DE1806467B2 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen von gegen Betrfebsspannungsänderungen stabilisierten Ausgangsspannungen - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen von gegen Betriebsspannungsänderungen stabilisierten Ausgangsspannungen mit einem in Kollektorschaltung arbeitenden ersten Transistor, dessen Kollektorelektrode an eine Betriebsspannungsquelle geschaltet ist, mit einem zweiten Transistor, dessen Kollektorelektrode gleichstrommäßig mit der Basiselektrode des ersten Transistors gekoppelt ist. und mit einem Widerstandsspannungsteiler, der gleichstrommäßig zwischen die Emitterelektroden der beiden Transistoren geschaltet ist und einen mit der Basis des zweiten Transistors gekoppelten Abgriffspunkt hat.

Eine solche Schaltung ist aus der US-PS 32 01 606 bekannt. Bei der bekannten Schaltung ist ein Bezugsspannungselement in Form einer Z-Diode zwischen den Emitter des zweiten Transistors und das Bezugspotential geschaltet. Die Z-Diode soll Schwankungen der Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors unwirksam machen und am Emitter des Steuertransistors eine Bezugsspannung einstellen, die vor allem bewirkt, daß ein ausreichend großer Anteil der Ausgangsspannungsschwankungen am Spannungsteiler als Regelsignal an der Basis des /weiten Transistors erscheint Die Verwendung eines derartigen Bezugsspannungselements war in Spannungsregelschaltungen allgemein üblich (vergleiche z. B. US-PS 31 05 187 oder US-PS 30 69 617). Will man mit e.ner solchen Schaltungsanordnung eine nachgeordnete Transistorschaltung speisen, die starken Temperaturschwankungen ausgesetzt ist. kann sich der Arbeuspunkt der Transistoren der nachgeschalteten Transistorschaltung durch die temperaturbedingte Änderung ihrer Basis-Emitter-Spannung (Mt«-) ungehindert verschieben.

Zur Erzeugung von Vorspannungen für Transistoren kann man auch eine Serienschaltung mehrerer im Durchlaßbetrieb arbeitender Dioden vorsehen und die Vorspannungen, die hierbei von dem Durchlaßspannungsabfall abhängen, je nach Bedarf zwischen den Dioden abgreifen. Diese Schaltungsanordnung hat aber einen erheblichen Leistungsverbrauch und benötigt ferner für einen gegebenen Ausgangsstrom in einer integrierten Schaltung relativ viel Raum. Außerdem ist es schwierig und allenfalls bei Verwendung unterschiedlich bemessener Dioden möglich, nicht ganzzahlige Vielfache des Durchlaßspannungsabfalls eines Halbleiterübergangs als Ausgangsspannung abzugeben.

Aufgabe der Erfindung ist. eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen von geregelten Ausgangsspannungen anzugeben, die in einem wählbaren festen Verhältnis zum temperaturabhängigen Basis-Emitter-Spannungsabfall eines Transistors steht, also temperaturbedingte Änderungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls in einer nachgeschalteten Schaltung kompensieren kön können.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß der Emitter des zweiten Transistors zusammen mit dem einen Ende des Spannungsteilers an gemeinsames Bezugspotential direkt angeschlossen ist, derart, daß je nach Verwendungszweck /wischen dem Emitter des ersten Transistors und Bezugspotential eine erste Ausgangsspannung abgreifbar ist, die gleich einem Vielfachen des Basis-Emitter-Spannungsabfalles eines einzelnen Transistors ist. und/oder zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und Bezugspotential eine /weite Ausgangsspannung abgreifbar ist, die gleich einem anderen Vielfachen des Basis-Emitter-Span nungsabfalls eines einzelnen Transistors ist.

Die hier beschriebene Schaltungsanordnung eignet sich unter anderem als Vorspannungsquelle für die Speisung von integrierten Schaltungen und hat den Vorteil, daß <=ie einfach ist und eine geringe Verlustleistung sowie einen minimalen Platzbedarf hat. Es gibt aber auch andere Schaltungen mit diskreten Bauelementen, bei denen eine relativ stabile, aber in einer

Beziehung zum Spannungsabfall einer gegebenen von Halbleiterübergängen stehende Spannung ^rteilhaft ist. Ein weiterer Vorteil der Erfindung fcesteht darin, daß die Spannungsquelle eine niedrige Impedanz hat.

