

Info

Publication number: DE102014212502B4
Application number: DE102014212502.2A
Authority: DE
Inventors: Ambreesh c/o Dialog Semiconductor (UK) Bhattad; Frank c/o Dialog Semiconductor GmbH Kronmueller; Pietro c/o Dialog Semiconductor Ltd Gallina
Original assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Current assignee: Dialog Semiconductor UK Ltd
Priority date: 2014-06-27
Filing date: 2014-06-27
Publication date: 2018-01-25
Anticipated expiration: 2034-06-28
Also published as: US20150378379A1; US9323265B2; DE102014212502A1

Abstract

Ein mehrstufiger Verstärker, der aufweist – eine Durchlassvorrichtung (201), die konfiguriert ist zum Liefern eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an einen Ausgangsknoten (302); wobei der Laststrom von einem hohen Potential (331) des mehrstufigen Verstärkers bezogen wird; – eine erste Treiberschaltung (310), die konfiguriert ist zum Steuern der Durchlassvorrichtung (201) basierend auf einer Referenzspannung (108) und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung (107), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; – einen Senke-Transistor (301), der in Serie mit der Durchlassvorrichtung (201) angeordnet ist und konfiguriert ist zum Entfernen eines ersten Stroms von dem Ausgangsknoten (302) zu einem niedrigen Potential (332) des mehrstufigen Verstärkers; wobei der Ausgangsknoten (302) einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung (201) und dem Senke-Transistor (301) entspricht; – einen Bypass-Transistor (501), der konfiguriert zum Koppeln einer Erfassungsspannung (507), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, mit dem niedrigen Potential (332), um einen zweiten Strom von dem Ausgangsknoten (302) zu dem niedrigen Potential (332) zu entfernen; – eine zweite Treiberschaltung (311), die konfiguriert ist zum Steuern des Senke-Transistors (301) und des Bypass-Transistors (501) basierend auf der Referenzspannung (108) und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung (307), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; und – einen Spannungsteiler (521, 321, 322, 323), der zwischen dem Ausgangsknoten (302) und dem niedrigen Potential (332) angeordnet ist und konfiguriert ist zum Ableiten der ersten Rückkopplungsspannung (107), der zweiten Rückkopplungsspannung (307) und der Erfassungsspannung (507) von der Ausgangsspannung derart, dass die Erfassungsspannung (507) höher ist als die erste Rückkopplungsspannung (107), und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung (107) höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung (307).

Description

Technisches Gebiet
Das vorliegende Dokument betrifft mehrstufige Verstärker, wie Linearregler oder Linearspannungsregler (zum Beispiel Low-Dropout-Regler), die konfiguriert sind zum Vorsehen einer konstanten Ausgangsspannung, die Last-Transienten unterliegt. Insbesondere betrifft das vorliegende Dokument ein Verfahren und eine Schaltung für eine Überspannungskompensation derartiger mehrstufiger Verstärker.
Hintergrund
Ein Beispiel für mehrstufige Verstärker sind Low-Dropout-(LDO – low-dropout)-Regler, die linearen Spannungsregler sind, die mit kleinen Eingang-Ausgang-Differenzspannungen arbeiten können. Ein typischer LDO-Regler 100 wird in 1a dargestellt. Der LDO-Regler 100 weist eine Ausgangsverstärkungsstufe 103, zum Beispiel einen Feldeffekttransistor (FET – field effect transistor), an dem Ausgang und eine Differentialverstärkungsstufe oder einen Differentialverstärker 101 (auch als ein Fehlerverstärker bezeichnet) an dem Eingang auf. Ein erster Eingang (fb) 107 des Differentialverstärkers 101 empfängt einen Bruchteil der Ausgangsspannung V_out, die von dem Spannungsteiler 104 bestimmt wird, der die Widerstände R0 und R1 aufweist. Der zweite Eingang (ref) in den Differentialverstärker 101 ist eine stabile Referenzspannung V_ref 108 (auch als die Bandlückenreferenz bezeichnet). Wenn sich die Ausgangsspannung V_out relativ zu der Referenzspannung V_ref ändert, ändert sich die Ansteuerspannung zu der Ausgangsverstärkungsstufe, zum Beispiel der Leistungs-FET (field effect transistor – Feldeffekttransistor), durch einen Rückkopplung-Mechanismus, der als Hauptrückkopplungsschleife bezeichnet wird, um eine konstante Ausgangsspannung V_out beizubehalten.
Der LDO-Regler 100 von 1a weist weiter eine zusätzliche Zwischenverstärkungsstufe 102 auf, die konfiguriert ist zum Verstärken der Ausgangsspannung der Differentialverstärkungsstufe 101. Somit kann eine Zwischenverstärkungsstufe 102 verwendet werden, um eine zusätzliche Verstärkung in dem Verstärkungspfad vorzusehen. Weiter kann die Zwischenverstärkungsstufe 102 eine Phasenumkehr vorsehen.
Zusätzlich kann der LDO-Regler 100 eine Ausgangskapazität C_out (die auch als Ausgangskondensator oder Stabilisierungskondensator oder Bypass-Kondensator bezeichnet wird) 105 parallel zu der Last 106 aufweisen. Der Ausgangskondensator 105 kann verwendet werden, um die Ausgangsspannung V_out zu stabilisieren, die durch eine Änderung der Last 106, insbesondere durch eine Änderung des Laststromes I_load beeinflusst wird. Es sollte angemerkt werden, dass typischerweise der Ausgangsstrom I_out an dem Ausgang der Ausgangsverstärkungsstufe 103 dem Laststrom I_boad durch die Last 106 des Reglers 100 entspricht (abgesehen von typischerweise kleineren Strömen durch den Spannungsteiler 104 und den Ausgangskondensator 105). Folglich werden die Begriffe Ausgangsstrom I_out und Laststrom I_oad synonym verwendet, wenn nicht anders spezifiziert.
Typischerweise ist es wünschenswert, eine stabile Ausgangsspannung V_out vorzusehen, auch Transienten der Last 106 unterliegend. Auf beispielhafte Weise kann der Regler 100 verwendet werden, um eine stabile Ausgangsspannung V_out für den Prozessor einer elektronischen Vorrichtung vorzusehen (wie ein Smartphone). Der Laststrom I_load kann signifikant zwischen einem Ruhezustand und einem aktiven Zustand des Prozessors variieren, wodurch die Last 106 des Reglers 100 variiert wird. Um einen zuverlässigen Betrieb des Prozessors sicherzustellen, sollte die Ausgangsspannung V_out stabil bleiben, auch in Reaktion auf derartige Last-Transienten.
Zur selben Zeit sollte der LDO-Regler 100 schnell auf Last Transienten reagieren können, d. h. der LDO-Regler 100 sollte in der Lage sein, schnell den angeforderten Laststrom I_load vorzusehen, wenn einer Last-Transiente unterzogen. Dies bedeutet, dass der LDO-Regler 100 eine hohe Bandbreite aufweisen sollte.
Der Regler 100, der in 1a gezeigt wird, ist ein Beispiel eines mehrstufigen Verstärkers. Solche mehrstufigen Verstärker 100, insbesondere LDOs, sind vor allem unidirektionale Vorrichtungen, d. h. sie können typischerweise entweder Strom liefern oder entfernen. Bestimmte Betriebsbedingungen können ein erhebliches Überschwingen der Ausgangsspannung V_out an dem Ausgangsknoten eines mehrstufigen Verstärkers 100 verursachen, was eine Last 106 beschädigen kann, die von dem mehrstufigen Verstärker 100 mit Energie versorgt wird. Beispielhafte Betriebsbedingungen sind: ein plötzliches Entfernen der Last 106; die Wiederherstellung von einem Transient in der Versorgungsspannung des mehrstufigen Verstärkers 100, was den mehrstufigen Verstärker 100 in einen tiefen Abfall gedrückt hat; ein Strom, der in den Ausgangsknoten des mehrstufigen Verstärkers 100 durch externe Pull-ups zugeführt wird; die Wiederherstellung aus einer Strombegrenzungsbedingung; und/oder Hochtemperaturverlust von einer Durchlass(Pass)-Vorrichtung des mehrstufigen Verstärkers 100.
