WO2003012568A2 - Spannungsregler mit frequenzgangkorrektur - Google Patents

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WO2003012568A2
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voltage
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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
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    • G—PHYSICS
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Definitions

  • the invention relates to a voltage regulator according to the preamble of claim 1.
  • FIG. 2 generally shows a schematic of a voltage regulator 12 known from the prior art.
  • a control amplifier 1 e.g. B. designed as an operational amplifier
  • a control transistor Q the z. B. can be a FET or a bipolar transistor, the.
  • Control transistor Q is outlined in FIG. 2 as a controlled current source.
  • a general voltage control circuit also includes a load which, according to FIG. 2, comprises a load resistor RL, an external buffer capacitance CL and, at least in certain cases, an internal voltage divider R1, R2.
  • the buffer capacitance CL can also be a purely parasitic capacitance.
  • the DC voltage gain of an open control loop in the small signal range is made up of several factors.
  • the DC voltage gain of the control amplifier 1 is in the range between 40 and 60 dB. This amount results from the requirements for the static control deviation.
  • the control transistor Q in conjunction with the load resistor RL and the voltage divider Rl, R2 makes a contribution in the range between 0 and 30 dB for amplification, depending on the transistor Q used, the ohmic load resistor RL and the supply voltage.
  • the transfer function of the open control loop which is sometimes also referred to as the "open loop transfer function"
  • the transfer function of the open control loop has poles or pole frequencies.
  • the limit frequency of a low-pass transfer function of type 1 / (1 + s / p) is generally defined as the pole frequency fp, at which attenuation by 3 dB and a phase rotation by 45 degrees take place.
  • the term "transit quenz" is the term “transit quenz ".
  • the transit frequency ft is the 0 dB limit frequency of a transfer function. At the transit frequency ft, signals are not amplified or attenuated in their magnitude.
  • the transit frequency is also called” unity gain frequency (UGF )
  • ULF unity gain frequency
  • Poles in the open loop transfer function are as follows:
  • the control amplifier 1 has a dominant pole fpO, the frequency of which can be placed within certain limits, there being a dependence on the input capacitance of the control transistor Q and the permissible current consumption of the control amplifier 1.
  • Parasitic poles of the control amplifier 1 (fp2 and others) lie in the frequency range >> 1 MHz.
  • the transfer function of the open control loop is in the s range
  • the pole of the control amplifier is 1 spO. The following applies to the load pole spl spl -
  • the high direct voltage amplification AO in connection with several poles means that the phase of the open loop transfer function can be shifted by 180 ° and more when the transit frequency ft is reached. This is shown in Fig. 4 with the curve for the uncorrected frequency response.
  • a control amplifier with a large bandwidth is used.
  • fpO is realized much larger than ft.
  • the disadvantage here is the high power consumption of the control amplifier. If the system has a high transit frequency, parasitic poles such as fp2 can further deteriorate the phase reserve.
  • a zero in the open loop transfer function is known from the prior art.
  • a zero can be generated by connecting the voltage regulator externally to passive components.
  • the high costs of the external components are disadvantageous here.
  • a zero in the open loop transfer function can be generated by integrated active filters.
  • this disadvantageously requires additional power consumption.
  • the possibility of generating a zero by so-called "feed forward" techniques, which is also known from the prior art, has the disadvantage of side effects of the circuit which are difficult to assess.
  • the zero point in the open loop transmission function is realized by introducing an internal series resistor into the load circuit of the voltage regulator.
  • a circuit which falls under the prior art which forms the genus for the invention is shown in FIG. 5.
  • the voltage regulator 13 according to FIG. 5 has a control amplifier 1. This has two inputs 3, 4 and an output 5. Furthermore, the voltage regulator 13 according to FIG. 5 has a controlled current source Q and a voltage regulator output 6 for providing a regulated output voltage Uout.
  • the controlled current source Q can e.g. B. a transistor (FET or bipolar transistor).
  • the first input 3 of the control amplifier 1 is connected to a reference voltage source Uref.
  • the second input 4 of the control amplifier 1 is connected to an electrical feedback path which leads outside the control amplifier 1 from the output 5 of the control amplifier 1 via the controlled current source Q to the second input 4 of the control amplifier 1.
  • an electrical output path to the voltage regulator output 6 branches off from the electrical feedback path at the node labeled "A" in FIG. 5.
  • An internal ohmic resistor RZ is arranged in series in the electrical output path between the branch A and the voltage regulator output 6. This internal ohmic resistance RZ was also sometimes called "series resistance in the load circuit".
  • the voltage regulator 13 shown in FIG. 5 also has a voltage divider circuit R1, R2, which is, however, optional and, like all circuit details described with reference to FIG. 5, with the exception of the internal ohmic resistor RZ, does not relate to the present invention the obligatory generic features.
  • ESR equivalent series resistance / serial equivalence resistance
  • ESR equivalent series resistance / serial equivalence resistance
  • a minimum ESR for an external capacitance is not necessary with the type of frequency compensation described above, since an internal resistance (internal ohmic resistance RZ) is guaranteed.
  • a passive component is sufficient to implement the zero, namely the internal ohmic resistance RZ, which is so- can even be integrated and thus has an energy-saving effect compared to the other solutions known from the prior art.
  • the frequency fz at which the transfer function has a zero is easily reproducible and depends only on the size of the internal ohmic resistance RZ
  • the invention is therefore based on the object, starting from the generic voltage regulator, to provide a voltage regulator which overcomes the above-described fault voltage problem while maintaining good stability with sufficient phase reserve.
  • this object is achieved by a voltage regulator according to claim 1.
  • the fault voltage problem is overcome by means of fault voltage compensation.
  • the control is tapped both in front of and behind the internal ohmic resistor and the voltage regulator is designed in such a way that different frequencies are used in different frequency ranges
  • Control paths work. Specifically expressed in the terms of claim 1, this means that the fault voltage is corrected for the frequency range below the predetermined frequency by tapping at the second point, that is between the internal ohmic resistance and the voltage regulator output, and is therefore not measurable at the external load.
  • the frequency range above the predetermined frequency is by Tapping at the first point, which is separated from the second point by the internal ohmic resistance, is regulated, whereby the zero point at fz takes effect and ensures the phase advance (frequency response correction).
  • the incorrect voltage compensation is implemented by means of a crossover 2 in the feedback path.
