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Diese Erfindung betrifft eine Spannungsregel-Stufe,
wie sie im Oberbegriff von Anspruch 1 festgelegt ist.
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US-A-5,552.697 offenbart eine derartige Spannungsregel-Stufe,
in der ein Kompensationskondensator zwischen dem Ausgang des Leistungstransistors
für die
Spannungsregelung und dem Eingang einer Strompufferstufe liegt.
Die Strompufferstufe liefert einen Masseanschluss für den Kondensator,
um den Vorwärtsanspeisungs-Effekt
(feed forward effect) zu beseitigen, der andernfalls vorhanden wäre.
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EP-A-0,499.921 offenbart eine Stromregel-Stufe
mit einem MOSFET-Transistor sowie einer Ladungspumpe, um die Steuerelektrode
des Transistors anzusteuern. Diese frühere Vorrichtung arbeitet in
einem geschlossenen Regelkreis mit zwei Rückkopplungskreisen.
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Derzeit gibt es auf dem Markt einen
immer größeren Bedarf
an Spannungsreglern mit einem niedrigen Spannungsabfall, d. h. an
Reglern, die auch dann richtig arbeiten können, wenn der Spannungsabfall
zwischen der Versorgungsspannung und der geregelten Ausgangsspannung
der Bruchteil eines Volts ist. Diese linearen Spannungsregler mit niedrigem
Spannungsabfall benötigt
man aus verschiedenen Gründen.
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Sie verbessern den Wirkungsgrad sowohl
in batteriebetriebenen elektronischen Systemen als auch in jenen
Systemen, die vom Netz gespeist werden. Ein Regler, der eine Ausgangsspannung
von 5 V liefert und einen Spannungsabfall von 5 V benötigt, besitzt
einen Wirkungsgrad von 50%. Wenn er hingegen einen Spannungsabfall
von nur 0,5 V zwischen dem Eingang und dem Ausgang benötigt, liegt
sein Wirkungsgrad bei über
90%.
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Wenn jene Leistung herabgesetzt wird,
die im Regler verloren geht, werden keine großen Kühlkörper benötigt, wodurch billigere Gehäuse verwendet
werden können.
Ein Regler, der einen Spannungsabfall von 5 V benötigt, wenn
er einen Strom von 1 A für
die Last liefert, muss eine Leistung von 5 W vernichten, während bei
einem Spannungsabfall von 0,5 V nur 0,5 W vernichtet werden. Die
Verkleinerung der Abmessungen des Kühlkörpers oder dessen Beseitigung
sowie die Verkleinerung in den Abmessungen des Transformators (bei
Netzbetrieb) ermöglichen
eine beträchtliche
Platzeinsparung.
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Dadurch, dass die Versorgungsspannungen von
elektronischen Bauelementen laufend kleiner werden, folgt die Ausbreitung
von Systemen mit einer gemischten 5 V und 3,3 V Versorgung (die
letztgenannte Spannung kann aus der ersten Spannung einfach mit
einem Regler mit niedrigem Spannungsabfall erzeugt werden), bei
denen derartige Regler verwendet werden müssen.
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Weiters liefern diese Regler eine
konstante Spannung für
die Last auch bei Anwendungen in der Kraftfahrzeugstechnik, bei
denen die von der Batterie gelieferte Spannung infolge von Änderungen
in der Temperatur oder in den Lastströmen beträchtlich schwanken kann. Ein
Beispiel dafür
ist das Anlassen des Kraftfahrzeugs bei niedrigen Temperaturen,
wobei in diesem Fall die Batteriespannung auf Werte fallen kann,
die nur etwas größer als
5 V sind.
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Das Bauelement, um das ein Spannungsregler
gebaut wird, kann ein bipolarer Transistor oder ein MOS-Leistungstransistor
sein. Im ersten Fall ist der minimale Spannungsabfall durch die
Sättigungsspannung
Vsat des Transistors gegeben. Im zweiten Fall
steht der minimale Spannungsabfall zwischen Eingang und Ausgang
mit der Spannung Vgs, die zwischen der Steuerelektrode und der Quellenelektrode
liegt, sowie mit der körperlichen
Größe des Transistors
in Bezug, wobei der Spannungsabfall auf wenige Zehntel eines Millivolts
reduziert werden kann. Ein weiterer Vorteil von MOS-Transistoren
liegt beispielsweise bei DMOS-Transistoren darin, dass das Silizium
einen kleineren Bereich einnimmt.
