DE2533199C3

DE2533199C3 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Änderungen der Versorgungsspannung unabhängigen Hilfsspannung

Info

Publication number: DE2533199C3
Application number: DE19752533199
Authority: DE
Inventors: Wilhelm Dr.-Ing. 8000 Muenchen Wilhelm
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1975-07-24
Filing date: 1975-07-24
Publication date: 1981-08-20
Also published as: DE2533199B2; DE2533199A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs I.

Eine derartige, in Verbindung mit Verknüpfungsgliedern, insbesondere solcher der ECl.-Technik, benötigte Schallungsanordnung ist durch die US-PS 38 93 018 bekannt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung besitzt der für die Erzeugung der geregelten Hilfsspannung maßgebliche Verstärker keinen Emitterwiderstand. Das hat zur Folge, daß der Regelbereich, d. h. der Bereich, in dem die Versorgungsspannung ohne gleichzeitige wesentliche Änderung der Hilfsspannung schwanken darf, relativ gering ist. Ferner wird bei der bekannten Schaltungsanordnung der zweite Transistor mit Emitterwiderstand durch den Spannungsabfall an einer einzigen Diode gesteuert. Um trotz der Gegenkopplung durch den Emitterwiderstand noch einen nennenswerten Strom über den Transistor zu erzeugen.

muß die Stromdichte in der Diode sehr viel höher als die Stromdichte im Transistor sein. Damit sind aber die Möglichkeiten für die Wahl einer bestimmten Temperaturabhängigkeit der erzeugten Hilfsspannung bei der bekannten Schaltungsanordnung sehr eng begrenzt. Tatsächlich besteht jedoch gelegentlich das Bedürfnis, den Temperaturkoeffizienten der Hilfsspannung auf einen erheblich von Null abweichenden Wert einzustellen.

Oer Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltungsanordnung so weiterzubilden, daß ihr Regelbereich vergrößert wird und die Grenzen für die Einstellung der Temperaturabhängigkeit der Hilfsspannung wesentlich erweitert werden.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert. Darin zeigt

Fig. 1 einen invertierenden Verstärker mit einer vom Emitterstrom unabhängigen Verstärkung,

F i g. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel für die Erzeugung einer konstanten Hilfsspannung (Grundschaltung),

F i g. 3a die Schaltungsanordnung eines speziellen Ausführungsbeispiels, in der Spannungswerte an verschiedenen Punkten eingetragen sind,

F i g. 3b ein Diagramm zur Darstellung der Abhängigkeit der Hilfsspannung von der Versorgungsspannung und

Fig.4 ein Ausführungsbeispiel für die Erzeugung mehrerer Hilfsspannungen für Verknüpfungsglieder mit Serienkopplung.

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, ähnlich wie bei der aus der US-PS 38 93 018 bekannten Anordnung einen invertierenden Verstärker (nachfolgend auch Inverter genannl) zu verwenden, diesen aber im Gegensatz dazu so auszubilden, daß seine Spannungsverstärkung konstant v=-l, d.h. unabhängig vom Emitterstrom des Verstärkertransisiors ist. Im allgemeinen hängt nämlich die Spannungsverstärkung eines Inverters mit einem Transistor als aktivem Element vom Emitterstrom ab. Durch das Einfügen einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode in dem Kollektorzweig des Transistors und durch die entsprechende Wahl des Verhältnisses zwischen dem Kollektor- und dem Emitterwiderstand gelingt es jedoch, die Verstärkung des Inverters weitgehend unabhängig vom Emitterstrom zu machen. Die F i g. 1 zeigt einen solchen Inverter mit dem Transistor Tl.dem Emiiterwiderstand RE. dem Kollektorwiderstand RC und der zusätzlichen Diode DC, die als Transistor ausgeführt ist, wie das in integrierten Schaltungen üblich ist. Der Inverter wird mit einer Versorgungsspannung (Λ betrieben, die zwischen den Polen VCC und VEE einer nicht dargestellten Versorgungsspannungsquelle anliegt.