  • the coupling factors of the crossover 2 are chosen so that no additional pole can arise around the crossover frequency fw.
  • the very particularly preferred embodiment of the voltage regulator according to the invention is particularly suitable for implementation as an integrated circuit, since the N individual resistors, viewed individually, only have to have a low current carrying capacity of I / N.
  • the frequency at which the transfer function has a zero can be influenced in a more targeted manner.
  • the internal ohmic resistor RZ is also designed as an integrated component, which is particularly cost-effective. Exemplary embodiments of the voltage regulator according to the invention are explained below with reference to figures. 1 shows a schematic circuit diagram of a first exemplary embodiment of a voltage regulator according to the invention
  • FIG. 5 generally shows a schematic of a voltage regulator known from the prior art with frequency response correction by connecting a series resistor into the load circuit
  • FIG. 6 schematically shows a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the voltage regulator according to the invention.
  • a first exemplary embodiment of a voltage regulator 10 according to the invention which is shown in FIG. 1, comprises a control amplifier 1 which is designed as an operational amplifier and has two inputs 3, 4 and an output 5, a controlled current source Q and a voltage regulator output 6 for providing a regulated output voltage Uout ,
  • the controlled current source Q shown only schematically in FIG. 1 is a transistor in the present exemplary embodiment, for example an NFET, PFET, npn bipolar transistor or pnp bipolar transistor.
  • the first input 3 of the control amplifier 1 is connected to a reference voltage source Uref.
  • the second input 4 of the control amplifier 1 is connected to an electrical feedback path which leads outside the control amplifier 1 from the output 5 of the control amplifier 1 via the transistor Q to the second input 4 of the control amplifier 1.
  • an electrical output path to the voltage regulator output 6 branches off at the node labeled "A" in FIG. 1 from the electrical feedback path.
  • an ohmic resistor RZ is arranged in series between the branch A and the voltage regulator output 6, which is referred to below as “internal ohmic resistor RZ".
  • the illustrated embodiment of the voltage regulator 10 according to the invention has a crossover 2, which has two inputs 7, 8 and an output C.
  • the crossover 2 is connected in series with its first input 7 and its output C in the electrical feedback path in such a way that its first input 7 points in the direction of the branch A of the electrical output path and its output C points in the direction of the second input 4 of the control amplifier 1 ,
  • the second input 8 of the crossover 2 is connected to a further electrical path which branches off from the electrical output path between the internal ohmic resistor RZ and the voltage regulator output 6 at point B (see FIG. 1).
  • the further electrical path mentioned in the exemplary embodiment of the voltage regulator 10 according to the invention from FIG. 1 has a voltage divider circuit consisting of two ohmic resistors R1, R2.
  • the second input 8 of the crossover 2 is connected between the two resistors R1, R2 of the voltage divider circuit on the further electrical path.
  • the crossover 2 is designed such that it transmits signals with frequencies above a predetermined crossover frequency fw from its first input 7 to its output C. Signals with frequencies below the predetermined crossover frequency fw are transmitted from the second input 8 of the crossover 2 to its output C.
  • the respective other internal path of the crossover 2 is essentially blocked for signals from the other frequency range. With reference to the selected node designation in FIG. 1, this means that the crossover 2 transmits signals with frequencies ⁇ fw from B to C and signals with frequencies >> fw from A to C.
  • the mode of operation of the crossover 2 in the present circuit is as follows:
  • the fault voltage Uf is corrected for the frequency range ⁇ fw by tapping at point B and is therefore not measurable on the load.
  • fw is controlled by tapping at point A, whereby the zero at fz is effective and the phase advance (frequency response correction) is guaranteed.
  • the prerequisite for this is that fz ⁇ ft is selected.
  • the maximum coupling factor of the crossover 2 from A - • C is chosen to be greater than or at least equal to the maximum coupling factor of the crossover 2 from B - C in order not to allow an additional pole to arise around fw.
  • the crossover 2 is implemented in terms of circuitry as a passive RC filter.
  • FIG. 6 shows a second exemplary embodiment of the voltage regulator 11 according to the invention, in which the voltage regulator 11 is designed as an integrated circuit.
  • said internal ohmic resistor RZ together with the control transistor Q is connected in parallel as N individual elements.
  • elements with R RZ • N (N> 1), which only have to have a low current carrying capacity of I / N.
  • the dimensioning of the frequency compensation in the exemplary embodiment shown in FIG. 6 is as follows:
  • the sum of the voltage divider resistors R1 + R2 is 150 k ⁇ .
  • fpO of the control amplifier 1 is 100 kHz due to the design.
  • this capacitive support of the regulated supply voltage is even carried out by an internal capacitance arranged in the voltage regulator, which is connected in parallel to the consumer to be connected to the voltage regulator output 6 in an electrical branch which is connected between the voltage regulator output 6 and the internal ohmic Resistor RZ branches off towards ground.
  • the pole and zero frequencies are estimated as follows:
  • the internal ohmic resistance RZ is chosen to be 0.32 ⁇ .
  • the associated frequency response is shown in Fig. 4 (curve "frequency response correction by zero").
  • the crossover 2 is essentially formed from R1, R2 ', R2 "and CF.
  • Capacitance CF is also integrated on the chip.
  • Capacitance CF can be implemented as a gate capacitance or a junction capacitance, since sufficient voltage is present during operation.
  • a special feature of the embodiment of the voltage regulator 11 according to the invention shown in FIG. 6 is that it is not necessary to electrically connect the points AI, A2, ..., AN (see FIG. 6).
  • the points AI, A2, ..., AN are at the same potential dynamically and statically, since the load on the point AN by CF is negligible.
  • the controlled current sources Q1, Q2,..., QN are also designed as transistors in the embodiment of the voltage regulator 11 according to the invention according to FIG. 6.
  • a particular advantage of the embodiment of the chip removal according to the invention 6 is that each individual transistor Ql, Q2, ..., QN is provided with a series resistor of size RZ • N, which leads to increased ESD protection.
  • the attachment of the series resistors RZ • N is also of particular advantage for their thermal decoupling.