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Es treten jedoch dann Probleme auf,
wenn versucht wird, einen vollintegrierten Regler herzustellen,
der die Anzahl von externen Bauelementen minimiert oder auf Null
herabsetzt, die für
einen Reg er dafür
notwendig sind, dass er betriebsicher und stabil bleibt und ein
schnelles Ansprechverhalten auf Änderungen
in der geregelten Spannung besitzt, wobei seine Leistungsfähigkeit
mit der eines normalen Reglers ohne niedrigen Spannungsabfall vergleichbar oder
besser als bei diesen ist. Eines der Hauptprobleme besteht darin,
dass die Steuerspannung des MOS-Transistors auf hohe Werte gebracht
werden muss, üblicherweise
auf eine Spannung oberhalb der Versorgungsspannung.
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Lösungen
gemäß dem Stand
der Technik verwenden eine Ladungspumpe, um eine Spannung zu erzeugen,
die hoch genug ist, um den MOS-Leistungstransistor ansteuern zu
können.
Eine derartige Lösung
ist in 1 dargestellt.
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Die gezeigte Spannungsregel-Stufe
verwendet eine Ladungspumpe CP, die eine Spannung liefert, die größer als
jene Spannung ist, die am Eingang IN des Spannungsreglers liegt.
Diese von der Ladungspumpe CP gelieferte Spannung speist eine Ausgangsstufe
BUF eines Fehlerverstärkers
ERA an, der seinerseits die Steuerelektrode eines Leistungstransistors
PT steuert.
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Die anderen Hauptanschlüsse des
Spannungsreglers sind in 1 ebenfalls
dargestellt. Man erkennt den Ausgang OUT, den Masseanschluss GND
und den Einstellanschluss ADJ. Wie man sieht, handelt es sich um
einen herkömmlichen
Regelkreis des Spannungsreglers, wobei der nichtinvertierende und
der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers ERA mit einer Bandlücken-Bezugsspannung BG bzw.
dem Einstellanschluss ADJ verbunden sind. Weiters zeigt die Zeichnung
eine zurückgeklappte (fold
back) Schutzstufe FB. Die anderen Teile von 1 sollen hier nicht beschrieben werden,
da sie für die
Zwecke der vorliegenden Erfindung nicht relevant sind.
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Gegenstand der vorliegenden Erfindung
ist es, eine lineare Spannungsregel-Stufe mit niedrigem Spannungsabfall
zu liefern, die alle oben angeführten Probleme
zufriedenstellend löst.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird dieser Gegenstand mit Hilfe einer linearen Spannungsregel-Stufe
mit niedrigem Spannungsabfall erreicht, die jene Merkmale besitzt,
die im Anspruch 1 angeführt
sind.
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Weitere Vorteile und Merkmale der
vorliegenden Erfindung werden aus der nun folgenden ausführlichen
Beschreibung eines nicht einschränkenden
Beispiels sowie aus den beiliegenden Zeichnungen ersichtlich, in
denen zeigt:
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1 das
Schaltbild eines Schaltkreises gemäß dem Stand der Technik, das
bereits beschrieben wurde;
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2 bis 4 die Schaltbilder von drei
alternativen Ausführungsformen
des Schaltkreises gemäß der Erfindung;
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5 das
kartesisches Diagramm eines Graphen, in dem die Arbeitsweise der
Schaltkreise von 2 bis 4 dargestellt ist;
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6 das
Schaltbild einer weiteren alternativen Ausführungsform des Schaltkreises
gemäß der Erfindung;
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7 das
kartesische Diagramm eines Graphen, in dem die Arbeitsweise des
Schaltkreises von 6 dargestellt
ist; und
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8 das
Schaltbild einer weiteren alternativen Ausführungsform des Schaltkreises
gemäß der Erfindung.
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Ein vereinfachtes Schaltbild des
Spannungsreglers gemäß der Erfindung
ist in 2 dargestellt. Wie
man sieht, enthält
der Schaltkreis von 2 einen
Leistungstransistor PT, beispielsweise einen DMOS-Transistor, der
an einer Eingangsspannung VBAT liegt und dazu dient, um die Ausgangsspannung
Vout so zu regeln, dass sie einen vorgegebenen Wert annimmt. Wie
beim Stand der Technik wird die Steuerelektrode des Leistungstransistors
PT direkt von einer Ladungspumpe CP angesteuert.
