DE2533199B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Änderungen der Versorgungsspannung unabhängigen Hilfsspannung - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige, in Verbindung mit Verknüpfungsgliedern, insbesondere solcher der ECL-Technik, benötigte Schaltungsanordnung ist durch die US-PS 38 93 018 bekannt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung besitzt der für die Erzeugung der geregelten Hilfsspannung maßgebliche Verstärker keinen Emitterwiderstand. Das hat zur Folge, daß der Regelbereich, d. h. der Bereich, in dem die Versorgungsspannung ohne gleichzeitige wesentliche Änderung der Hilfsspannung schwanken darf, relativ gering ist. Ferner wird bei der bekannten Schaltungsanordnung der zweite Transistor mit Emitterwiderstand durch den Spannungsabfall an einer einzigen Diode gesteuert. Um trotz der Gegenkopplung durch den Emitterwiderstand noch einen nennenswerten Strom über den Transistor zu erzeugen, muß die Stromdichte in der Diode sehr viel höher als die Stromdichte im Transistor sein. Damit sind aber die Möglichkeiten für die Wahl einer bestimmten Temperaturabhängigkeit der erzeugten Hilfsspannung bei der bekannten Schaltungsanordnung sehr eng begrenzt. Tatsächlich besteht jedoch gelegentlich das Bedürfnis, den Temperaturkoeffizienten der Hilfsspannung auf einen erheblich von Null abweichenden Wert einzustellen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltungsanordnung so weiterzubilden, daß ihr Regelbereich vergrößert wird und die Grenzen für die Einstellung der Temperaturabhängigkeit der Hilfsspannung wesentlich erweitert werden.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert. Darin zeigt

Fi g. 1 einen invertierenden Verstärker mit einer vom Emitterstrom unabhängigen Verstärkung,

F i g. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel für die Erzeugung einer konstanten Hilfsspannung (Grundschaltung),

F i g. 3a die Schaltungsanordnung eines speziellen Ausführungsbeispiels, in der Spannungswerte an verschiedenen Punkten eingetragen sind,

F i g. 3b ein Diagramm zur Darstellung der Abhängigkeit der Hilfsspannung von der Versorgungsspannung und

F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel für die Erzeugung mehrerer Hilfsspannungen für Verknüpfungsglieder mit Serienkopplung.

Der Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, ähnlich wie bei der aus der US-PS 38 93 018 bekannten Anordnung einen invertierenden Verstärker (nachfolgend auch Inverter genannt) zu verwenden, diesen aber im Gegensatz dazu so auszubilden, daß seine Spannungsverstärkung konstant v= — \, d.h. unabhängig vom Emitterstrom des Verstärkertransistors ist. Im allgemeinen hängt nämlich die Spannungsverstärkung eines Inverters mit einem Transistor als aktivem Element vom Emitterstrom ab. Durch das Einfügen einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode in dem Kollektorzweig des Transistors und durch die entsprechende Wahl des Verhältnisses zwischen dem Kollektor- und dem Emitterwiderstand gelingt es jedoch, die Verstärkung des Inverters weitgehend unabhängig vom Emitterstrom zu machen. Die F i g. 1 zeigt einen solchen Inverter mit dem Transistor Tl, dem Emitterwiderstand RE, dem Kollektorwiderstand RC und der zusätzlichen Diode DC, die als Transistor ausgeführt ist, wie das in integrierten Schaltungen üblich ist. Der Inverter wird mit einer Versorgungsspannung Uv betrieben,, die zwischen den Polen VCC und VEE einer nicht dargestellten Versorgungsspannungsquelle anliegt.

Für die Spannungsverstärkung der Inverterstufe nach Fig. 1 gilt

ν = UJU_E = -

Darin bedeutet

A = Basisstromverstärkung = 0,99,

Ut die Basis-Emitter-Schwellspannung und

/ den Emitterstrom.

Macht man RC=REZA, dann wird v= -1 unabhängig vom Strom /.

Damit auch der Einfluß der Schwankungen der voraussetzungsgemäß instabilen Versorgungsspannung Uv auf die Ausgangsspannung U_A des Inverters ^r> ausgeschaltet werden kann, müssen die Schwankungen der Versorgungsspannung Uv auf die Basis des Transistors Γι voll übertragen werden. Andererseits darf jedoch an der Basis des Transistors Ti nur eio Teil der Versorgungsspannung Uv als Steuerspannung in wirksam verden. Beide Forderungen lassen sich am besten durch einen aus der F i g. 2 ersichtlichen Spannungsteiler erfüllen, dessen oberer, einseitig am kollektorseitigen Pol VCC der Versorgungsspannungsquelle anliegender Zweig die Serienschaltung mehrerer Dioden D21 bis D2n der Anzal·,! n, mindestens jedoch eine Diode D21, enthält und dessen unterer, einseitig an dem emitterseitigen Pol VEE der Versorgungsspaniiungsquelle anliegender Zweig durch eine Konstantstromquelle IK gebildet wird. Die KonsUntstromquelle selbst besteht aus einem Transistor T2 mit dem Emitterwiderstand R 2. Die Basis des Transistors T2 wird durch einen Teil der Hilfsspannung Usangesteuert, die von einem an den Kollektor des Transistors Ti angeschlossenen Emitterfolger mit dem Transistor Γ3 geliefert wird.