  • the crossover (Rl, R2 ', R2 ", CF) in the circuit of the exemplary embodiment 11 according to FIG. 6 is in principle designed in exactly the same way as the crossover 2 in the circuit of the exemplary embodiment 10 according to FIG. 1. That is, the Crossover (Rl, R2 ', R2 ", CF) transmits signals with frequencies ⁇ fw from B to C and signals with frequencies >> fw from AN to C.
  • the maximum coupling factor of the crossover network from AN-C is selected to be greater than or at least equal to the maximum coupling factor of the crossover network from B-C, in order not to allow an additional pole to arise around fw.

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Abstract

Ein Spannungsregler (10, 11) weist einen Spannungsreglerausgang (6) zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsspannung (Uaus) und einen internen, seriell zu einer an den Spannungsreglerausgang (6) anzuschließenden externen Last (RL) angeordneten ohmschen Widerstand (RZ) auf. Ein interner elektrischer Regelungs-Rückkopplungspfad des Spannungsreglers (10, 11) wird sowohl an einem ersten Punkt (A) vor dem internen ohmschen Widerstand (RZ), als auch an einem zweiten Punkt (B) hinter dem internen ohmschen Widerstand (RZ) abgegriffen, wobei der zweite Punkt (B) zwischen dem internen ohmschen Widerstand (RZ) und dem Spannungsreglerausgang (6) liegt. Für Frequenzen oberhalb einer vorbestimmten Frequenz (fw) wird die Regelung im Wesentlichen direkt über den ersten Punkt (A) und nicht über den zweiten Punkt (B) wirksam, während für Frequenzen unterhalb der vorbestimmten Frequenz (fw) die Regelung im Wesentlichen über den Weg erster Punkt (A) - interner ohmscher Widerstand (RZ) - zweiter Punkt (B) erfolgt.

Description

Beschreibung
Spannungsregler mit Frequenzgangkorrektur
Die Erfindung betrifft einen Spannungsregler nach der Gattung des Oberbegriffs von Anspruch 1.
Elektronische Systeme auf Silizium erfordern häufig die Bereitstellung von unterschiedlich hohen Betriebsspannungen (IO-Bereich, digitaler Core und Analogschaltungen) .
Falls aus einer gegebenen Versorgungsspannung eine Betriebsspannung von geringerem Pegel zu generieren ist, kommen diskrete Spannungsregler als zusätzliche Bauelemente zum Ein- satz. Diese sind wegen hoher Kosten und zusätzlicher Steuerleitungen nicht immer wünschenswert, können jedoch kostensparend neben dem System auf Silizium integriert werden.
Spannungsregler als solche sind im Stand der Technik bekannt und beschrieben z.B. in Funke, R. ; Liebscher, S.: "Grundschaltungen der Elektronik", Verlag Technik, Berlin 1983, S. 24 bis 34 oder in Lindner, H. ; Brauer, H.; Lehmann, C: "Elektrotechnik - Elektronik", Fachbuchverlag Leipzig 1983, S. 591 bis 605. Ferner sei, insbesondere zu Fragen mathema- tisch-physikalischer Details der Spannungsregelungstechnik, an dieser Stelle ausdrücklich verwiesen auf den Artikel "Optimized Frequency-Shaping Circuit Topologies for LDO's" von G. A. Rincon- ora und P. E. Allen in IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS - II: ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, Vol. 45 (1998), No. 6, S. 703 bis 708.
Aufgrund von Stabilitätsproblemen ist die Realisierung von integrierten Spannungsreglern jedoch nicht trivial. Dasselbe technische Stabilitätsproblem tritt darüber hinaus auch bei diskreten Spannungsregler-Bausteinen auf. Die eben erwähnten Stabilitätsprobleme sollen im Folgenden kurz erläutert werden. Es wird Bezug genommen auf Fig. 2, welche allgemein ein Schema eines aus dem Stand der Technik bekannten Spannungsreglers 12 zeigt. Im Allgemeinen finden sich in Spannungsregelkreisen folgende Komponenten: eine Referenzspannung Uref, ein Regelverstärker 1, z. B. ausgebildet als Operationsverstärker, ein Regeltransistor Q, der z. B. ein FET- oder ein Bipolartransistor sein kann, wobei der. Regeltransistor Q in Fig. 2 als gesteuerte Stromquelle skiz- ziert ist. Ferner gehört zu einem allgemeinen Spannungsregelkreis eine Last, die gemäß Fig. 2 einen Lastwiderstand RL, eine externe Pufferkapazität CL und, zumindest in bestimmten Fällen, einen internen Spannungsteiler Rl, R2 umfaßt. Die Pufferkapazität CL kann auch eine rein parasitäre Kapazität sein.
Die Gleichspannungsverstärkung einer offenen Regelschleife im Kleinsignalbereich setzt sich aus mehreren Faktoren zusammen. Die Gleichspannungsverstärkung des Regelverstärkers 1 liegt im Bereich zwischen 40 und 60 dB. Dieser Betrag resultiert aus den Anforderungen an die statische Regelabweichung. Der Regeltransistor Q liefert in Verbindung mit dem Lastwiderstand RL und dem Spannungsteiler Rl, R2 einen Beitrag im Bereich zwischen 0 und 30 dB zur Verstärkung, und zwar abhängig von dem verwendeten Transistor Q, dem ohmschen Lastwiderstand RL und der VersorgungsSpannung.
Fig. 3 zeigt sowohl ein Blockbild einer geschlossenen Regel- schleife als auch ein Blockbild einer offenen Regelschleife. Die Übertragungsfunktion der offenen Regelschleife, welche manchmal auch als "offene Schleifenübertragungsfunktion" bezeichnet wird, weist Pole bzw. Polfrequenzen auf. Als Polfrequenz fp ist in der Regelungstechnik ganz allgemein die Grenzfrequenz einer Tiefpaß-Übertragungsfunktion vom Typ 1/(1 + s/p) definiert, an der eine Dämpfung um 3 dB und eine Phasennachdrehung um 45 Grad erfolgen. Ein weiterer wichtiger Begriff in diesem Zusammenhang ist der Begriff "Transitfre- quenz". Als Transitfrequenz ft bezeichnet man in der Spannungsregelungstechnik die 0 dB - Grenzfrequenz einer Übertragungsfunktion. Bei der Transitfrequenz ft werden Signale in ihrem Betrag nicht verstärkt oder abgeschwächt . Die Tran- sitfrequenz wird in der englischen Literatur auch als "unity gain frequency (UGF) " bezeichnet. Für weitere mathematischphysikalische Details der Spannungsregelungstechnik wird nochmals ausdrücklich verwiesen auf den bereits oben genannten Artikel "Optimized Frequency-Shaping Circuit Topologies for LDO's" von G. A. Rincon-Mora und'P. E. Allen in IEEE
TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS - II: ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, Vol. 45 (1998), No. 6, S. 703 bis 708.