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Selbstverständlich arbeitet der Schaltkreis mit
einem geschlossenen Regelkreis, wobei er als Rückkopplungssignal ein Signal
verwendet, das die Ausgangsspannung Vout anzeigt und das man mit Hilfe
eines Widerstandsteilers erhält,
der von vier Widerständen
R gebildet wird, die zwischen dem Ausgang und der Masse des Schaltkreises
liegen. Dieses Signal, das die Ausgangsspannung Vout angibt, wird
mit einer vorgegebenen Bezugsspannung Vref verglichen, um ein Steuersignal
für die
Steuerelektrode des Leistungstransistors PT in Übereinstimmung mit einer herkömmlichen
Schaltung für
Regelsysteme mit geschlossenem Regelkreis zu erzeugen.
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Die anderen Bauelemente, die den
Rückkopplungskreis
bilden, sind zwei Verstärker
OTA und G sowie ein Kondensator C. Nunmehr soll die Arbeitsweise
dieses Rückkopplungskreises
beschrieben werden, der sich von den Schaltkreisen gemäß dem Stand
der Technik unterscheidet.
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Um die Ausgangsspannung zu erhalten,
die in diesem bestimmten Fall gleich 5 V beträgt, wird die Bezugsspannung
Vref, die in diesem bestimmten Fall gleich 1,25 V ist und beispielsweise
mit Hilfe einer Bandlückenstufe
erzeugt wird, mit dem Faktor 4 unter Verwendung jenes Widerstandsteilers
multipliziert, den die vier Widerstände R bilden. Der Strom des MOS-Leistungstransistors
PT wird mit einer doppelten Rückkopplung
geregelt: mit einer ersten Gleichspannungs-Rückkopplung mit Hilfe der beiden
Verstärker
G, OTA, die in Kaskade geschaltet sind, und der Ladungspumpe CP
sowie mit einer zweiten Frequenz-Rückkopplung unter Verwendung
des ersten Verstärkers
G und des Kondensators C.
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Die Spannungsregel-Stufe gemäß der Erfindung
enthält
somit tatsächlich
zwei Rückkopplungskreise.
Der erste Rückkopplungskreis
enthält
den Leistungstransistor PT, den Widerstandsteiler R, den ersten
Verstärker
G, den zweiten Verstärker
OTA und die Ladungspumpe CP. Der zweite Rückkopplungskreis enthält andererseits
den Leistungstransistor PT, den Widerstandsteiler R, den ersten
Verstärker
G und den Kondensator C.
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Die Ladungspumpe CP, die beispielsweise ein
Spannungs-Verdreifacher sein kann, dient dazu, um die Steuerelektrode
des Leistungstransistors PT auf Spannungen zu bringen, die größer als
die Versorgungsspannung VBAT sind.
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Der Strom in der Ladungspumpe CP
wird mit dem ersten Rückkopplungskreis
gesteuert, d. h. mit Hilfe des ersten Verstärkers G, auf den der zweite Verstärker OTA
folgt. Dieser Verstärker
OTA ist beispielsweise ein Steilheits-Operationsverstärker. Wenn
sich die Ausgangsspannung Vout im eingeschwungenen Zustand befindet,
liefert der zweite Verstärker
OTA keinen Strom mehr zur Ladungspumpe CP, die abgeschaltet wird.
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Die hohe Rückkopplungsschleifen-Verstärkung des
ersten Rückkopplungskreises
führt zu
einer großen
Genauigkeit bei der Regelung der Ausgangsspannung Vout.
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Um am Silizium-Bereich zu sparen,
können in
der Ladungspumpe CP kleine Kondensatoren verwendet werden. Bei einem
Schaltkreis, der vom Anmelder erzeugt wurde, sind sie beispielsweise um eine
Größenordnung
kleiner als die parasitären
Kapazitäten
des DMOS-Transistors PT. Der kleine Strom, der von der Ladungspumpe
CP an der Steuerelektrode injiziert wird, die zu den hohen parasitären Kapazitäten der
Steuerelektrode hinzugezählt
wird, erzeugt bei einer niedrigen Frequenz einen Pol, der den ersten
Rückkopplungskreis
ziemlich langsam macht. Dieses Problem wird mit dem zweiten Rückkopplungskreis
gelöst.