Ein möglicher Ansatz zur Adressierung des Problems von Überschwingungen der Ausgangsspannung eines mehrstufigen Verstärkers 100 ist die Verwendung einer aktiven Pull-down-Schaltung, die konfiguriert ist zum Entfernen einer zusätzlichen Ladung aus dem Ausgangskondensator 105. Die aktive Pull-down kann als ein Komparator oder als ein Verstärker implementiert werden.
Wenn ein Komparator verwendet wird und der Strom, der in den Ausgangsknoten geliefert wird, niedriger ist als die Senke- bzw. Entfernungs-Fähigkeit der Pull-down-Schaltung, wird typischerweise eine Sägezahn-Oszillation an dem Ausgangsknoten des mehrstufigen Verstärkers 100 beobachtet (siehe 3b). Derartige Oszillationen der Ausgangsspannung sind typischerweise unerwünscht, da derartige Oszillationen die Last 106 negativ beeinflussen können. Andererseits, wenn ein Verstärker verwendet wird, kann die Kompensation eines solchen Verstärkers schwierig sein, wenn die Kapazität des Ausgangskondensators 105 der mehrstufigen Verstärkers 100 reduziert ist. Weiter, da der Verstärker typischerweise nicht bei normalen Betriebsbedingungen verwendet wird (d. h. in einer Unterspannungssituation an dem Ausgangsknoten), ist der Strom, der durch den Verstärker der Pull-down-Schaltung verbraucht wird, eine Belastung für den minimalen Ruhestrom für den mehrstufigen Verstärkers 100.
US 2004/0 150 382 A1 offenbart einen Spannungsregler mit einer Schaltung für konstanten Strom, einem ersten Transistor, einem zweiten Transistor und einer Steuerschaltung.
US 2010/0 148 735 A1 zeigt einen Low-Dropout-Regler mit einem Fehlerverstärker, mindestens einer ersten Widerstandslast und mindestens einer zweiten Widerstandslast.
Das vorliegende Dokument betrifft ein Vorsehen von Schaltungen, die konfiguriert sind zum Stabilisieren einer aktiven Pull-down-Schaltung (auch als Strom-Senke-Schaltung bezeichnet) eines mehrstufigen Verstärkers. Insbesondere soll die aktive Pull-down-Schaltung unter Verwendung eines Ausgangskondensators 105 mit einer reduzierten Kapazität stabilisiert werden, um die Kosten und die Größe des mehrstufigen Verstärkers zu reduzieren. Weiter ist der verbrauchte Ruhestrom des mehrstufigen Verstärkers zu reduzieren.
Zusammenfassung
Gemäß einem Aspekt wird ein mehrstufiger Verstärker, wie ein Linearregler, beschrieben. Der mehrstufige Verstärker weist eine Durchlass(Pass)-Vorrichtung (zum Beispiel einen Leistungstransistor) auf, die konfiguriert ist, einen Laststrom bei einer Ausgangsspannung an einen Ausgangsknoten des mehrstufigen Verstärkers zu liefern. Der Laststrom kann für eine Last des mehrstufigen Verstärkers vorgesehen sein, wenn die Last mit dem Ausgangsknoten gekoppelt ist. Der Laststrom kann von einem hohen Potential (zum Beispiel von einer Versorgungsspannung) des mehrstufigen Verstärkers bezogen werden. Zu diesem Zweck kann eine Source der Durchlassvorrichtung mit dem hohen Potential (direkt) gekoppelt sein und ein Drain der Durchlassvorrichtung kann mit dem Ausgangsknoten (direkt) gekoppelt sein. Der Laststrom kann dem Source-Drain-Strom durch die Durchlassvorrichtung entsprechen.
Der mehrstufige Verstärker weist weiter eine erste Treiberschaltung auf, die konfiguriert ist zum Steuern der Durchlassvorrichtung basierend auf einer Referenzspannung und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung, wobei die erste Rückkopplungsspannung von der Ausgangsspannung abgeleitet ist (zum Beispiel proportional zu der Ausgangsspannung ist). Die Referenzspannung kann verwendet werden, um den gewünschten Pegel der Ausgangsspannung einzustellen. Die erste Treiberschaltung kann konfiguriert sein, eine erste Gate-Spannung für ein Gate der Durchlassvorrichtung zu erzeugen, basierend auf der Referenzspannung und basierend auf der ersten Rückkopplungsspannung. Insbesondere kann die erste Gate-Spannung basierend auf einer Differenz der Referenzspannung und der ersten Rückkopplungsspannung abgeleitet bzw. erzeugt werden. Die erste Gate-Spannung kann (direkt) an das Gate der Durchlassvorrichtung angelegt werden.
Der mehrstufige Verstärker weist typischerweise eine Vielzahl von Verstärkungsstufen auf. Die Durchlassvorrichtung kann ein Teil einer Ausgangsstufe des mehrstufigen Verstärkers sein. Weiter kann die erste Treiberschaltung eine oder mehrere Verstärkungsstufen) aufweisen. Insbesondere kann die erste Treiberschaltung eine Differentialverstärkungsstufe aufweisen, die konfiguriert ist zum Ableiten bzw. Erzeugen einer Zwischenspannung basierend auf einer Differenz zwischen der Referenzspannung und der ersten Rückkopplungsspannung. Die erste Gate-Spannung kann basierend auf der Zwischenspannung abgeleitet bzw. erzeugt werden. Weiter kann die erste Treiberschaltung eine Zwischenverstärkungsstufe aufweisen, die konfiguriert ist zum Ableiten bzw. Erzeugen der ersten Gate-Spannung zum Steuern der Durchlassvorrichtung, basierend auf der Zwischenspannung. Somit kann die erste Gate-Spannung proportional zu der Differenz zwischen der Referenzspannung und der ersten Rückkopplungsspannung sein.
Somit weist der mehrstufige Verstärker eine erste Treiberschaltung und eine Durchlassvorrichtung auf zum Vorsehen des Laststroms an dem Ausgangsknoten mit einer geregelten Ausgangsspannung. Die erste Treiberschaltung und die Durchlassvorrichtung können konfiguriert sein zum Vorsehen einer stabilen Ausgangsspannung, sogar wenn sie Last-Transienten unterliegt (insbesondere bei einer Erhöhung des Laststroms, das heißt einem positiven Last-Transienten unterliegend, was typischerweise zu einer Unterspannungssituation an dem Ausgangsknoten des mehrstufigen Verstärkers führt).
Weiterhin umfasst der mehrstufige Verstärker eine Strom-Senke-Schaltungsanordnung (auch als Pull-down-Schaltung bezeichnet), die in dem Falle einer Überspannungssituation an dem Ausgangsknoten des mehrstufigen Verstärkers verwendet werden kann (wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen gewünschten Pegel übersteigt). Die Strom-Senke-Schaltungsanordnung ermöglicht dem mehrstufigen Verstärker, auf eine Reduzierung der Last auf eine schnelle und stabile Weise zu reagieren.
Der mehrstufige Verstärker (insbesondere die Strom-Senke-Schaltungsanordnung) weist einen Senke-Transistor auf, der in Serie mit der Durchlassvorrichtung angeordnet ist und der konfiguriert ist, einen ersten Strom von dem Ausgangsknoten auf ein niedriges Potential (zum Beispiel Masse) des mehrstufigen Verstärkers zu senken bzw. zu entfernen. Der Ausgangsknoten kann einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung und dem Senke-Transistor entsprechen. Zum Senken bzw. Entfernen des ersten Stroms kann ein Drain des Senke-Transistors (direkt) mit dem Ausgangsknoten gekoppelt sein und eine Source des Senke-Transistors kann (direkt) mit dem niedrigen Potential gekoppelt sein. Somit kann der erste Strom dem Drain-Source-Strom durch den Senke-Transistor entsprechen.