Für die Spannungsverstärkung der Inverterstufe nach Fi g. I gilt

r - UJL', =
Darin bedeutet

.⁷ + RE

A = Basisstromverstärkung «0,99,

Ur die Basis-Emitter-Schwellspannung und

/ den Emitierstrom.

Macht man RC= RE'A. dann wird v = — 1 unabhängig vom Strom /.

Damit auch der Einfluß der Schwankungen der voraussetzungfgemäß instabilen Versorgungsspannung U\ auf die Ausgangsspannung U,\ des Inverters ausgeschaltet werden kann, müssen die Schwankungen der Versorgungsspannung Uv auf die Basis des Transistors Ti voll übertragen werden. Andererseits darf jedoch an der Basis des Transistors Ti nur ein Teil der Versorgungsspannung Uv als Sieuerspannung wirksan werden. Beide Forderungen lassen sich am besten durch einen aus der Fig.2 ersichtlichen Spannungsteiler erfüllen, dessen oberer, einseitig am kollektorseitigen Pol VCC der Versorgungsspannungsquelle anliegender Zweig die Serienschaltung mehrerer Dioden D21 bis D2n der Anzahl n, mindestens jedoch eine Diode 021, enthält und dessen unterer, einseitig an dem emitterseitigen Pol VEE der Versorgungsspannungsquelle anliegender Zweig durch eine Konstantstromquelle IK. gebildet wird. Die Konitantstromquelle selbst besteht aus einem Transistor T2 mit dem Emitterwiderstand R 2. Die Basis des Transistors TI wird durch einen Teil der Hilfsspannung Usangesteuert, die von einem an den Kollektor des Transistors Π angeschlossenen Emitterfolger mit dem Transistor T3 geliefert wird.

Der Emitter-Arbeitswiderstand für den Transistor T3 besteht aus der Serienschaltung eines Widerstandes R 3 und zweier in Durchlaßrichtung gepolter Dioden D 31 und D 32. Die Steuerspannung für den Transistor T2 wird über den beiden Dioden abgegriffen.

Nimmt man zunächst an, daß der Widerstand R 1 in der Schaltungsanordnung nach Fig.2 den Wert Null besitzt und setzt man die Basis-Emitter-Schwellspannung gleich der Dioden-Schwellspannung Un, was bei gleichen Stromdichten mit sehr guter Näherung gilt, dann liegt am Eingang des Inverters mit dem Transistor Tl die Spannung Uv-η Uo und am Ausgang des Inverters wepen v— - 1 die Spannung

an. Die Ausgangsspannung Us ist gegen den letzten Wert nochmals um eine Schwellspannung Un niedriger. Insgesamt gilt also für die Ausgangsspannung

Us= Uv—(U\ — n Un)- Un=(n— I) Uo.

Wie aus der angegebenen Beziehung hervorgeht, läßt sich die Höhe der Hilfsspannung Us nach dem Bisherigen durch die Wahl der Anzahl π der Dioden im kollektorseitigen Zweig des Spannungsteilers für die Erzeugung der Steuerspannung an der Basis des Transistors Tl nur stufenweise festlegen. (Der Verstärkungsgrad v= — 1 des Inverters mit dem Transistor Tl soll nicht verändert werden.) Zur Abhilfe wird in den genannten Zweig des Spannungsteilers gemäß Fig. 2 ein Widerstand R1 eingefügt. Für die Höhe der Hilfsspannung gilt dann

li_s = (n-\ + R\IR2) U_n.

Damit die Schleifenverstärkung sicher unter 1 bleibt, muß Ri/R 2 stets kleiner als 1 sein. Eine Selbsterregung ist damit auch beim Zusammentreffen mehrerer ungünstiger Umstände nicht möglich.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 nicht allein die Spannung LZv eine von Schwankungen der Versorgungsspannung ίΛ unabhängige Spannung gegenüber dem emitterseiligen Pol VEE der Versorgungsspannungsquelle darstellt Vielmehr gilt dies auch für die Spannungen am Kollektor des Transistors Tl und an der Basis des Transistors T2.