^! Von Vorteil ist eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung auch in Signalübertragungs- oder Verstärkerf-jajfen. deren Ausgangssignal auf einen anderen ^jeichspannungspegel bezüglich eines Testen Potential_wertes (z. B. Masse) eingestellt wiH als das Eingangssi- »nal. also die Gleichspannungskomponente des Signals f geändert wird. Ein typisches Beispiel hierfür sind HVerstärkerstufen mit Gleichstromkopplung, be denen zweckmäßige Gleichstrompegel mit der vorliegenden ίi Schaltungsanordnung eingestellt werden können, wäh-W rend andernfalls häufig Entkopplungskondensatoren ; zwischen den Stufen vorgesehen werden müßten, die vor allem in integrierten Schaltungen unerwünscht sind. j Die von der hier beschriebenen Schaltungsanordnung ί erzeugten Ausgangsspannungen können außerdem auf *> fiullpotential bezogen sein und sind daher weitgehend f frei von Schwankungen an der Betriebsspannungsklem-J me. die durch gemeinsame Impedan^kopplung von ^x- inderen Stufen einer integrierten Schaltung verursach! werden können.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Es zeigt

Fig.l das Schaltschema bei Verwendung als geregelte Betriebsspannungsquelle,

Fig. 2 das Schaltschema bei Verwendung als Übertragungsstufe,

Fig 3 das Schaltschema bei Verwendung als Verstärkerstufe, bei welcher die Signalverstärkung und <iie Ausgangsgleichspannung unabhängig voneinander eingestellt werden können, und

Fig.4 ein weiteres Beispiel für die Verwendung als Betriebsspannungsquelle.

Die geregelte Betriebsspannungsquelle nach Fig.l enthält zwei Transistoren 12 und 14. Der eine Transistor 12. der in Emitterschaltung arbeitet, ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 18 an eine Speisespannungsklemme 16 und mit seinem Emitter an einen Bezugspotentialpunkt 20, im vorliegenden Fall Masse, angeschlossen. Der andere Transistor 14, der in Kollektorschaltung ausgelegt ist, ist mit seinem Kollektor an die Speisespannungsklemme 16 und mit seinem Emitter über die Reihenschaltung zweier Widerstände 22 und 24 an den Bezugspotentialpunkt 20 angeschlossen. Der Emitter des Transi ;ors 14 ist mit einer ersten Ausgangsklemme 26 verbunden, während der Verbindurigspunkt der Widerstände 22 und 24 über einen Leiter 27 mit der Basis des Transistors 12 verbunden ist.

Der Kollektor des Transistors 12 ist außerdem über einen Leiter 29 mit der Basis des Transistors 14 sowie mit einer zweiten Ausgangsklemme ΪΖ verbunden. Zwischen die beiden Ausgangsklemmen 26 und 28 einerseits und den Bezugspunkt 20 andererseits sind je eine Verbraucherschaltung 30 bzw. 32 geschaltet. An die Spannungsklemme 16 und die Bezugsklemme 20 ist eine ungeregelte Spannungsquelle (nicht gezeigt) in entsprechender Polung anschließbar.

Im Betrieb der Anordnung nach Fig.l, d.h. bei zwischen die Klemmen 16 und 20 geschalteter Spannungsquelle entsprechender Polung, wird ein Gleichgewichtspunkt erreicht, bei welchem an den Basis-Emitter-Übergängen der beiden Transistoren 12 und 14 Spannungsabfälle jeweils der Größe von W-

herrschen, wobei W als der am Basis-Emitter-Übergang eines Transistors erzeugte Spannungsabfall definiert ist Jedoch liegt die Reihenschaltung des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 14 und des Widerstandes 22 über die Leiter 27 und 29 parallel zum Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 12. Die zwischen Kollektor und Emitter des Transistors 12 herrschende Ruhespannung ist daher gleich der Summe der WSpannungsabfälle der Transistoren 12 und 14 und des Spannungsabfalls am Widerstand 22.