Zusätzlich weist der mehrstufige Verstärker (insbesondere die Strom-Senke-Schaltungsanordnung) einen Bypass-Transistor auf, der konfiguriert ist, eine Erfassungsspannung, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, mit dem niedrigen Potential zu koppeln, um einen zweiten Strom von dem Ausgangsknoten auf das niedrige Potential zu senken bzw. zu entfernen. Zum Senken bzw. Entfernen des zweiten Stroms kann ein Drain des Bypass-Transistors mit dem Ausgangsknoten über einen Zwischenwiderstand gekoppelt sein (zum Beispiel über einen sogenannten ESR(Equivalent Serial Resistance)-Widerstand) und eine Source des Bypass-Transistors kann (direkt) mit dem niedrigen Potential gekoppelt sein. Somit kann der zweite Strom dem Drain-Source-Strom durch den Bypass-Transistor entsprechen. Die Erfassungsspannung kann von der Ausgangsspannung abgeleitet bzw. erzeugt werden derart, dass die Erfassungsspannung proportional zu der Ausgangsspannung ist.
Weiter weist der mehrstufige Verstärker (insbesondere die Strom-Senke-Schaltungsanordnung) eine zweite Treiberschaltung auf, die konfiguriert ist zum Steuern des Senke-Transistors und des Bypass-Transistors basierend auf der Referenzspannung und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung, wobei die zweite Rückkopplungsspannung von der Ausgangsspannung abgeleitet wird. Insbesondere kann die zweite Treiberschaltung konfiguriert sein zum Erzeugen einer zweiten Gate-Spannung für ein Gate des Senke-Transistors und für ein Gate des Bypass-Transistors basierend auf der Referenzspannung und basierend auf der zweiten Rückkopplungsspannung (insbesondere basierend auf einer Differenz zwischen der Referenzspannung und der zweiten Rückkopplungsspannung). Zu diesem Zweck kann die zweite Treiberschaltung einen Differentialverstärker aufweisen, der konfiguriert ist zum Ableiten bzw. Erzeugen der zweiten Gate-Spannung zum Anlegen an das Gate des Bypass-Transistors und zum Anlegen an das Gate des Senke-Transistors, basierend auf der Differenz zwischen der Referenzspannung und der zweiten Rückkopplungsspannung. Die zweite Gate-Spannung kann proportional zu der Differenz zwischen der Referenzspannung und der zweiten Rückkopplungsspannung sein.
Zusätzlich weist der mehrstufige Verstärker einen Spannungsteiler auf, der zwischen dem Ausgangsknoten und dem niedrigen Potential angeordnet ist und der konfiguriert ist zum Ableiten bzw. Erzeugen der ersten Rückkopplungsspannung, der zweiten Rückkopplungsspannung und der Erfassungsspannung von der Ausgangsspannung derart, dass die Erfassungsspannung höher ist als die erste Rückkopplungsspannung, und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung. Typischerweise sind die Erfassungsspannung, die erste Rückkopplungsspannung und die zweite Rückkopplungsspannung kleiner als die Ausgangsspannung. Weiter sind die Erfassungsspannung, die erste Rückkopplungsspannung und die zweite Rückkopplungsspannung typischerweise proportional zu der Ausgangsspannung.
Durch Ableiten bzw. Erzeugen der zweiten Rückkopplungsspannung derart, dass sie niedriger ist als die erste Rückkopplungsspannung, kann sichergestellt werden, dass der Senke-Transistor und der Bypass-Transistor nur aktiviert werden (um Strom von dem Ausgangsknoten zu entfernen), wenn die Durchlassvorrichtung deaktiviert ist (d. h. wenn die Durchlassvorrichtung keinen Strom liefert). Insbesondere kann ein Totband bzw. ein inaktives Band zwischen dem Liefern von Strom und dem Entfernen von Strom an dem Ausgangsknoten vorgesehen werden. Als eine Folge davon wird der Betrieb des mehrstufigen Verstärkers stabilisiert.
Weiter wird durch Ableiten der Erfassungsspannung derart, dass sie größer ist als die erste und zweite Rückkopplungsspannung (und kleiner als die Ausgangsspannung), sichergestellt, dass die Drain-Source-Spannung über den Bypass-Transistor kleiner ist als die Drain-Source-Spannung über den Senke-Transistor. Als eine Folge davon sind die Betriebspunkte des Bypass-Transistors und des Senke-Transistors (leicht) gegeneinander versetzt, wodurch die Strom-Senke-Schaltungsanordnung stabilisiert wird.
Insgesamt ermöglichen die oben angeführten Maßnahmen ein Vorsehen eines stabilen mehrstufigen Verstärkers, der konfiguriert ist, eine stabile Ausgangsspannung vorzusehen, die positiven Last-Transienten unterliegt (zum Erhöhen von Lastströmen) und negativen Last-Transienten unterliegt (zum Verringern von Laststrom). Weiter zeigt der mehrstufige Verstärker einen relativ niedrigen Ruhestrom, d. h. der mehrstufige Verstärker ermöglicht einen energieeffizienten Betrieb.
Der Spannungsteiler kann einen internen ESR-Widerstand aufweisen, der konfiguriert ist zum Ableiten bzw. Erzeugen der Erfassungsspannung von der Ausgangsspannung. Durch die Verwendung eines ESR-Widerstands kann sichergestellt werden, dass die Erfassungsspannung (etwas) niedriger ist als die Ausgangsspannung. Weiter kann der Spannungsteiler einen hohen Widerstand aufweisen, der mit dem Ausgangsknoten über den ESR-Widerstand gekoppelt ist und der konfiguriert ist zum Ableiten der ersten Rückkopplungsspannung von der Ausgangsspannung. Zusätzlich kann der Spannungsteiler einen Totband-Widerstand aufweisen, der mit dem Ausgangsknoten über den hohen Widerstand gekoppelt ist und der konfiguriert ist zum Ableiten der zweiten Rückkopplungsspannung von der Ausgangsspannung. Zusätzlich kann der Spannungsteiler einen niedrigen Widerstand aufweisen, der an einer ersten Seite mit dem Ausgangsknoten über den Totband-Widerstand gekoppelt ist, und der auf einer zweiten Seite (direkt) mit dem niedrigen Potential gekoppelt ist. Daher kann der Spannungsteiler eine serielle Anordnung aufweisen, die den ESR-Widerstand aufweist, der auf einer Seite (direkt) mit dem Ausgangsknoten gekoppelt ist und der auf der anderen Seite (direkt) mit dem hohen Widerstand gekoppelt ist, wobei der hohe Widerstand (direkt) mit dem Totband-Widerstand gekoppelt ist, wobei der Totband-Widerstand (direkt) mit dem niedrigen Widerstand gekoppelt ist, und wobei der niedrige Widerstand (direkt) mit dem niedrigen Potential gekoppelt ist.
Ein Widerstandswert des hohen Widerstands kann größer sein als ein Widerstandswert des internen ESR-Widerstands um zumindest 1, 2 oder 3 Größenordnungen. Somit kann die Erfassungsspannung nur etwas niedriger sein als die Ausgangsspannung und die Drain-Source-Spannung über den Bypass-Transistor kann nur etwas niedriger sein als die Drain-Source-Spannung über den Senke-Transistor, was hinsichtlich der Stabilität der Ausgangsspannung während einer Überspannungssituation vorteilhaft sein kann.
Weiter kann eine Größe des Senke-Transistors größer sein als eine Größe des Bypass-Transistors um zumindest 1, 2, oder 3 Größenordnungen. Als Ergebnis dessen kann der zweite Strom wesentlich kleiner sein als der erste Strom. Dies kann hinsichtlich der Stabilität der Ausgangsspannung während einer Überspannungssituation vorteilhaft sein.
Die Source des Bypass-Transistors kann mit dem niedrigen Potential über einen ersten Strombegrenzungswiderstand gekoppelt sein und/oder der Drain des Bypass-Transistors kann mit der Erfassungsspannung über einen zweiten Strombegrenzungswiderstand gekoppelt sein. Derartige Strombegrenzungswiderstände können verwendet werden, um den Betriebspunkt des Bypass-Transistors einzustellen. Insbesondere kann der Bypass-Transistor in einem linearen Bereich des Bypass-Transistors eingestellt werden. Durch Einstellen des Betriebspunkts des Bypass-Transistors relativ zu dem Betriebspunkt des Senke-Transistors kann die Stabilität der Strom-Senke-Schaltung verbessert werden.