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Der zweite Rückkopplungskreis wird vom ersten
Verstärker
G, der einen niedrigen Verstärkungsfaktor
und ein breites Band besitzt, sowie vom Kondensator C gebildet.
In diesem Fall ist die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung kleiner,
doch kann der Verstärker
G mit seinem breiten Band rasch auf irgendwelche Änderungen
der Ausgangsspannung Vout reagieren, Ladung in die Steuerelektrode
injizieren oder sie mit Hilfe des Kondensators C absorbieren. Damit
der Schaltkreis richtig arbeiten kann, muss dieser Kondensator (C)
so groß sein,
dass er in der gleichen Größenordnung
wie die parasitären
Kapazitäten
liegt, die an der Steuerelektrode des DMOS-Transistors PT vorhanden
sind. Damit wird die Steuerelektroden-Spannung rasch nahe an den richtigen
Wert gebracht, den sie dann mit Hilfe des langsameren Beitrags des
ersten Rückkopplungskreises
genau erreichen kann.
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3 zeigt
eine Ausführungsform
der Spannungsregel-Stufe gemäß der Erfindung,
bei der eine mögliche
Ausführungsform
des Breitbandverstärkers mit
niedrigem Verstärkungsfaktor
dargestellt ist. Der verwendete Operationsverstärker A besitzt ein Rückkopplungs-Netzwerk,
das von zwei Widerständen des
Ausgangsteilers sowie von einem Widerstand mit dem Wert KR gebildet
wird, wobei K eine Konstante ist.
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Bei diesem Aufbau verhält sich
der Zwischenknoten des Teilers wie eine virtuelle Masse auf einer
Spannung gleich 2 VREF-
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Irgendeine Abweichung des Ausgangs
von seinem Nennwert wird mit einem Faktor verstärkt, der gleich ist:
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Das Verhältnis zwischen diesem Faktor
und dem Verstärkungsfak tor
G von
2 beträgt:
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Wie man sieht, liegt der invertierende
Eingang des zweiten Verstärkers
OTA auf einer Bezugsspannung, um den Ausgang des Verstärkers A
auf eine Spannung 2 VREF zu polarisieren.
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Im eingeschwungenen Zustand ist der
durch den Widerstand KR fließende
Strom somit gleich Null, wobei in der bestimmten Ausführungsform
der Ausgangsbereich des Verstärkers
A maximiert wird.
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4 zeigt
ein ausführliches
Schaltbild der Stromsteuerung der Ladungspumpe. Der zweite Verstärker OTA
arbeitet als Schalter und die beiden Transistoren B1 und B2 als
Strompuffer. Es sei darauf hingewiesen, dass beide Transistoren
so polarisiert sind, dass beide im eingeschwungenen Zustand der
Ausgangsspannung Vout gesperrt sind, wobei der zur Ladungspumpe
CP gelieferte oder von der Steuerelektrode des DMOS-Transistors
CP absorbierte Strom gleich Null sind.
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Die beiden Rückkopplungskreise stellen weiters
die Stabilität
des Schaltkreises sicher. Das Bode-Diagramm der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung, die
von der Kombination der beiden Rückkopplungskreise
stammt, ist in 5 dargestellt.
Dieses Diagramm zeigt die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung |Av|
des Schaltkreises, ausgedrückt
in dB, als Funktion der Frequenz f, ausgedrückt in Hz.
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Der Hauptpol P
1 wird
unter Verwendung der parasitären
Kapazitäten
des DMOS-Transistors PT erzeugt. Ein zweiter Pol P
2 ergibt
sich durch den Operationsverstärker
G. Weiters besitzt der Schaltkreis eine Nullstelle z
1,
die für
die Kompensation eines Pols P
OUT wichtig
ist, der von der Lastkapazität
am Ausgang eingeführt
wird, wobei die Frequenz mit Änderungen
jenes Stroms verschoben wird, der dem Regler zugeführt wird.
Tatsächlich
kann der Pol P
OUT ausgedrückt werden
mit:
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Dabei sind C
LOAD und
R
LOAD die Kapazität bzw. der Widerstand der Last.