Bei über die Klemme 20 geerdetem Emitter des Transistors 12 herrscht am Verbindungspunkt der Widerstände 22 und 24 gegenüber dem Masseanschluß 20 eine Spannung, die gleich ist derr. WSpannungsabfall des Transistors 12, während an der Ausgangsklemme 26 eine Spannung gegenüber Masse herrscht, die gleich ist der Spannung W plus dem Spannungsabfall am Widerstand 22. Ist, wie in der Zeichnung angedeutet, der Widerstand 24 klein gegenüber der Eingangsimpedanz des Transistors 12 bemessen, so ist dieser letztere Spannungsabfall im wesentlichen gleich NVW, wobei N das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerständen 22 und 24 mit dem Wert des Widerstands 22 im Zähler und dem Wert des Widerstands 24 im Nenner bedeutet. Die an der Ausgangsklemme 26 in bezug auf Masse herrschende Spannung beträgt somit (Λ/ + I)VW Da die Transistoren 12 und 14 aus dem gleichen Halbleitermaterial bestehen, ist die Spannung an der Ausgangsklemme 28 in bezug auf den Anschluß 20 gleich (N + I)Vi*. Bei den in der Zeichnung angegebenen Bemessungswerten herrschen an den Ausgangsklemmen 26 und 28 Spannungen von 3 W bzw. 4Vic. Wenn die Klemme 20 statt Nullpotential irgendeinen Gleichspannungspegel führt, erhöhen sich die genann ten Ausgangsspannungen um je den Betrag dieses Gleichspannungspegels.

Die geregelte Spannungsversorgungsstufe nach Fig.l stellt eine stabilisierte Schaltung dar, da die durch den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 12, die Leitung 29, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 14, den Widerstand 22 und die Leitung 27 gebildete Gegenkopplungsschleife etwaige Schwankungen der Ausgangsspannung, die sich durch Änderungen der zwischen den Klemmen 16 und 20 liegenden Betriebsspannung ergeben, auskompensiert.

Die Widerstände 18, 22, und 24 können klein bemessen werden (in der Größenordnung von 5000 0hm oder kleiner), so daß sie auf einem integrierten Schaltungsplättchen nur wenig Platz benötigen.

Die Schaltung besitzt an den Klemmen 26 und 28 niedrige Ausgangswiderstände, und zwar in der Größenordnung von 100 Ohm und weniger.

Eine erhöhte Stabilität gegen Schwingen kann gewünschtenfalls z. B. dadurch erzielt werden, daß man in die Leitungsverbindung 27 einen Widerstand einschaltet, der zusammen mit der Miller-Kapazität des Transistors 12 eine Grundzeitkonstante herstellt. Oder aber man kann eine oder mehrere in der Durchlaßrichtung vorgespannte und/oder Lawinendioden in Reihe mit dem Arbeitswiderstand 18 schalten, um die Steilheit (^m) des Transistors 12 und folglich die die Gegenkopplung umgehende Verstärkung zu erniedrigen. Eine Schaltungsanordnung, bei de^r für diese ^-Erniedrigung und Erhöhung der Gleichstromstabilität eine Zenerdiode 70 verwendet wird, ist in F i g. 4 gezeigt.

Die in F i g. 2 gezeigte Übertragungsstufe entspricht in ihrem allgemeinen Schaltungsaufbau der geregelten

Betriebsspannungsquelle nach Fig.l. Sie unterscheidet sich von letzterer jedoch darin, daß der Verbindungspunkt der Widerstände 22 und 24 über einen Widerstand 10 an die Basis des Transistors 12 angeschlossen ist. Ferner ist das vom Transistor 12 entfernte Ende des Widerstands 18 statt an die Spannungsklemme 16 an den Emitter eines dritten Transistors 42 angeschlossen.

Der Transistor 42 ist mit seinem Kollektor an die Klemme 16 und mit seiner Basis an eine Eingangssignalquelle, dargestellt durch die Klemme 44, angeschlossen.