Der mehrstufige Verstärker kann weiter einen zweiten Bypass-Transistor aufweisen, der parallel zu dem Bypass-Transistor angeordnet ist. Die zweite Treiberschaltung kann konfiguriert sein, auch den zweiten Bypass-Transistor zu steuern. Insbesondere kann auch die zweite Gate-Spannung an ein Gate des zweiten Bypass-Transistors angelegt werden. Auf ähnliche Weise zu dem Bypass-Transistor kann eine Source des zweiten Bypass-Transistors mit dem niedrigen Potential über einen dritten Strombegrenzungswiderstand gekoppelt sein und/oder ein Drain des zweiten Bypass-Transistors kann mit der Erfassungsspannung über einen vierten Strombegrenzungswiderstand gekoppelt sein. Der dritte und/oder vierte Strombegrenzungswiderstand kann verwendet werden, um den Betriebspunkt des zweiten Bypass-Transistors verschieden zu dem Betriebspunkt des Bypass-Transistors einzustellen. Durch Verwendung einer Vielzahl von Bypass-Transistoren und durch Einstellen der Widerstandswerte, um verschiedene Betriebspunkte für die Vielzahl von Bypass-Transistoren einzustellen, kann die Stabilität der Strom-Senke-Schaltung verbessert werden.
Der mehrstufige Verstärker kann weiter einen Ausgangskondensator aufweisen, der zwischen dem Ausgangsknoten und dem niedrigen Potential angeordnet ist. Der Ausgangskondensator kann eine Null in der Transferfunktion des mehrstufigen Verstärkers in Verbindung mit dem Bypass-Transistor (und dem internen ESR-Widerstand) erzeugen. Diese Null kann für die Stabilität des mehrstufigen Verstärkers vorteilhaft sein.
Die Durchlassvorrichtung kann einen P-Typ-Metalloxid-Halbleiter(MOS – metaloxide semiconductor)-Transistor aufweisen oder kann einer sein. Der Senke-Transistor kann einen N-Typ-MOS-Transistor aufweisen oder kann einer sein, und der Bypass-Transistor kann einen N-Typ-MOS-Transistor aufweisen oder kann einer sein. Insgesamt kann der mehrstufige Verstärker als eine integrierte Schaltung (IC – integrated circuit) implementiert sein, wobei typischerweise nur der Ausgangskondensator als eine externe Komponente implementiert wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren zum Reduzieren einer Überspannungssituation an einem Ausgangsknoten eines mehrstufigen Verstärkers beschrieben. Das Verfahren weist ein Liefern eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an den Ausgangsknoten unter Verwendung einer Durchlassvorrichtung auf. Der Laststrom kann von einem hohen Potential des mehrstufigen Verstärkers bezogen werden. Das Verfahren weist weiter ein Steuern der Durchlassvorrichtung basierend auf einer Referenzspannung und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung auf, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist. Zusätzlich weist das Verfahren ein Entfernen eines ersten Stroms von dem Ausgangsknoten zu einem niedrigen Potential des mehrstufigen Verstärkers unter Verwendung eines Senke-Transistors auf, der in Serie mit der Durchlassvorrichtung angeordnet ist. Der Ausgangsknoten kann einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung und dem Senke-Transistor entsprechen. Weiter weist das Verfahren ein Entfernen eines zweiten Stroms von dem Ausgangsknoten zu dem niedrigen Potential unter Verwendung eines Bypass-Transistors auf, der konfiguriert ist zum Koppeln einer Erfassungsspannung, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, mit dem niedrigen Potential. Das Verfahren weist auch ein Steuern des Senke-Transistors und des Bypass-Transistors basierend auf der Referenzspannung und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung auf, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist. Zusätzlich weist das Verfahren ein Ableiten der ersten Rückkopplungsspannung, der zweiten Rückkopplungsspannung und der Erfassungsspannung von der Ausgangsspannung auf derart, dass die Erfassungsspannung höher ist als die erste Rückkopplungsspannung, und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung (und typischerweise derart, dass die Erfassungsspannung niedriger ist als die Ausgangsspannung).
Die Verfahren und Systeme, einschließlich ihrer bevorzugten Ausführungsbeispiele, wie in dem vorliegenden Dokument beschrieben, können eigenständig oder in Kombination mit den anderen Verfahren und Systemen verwendet werden, die in diesem Dokument offenbart werden. Zusätzlich sind die Merkmale, die in dem Kontext eines Systems beschrieben werden, auch auf ein entsprechendes Verfahren anwendbar.
In dem vorliegenden Dokument bezeichnet der Begriff „koppeln” oder „gekoppelt” Elemente, die in elektrischer Kommunikation miteinander sind, entweder direkt verbunden, zum Beispiel über Leitungen verbunden, oder auf andere Weise.
Kurze Beschreibung der Figuren
Die Erfindung wird im Folgenden auf beispielhafte Weise unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert, wobei
1a ein beispielhaftes Blockdiagramm eines LDO-Reglers zeigt;
1b das beispielhafte Blockdiagramm eines LDO-Reglers detaillierter zeigt;
2 eine beispielhafte Schaltungsanordnung eines LDO-Reglers zeigt;
3a ein Blockdiagramm eines beispielhaften mehrstufigen Verstärkers zeigt, der eine aktive Pull-down-Schaltung aufweist;
3b bis 3e beispielhafte Messungen zeigen;
4 ein Blockdiagramm eines beispielhaften mehrstufigen Verstärkers zeigt, der eine stabilisierte Pull-down-Schaltung aufweist;
5 ein Blockdiagramm eines beispielhaften mehrstufigen Verstärkers zeigt, der eine stabilisierte Pull-down-Schaltung aufweist, die einen internen ESR-Widerstand aufweist;
6 ein Blockdiagramm von Komponenten einer beispielhaften Pull-down-Schaltung zeigt;
7a bis 7c beispielhafte Messungen zeigen; und
8 ein Ablaufdiagramm eines beispielhaften Verfahrens zur Handhabung von Spannungsüberschwingen an dem Ausgangsknoten eines mehrstufigen Verstärkers zeigt.
Detaillierte Beschreibung
Wie oben bereits dargestellt, zeigt 1a ein beispielhaftes Blockdiagramm für einen LDO-Regler 100 mit seinen drei Verstärkungsstufen A1, A2, A3 (Bezugszeichen 101, 102 beziehungsweise 103). 1b zeigt das Blockdiagramm eines LDO-Reglers 120, wobei die Ausgangsverstärkungsstufe A3 (Bezugszeichen 103) detaillierter dargestellt wird. Insbesondere werden der Pass- bzw. Durchlass-Transistor 201 und die Treiberstufe 110 der Ausgangsverstärkungsstufe 103 gezeigt. Typische Parameter eines LDO-Reglers sind eine Versorgungsspannung von 3 V, eine Ausgangsspannung von 2 V und ein Ausgangsstrom oder Laststrom in einem Bereich von 1 mA bis 100 oder 200 mA. Andere Konfigurationen sind möglich. Die vorliegende Erfindung wird in dem Kontext eines Linearreglers beschrieben. Es sollte jedoch angemerkt werden, dass die vorliegende Erfindung auf mehrstufige Verstärker im Allgemeinen anwendbar ist.
Es ist wünschenswert, einen mehrstufigen Verstärker vorzusehen, wie den Regler 100, 120, der konfiguriert ist zum Erzeugen einer stabilen Ausgangsspannung V_out, die Last-Transienten unterliegt. Der Ausgangskondensator 105 kann verwendet werden, um die Ausgangsspannung V_out zu stabilisieren, da in dem Fall eines Last-Transients ein zusätzlicher Laststrom I_load durch den Ausgangskondensator 105 vorgesehen werden kann. Weiter können Schemen, wie Miller-Kompensation und/oder Laststrom-abhängige Kompensation, verwendet werden, um die Ausgangsspannung V_out zu stabilisieren.
Gleichzeitig ist es wünschenswert, einen mehrstufigen Verstärker mit einer hohen Bandbreite vorzusehen. Die obigen Stabilisierungsschemen können zu einer Reduzierung der Geschwindigkeit des mehrstufigen Verstärkers führen. Somit ist es wünschenswert, ein Stabilisierungsschema vorzusehen, das eine reduzierte Auswirkung auf die Bandbreite des mehrstufigen Verstärkers hat.