Wegen der großen
Abmessungen des DMOS-Transistors PT gilt gm
DMOS >> 1/R
LOAD. Damit
kann der Pol P
out in erster Annäherung ausgedrückt werden
mit:
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Wenn sich der Pol Pout ändert, wird
die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung so
verändert,
wie dies die strichlierte Linie in 5 zeigt.
Wenn der Pol Pout mit einer der singulären Stellen
z1 oder p2 zusammen
fällt,
muss eine Phasenreserve sichergestellt werden, die für die Stabilität des Schaltkreises
ausreicht, indem der Rückkopplungswiderstand
KR genau dimensioniert wird. Wenn dies der Fall ist, muss weiters
der kapazitive Teiler berücksichtigt
werden, der vom Kondensator C und den parasitären Kapazitäten des DMOS-Leistungstransistors
PT gebildet wird, wobei dies zu einer Dämpfung der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung von
möglicherweise mehr
als 10 dB führt.
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6 zeigt
das vereinfachte Schaltbild einer alternativen Ausführungsform
der Erfindung. Die Ladungspumpe CP und der Kondensator C werden
auf ähnliche
Weise verwendet. Die Unterschiede liegen im Rückkopplungskreis, der von einem
einzigen Operationsverstärker
A gebildet wird, der sowohl den Rückkopplungskondensator C als
auch jenen Strom steuert, den die Ladungspumpe CP liefert. Bei dieser Ausführungsform
liefert der selbe Operationsverstärker A sowohl den hohen Gleichspannungs-Verstärkungsfaktor
als auch den niedrigen Verstärkungsfaktor
und den breiten Durchlassbereich bei hohen Frequenzen. Um den Ausgang
des Operationsverstärkers
A auf die Spannung von Vref/2 zu pollarisieren und die Frequenz-Nullstelle
z1 einzuführen, musste ein weiterer Kondensator
CR hinzugefügt werden.
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Bei dieser Ausführungsform stellen die beiden
Rückkopplungskreise
auch die Stabilität
des Schaltkreises sicher, wobei das Bode-Diagramm der Rückkopplungsschleifen-Verstärkung, die
von der Kombination der beiden Rückkopplungskreise stammt,
in 7 dargestellt ist.
In diesem Fall wird die Nullstelle z1 durch
das Rückkopplungs-Netzwerk des
Operationsverstärkers
A eingeführt.
Für den restlichen
Schaltkreis gelten die gleichen Überlegungen,
wie sie oben getroffen wurden.
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8 zeigt
ausführlich
den Stromschalter, der vom Operationsverstärker A gesteuert wird. Die Transistoren
B1 und B2 sind so polarisiert, dass der Ausgang des Operationsverstärkers A
auf einer Spannung von etwa Vref/2 liegt, um seinen Bereich zu maximieren.
Für die
Begrenzung jenes Stroms, den die Ladungspumpe durch die Ausgangsstufe
des Operationsverstärkers
A liefert, benötigt
man einen Widerstand R1.
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Eine Eigenschaft von MOS-Transistoren
besteht darin, dass sie zwischen der Steuerelektrode und der Quellenelektrode
eine große
parasitäre
Kapazität
besitzen. Die Ladungspumpe CP schickt Ladung gepulst zur Steuerelektrode,
wobei dies zu Störungen
führt,
die an der Quellenelektrode in Form einer Spannungswelle auftreten.
Die Verwendung von kleinen Kapazitäten sowie das Abschalten der
Ladungspumpe CP im eingeschwungenen Zustand verhindern dieses Problem,
während
der breitbandige Rückkopplungskreis
gleichzeitig ein rasches Ansprechen der Regelstufe auf externe Beanspruchungen sicher
stellt.
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Es ist daher ersichtlich, dass die
Spannungsregel-Stufe gemäß der vorliegenden
Erfindung über verschiedene
wichtige Vorteile verfügt,
die nunmehr zusammengefasst werden sollen.
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Es ist in der Ladungspumpe CP kein
Speicherkondensator erforderlich, wodurch Platz gespart werden kann.
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Der Regler benötigt keinen Kompensationskondensator.
Der Hauptpol wird durch die Verwendung der parasitären Kapazitäten des
MOS-Leistungstransistors PT erzeugt.
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Es wird eine Unabhängigkeit
von dem durch die Last induzierten Pol erreicht, ohne dass die Ansprechgeschwindigkeit
des Reglers mit einer Überkompensation
begrenzt werden muss.