Pole in der offenen Schleifenübertragungsfunktion sind fol- gende:
Der Regelverstärker 1 weist einen dominanten Pol fpO auf, dessen Frequenz innerhalb bestimmter Grenzen plaziert werden kann, wobei eine Abhängigkeit von der Eingangskapazität des Regeltransistors Q und dem zulässigen Stromverbrauch des Regelverstärkers 1 besteht .
Der Regeltransistor Q in Verbindung mit dem Lastwiderstand RL und der Lastkapazität (Pufferkapazität) CL liefert einen va- riablen Pol fpl, dessen Lage lastabhängig um mehrere Dekaden variieren kann. Im Frequenzbereich >> 1 MHz liegen parasitäre Pole des Regelverstärkers 1 (fp2 und weitere) .
Die Übertragungsfunktion der offenen Regelschleife im s- Bereich lautet
L ) = A0
(l + s/spθ)(l + s/spl)(l + s/sp2) '
Dabei ist der Pol des Regelverstärkers 1 spO . Für den Lastpol spl gilt spl -
CL • RLges
wobei unter Vernachlässigung des Ausgangswiderstands des Regeltransistors Q
RLges ~ (RL 11 (R1+R2)) ist.
Dabei bezeichnet sp2 den parasitären Pol und der Ausdruck (• II •) bezeichnet den Widerstand, der durch eine Parallel- Schaltung der zu beiden Seiten des Symbols || angegebenen Widerstände bewirkt wird.
Desweiteren gilt
sp = 2 • π • fp sz = 2 • π • fz (fp - Polfrequenz, fz - Frequenz, bei der die Übertragungs- funktion eine Nullstelle hat)
Die hohe Gleichspannungsverstarkung AO in Verbindung mit mehreren Polen bewirkt, daß die Phase der offenen Schleifenübertragungsfunktion bei Erreichen der Transitfrequenz ft um 180° und mehr verschoben sein kann. Dies ist in Fig. 4 mit der Kurve für den unkorrigierten Frequenzgang dargestellt.
Zusammenfassend ergibt sich also ein Stabilitätsproblem dahingehend, daß durch den Einfluß von mehreren Polen fpO, fpl und fp2 in Verbindung mit der hohen Verstärkung A0 die Phasenreserve der offenen Regelschleife unzulässige Werte um 0° erreichen kann.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Lösungsansätze zur Überwindung dieses Stabilitätsproblems durch Frequenz- gangkorrektur bekannt, wobei alle bekannten Lösungsansätze spezifische Nachteile aufweisen. Ganz generell ist Ziel der Frequenzgangkorrektur, eine Phasenreserve der offenen Regelschleife von > 45° zu erreichen.
Ein Lösungsansatz nach dem Stand der Technik besteht in der Verwendung eines integrierenden Regelverstärkers. Die Transitfrequenz ft des Systems wird dabei durch Realisierung von sehr niedriger fpO weit unter dem Wirkungsbereich der Pole fpl und fp2 plaziert. Nachteilig hierbei ist jedoch eine langsame Regelung. Es sind große integrierte Kapazitäten not- wendig, um die geringe fpO zu erreichen.
Nach einem anderen Lösungsansatz aus dem Stand der Technik wird ein Regelverstärker mit großer Bandbreite verwendet . Hier wird fpO sehr viel größer als ft realisiert. Nachteilig hierbei ist jedoch der hohe Stromverbrauch des Regelverstärkers. Bei hoher Transitfrequenz des Systems können parasitäre Pole wie fp2 die Phasenreserve weiter verschlechtern.
Ein weiterer, an sich aus dem Stand der Technik bereits be- kannter Lösungsansatz ist die Realisierung von Nullstellen in der offenen Schleifenübertragungsfunktion. Wie in Fig. 4 dargestellt, hebt eine Nullstelle an der Frequenz fzl in der offenen Schleifenübertragungsfunktion L(s) die Phasendrehung eines Pols auf. fzl wird sinnvollerweise kleiner als ft ge- wählt.
Aus dem Stand der Technik sind verschiedene Realisierungsmöglichkeiten einer Nullstelle in der offenen Schleifenübertragungsfunktion bekannt . So kann eine Nullstelle durch externe Beschaltung des Spannungsreglers mit passiven Bauelementen erzeugt werden. Nachteilig hierbei sind jedoch die hohen Kosten der externen Bauelemente.
Desweiteren kann eine Nullstelle in der offenen Schleifen- Übertragungsfunktion durch integrierte aktive Filter erzeugt werden. Dies erfordert jedoch nachteiligerweise einen zusätzlichen Stromverbrauch. Die ferner aus dem Stand der Technik bekannte Erzeugungsmöglichkeit einer Nullstelle durch sogenannte "feed forward" Techniken hat den Nachteil schwer abschätzbarer Nebeneffekte der Schaltung.
Nach einer weiteren bereits bekannten Variante, welche den in Bezug auf die Erfindung gattungsgemäßen Stand der Technik bildet, wird die Nullstelle in der offenen Schleifenübertra- gungsfunktion dadurch realisiert, daß man einen internen Serienwiderstand in den Lastkreis des Spannungsreglers einbringt. Eine Schaltung, welche unter den für die Erfindung gattungsbildenden Stand der Technik fällt, ist in Fig. 5 gezeigt.
Der Spannungsregler 13 gemäß Fig. 5 weist einen Regelverstärker 1 auf. Dieser hat zwei Eingänge 3, 4 und einen Ausgang 5. Ferner weist der Spannungsregler 13 nach Fig. 5 eine gesteuerte Stromquelle Q und einen Spannungsreglerausgang 6 zur Be- reitstellung einer geregelten AusgangsSpannung Uaus auf. Die gesteuerte Stromquelle Q kann z. B. ein Transistor (FET oder Bipolartransistor) sein.