2 zeigt eine beispielhafte Schaltungsanordnung eines LDO-Reglers 200, der eine Miller-Kompensation aufweist unter Verwendung einer Kapazität C_V 231 und eine Laststrom-abhängige Kompensation mit einem Stromspiegel mit Transistoren 201 (entsprechend dem Durchlass-Transistor 201) und 213, einem Kompensationswiderstand 214 und einer Kompensationskapazität C_m 215.
Die Schaltungsimplementierung von 2 kann den Blockdiagrammen in den 1a und 1b zugeordnet werden, das ähnliche Komponenten dieselben Bezugszeichen erhalten haben. In der Schaltungsanordnung 200 sind die Differentialverstärkungsstufe 101, die Zwischenverstärkungsstufe 102 und die Ausgangsverstärkungsstufe 103 unter Verwendung von Feldeffekttransistoren (FET – field effect transistors) implementiert, zum Beispiel Metalloxid-Halbleiter-FETs (MOSFETs – metal oxide semiconductor FETs).
Die Differentialverstärkungsstufe 101 weist das Differentialeingangspaar von Transistoren P9 251 und P8 250 und den Stromspiegel N9 253 und N10 252 auf. Der Eingang des Differentialpaares ist zum Beispiel eine Referenzspannung 108 von 1,2 V bei P8 und die Rückkopplung 107 bei P9, die von dem Widerstandsteiler 104 abgeleitet ist (zum Beispiel mit R0 = 0,8 MΩ und R1 = 1,2 MΩ).
Die Zwischenverstärkungsstufe 102 weist einen Transistor N37 260 auf, wobei das Gate des Transistors N37 260 mit dem Stufenausgangsknoten 255 der Differentialverstärkungsstufe 101 gekoppelt ist. Der Transistor P158 261 dient als eine Stromquelle für die Zwischenverstärkungsstufe 102, ähnlich zu dem Transistor P29 254, der als eine Stromquelle für die Differentialverstärkungsstufe 101 dient.
Die Ausgangsverstärkungsstufe 103 ist mit dem Stufenausgangsknoten 262 der Zwischenverstärkungsstufe 102 gekoppelt und weist eine Durchlassvorrichtung oder einen Durchlass-Transistor 201 und eine Gate-Treiberstufe 110 für die Durchlassvorrichtung 201 auf, wobei die Gate-Treiberstufe einen Transistor 270 und einen Transistor P11 271 verbunden als eine Diode aufweist. Diese Gate-Treiberstufe hat im Wesentlichen keine Verstärkung, da sie niederohmig durch die Transistordiode P11 271 ist, was einen Widerstandswert von 1/g_m (Ausgangswiderstandswert der Treiberstufe 110 der Ausgangsverstärkungsstufe 103) zu Signalmasse liefert. Das Gate des Durchlass-Transistors 201 ist in 2 mit dem Bezugszeichen 273 identifiziert.
In dem vorliegenden Dokument werden Mittel zum Stabilisieren der Ausgangsspannung eines mehrstufigen Verstärkers, wie des Reglers 200, beschrieben. Diese Mittel können in Kombination mit anderen Stabilisierungsmitteln verwendet werden, wie einem Ausgangskondensator 105, Miller-Kompensation 231 und/oder Laststrom-abhängige Kompensation 213, 214, 215. Die beschriebenen Stabilisierungsmittel sind konfiguriert zum Erhöhen der Stabilität des mehrstufigen Verstärkers 200, Last-Transienten unterliegend, und gleichzeitig zum Ermöglichen einer schnellen Konvergenz des mehrstufigen Verstärkers 200, derartigen Last-Transienten unterliegend. Insbesondere ermöglichen die Mittel, die in dem vorliegenden Dokument beschrieben werden, eine Stabilisierung der Ausgangsspannung des mehrstufigen Verstärkers 200 in dem Fall einer Überspannungssituation.
3a ist ein beispielhafte schematische Darstellung für eine Implementierung einer Stromsenke oder Überspannungssenke (auch als Strom-Senke-Schaltungsanordnung oder Pull-down-Schaltung bezeichnet). Insbesondere zeigt 3a eine Pull-down-Schaltung, die verwendet werden kann, um in dem Fall einer Überspannungssituation einen Strom zu entfernen. In 3a werden die verschiedenen Verstärkungsstufen des mehrstufigen Verstärkers 200 durch eine erste Treiberschaltung 310 repräsentiert, die die Durchlassvorrichtung 201 ansteuert. Insbesondere steuert der Ausgang der ersten Treiberschaltung 310 das Gate der Durchlassvorrichtung 201. Die Widerstände 321, 322, 323 bilden den Spannungsteiler 104 zum Erzeugen der Rückkopplungsspannung 107, die verwendet wird, um die Ausgangsspannung des mehrstufigen Verstärkers 200 unter Verwendung der ersten Treiberschaltung 310 zu regeln. Der Kondensator 105 ist ein externer Entkopplungskondensator und die Last 106 kann eine externe integrierte Schaltung (IC – integrated circuit) sein, die von dem mehrstufigen Verstärker 200 (zum Beispiel durch einen LDO) gespeist wird.
Eine zweite Treiberschaltung 311 und ein Senke-Transistor 301 können verwendet werden, um Strom von dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 in dem Fall einer Überspannungssituation zu entfernen. In einem Normalbetrieb (d. h., wenn die Rückkopplungsspannung 107 der Referenzspannung Vref 108 entspricht oder unter diese fällt) ist die zweite Rückkopplungsspannung 307 niedriger als die Referenzspannung 108 (aufgrund des Totband-Widerstands 322). Als eine Folge davon wird das Gate des Senke-Transistors 301 zu Masse 332 gezogen, wodurch der Senke-Transistor 301 geschlossen wird. Somit wird bei Normalbetrieb (d. h. innerhalb einer Unterspannungssituation) kein Strom von dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 entfernt.
Bei einer berspannungsbedingung, wenn die zweite Rückkopplungsspannung 307 höher oder gleich der Referenzspannung Vref 108 ist, wird das Gate des Senke-Transistors 301 nach oben gezogen, wodurch der Senke-Transistor 301 geöffnet wird und wodurch die Strom-Senke aktiviert wird. Das Gate des Senke-Transistors 301 wird durch die zweite Treiberschaltung 311 angesteuert, um den Strom von dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 zu entfernen. Der Totband-Widerstand 322 definiert den Pegel der Ausgangsspannung, bei dem die Stromsenke (d. h. der Senke-Transistor 301) aktiviert wird. Somit definiert der Totband-Widerstand 322 ein Totband zwischen der Deaktivierung der Lieferung von Strom (über die Durchlassvorrichtung 201) und der Aktivierung der Stromsenke (über den Senke-Transistor 301).
Wenn die zweite Treiberschaltung 311 als Komparator konfiguriert ist, wird das Gate des Senke-Transistors 301 entweder an die Versorgungsspannung 331 oder an Masse 332 getrieben. Wenn die zweite Treiber-Schaltung 311 zusammen mit dem Senke-Transistor 301 und dem Ausgangskondensator 105 als ein Verstärker konfiguriert ist, wird das Gate des Senke-Transistors 301 abhängig von der Differenz zwischen der zweiten Rückkopplungsspannung 307 und der Referenzspannung Vref 108 geregelt. Dies wird in den 3b und 3c dargestellt. 3b zeigt den Fall, bei dem die zweite Treiberschaltung 311 des Senke-Transistors 301 als Komparator betrieben wird. Insbesondere zeigt 3b die Ausgangsspannung 341 als eine Funktion der Zeit, einer Reduzierung der Last 106 an dem Ausgang des mehrstufigen Verstärkers 200 unterliegend. Die Reduzierung der Last 106 wird durch eine Reduzierung des Laststroms 342 (zum Beispiel um 1 mA) an dem Zeitpunkt dargestellt, an dem die Ausgangsspannung 341 anzusteigen beginnt (zum Beispiel von 3,3 bis 3,37 V). Es ist zu sehen, dass die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 auf eine periodische Weise aktiviert und deaktiviert wird. Insbesondere die Gate-Spannung 343 an dem Gate des Senke-Transistors 301 schwingt zwischen Masse (zum Beispiel 0 V) und der Versorgungsspannung (zum Beispiel 3,5 V). Dies ist aufgrund der Tatsache, dass als ein Ergebnis einer erhöhten Ausgangsspannung 341 der Senke-Transistor 301 geöffnet ist, um Strom aufzunehmen bzw. zu entfernen, wodurch die Ausgangsspannung 341 reduziert wird. Wenn die Ausgangsspannung 341 unter eine vorgegebene Schwelle fällt, wird der Senke-Transistor 301 geschlossen, wodurch die Senke-Fähigkeit deaktiviert wird. Als Folge davon steigt die Ausgangsspannung 341 wieder an, und so weiter.