Der Emitter-Arbeitswiderstand für den Transistor Γ3 besteht aus der Serienschaltung eines Widerstandes R 3 und zweier in Durchlaßrichtung gepolter Dioden D 31 und D32. Die Steuerspannung für den Transistor T2 wird über den beiden Dioden abgegriffen.

Nimmt man zunächst an, daß der Widerstand R 1 in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 den Wert Null besitzt und setzt man die Basis-Emitter-Schwellspannung gleich der Dioden-Schwellspannung Ud, was bei gleichen Stromdichten mit sehr guter Näherung gilt, dann liegt am Eingang des Inverters mit dem Transistor TX die Spannung Uv-η Uo und am Ausgang des Inverters wegen v= — 1 die Spannung

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Uv-(Uv-η Uo)

an. Die Ausgangsspannung Us ist gegen den letzten Wert nochmals um eine Schwellspannung Uo niedriger. Insgesamt gilt also für die Ausgangsspannung

Us= Uv-(Uv-η Ud)- Uu=(n- 1) U₀.

Wie aus der angegebenen Beziehung hervorgeht, läßt sich die Höhe der Hilfsspannung Us nach dem Bisherigen durch die Wahl der Anzahl η der Dioden im kollektorseitigen Zweig des Spannungsteilers für die Erzeugung der Steuerspannung an der Basis des Transistors Ti nur stufenv/eise festlegen. (Der Verstärkungsgrad v= — 1 des Inverters mit dem Transistor Π soll nicht verändert werden.) Zur Abhilfe wird in den genannten Zweig des Spannungsteilers gemäß F i g. 2 ein Widerstand R1 eingefügt. Für die Höhe der Hilfsspannung gilt dann

Us=(n-\+Ri/R2)Uo.

Damit die Schleifenverstärkung sicher unter 1 bleibt, bo muß R MR 2 stets kleiner als 1 sein. Eine Selbsterregung ist damit auch beim Zusammentreffen mehrerer ungünstiger Umstände nicht möglich.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 nicht allein die Spannung t/seine von Schwankungen der Versorgungsspannung Uv unabhängige Spannung gegenüber dem emitterseitigen Pol VEE der Versorgungsspannungsquelle darstellt. Vielmehr gilt dies auch für die Spannungen am Kollektor des Transistors Ti und an der Basis des Transistors T2.

In Fig.3a ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, die mit der Schaltungsanordnung nach Fig.2 weitgehend identisch ist. In der Fig. 3a sind daher auch die meisten Bezugszeichen weggelassen. Dagegen sind Spannungswerte eingetragen, die an verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung auftreten, unter der Voraussetzung, daß die Höhe der Versorgungsspannung L/vzwischen 6,8 V und 4,4 V schwankt und daß der kollektorseitige Zweig des Spannungsteilers an der Basis des Transistors Ti aus der Serienschaltung von 4 Dioden D21 bis D24 gebildet wird. Die Hilfsspannung Usbeträgt in diesem Fall 2,4 V.

Die F i g. 3b zeigt ein Diagramm über den Verlauf der Hilfsspannung Us als Funktion der Versorgungsspannung Uv auf der Grundlage der in F i g. 3a angegebenen Dimensionierung (n=4). Der Stabilisierungsbereich ist durch die untere Grenze Uvmin und die obere Grenze Uv max der Versorgungsspannung gegeben.

Die Grenzen des Stabilisierungsbereichs werden erreicht, wenn die Transistoren Ti oder T2 in den Sättigungszustand eintreten. An der oberen Grenze geht der Transistor Ti in die Sättigung über (Uce~Ud/2).

Es gilt dann

~ Uy max ~

Daraus ergibt sich

An der unteren Grenze erreicht der Transistor T2 den Sättigungszustand. Hier gilt

Uvmm-n- Uo= 1,5 U₀,

woraus sich ergibt

U ν min= Us+2,5 Ud.

Der Stabilisierungsbereich ist damit

Δ Uv- Uv max — Uv min — Us-

Legt man als Sollwert Uvo für die Versorgungsspannung Uv den arithmetischen Mittelwert der beiden Spannungsgrenzen zugrunde, dann gilt

Uw= \,5 t/s+2,5 U₀.