Der erste Eingang 3 des Regelverstärkers 1 ist an eine Refe- renzspannungsquelle Uref angeschlossen. Der zweite Eingang 4 des Regelverstärkers 1 ist an einen elektrischen Rückkopplungspfad, der außerhalb des Regelverstärkers 1 vom Ausgang 5 des Regelverstärkers 1 über die gesteuerte Stromquelle Q zum zweiten Eingang 4 des Regelverstärkers 1 führt, angeschlos- sen. Zwischen der gesteuerten Stromquelle Q und dem zweiten Eingang 4 des Regelverstärkers 1 zweigt am in Fig. 5 mit "A" bezeichneten Knoten vom elektrischen Rückkopplungspfad ein elektrischer Ausgangspfad zum Spannungsreglerausgang 6 ab. In dem elektrischen Ausgangspfad ist zwischen der Abzweigung A und dem Spannungsreglerausgang 6 seriell ein interner ohmscher Widerstand RZ angeordnet . Dieser interne ohmsche Wider- stand RZ wird auch gelegentlich als "Serienwiderstand im Lastkreis" bezeichnet.
Der in Fig. 5 dargestellte Spannungsregler 13 weist darüber hinaus eine Spannungsteilerschaltung Rl, R2 auf, welche jedoch optional ist und, wie alle mit Bezug auf Fig. 5 beschriebenen Schaltungsdetails mit Ausnahme des internen ohmschen Widerstands RZ, in Bezug auf die vorliegende Erfindung nicht zu den obligatorischen gattungsbildenden Merkmalen ge- hört.
Die Einbringung des Serienwiderstandes RZ in den Lastkreis bewirkt in Verbindung mit der externen Pufferkapazität CL, die auch eine rein parasitäre Kapazität sein kann, eine Null- stelle in der offenen Regelschleife.
fz = CL • RZ / (2 • π)
AO • (l + s/szo)
Damit wird L(s) = (l + s/spθ)(l + s/spl)(l + s/sp2) '
Durch geeignete Wahl von fz kann für einen großen Lastwiderstandsbereich eine ausreichende Phasenreserve erreicht werden.
Die Vorteile der vorgehend beschriebenen Art der Frequenzkompensation bestehen darin, daß parasitäre Impedanzen ESR (ESR = equivalent series resistance / Serieller Äquivalenzwiderstand) im externen Lastkreis (siehe Fig. 6) die Regelstrecke nur noch geringfügig beeinflussen können, da der interne ohm- sehe Widerstand RZ über diese parasitären Impedanzen ESR im Lastkreis dominiert. Ein Mindest-ESR für eine externe Kapazität ist bei der vorgehend beschriebenen Art der Frequenzkom- pensation nicht nötig, da ein interner Widerstand (interner ohmscher Widerstand RZ) garantiert ist . Desweiteren genügt zur Realisierung der Nullstelle ein passives Bauelement, nämlich der genannte interne ohmsche Widerstand RZ, welcher so- gar integriert sein kann und sich somit im Vergleich zu den anderen aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen stromsparend auswirkt. Außerdem ist die Frequenz fz, bei der die Übertragungsfunktion eine Nullstelle hat, gut reproduzierbar und nur von der Größe des genannten internen ohmschen Widerstandes RZ und der Pufferkapazität CL, nicht jedoch von Transistorparametern und Betriebsspannungen abhängig.
Trotz dieser schon sehr bedeutenden Vorteile hat die zuletzt beschriebene Lösung des Stabilitätsproblems nach dem Stand der Technik den Nachteil einer vom Laststrom I abhängigen Fehlspannung Uf durch Spannungsabfall an dem genannten internen ohmschen Widerstand RZ mit Uf = I • RZ . Darüber hinaus ist die Integration des internen ohmschen Widerstands RZ pro- blematisch, da dieser einen sehr geringen Wert und gleichzeitig große Strombelastbarkeit aufweisen muß.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ausgehend von dem gattungsgemäßen Spannungsregler einen Spannungsregler be- reitzustellen, der bei gleichbleibend guter Stabilität mit ausreichender Phasenreserve das vorstehend beschriebene Fehlspannungsproblem überwindet.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch einen Span- nungsregler nach Anspruch 1. Die Überwindung des Fehlspannungsproblems erfolgt bei dem erfindungsgemäßen Spannungsregler durch Fehlspannungskompensation. Dazu wird die Regelung sowohl vor als auch hinter dem internen ohmschen Widerstand abgegriffen und der Spannungsregler derart ausgelegt, daß in unterschiedlichen Frequenzbereichen unterschiedliche
Regelpfade wirken. Konkret ausgedrückt in den Termini von Anspruch 1 bedeutet dies: Die Fehlspannung wird für den Frequenzbereich unterhalb der vorbestimmten Frequenz durch Abgriff am zweiten Punkt, also zwischen dem internen ohmschen Widerstand und dem Spannungsreglerausgang, ausgeregelt und ist somit an der externen Last nicht meßbar. Für den Frequenzbereich oberhalb der vorbestimmten Frequenz wird durch Abgriff am ersten Punkt, welcher vom zweiten Punkt durch den internen ohmschen Widerstand getrennt ist, geregelt, wodurch die Nullstelle an fz wirksam wird und die Phasenvordrehung (Frequenzgangkorrektur) gewährleistet .
Vorteilhafte und bevorzugte Ausführungsformen des erfindungs- gemäßen Spannungsreglers sind Gegenstand der Ansprüche 2 bis 15.
Bei der bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Spannungsreglers nach Anspruch 2 wird die FehlSpannungskompensation mittels einer Frequenzweiche 2 im Rückkopplungspfad realisiert.
Bei der bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Spannungsreglern nach Anspruch 3 sind die Koppelfaktoren der Frequenzweiche 2 so gewählt, daß kein zusätzlicher Pol um die Weichenfrequenz fw entstehen kann.
Die ganz besonders bevorzugte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Spannungsreglers nach Anspruch 8 eignet sich insbesondere für die Ausführung als integrierte Schaltung, da die N Einzelwiderstände jeweils einzeln gesehen nur eine geringe Strombelastbarkeit von I/N aufweisen müssen.
Durch die bei der besonders bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Spannungsreglers nach Anspruch 13 erfolgende Aufnahme der sonst rein externen Pufferkapazität in den Spannungsregler selbst kann die Frequenz, bei der die Über- tragungsfunktion eine Nullstelle hat, gezielter beeinflußt werden.