3c zeigt den Fall, bei dem die zweite Treiberschaltung 311 des Senke-Transistors 301 als ein Verstärker betrieben wird. Wiederum werden die Ausgangsspannung 351, der relative Laststrom 352 und die Gate-Spannung 353 an dem Gate des Senke-Transistors 301 als Funktion der Zeit dargestellt. Wiederum wird 1 mA von Strom in den Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 geliefert, wodurch eine Überspannungssituation erzeugt wird. Eine Oszillation mit einer Amplitude von 70 mV wird an dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 beobachtet.
Die Oszillationen der Ausgangsspannung 341, 351, die durch die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 verursacht werden, sind typischerweise unerwünscht, insbesondere, wenn der mehrstufige Verstärker 200 einen empfindlichen analogen Chip mit Energie versorgt.
3d zeigt die Phasenreserve 361 für die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 als eine Funktion des Laststroms, der durch den Senke-Transistor 301 zu entfernen ist. Der Graph wurde für einen Ausgangskondensator 105 von 0,47 μF unter typischen Betriebsbedingungen vorbereitet. Wie in 3d zu sehen ist, ist die Phasenreserve 361 unter Null (durch die horizontale Linie 362 gezeigt) bis zu einem bestimmten Pegel des Laststroms (durch die vertikale Linie 363 gezeigt und entsprechend zum Beispiel 17 mA). Somit ist die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 nur für Lastströme 361 stabil, die oberhalb des Laststroms sind, der durch die vertikale Linie 363 angegeben wird (zum Beispiel 17 mA). Die Phasenreserve 361 wird typischerweise besser, wenn die Kapazität des Ausgangskondensators 105 zunimmt. Andererseits nimmt die Phasenreserve 361 typischerweise ab, wenn die Kapazität des Ausgangskondensators 105 abnimmt.
Die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 hat zwei dominante Pole, einen an dem Gate des Senke-Transistors 301 und einen anderen an dem Drain des Senke-Transistors 301 (d. h. an dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200). Das Vorsehen einer Miller-Kompensation ist typischerweise schwierig zu erreichen, da der Ausgangskondensator 105 von 0,47 μF zu höheren Werten variieren kann. Da der Ausgangskondensator 105 typischerweise außerhalb eines Chips implementiert ist, d. h. nicht als eine integrierte Komponente einer IC, die den mehrstufigen Verstärker 200 bildet, kann die Kapazität des Ausgangskondensators 105 aufgrund von Variation aufgrund von Temperatur, DC-Bias, Toleranzen usw. leiden. Dies macht das Vorsehen einer zuverlässigen Miller-Kompensation schwierig. Außerdem ist es typischerweise nicht möglich, einen wesentlichen Strom in der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 zu implementieren, da dies zu einem Ruhestromverbrauch des mehrstufigen Verstärkers 200 beitragen würde. Somit sind andere Mittel zum Stabilisieren des Betriebs der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 wünschenswert.
Ein möglicher Ansatz zur Stabilisierung der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 ist ein Vorsehen eines ESR(Equivalent Series Resistance)-Widerstands 402 in Serie mit dem Ausgangskondensator 105, wie in 4 gezeigt. Der ESR-Widerstand 402 fügt eine LHP(left half plane)-Null zu der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 hinzu und steigert die Phasenreserve der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301, wodurch die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 stabil wird. Die LHP-Null ist eine Funktion des Widerstandswerts des ESR-Widerstands 402 und der Kapazität des Ausgangskondensators 105. Es sollte angemerkt werden, dass der Kondensator 105 typischerweise einen inhärenten ESR aufweist und auch die Leiterplatte bzw. PCB (printed circuit board) einen inhärenten ESR aufweist (durch den Widerstand 401 repräsentiert), der typischerweise nicht gesteuert werden kann.
3e zeigt die Phasenreserve 371 (als eine Funktion des Laststroms) der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 von 4 mit einem zusätzlichen ESR-Widerstand (30 hm). Es ist zu sehen, dass die Phasenreserve 371 positiv ist für alle Lastströme. Daher kann die Verwendung eines zusätzlichen externen ESR-Widerstands 402, der in Serie mit dem Ausgangskondensator 105 angeordnet ist, verwendet werden, um die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 zu stabilisieren.
Die Verwendung eines zusätzlichen ESR-Widerstands 402 hat typischerweise einen nachteiligen Effekt auf den DC (Gleichstrom) und eine transiente Lastregelung des mehrstufigen Verstärkers 200. Deshalb ist es wünschenswert, Schaltungen vorzusehen, die ähnliche Effekte wie ein zusätzlicher externer ESR-Widerstand 402 haben, die aber nicht die nachteiligen Effekte eines zusätzlichen externen ESR-Widerstands 402 zeigen.
5 zeigt ein Schaltungsdiagramm, in dem ein interner ESR-Widerstand 521 verwendet wird, um die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 zu stabilisieren. Der externe ESR-Widerstand 402 kann vollständig entfernt werden oder sein Widerstand kann reduziert werden. Der interne ESR-Widerstand 521 ist in Serie mit den Widerständen 321, 322, 323 des Spannungsteilers 104 angeordnet. Typischerweise ist der Widerstandswert des ESR-Widerstands 521 wesentlich kleiner als der Widerstandswert des hohen Widerstands 321 des Spannungsteilers 104. Die Stabilisierungsschaltungen weisen weiter einen Bypass-Transistor 501 auf, der konfiguriert ist zum Senken bzw. Entfernen eines zweiten Stroms von dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200.
Ein Drain des Bypass-Transistors 501 ist mit dem internen ESR-Widerstand 521 gekoppelt. Die Spannung an dem Drain des Bypass-Transistors 501 wird als eine Erfassungsspannung 507 bezeichnet. Die Erfassungsspannung 507 ist typischerweise proportional zu der Ausgangsspannung an dem Ausgangsknoten 302 und wird unter Verwendung des internen ESR-Widerstands 521 abgeleitet.
Typischerweise ist die Größe des Bypass-Transistors 501 wesentlich kleiner als die Größe des Senke-Transistors 301. Infolgedessen ist der zweite Strom, der über den Bypass-Transistor 501 entfernt werden kann, typischerweise wesentlich (zum Beispiel um eine oder mehrere Größenordnungen) kleiner als ein erster Strom, der über den Senke-Transistor 301 entfernt wird.
Wie in 5 zu sehen ist, wird die Ausgangsstufe der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301, 501 in zwei parallele Stufen geteilt, eine erste Stufe, die durch den Senke-Transistor 301 gebildet wird, der direkt mit dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 gekoppelt ist, und eine zweite Stufe, die durch den Bypass-Transistor 501 gebildet wird, der mit dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 über den internen ESR-Widerstand 521 gekoppelt ist. Der Signalausgangspfad über den Bypass-Transistor 501 und den internen ESR-Widerstand 521 ist in Serie mit dem Ausgangskondensator 105 angeordnet, wodurch eine LHP-Null gebildet wird, die die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301, 501 stabilisiert. Der Wert des internen ESR-Widerstands 521, der in Serie mit dem Ausgangskondensator 105 angeordnet ist, kann bestimmt werden durch Teilen des Widerstandswerts RESR1 des internen ESR-Widerstands 521 durch das Größenverhältnis des Senke-Transistors 301 und des Bypass-Transistors 501. Auf beispielhafte Weise, unter Verwendung eines externen ESR-Widerstands 402 mit einem Ausgangskondensator 105, C1 = 470 nF, und eines externen ESR-Widerstands 402, RESR = 10 hm kann eine LHP-Null = (2·π·C1·RESR)^–1 = 338 KHz erlangt werden. Die gleiche LHP-Null kann implementiert werden durch Auswählen eines Ausgangskondensators 105, C1 = 470 nF, eines internen ESR-Widerstands 521, RESR1 = 100 hm und eines Größenverhältnisses N1/N_1A = 10, wobei N1 die Größe des Senke-Transistors 301 ist und N_1A die Größe des Bypass-Transistors 501 ist.