In Fig.3a ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die mit der Schaltungsanordnung nach Fig.2 weitgehend identisch ist. In der Fig.3a sind daher auch die meisten Bezugszeichen weggelassen. Dagegen sind Spannungswerte eingetragen, die an verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung auftreten, unter der Voraussetzung, daß die Höhe der Versorgungsspannung ίΛ zwischen 6,8 V und 4,4 V schwankt und daß der kollektorseitige Zweig des Spannungsteilers an der Basis des Transistors Tl aus der Serienschaltung von 4 Dioden D 21 bis D 24 gebildet wird. Die Hilfsspannung Us beträgt in diesem Fall 2,4 V.

Die F i g. 3b zeigt ein Diagramm über den Verlauf der Hilfsspannung Us als Funktion der Versorgungsspannung L/v auf der Grundlage der in Fig. 3a angegebenen Dimensionierung (n=4). Der Stabilisierungsbereich ist durch die untere Grenze U ν min und die obere Grenze Uv m.n der Versorgungsspannung gegeben.

Die Grenzen des Stabilisierungsbereichs werden erreicht, wenn die Transistoren Tl oder T2 in den Sätligungszustand eintreten. An der oberen Grenze geht der Transistor Tl in die Sättigung über {Uce« UoII).

Es gilt dann

U_s + U₀ =

Daraus ergibt sich

u_D.

An der unteren Grenze erreicht der Transistor T2 den Sättigungszustand. Hier gilt

Uv,„,η-η · L/_D= 1.5 U₀,
woraus sich ergibt

L/v™,= LZs-+2,5 Uo.
Der Stabilisierungsbereich ist damit

Legt man als Sollwert ZJ₁₀ für die Versorgungsspannung ίΛ den arithmetischen Mittelwert der beiden Spannungsgrenzen zugrunde, dann gilt

i/i„=l,5 ZJs+ 2,5 Un-

Für Verknüpfungsglieder der ECL-Technik wird gewöhnlich nicht nur eine bezüglich des emitterseitigen Pols VEE der Versorgungsspannungsquelle konstante Hilfsspannung benötigt, sondern auch Spannungen, die in bezug auf den kollektorseitigen Pol VCC der Versorgungsspannungsquelle von Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig sind. Die Fig.4 zeigt eine Schaltungsanordnung, die aus der Grundschaltung nach Fig.2 hervorgegangen ist und neben der auf VEE bezogenen Hilfsspannung Vs die auf VCC bezogenen Hilfsspannungen V, ι. V,2imd V,3 liefert. Für die Erzeugung der Hilfsspannungen Ki bis V/3 werden ebenfalls Bauelemente der Grundschaltung nach F i g. 2 herangezogen. Diese Bauelemente werden durch zusätzliche Bauelemente (Transistoren T5, T6 und TT, Diode Di, Widerstand /?# ergänzt, die die Belastbarkeit

b¹) der Spannungsausgänge erhöhen bzw. zur Potentialverschiebung und wenigstens teilweise zur Temperaturkompensation dienen, worauf weiter unten noch kurz eingegangen wird. Eine analoge Funktion hat der

Transistor 74 im Hinblick auf die auf VEE bezogene Hilfsspannung Ks, die um den Betrag einer Diodenschwellspannung niedriger ist als die den vorhergehenden Betrachtungen zugrundeliegende Hilfsspannung Us.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß die Basis-Emitier-Sti'ccke des Transistors T5 einer Diode D23 der Scricnschallung von Dioden D2\ bis DIn im kolleklorseitigen Zweig des Spannungsteilers zur Einstellung der Slcuerspannung an der Basis des Transistors Π entspricht. Die Widerstände AMI und R 12 bilden gemeinsam den Widerstand R 1 in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2.