Außerdem ist zum Unterschied von der Anordnung nach Fig.l z.B. in der Gegenkopplungsschleife ein Ableitkondensator 46 vorgesehen, der die Basis des Transistors 12 mit Masse koppeil. Bei einer integrierten |₅ Schaltung kann, je nach dem verfügbaren Platz, der Kondensator 46 außerhalb des Schaltungsplättchens angeordnet und an dieses über eine Klemme 48 angeschlossen sein.

Im Betrieb der Anordnung werden Eingangssignale, die auf einen ersten Gleichspannungspegel bezogen sind, über die Klemme 44 der Basis des Transistors 42 zugeführt. Diese Signale, die z. B. auf einen Bruchteil der an der Klemme 16 liegenden Betriebsspannung bezogen sein können, werden über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 42 und den Widerstand 18 auf die Basis des Transistors 14 übertragen.

Die Gleichstromkomponente der am Emitterausgang des Transistors 14 erzeugten Signale würde normalerweise einen Spannungspegel haben, der um 1 Vu- Volt unter dem Spannungspegel am Basiseingang dieses Transistors liegt. Wegen der über die Leitung 27, den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 12, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 14 und die Widerstände 22 und 40 bewirkten Gegenkopplung ist jedoch dieser Pegel auf im wesentlichen den Wert (N+ l)Viw, wobei N und Vbe die oben angegebene Bedeutung haben, beschränkt. Ferner werden etwaige Schwankungstendenzen des Eingangsgleichstrompegels (etwa infolge von Betricbsspannungsschwankungen) durch die Gegenkopplung wegkompensiert, so daß die Ausgangsgleichstromkomponente gegen solche Schwankungen stabilisiert ist.

Dagegen wird die Wechselstromkomponente der Signale am Emitter des Transistors 14 durch den Kondensator 46 nach Masse abgeleitet und folglich durch die Gegenkopplung nicht beeinträchtigt. Diese Komponente erzeugt mithin auf Grund von Emitterfolgerwirkung ein Ausgangssignal an der Klemme 26. Die sich ergebende Änderung der Gleichstromkomponente des Eingangssignals bezüglich Masse ohne nennenswerte Beeinflussung der Wechselstromkomponente ist besonders vorteilhaft in solchen Fällen, wo über die Klemme 26 zusätzlich eine nachgeschaltete Stufe vorgespannt wird, die mit Vorspannungen von mehreren Vu statt mit der bruchteiligen Eingangsbetriebsspannung arbeitet

Auf Grund der oben beschriebenen Vorgänge ist die Gleichspannung am Emitter des Transistors 14 unabhängig von Schwankungen der Spannung an der Klemme 16. Das heißt da diese Spannung hauptsächlich von V/tt-Spannungsabfällen abhängt ändert sie sich nicht in Abhängigkeit von der Betriebsspannung, sondern in Abhängigkeit von der Temperatur. Dies ist bei integrierten Schaltungen ein Vorteil, nämlich in solchen Fällen, wo die Gleichspannung die Basis-Emitter-Vorspannung einer nachgeschalteten, an die Klemme 26 angeschlossenen Transistorverslärkerstufe einstellt. In diesem Fall erfolgen die Gleichspannungsänderungen in einer solchen Richtung, daß gleichartige temperaturbedigte Änderungen des Basis-Emitter-Spannungsabfalls im nachgeschalteten Transistor kompensiert werden und dadurch der Stromfluß in diesem Transistor konstant gehalten wird.