Wie in 7a zu sehen ist, kann eine ähnliche Steigerung der Phasenreserve 711 durch Verwendung eines internen ESR-Widerstands 521 zur Kompensation der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 erreicht werden, wie durch eine Verwendung eines externen ESR-Widerstands 402. 7a zeigt die Phasenreserve 711 für die Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 als eine Funktion von Laststrom geliefert in den mehrstufigen Verstärker 200. Die Phasenreserve 711 bleibt positiv für alle Lastströme.
7b zeigt die „offene Schleife”-Verstärkung 721 und die Phase 722 der in 5 gezeigten Schaltung zwischen dem Knoten der Rückkopplungsspannung 107 und dem Knoten der Ausgangsspannung des mehrstufigen Verstärkers 200. Die Verstärkung 721 und die Phase 722 werden als eine Funktion von Frequenz der Referenzspannung 108 dargestellt (um eine AC-Antwort des mehrstufigen Verstärkers 200 zu analysieren). Es ist zu sehen, dass die Verstärkung 721 mit 20 dB/Dekade bei niedriger Frequenz abklingt und mit 0 dB/Dekade bei hohen Frequenzen abklingt. Diese Änderung bei einem Abklingen zeigt das Vorhandensein einer Null an. Eine Verstärkung von Null wird durch das Bezugszeichen 723 bezeichnet. Die Phase 722 fällt nicht unter 90° für eine der dargestellten Frequenzen (im Bereich von 10⁰ Hz bis zu 10⁸ Hz).
Wie oben angegeben, ist der durch den Bypass-Transistor 501 fließende Strom typischerweise relativ gering. Ein relativ hoher Strom durch den Bypass-Transistor 501 würde die Regelungsspannung innerhalb eines Überspannungssituation ändern. Die Stabilisierungsschaltungen können modifiziert werden, um einen wesentlich höheren Strom bei relativ geringen Lasten und geringere Ströme bei relativ hohen Lasten aufzunehmen. Wenn mehr Strom über den Bypass-Transistor 501 bei geringeren Lasten entfernt wird, wird der effektive Wert des internen ESR-Widerstands ESR 521 erhöht, wodurch die Stabilität der Strom-Senke-Schaltungsanordnung 311, 301 erhöht wird. Ein derartiges nichtlineares Verhalten hinsichtlich der Menge an Strom, der über den Bypass-Transistor 501 entfernt werden kann, kann unter Verwendung der in 6 gezeigten Schaltungen implementiert werden. Die Schaltung von 6 weist eine Vielzahl von verschiedenen Bypass-Transistoren 501, 601 auf, die parallel angeordnet sind und die mit dem Ausgangsknoten 302 des mehrstufigen Verstärkers 200 über den internen ESR-Widerstand 521 gekoppelt sind. Weiter können unterschiedlich große Strombegrenzungswiderstände 602, 603, 604 verwendet werden, um den Senke-Strom durch die verschiedenen parallelen Zweige zu entfernen. Der zusätzliche Bypass-Transistor 601 kann verwendet werden, um den Senke-Strom über die Bypass-Transistoren 501, 601 bei relativ niedrigen Lastströmen zu erhöhen. Da der Strom, der durch den zusätzlichen Bypass-Transistor 601 entfernt wird, zunimmt, reduziert der Widerstand 604 die Gate-Source-Spannung V_GS des zusätzlichen Bypass-Transistors 601 und der Widerstand 603 reduziert die Drain-Source-Spannung V_DS des zusätzlichen Bypass-Transistors 601, wodurch der zusätzliche Bypass-Transistor 601 gezwungen wird, in seinem linearen Bereich betrieben zu werden, und dadurch der entfernte Strom begrenzt wird. Der Widerstand 602 hat eine ähnliche Funktion für den ersten Bypass-Transistor 501. Die Anzahl von Bypass-Zweigen parallel zu dem ersten Bypass-Zweig kann in Übereinstimmung mit den bestimmten Anforderungen variiert werden.
7c zeigt das Einschwingverhalten der Strom-Senke-Schaltungsanordnung mit einer internen ESR-Kompensation. Insbesondere werden die Ausgangsspannung 741, der Laststrom 742 und die Gate-Spannung an dem Gate 743 des Senke-Transistors als eine Funktion der Zeit dargestellt. Die Graphen von 7c können mit den Graphen der 3b und 3c verglichen werden. Es ist zu sehen, dass die Oszillationen der Ausgangsspannung 741 in der Amplitude reduziert sind und hin zu einer stabilen Ausgangsspannung 741 konvergieren.
8 zeigt ein Ablaufdiagramm eines beispielhaften Verfahrens 800 zur Reduzierung einer Überspannung an einem Ausgangsknoten 302 eines mehrstufigen Verstärkers 200. Das Verfahren 800 weist ein Liefern 801 eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an den Ausgangsknoten 302 unter Verwendung einer Durchlassvorrichtung 201 auf. Der Laststrom wird von einem hohen Potential 331 (zum Beispiel von einer Versorgungsspannung) des mehrstufigen Verstärkers 200 bezogen. Weiter weist das Verfahren 800 ein Steuern 802 der Durchlassvorrichtung 201 basierend auf einer Referenzspannung 108 (die den gewünschten Pegel der Ausgangsspannung angibt) und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung 107 auf, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist. Zusätzlich weist das Verfahren 800 ein Entfernen 803 eines ersten Stroms von dem Ausgangsknoten 302 zu einem niedrigen Potential 332 (zum Beispiel Masse) des mehrstufigen Verstärkers 200 unter Verwendung eines Senke-Transistors 301 auf, der in Serie mit der Durchlasseinrichtung 201 angeordnet ist. Der Ausgangsknoten 302 entspricht einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung 201 und dem Senke-Transistor 301.
Das Verfahren 800 weist auch ein Entfernen 804 eines zweiten Stroms von dem Ausgangsknoten 302 zu dem niedrigen Potential 332 unter Verwendung eines Bypass-Transistors 501 auf, der konfiguriert ist zum Koppeln einer Erfassungsspannung 507, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, zu dem niedrigen Potential 332. Zusätzlich weist das Verfahren 800 ein Steuern 805 des Senke-Transistors 301 und des Bypass-Transistors 501 basierend auf der Referenzspannung 108 und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung 307 auf, die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist. Weiter weist das Verfahren 800 ein Ableiten 806 der ersten Rückkopplungsspannung 107, der zweiten Rückkopplungsspannung 307 und der Erfassungsspannung 507 von der Ausgangsspannung auf derart, dass die Erfassungsspannung 507 höher ist als die erste Rückkopplungsspannung 107, und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung 107 höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung 307.
In dem vorliegenden Dokument wurden Strom-Senke-Schaltungsanordnungen beschrieben, die in einem mehrstufigen Verstärker verwendet werden können, um die Ausgangsspannung des mehrstufigen Verstärkers in dem Fall einer Überspannungssituation zu reduzieren. Die Reduzierung der Ausgangsspannung kann auf eine schnelle und stabile und leistungseffiziente Weise erreicht werden.
Die Beschreibung und die Zeichnungen stellen die Prinzipien der vorgeschlagenen Verfahren und Systeme dar. Alle Beispiele und Ausführungsbeispiele, die in dem vorliegenden Dokument beschrieben werden, sollen hauptsächlich ausdrücklich nur zur Erläuterung vorgesehen sein, um den Leser bei einem Verständnis der Prinzipien der vorgeschlagenen Verfahren und Systeme zu unterstützen.