Bei der ebenfalls besonders bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Spannungsreglers nach Anspruch 15 wird auch der interne ohmsche Widerstand RZ als integriertes Bauelement ausgeführt, was besonders kostengünstig ist. Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Spannungsreglers werden nachfolgend anhand von Figuren erläutert . Es zeigt : Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Spannungsreg- lers;
Fig. 2 allgemein ein Schema eines aus dem Stand der Technik bekannten Spannungsreglers ohne Frequenzgangkorrektur;
Fig. 3 Blockbilder einer geschlossenen Regelschleife und einer offenen Regelschleife;
Fig. 4 Beispiele von Frequenzgängen (Verstärkung, Phase) ei- nes Spannungsreglers ohne und mit Frequenzgangkorrektur;
Fig. 5 allgemein ein Schema eines aus dem Stand der Technik bekannten Spannungsreglers mit Frequenzgangkorrektur durch Schaltung eines Serienwiderstandes in den Last- kreis; und
Fig. 6 schematisch ein Schaltbild eines zweiten Ausführungs- beispiels des erfindungsgemäßen Spannungsreglers.
Ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Spannungsreglers 10, welches in Fig. 1 dargestellt ist, umfaßt einen als Operationsverstärker ausgebildeten Regelverstärker 1, der zwei Eingänge 3, 4 und einen Ausgang 5 aufweist, eine gesteuerte Stromquelle Q und einen Spannungsreglerausgang 6 zur Bereitstellung einer geregelten AusgangsSpannung Uaus. Die in Fig. 1 nur schematisch dargestellte gesteuerte Stromquelle Q ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Transistor, z.B. ein NFET, PFET, npn-Bipolartransistor oder pnp- Bipolartransistor. Der erste Eingang 3 des Regelverstärkers 1 ist an eine Referenzspannungsquelle Uref angeschlossen. Der zweite Eingang 4 des Regelverstärkers 1 ist an einen elektrischen Rückkopplungspfad, der außerhalb des Regelverstärkers 1 vom Aus- gang 5 des Regelverstärkers 1 über den Transistor Q zum zweiten Eingang 4 des Regelverstärkers 1 führt, angeschlossen. Zwischen dem Transistor Q und dem zweiten Eingang 4 des Regelverstärkers 1 zweigt am in Fig. 1 mit "A" bezeichneten Knoten vom elektrischen Rückkopplungspfad ein elektrischer Ausgangspfad zum Spannungsreglerausgang 6 ab. In diesem elektrischen Ausgangspfad ist zwischen der Abzweigung A und dem Spannungsreglerausgang 6 seriell ein ohmscher Widerstand RZ angeordnet, der im folgenden als "interner ohmscher Widerstand RZ" bezeichnet wird.
Ferner weist das dargestellte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 10 eine Frequenzweiche 2 auf, die zwei Eingänge 7, 8 und einen Ausgang C hat. Die Frequenzweiche 2 ist mit ihrem ersten Eingang 7 und ihrem Aus- gang C derart seriell in den elektrischen Rückkopplungspfad geschaltet, daß ihr erster Eingang 7 in Richtung der Abzweigung A des elektrischen Ausgangspfades und ihr Ausgang C in Richtung des zweiten Eingangs 4 des Regelverstärkers 1 weist. Der zweite Eingang 8 der Frequenzweiche 2 ist an einen weite- ren elektrischen Pfad angeschlossen, der zwischen dem internen ohmschen Widerstand RZ und dem Spannungsreglerausgang 6 bei Punkt B (siehe Fig. 1) vom elektrischen Ausgangspfad abzweigt. Dabei weist der genannte weitere elektrische Pfad im Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 10 von Fig. 1 eine aus zwei ohmschen Widerständen Rl, R2 bestehende Spannungsteilerschaltung auf. Der zweite Eingang 8 der Frequenzweiche 2 ist zwischen den beiden Widerständen Rl, R2 der Spannungsteilerschaltung an den weiteren elektrischen Pfad angeschlossen. Die Frequenzweiche 2 ist so ausgelegt, daß sie Signale mit Frequenzen oberhalb einer vorbestimmten Weichenfrequenz fw von ihrem ersten Eingang 7 zu ihrem Ausgang C überträgt . Signale mit Frequenzen unterhalb der vorbestimmten Weichen- frequenz fw werden vom zweiten Eingang 8 der Frequenzweiche 2 zu ihrem Ausgang C übertragen. Der jeweils andere interne Pfad der Frequenzweiche 2 ist für Signale aus dem jeweils anderen Frequenzbereich im Wesentlichen gesperrt. Bezogen auf die gewählte Knotenbezeichnung in Fig. 1 bedeutet dies, daß die Frequenzweiche 2 Signale mit Frequenzen << fw von B nach C und Signale mit Frequenzen >> fw von A nach C überträgt.
Die Wirkungsweise der Frequenzweiche 2 in der vorliegenden Schaltung ist folgende: Die Fehlspannung Uf wird für den Fre- quenzbereich << fw durch Abgriff an Punkt B ausgeregelt und ist somit an der Last nicht meßbar. Für den Frequenzbereich >> fw wird durch Abgriff an Punkt A geregelt, wodurch die Nullstelle an fz wirksam wird und die Phasenvordrehung (Frequenzgangkorrektur) gewährleistet. Voraussetzung hierfür ist allerdings, daß fz < ft gewählt wird.
Im Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers von Fig. 1 ist der maximale Koppelfaktor der Frequenzweiche 2 von A —• C größer oder zumindest gleich dem maximalen Koppel- faktor der Frequenzweiche 2 von B - C gewählt, um keinen zusätzlichen Pol um fw entstehen zu lassen.
Die Frequenzweiche 2 ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel schaltungstechnisch als passives RC-Filter realisiert.
Fig. 6 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 11, bei welchem der Spannungsregler 11 als integrierte Schaltung ausgeführt ist . Bei dem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 11 von Fig. 6 ist der genannte interne ohmsche Widerstand RZ mitsamt dem Regeltransistor Q als Parallelschaltung von N Einzelele- menten mit R= RZ • N ausgeführt (N>1) , welche für sich nur eine geringe Strombelastbarkeit von I/N aufweisen müssen.