Der durch die Widerstände und Transistoren in einer Schaltungsstufe nach Art der F i g. 2 bedingte Aufwand ist bei integrierten Schaltungen häufig schon dadurch gerechtfertigt, daß ein Koppelkondensator und eine seiner zwei Anschlußklemmen eingespart werden. Bei herkömmlichen Schaltungsstufen benötigt man nämlich häufig einen Koppelkondensator für die »Rückreferenzierung«, d. h. für die Einstellung eines nicht durch die vor oder nachgeschalteten Stufen beeinträchtigten geeigneten Gleichspannungspegels des Signals bezüglich Masse. Die Anzahl der verfügbaren Anschlußklem- | men auf dem Schaltungsplättchen ist gewöhnlich sehr | beschränkt (der Masseanschluß 20, der auf jeden Fall 'i benötigt wird, zählt dabei nicht mit). Andererseits ist beim derzeitigen Stand der Technologie der integrier- f ten Schaltungen der Platz, der für die zusätzlichen J Schaltungselemente gemäß F i g. 2 auf dem monolithi- ] sehen Plättchen benötigt wird, ziemlich gering. Wie bei jj der Anordnung nach Fig. 1 kann auch in Fig.2 die \ Basis des Transistors 12 statt über den Widerstand 40 I direkt mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 22 :| und 24 verbunden sein, ohne daß dadurch die | Arbeitsweise der Anordnung beeinträchtigt wird. I

Die in F i g. 3 gezeigte Verstärkerstufe ist weitge- I hend gleich ausgebildet wie die Anordnung nach I Fig.l, wobei wie in Fig.l der Ausgangsgleichspan- | nungspegel, auf den in diesem Falle die verstärkten | Signale bezogen werden, hauptsächlich durch die Wahl f des Widerstandsverhältnisses der Widerstände 22 und f 24 bestimmt ist. Zusätzlich zu den in Fig.l % vorhandenen Schaltungselementen enthält der Verstärker eine Quelle 50 von Eingangswechselstromsignalen, die über einen Kondensator 52 an die Basis des Transistors 12 angekoppelt ist.

Bei Ausführung des Verstärkers nach F i g. 3 als integrierte Schaltung sind die Quelle 50 und der Kondensator 52 außerhalb des monolithischen Schaltungsplättchens angeordnet und an dieses über eine Klemme 54 angeschlossen. Die Quelle 50 und der Kondensator 52 sind so bemessen, daß ihre Impedanz bei der Eingangssignalfrequenz erheblich kleiner als der Widerstandswert der Parallelschaltung der Widerstände 22 und 24 ist.

Bei einer derartigen Anordnung ist die Ausgangsgleichspannung an der Ausgangsklemme 26 wiederum durch die Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 22 und 24 bestimmt. Und zwar wird auf Grund der Gegenkopplung zwischen Kollektor und Basis des Transistors 12 die Gleichspannung an der Klemme 26 auf den zuvor definierten Pegel {N + I)W eingestellt. Dagegen ist der Gegenkopplungsweg für Wechselstromsignale efektiv überbrückt da im wesentlichen die gesamte Wechselstromsignalspannung am Widerstand 22 abfällt weil die Impedanz des Widerstands 22 um ein Vielfaches größer ist als die effektive Impedanz, die an der Basis des emittergeschalteten Transistors 12 erscheint.

Die Signalverstärkung der Verstärkerstufe ergibt sich somit aus dem Produkt der Steilheit (gm) des Transistors 12 und dem Wert des Arbeitswiderstands 18. der unabhängig von der durch die Wahl der Widerstände 22 und 24 gegebenen Ausgangsgleichspannung ist. Bei den

in der Zeichnung angegebenen Bemessungswerten ergibt sich ein Spannungsverstärkungsfaktor von annähernd 150, und die Signale an der Ausgangsklemme 126 sind je auf einen Pegel von 6Hf bezogen. Die verstärkten Signale können stattdessen auch von der Ausgangsklemme 28 abgenommen werden, in welchem Falle sie auf einen Pegel von 7 Vbe bezogen sind, wobei die zusätzliche Größe von 1 Vbe Volt sich aus dem Spannungsabfall von 0,7 Volt am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 14 ergibt.

Diese verstärkten Signale können auf einen Eingang z. Ei. eines Differenzverstärkers (nicht gezeigt) als Verbraucher gekoppelt werden, der ebenfalls auf einen entsprechenden Pegel 6 Vie bzw. 7 Vj* bezogen ist. Bei einem Eingangssignal von 1 Volt kann eine solche Schaltung dann gewünschtenfalls für Begrenzungszwekke verwendet werden.