Claims

Ein mehrstufiger Verstärker, der aufweist – eine Durchlassvorrichtung (201), die konfiguriert ist zum Liefern eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an einen Ausgangsknoten (302); wobei der Laststrom von einem hohen Potential (331) des mehrstufigen Verstärkers bezogen wird; – eine erste Treiberschaltung (310), die konfiguriert ist zum Steuern der Durchlassvorrichtung (201) basierend auf einer Referenzspannung (108) und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung (107), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; – einen Senke-Transistor (301), der in Serie mit der Durchlassvorrichtung (201) angeordnet ist und konfiguriert ist zum Entfernen eines ersten Stroms von dem Ausgangsknoten (302) zu einem niedrigen Potential (332) des mehrstufigen Verstärkers; wobei der Ausgangsknoten (302) einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung (201) und dem Senke-Transistor (301) entspricht; – einen Bypass-Transistor (501), der konfiguriert zum Koppeln einer Erfassungsspannung (507), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, mit dem niedrigen Potential (332), um einen zweiten Strom von dem Ausgangsknoten (302) zu dem niedrigen Potential (332) zu entfernen; – eine zweite Treiberschaltung (311), die konfiguriert ist zum Steuern des Senke-Transistors (301) und des Bypass-Transistors (501) basierend auf der Referenzspannung (108) und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung (307), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; und – einen Spannungsteiler (521, 321, 322, 323), der zwischen dem Ausgangsknoten (302) und dem niedrigen Potential (332) angeordnet ist und konfiguriert ist zum Ableiten der ersten Rückkopplungsspannung (107), der zweiten Rückkopplungsspannung (307) und der Erfassungsspannung (507) von der Ausgangsspannung derart, dass die Erfassungsspannung (507) höher ist als die erste Rückkopplungsspannung (107), und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung (107) höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung (307).
Der mehrstufige Verstärker gemäß Anspruch 1, wobei der Spannungsteiler (521, 321, 322, 323) einen internen ESR-Widerstand (521) aufweist, der konfiguriert ist zum Ableiten der Erfassungsspannung (507) von der Ausgangsspannung.
Der mehrstufige Verstärker gemäß Anspruch 2, wobei der Spannungsteiler (521, 321, 322, 323) aufweist – einen hohen Widerstand (321), der mit dem Ausgangsknoten (302) über den ESR-Widerstand (521) gekoppelt ist und der konfiguriert ist zum Ableiten der ersten Rückkopplungsspannung (107) von der Ausgangsspannung; – einen Totband-Widerstand (322), der mit dem Ausgangsknoten (302) über den hohen Widerstand (321) gekoppelt ist und der konfiguriert ist zum Ableiten der zweiten Rückkopplungsspannung (307) von der Ausgangsspannung; und – einen niedrigen Widerstand (323), der mit dem Ausgangsknoten (302) über den Totband-Widerstand (322) gekoppelt ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß Anspruch 3, wobei ein Widerstandswert des hohen Widerstands (321) größer ist als ein Widerstandswert des internen ESR-Widerstands (521) um zumindest 1, 2 oder 3 Größenordnungen.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – die erste Treiberschaltung (310) konfiguriert ist zum Erzeugen einer ersten Gate-Spannung für ein Gate der Durchlassvorrichtung (201) basierend auf der Referenzspannung (108) und basierend auf der ersten Rückkopplungsspannung (107); und – die zweite Treiberschaltung (311) konfiguriert ist zum Erzeugen einer zweiten Gate-Spannung für ein Gate des Senke-Transistors (301) und für ein Gate des Bypass-Transistors (501) basierend auf der Referenzspannung (108) und basierend auf der zweiten Rückkopplungsspannung (307).
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – ein Drain des Bypass-Transistors (501) mit der Erfassungsspannung (507) gekoppelt ist; und – eine Source des Bypass-Transistors (501) mit dem niedrigen Potential (332) gekoppelt ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – eine Source der Durchlassvorrichtung (201) mit dem hohen Potential (331) gekoppelt ist; – ein Drain der Durchlassvorrichtung (201) mit dem Ausgangsknoten (302) gekoppelt ist; – ein Drain des Senke-Transistors (301) mit dem Ausgangsknoten (302) gekoppelt ist; und – eine Source des Senke-Transistors (301) mit dem niedrigen Potential (332) gekoppelt ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine Größe des Senke-Transistors (301) größer ist als eine Größe des Bypass-Transistors (501) um zumindest 1, 2 oder 3 Größenordnungen.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – eine Source des Bypass-Transistors (501) mit dem niedrigen Potential (332) über einen ersten Strombegrenzungswiderstand gekoppelt ist; und/oder – ein Drain des Bypass-Transistors (501) mit der Erfassungsspannung (507) über einen zweiten Strombegrenzungswiderstand (602) gekoppelt ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – der mehrstufige Verstärker weiter einen zweiten Bypass-Transistor (601) aufweist, der parallel zu dem Bypass-Transistor (501) angeordnet ist; – die zweite Treiberschaltung (311) konfiguriert ist, um auch den zweiten Bypass-Transistor (601) zu steuern; und – eine Source des zweiten Bypass-Transistors (601) mit dem niedrigen Potential (332) über einen dritten Strombegrenzungswiderstand (604) gekoppelt ist und/oder ein Drain des zweiten Bypass-Transistors (601) mit der Erfassungsspannung (507) über einen vierten Strombegrenzungswiderstand (603) gekoppelt ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, der weiter einen Ausgangskondensator (105) aufweist, der zwischen dem Ausgangsknoten (302) und dem niedrigen Potential (332) angeordnet ist.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die zweite Treiberschaltung (311) einen Differentialverstärker aufweist, der konfiguriert ist zum Ableiten einer Gate-Spannung zum Anlegen an ein Gate des Bypass-Transistors (501) und an ein Gate des Senke-Transistors (301) basierend auf einer Differenz der Referenzspannung (108) und der zweiten Rückkopplungsspannung (307).
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die erste Treiberschaltung (310) aufweist – eine Differentialverstärkungsstufe (101), die konfiguriert ist zum Ableiten einer Zwischenspannung basierend auf einer Differenz der Referenzspannung (108) und der ersten Rückkopplungsspannung (107); und – eine Zwischenverstärkungsstufe (102), die konfiguriert ist zum Ableiten einer ersten Gate-Spannung zum Steuern der Durchlassvorrichtung basierend auf der Zwischenspannung.
Der mehrstufige Verstärker gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei – die Durchlassvorrichtung (201) einen P-Typ-Metalloxid-Halbleiter, als MOS (metaloxide semiconductor) bezeichnet,-Transistor aufweist; – der Senke-Transistor (301) einen N-Typ-MOS-Transistor aufweist; und – der Bypass-Transistor (501) einen N-Typ-MOS-Transistor aufweist.
Ein Verfahren (800) zum Reduzieren einer Überspannungssituation an einem Ausgangsknoten (302) eines mehrstufigen Verstärkers, wobei das Verfahren (800) aufweist – Liefern (801) eines Laststroms bei einer Ausgangsspannung an den Ausgangsknoten (302) unter Verwendung einer Durchlassvorrichtung (201); wobei der Laststrom von einem hohen Potential (331) des mehrstufigen Verstärkers bezogen wird; – Steuern (802) der Durchlassvorrichtung (201) basierend auf einer Referenzspannung (108) und basierend auf einer ersten Rückkopplungsspannung (107), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; – Entfernen (803) eines ersten Stroms von dem Ausgangsknoten (302) zu einem niedrigen Potential (332) des mehrstufigen Verstärkers unter Verwendung eines Senke-Transistors (301), der in Serie mit der Durchlassvorrichtung (201) angeordnet ist; wobei der Ausgangsknoten (302) einem Mittelpunkt zwischen der Durchlassvorrichtung (201) und dem Senke-Transistor (301) entspricht; – Entfernen (804) eines zweiten Stroms von dem Ausgangsknoten (302) zu dem niedrigen Potential (332) unter Verwendung eines Bypass-Transistors (501), der konfiguriert ist zum Koppeln einer Erfassungsspannung (507), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist, mit dem niedrigen Potential (332); – Steuern (805) des Senke-Transistors (301) und des Bypass-Transistors (501) basierend auf der Referenzspannung (108) und basierend auf einer zweiten Rückkopplungsspannung (307), die von der Ausgangsspannung abgeleitet ist; – Ableiten (806) der ersten Rückkopplungsspannung (107), der zweiten Rückkopplungsspannung (307) und der Erfassungsspannung (507) von der Ausgangsspannung derart, dass die Erfassungsspannung (507) höher ist als die erste Rückkopplungsspannung (107), und derart, dass die erste Rückkopplungsspannung (107) höher ist als die zweite Rückkopplungsspannung (307).