Die bisherigen Betrachtungen bezogen sich nur auf die Maßnahmen zur Ausschaltung des Einflusses von Änderungen der Versorgungsgleichspannung auf die Ausgangsspannung Us- Im allgemeinen soll diese Spannung einen bestimmten Temperalurkoeffizientcn aufweisen, der in vielen, aber keineswegs in allen Fällen den Wert Null haben soll. Es ist bekannt, daß der Temperaturkoeffizient der Schwellspannung einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode von der Höhe dieser Spannung abhängig ist. Weiterhin ist es bekannt, daß die Höhe der Diodenschwcllspannung eine Funktion der Stromdichte der Diodenstrecke ist. Damit läßt sich durch eine Veränderung der Stromdichte auch der Temperaturkoeffizient beeinflussen. Das kann durch unterschiedliche Ströme und/oder durch unterschiedliche Flächenausdehnungen der maßgeblichen Elektroden geschehen. Bei einem integrierten Schaltungsaufbau stellt jedoch ein Stromdichienverhältnis von 1000 die äußerste Grenze des praktisch Erreichbaren dar.

K) Daraus ergibt sich ein Unterschied der Temperaturkocffizienten von höchstens 0,6 mV/K. Solche Unterschiede genügen aber für die Einstellung der Temperaiurabhängigkeil der Ausgangsspannung in relativ weilen Grenzen. Dabei kann natürlich auch eine Kompensation des Temperatureinflusses erreicht werden.

Für die Festlegung eines bestimmten Temperaturverhaltens durch die Wahl unterschiedlicher Slromdichlen in Diodenstrecken bestehen mehrere Möglichkeiten. Neben den Dioden D31, D32 und der Basis-Eniilter-Sirecke des Transistors 7~2 kommen hier auch noch die Dioden D21 bis D2 η und die Basis-Emitier-Slrecken der Transistoren 7"! und 7"3in Frage.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspiüche:

i. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Änderungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Hilfsgleichspannung mit wählbarer Temperaturabhängigkeit, mit einem ersten Transistor, dessen Emitterstrom zu dem emitterseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle fließt, dessen Kollektor über eine Serienschaltung eines ohmschen ι ο Widerstandes und einer in Durchlaßrichtung gepolten ersten Diode mit dem kollektorseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist und dessen Kollektorstrom durch eine an seiner Basis anliegende Spannung gesteuert wird, die aus der Versorgungsgleichspannung mit Hilfe eines Spannungsteilers gewonnen wird, dessen einseitig am emitterseitigen Pol der Versargungsspannungsquel-Ie anliegender Zweig durch eine Konstantstromquelle mit einem durch einen Teil der Hilfsspannung gesteuerten, zweiten Transistor mit Emitterwiderstand gebildet ist und dessen einseitig am kollektorseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle anliegender Zweig mindestens eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode enthalt, mit einem mit dem Kollektor des ersten Transistors verbundenen dritten Transistor in Emitterfolgerschaltung, über dessen einen ohmschen Widerstand und eine in Durchlaßrichtung gepolte Diodenanordnung in Reihe enthaltenden Emitterwiderstand die Hilfsspannung abfällt, wobei die Steuerspannung für den zweiten Transistor über der Diodenanordnung abgegriffen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter des ersten Transistors (Ti) und dem emitterseitigen Pol (VEE) der Versorgungsspannungsquelle ein J5 Emitterwiderstand (RE) eingefügt ist, dessen Wen gleich dem Produkt aus dem Wert des Kollektorwiderstandes (RC) dieses Transistors (TX) und seiner Basisstromverstärkung (A) ist. und daß die Diodenanordnung aus zwei in Serie geschalteten -to Dioden (DM, DZl)besteht.
2.Schaltungsanordnung nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß in dem einseitig am kollektorseitigen Pol (VCQder Versorgungsspannungsquelle anliegenden Zweig des Spannungsteilers ein Widerstand (R 1) in Serie zu der Diode (D 21) bzw. zu den Dioden (D 21 ... D2n) liegt.