Die beschriebenen Schaltungsanordnungen eignen sich ganz besonders für die Anwendung in integrierten Schaltungen. Beispielsweise hängt das Arbeiten der Anordnung jeweils vom Wiederstandsverhältnis der beiden Impedanzelemente ab, das bei einer integrierten Schaltung relativ stabil ist, obwohl die Absolutwerte der Impedanzen infolge der Herstellungstoleranzen schwanken können.

Im Falle einer Schaltungsstufe, in der der Gleichspannungspegel eines übertragenen Signals bezüglich Masse geändert wird, wird ein Ableitkondensator gegebenenfalls außerhalb des integrierten Schaltungsplättchens angeordnet, so daß für den Anschluß dieses Kondensators eine Klemme weniger benötigt wird als bei

,o Verwendung eines Kondensators zur herkömmlichen kapazitiven Kopplung zwischen den Stufen, was besonders dann wichtig ist, wenn die Anzahl der verfügbaren Anschlüsse an das Plättchen begrenzt ist (auf dem Schaltungsplättchen selbst würde ein Kondensator selbst bei relativ kleinen Kapazitätswerten ziemlich viel Platz einnehmen). Im Falle einer Verstärkerstufe können ferner die Signalverstärkung und der Pegel der Ausgangsruhegleichspannung unabhängig voneinander eingestellt werden, so daß ein optimales Arbeiten nachgeschalteter Verstärkerstufen od. dgl. möglich wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

S09533/;

1606

Claims (5)

1. Patentansprüche:

   !. Schaltungsanordnung zum Erzeugen von gegen Betrieb^c.spannungsänderungen stabilisierten Ausgangsspannungen mit einem in Kollektorschaltung arbeitenden ersten Transistor, dessen Kollektorelektrode an eine Betriebsspannungsquelle geschaltet ist. mit einem zweiten Transistor, dessen Koüektorelektrode gleichstrommäßig mit der Basiselektrode des ersten Transistors gekoppelt ist. und mit einem Widerstandsspannungsteiler, der gleichstrommäßig zwischen die Emitterelektroden der beiden Transistoren geschaltet ist und einen mit der Basis des zweiten Transistors gekoppelten Abgriffspunkt hat. dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des zweiten Transistors (12) zusammen mit dem einen Ende des Spannungsteilers (22, 24) an gemeinsames Bezugspotential direkt angeschlossen ist. derart, daß je nach Verwendungszweck zwischen dem Emitter des ersten Transistors (14) und Bezugspotential eine erste Ausgangsspannung ab greifbar ist. die gleich einem Vielfachen (/V + 1) des Basis-Emitter-Spannungsabfalles (Vt*) eines einzelnen Transistors ist, und/oder zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors (12) und Bezugspotential eine /weite Ausgangsspannung abgreifbar ist, die gleich einem anderen Vielfachen (N + 2) des Basis-Emitter-Spannungsabfalls (Vf*-) eines einzelnen Transistors ist (N = Widerstandsverhältnis des Spannungsteilers).
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des zweiten Transistors (12) über einen Widerstand (18) an den mit dem Kollektor des ersten Transistors (14) verbundenen Pol (16) der Betriebsspannungsquelle angeschlossen und an einer Ausgangsklemme (28) der Schaltungsanordnung mit der Basis des ersten Transistors (54) verbunden ist.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung als Übertragungs-uufe der Kollektor des zweiten Transistors (12) über einen Widerstand (18) an eine außer der Betriebsspannung auch eine Signalspannung liefernde Spannungsquelle (16, 44, 42) angeschlossen ist. und daß von der Basis des zweiten Transistors (12) ein Signalableitungskondensator (46) an das Bezugspotential geschaltet ist.
4. 4.Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung als Verstärkersiufe die Basis des zweiten Transistors (12) über eine Signaleingangsklemme (54) und einen Koppelkondensator (52) mit einer Signalquelle (50) verbunden ist.
5. 5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Teilerverhältnis des Spannungsteilers (22, 24) ganzzahlig ist.