Die Dimensionierung der Frequenzkompensation bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel ist folgende: Der integrierte Spannungsregler 11 soll im beschriebenen Ausführungsbeispiel eine AusgangsSpannung Uaus von 1,5 V bei I = 0,1 A Maximalstrom liefern. Die Summe der Spannungsteiler- Widerstände Rl + R2 beträgt 150 kΩ. fpO des Regelverstär- kers 1 sei konstruktionsbedingt 100 kHz. Die geregelte Versorgungsspannung wird mit einer externen Kapazität CL = lμF gestützt . Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers erfolgt diese kapazitive Stützung der geregelten VersorgungsSpannung sogar durch eine in- tern im Spannungsregler angeordnete Kapazität, welche parallel zum an den Spannungsreglerausgang 6 anzuschließenden Verbraucher in einen elektrischen Zweig geschaltet ist, der zwischen dem Spannungsreglerausgang 6 und dem internen ohmschen Widerstand RZ in Richtung Masse abzweigt .
Die Abschätzung der Pol- und Nullstellenfrequenzen ist folgende :
RLges ist minimal « 1,5 V / 0,1 A = 15 Ω und maximal 150 kΩ. fpl liegt somit im Bereich von « 1 Hz bis 10 kHz.
Der interne ohmsche Widerstand RZ wird zu 0,32 Ω gewählt. Der FehlSpannungsabfall an RZ bei Maximalstrom ist maximal 0,32 Ω • 0,1 A = 0,032 V.
Bei einer Kapazität von CL = 1 μF und einem Widerstand RZ = 0,32 Ω liegt die gewünschte Nullstelle bei fz = 1/(2 • π • 0,32 Ω ■ 1 μP) « 500 kHz.
Der zugehörige Frequenzgang ist in Fig. 4 dargestellt (Kurve "Frequenzgangkorrektur durch Nullstelle") . Der Frequenzgang weist in jedem zulässigen Lastfall ausreichend Phasenreserve 9 auf. Fig. 4 entspricht 10% der maximalen Last (fpl = 1 kHz) . Bei Betrachtung des Phasengangs in Fig. 4 ist ersichtlich, daß auch bei minimaler Last (fpl = 1 Hz) und bei Vollast (fpl = 10 kHz) die Phasenreserve 45° nicht unter- schreiten würde .
Vergleicht man das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel 11 mit dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel 10 des erfindungsgemäßen Spannungsreglers, so ist festzustellen, daß der Widerstand R2 aus der Spannungsteilerschaltung nach Fig. 1 bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 6 in zwei Teile R2 ' und R2" geteilt ist.
Bei dem in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbeispiel des er- findungsgemäßen Spannungsreglers 11 wird die Frequenzweiche 2 im Wesentlichen aus Rl, R2 ' , R2" und CF gebildet. Näherungsweise gilt : fw « 1/(2 • π • CF • (R2" || (R1+R21) ) ) .
Wie alle anderen Bauelemente innerhalb des Spannungsreglers 11 nach Fig. 6 ist auch die Kapazität CF am Chip integriert. Möglich ist eine Realisierung der Kapazität CF als Gatekapazität oder Sperrschichtkapazität, da im Betriebsfall ausreichend Spannung anliegt.
Eine Besonderheit des in Fig. 6 dargestellten Ausführungsbei- spiels des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 11 besteht darin, daß es nicht notwendig ist, die Punkte AI, A2,..., AN (siehe Fig. 6) elektrisch unmittelbar zu verbinden. Dynamisch und statisch liegen die Punkte AI, A2,..., AN auf gleichem Potential, da die Belastung des Punktes AN durch CF vernachlässigbar ist.
Wie schon bei dem Ausführungsbeispiel 10 von Fig. 1, so sind auch bei dem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Span- nungsreglers 11 nach Fig. 6 die gesteuerten Stromquellen Ql, Q2,..., QN als Transistoren ausgebildet. Ein besonderer Vorteil des Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Span- nungsreglers 11 nach Fig. 6 besteht darin, daß jeder Einzeltransistor Ql, Q2, ..., QN mit einem Vorwiderstand der Größe RZ • N versehen ist, was zu einem erhöhten ESD-Schutz führt. Bei Verwendung von Bipolartransistoren für Ql, Q2 , ... , QN ist die Anbringung der Serienwiderstände RZ • N außerdem von besonderem Vorteil für deren thermische Entkopplung.
In ihrer frequenzmäßigen Funktion ist die Frequenzweiche (Rl, R2 ' , R2", CF) bei der Schaltung des Ausführungsbeispiels 11 nach Fig. 6 prinzipiell genauso ausgelegt wie die Frequenzweiche 2 in der Schaltung des Ausführungsbeispiels 10 nach Fig. 1. D.h., daß die Frequenzweiche (Rl, R2 ' , R2", CF) Signale mit Frequenzen << fw von B nach C und Signale mit Frequenzen >> fw von AN nach C überträgt. Außerdem ist auch im Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Spannungsreglers 11 von Fig. 6 der maximale Koppelfaktor der Frequenzweiche von AN - C größer oder zumindest gleich dem maximalen Koppelfaktor der Frequenzweiche von B - C gewählt, um keinen zusätzlichen Pol um fw entstehen zu lassen.

Claims

Patentansprüche
1. Spannungsregler (10, 11) mit
- einem Spannungsreglerausgang (6) zur Bereitstellung einer geregelten Ausgangsspannung (Uaus) und
- einem internen ohmschen Widerstand (RZ) , welcher im internen Lastzweig des Spannungsreglers (10, 11) so angeordnet ist, daß er elektrisch seriell zur an den Spannungsregler- ausgang (6) anzuschließenden externen Last (RL) liegt, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Spannungsregler so eingerichtet ist, daß
- sein interner elektrischer Regelungs-Rückkopplungspfad sowohl an einem ersten Punkt (A) vor dem internen ohmschen Widerstand (RZ) , als auch an einem zweiten Punkt (B) hinter dem internen ohmschen Widerstand (RZ) abgegriffen wird, wobei der zweite Punkt (B) zwischen dem internen ohmschen Widerstand (RZ) und dem Spannungsreglerausgang (6) liegt, und
- für Frequenzen oberhalb einer vorbestimmten Frequenz (fw) die Regelung im Wesentlichen direkt über den ersten Punkt (A) und nicht über den zweiten Punkt (B) wirksam ist, während für Frequenzen unterhalb der vorbestimmten Frequenz (fw) die Regelung im Wesentlichen über den Weg erster Punkt (A) - interner ohmscher Widerstand (RZ) - zweiter Punkt (B) erfolgt .
2. Spannungsregler (10, 11) nach Anspruch 1 mit
- einem Regelverstärker (1), der zwei Eingänge (3, 4) und einen Ausgang (5) aufweist, und
- einer gesteuerten Stromquelle (Q) , wobei
- der erste Eingang (3) des Regelverstärkers (1) zum Anschluß an eine Referenzspannungsquelle (Uref) dient,
- der zweite Eingang (4) des Regelverstärkers (1) an den elektrischen Rückkopplungspfad, der außerhalb des Regelver- stärkers (1) vom Ausgang (5) des Regelverstärkers (1) über die gesteuerte Stromquelle (Q) zum zweiten Eingang (4) des Regelverstärkers (1) führt, angeschlossen ist, - zwischen der gesteuerten Stromquelle (Q) und dem zweiten Eingang (4) des Regelverstärkers (1) vom elektrischen Rückkopplungspfad ein elektrischer Ausgangspfad zum Spannungs- reglerausgang (6) abzweigt (A) , in dem zwischen der Abzwei- gung (A) und dem Spannungsreglerausgang (6) seriell der interne ohmsche Widerstand (RZ) angeordnet ist,
- der Spannungsregler (10, 11) ferner eine Frequenzweiche (2), die zwei Eingänge (7, 8) und einen Ausgang (C) hat, aufweist, - die Frequenzweiche (2) mit ihrem ersten Eingang (7) und ihrem Ausgang (C) derart seriell in den elektrischen Rückkopplungspfad geschaltet ist, daß ihr erster Eingang (7) in Richtung der Abzweigung (A) des elektrischen Ausgangspfades und ihr Ausgang (C) in Richtung des zweiten Eingangs (4) des Regelverstärkers (1) weist,
- der zweite Eingang (8) der Frequenzweiche (2) an einen weiteren elektrischen Pfad angeschlossen ist, der zwischen dem internen ohmschen Widerstand (RZ) und dem Spannungsreglerausgang (6) vom elektrischen Ausgangspfad abzweigt (B) und - die Frequenzweiche (2) so ausgelegt ist, daß
- die Frequenzweiche (2) Signale mit Frequenzen oberhalb einer vorbestimmten Weichenfrequenz (fw) von ihrem ersten Eingang (7) zu ihrem Ausgang (C) überträgt,
- die Frequenzweiche (2) Signale mit Frequenzen unterhalb der vorbestimmten Weichenfrequenz (fw) von ihrem zweiten
Eingang (8) zu ihrem Ausgang (C) überträgt, und
- der jeweils andere interne Pfad der Frequenzweiche (2) für Signale aus dem jeweils anderen Frequenzbereich im Wesentlichen gesperrt ist.
3 . Spannungsregler (10 , 11) nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der maximale Koppelfaktor der Frequenzweiche (2) von ihrem ersten Eingang (7) zu ihrem Ausgang (C) größer als der oder gleich dem maximale (n) Koppelfaktor von ihrem zweiten Eingang (8) zu ihrem Ausgang (C) ist.
4. Spannungsregler (10, 11) nach Anspruch 2 oder 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Regelverstärker (1) ein Operationsverstärker ist.
5. Spannungsregler (10) nach einem der Ansprüche 2 bis 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß
- der genannte weitere elektrische Pfad eine Spannungsteilerschaltung aufweist und
- der zweite Eingang (8) der Frequenzweiche (2) zwischen Wi- derständen (Rl, R2) der Spannungsteilerschaltung an den weiteren elektrischen Pfad angeschlossen ist .
6. Spannungsregler (11) nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Frequenzweiche ein passives RC-Filter (CF, Rl, R2 ' , R2") ist.
7. Spannungsregler (11) nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Frequenzweiche eine Spannungsteilerschaltung (Rl, R2 ' , R2") aufweist.
8. Spannungsregler (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der interne ohmsche Widerstand (RZ) als Parallelschaltung von N Einzelwiderständen ausgeführt ist, wobei N größer als 1 ist.
9. Spannungsregler (11) nach einem der Ansprüche 2 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die genannte gesteuerte Stromquelle Q als Parallelschaltung von N einzelnen gesteuerten Stromquellen (Ql bis QN) ausgeführt ist, wobei N größer als 1 ist.
10. Spannungsregler (11) nach auf Anspruch 8 rückbezogenem Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß
- jede der N einzelnen gesteuerten Stromquellen (Ql bis QN) jeweils unmittelbar mit ihrem jeweils zugehörigen Einzelwiderstand aus der Menge der N Einzelwiderstände elektrisch verbunden ist, so daß sich N unmittelbare elektrische Verbindungen zwischen den N einzelnen gesteuerten Stromquellen (Ql bis QN) und den N Einzelwiderständen ergeben, - die genannten N unmittelbaren elektrischen Verbindungen untereinander nicht elektrisch verbunden sind und
- der erste Eingang der Frequenzweiche unmittelbar nur an eine der genannten N unmittelbaren elektrischen Verbindungen angeschlossen ist (AN) .
11. Spannungsregler (10, 11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die gesteuerte Stromquelle (Q) bzw. mindestens eine der N einzelnen gesteuerten Stromquellen (Ql bis QN) eine Transistor ist.
12. Spannungsregler (10, 11) nach Anspruch 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß "der Transistor ein FET oder ein Bipolartransistor ist.
13. Spannungsregler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine interne Kapazität, die elektrisch parallel zur an den Spannungsreglerausgang anzuschließenden externen Last liegt und in einem elektrischen Zweig angeordnet ist, der zwischen dem internen ohmschen Widerstand und dem Spannungsreglerausgang in Richtung Masse abzweigt .
14. Spannungsregler (10, 11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Bemessungen seiner Bauelemente (1, 2, RZ, Q, Rl, R2) so gewählt sind, daß eine Frequenz (fz) , bei der seine Übertragungsfunktion eine Nullstelle hat, kleiner als seine Transitfrequenz (ft) ist.
15. Spannungsregler (10, 11) nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß er als integrierte Schaltung ausgeführt ist.
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