Für Verknüpfungsglieder der ECL-Technik wird gewöhnlich nicht nur eine bezüglich des emitterseitigen Pols VEE der Versorgungsspannungsquelle konstante Hilfsspannung benötigt, sondern auch Spannungen, die in bezug auf den kollektorseitigen FoI VCC der Versorgungsspannungsquelle von Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig sind. Die Fig.4 zeigt eine Schaltungsanordnung, die aus der Grundschaltung nach F i g. 2 hervorgegangen ist und neben derauf VEE bezogenen Hilfsspannung Vs die auf VCC bezogenen Hilfsspannungen Vn. V/2 und V,3 liefert. Für die Erzeugung der Hilfsspannungen Vn bis V/3 werden ebenfalls Bauelemente der Grundschaltung nach F i g. 2 herangezogen. Diese Bauelemente werden durch zusätzliche Bauelemente (Transistoren 75, T6 und TT, Diode Di, Widerstand Ri) ergänzt, die die Belastbarkeit der Spannungsausgänge erhöhen bzw. zur Potentialverschiebung und wenigstens teilweise zur Temperaturkompensation dienen, worauf weiter unten noch kurz eingegangen wird. Eine analoge Funktion hat der

Transistor 74 im Hinblick auf die auf VEE bezogene Hilfsspannung V& die um den Betrag einer Diodenschwellspannung niedriger ist als die den vorhergehenden Betrachtungen zugrundeliegende Hilfsspannung Us.

Es ist noch darauf hinzuweisen, daß die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T5 einer Diode D 23 der Serienschaltung von Dioden D 21 bis DIn im kollektorseitigen Zweig des Spannungsteilers zur Einstellung der Steuerspannung an der Basis des Transistors Π entspricht. Die Widerstände RW und R12 bilden gemeinsam den Widerstand R1 in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2.

Die bisherigen Betrachtungen bezogen sich nur auf die Maßnahmen zur Ausschaltung des Einflusses von Änderungen der Versorgungsgleichspannung auf die Ausgangsspannung Us- Im allgemeinen soll diese Spannung einen bestimmten Temperaturkoeffizienten aufweisen, der in vielen, aber keineswegs in allen Fällen den Wert Null haben soll. Es ist bekannt, daß der Temperaturkoeffizient der Schwellspannung einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode von der Höhe dieser Spannung abhängig ist. Weiterhin ist es bekannt, daß die Höhe der Diodenschwellspannung eine Funktion de Stromdichte der Diodenstrecke ist. Damit läßt siel durch eine Veränderung der Stromdichte auch de Temperaturkoeffizient beeinflussen. Das kann durcl unterschiedliche Ströme und/oder durch unterschiedli ehe Flächenausdehnungen der maßgeblichen Elektro den geschehen. Bei einem integrierten Schaltungsauf bau stellt jedoch ein Stromdichtenverhältnis von 10(X die äußerste Grenze des praktisch Erreichbaren dar

H) Daraus ergibt sich ein Unterschied der Temperaturko effizienten von höchstens 0,6 mV/K. Solche Unterschie de genügen aber für die Einstellung der Temperaturab hängigkeit der Ausgangsspannung in relativ weiter Grenzen. Dabei kann natürlich auch eine Kompensatior des Temperatureinflusses erreicht werden.

Für die Festlegung eines bestimmten Temperaturver haltens durch die Wahl unterschiedlicher Stromdichter in Diodenstrecken bestehen mehrere Möglichkeiten Neben den Dioden D31, D32 und der Basis-Emitter Strecke des Transistors T2 kommen hier auch noch dis Dioden D21 bis D2n und die Basis-Emitter-Strecker der Transistoren Ti und T3 in Frage.

Hierzu 2 Blatt Zciehnuimcii

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Änderungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Hilfsgleichspannung mit wählbarer Temperaturabhängigkeit, mit einem Transistor, dessen Emitterstrom zu den emitterseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle fließt, dessen Kollek-

' tor über eine Serienschaltung eines ohmschen Widerstandes und einer in Durchlaßrichtung gepolten ersten Diode mit dem kollektorseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist und dessen Kollektorstrom durch eine an seiner Basis anliegende Spannung gesteuert wird, die aus der Vcrsorgungsgleichspannung mit Hilfe eines Spannungsteilers gewonnen wird, dessen einseitig am emitterseitigen Pol der Versorgungsspannungsquel-It anliegender Zweig durch eine Konstantstromquelle mit einem durch einen Teil der Hilfsspannung gesteuerten, zweiten Transistor mit Emitterwiderstand gebildet ist und dessen einseitig am kollektorseitigen Pol der Versorgungsspannungsquelie anliegender Zweig mindestens eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode enthält, mit einem mit dem Kollektor des ersten Transistors verbundenen dritten Transistor in Emitterfolgerschaltung, über dessen einen ohmschen Widerstand und eine in Durchlaßrichtung gepolte Diodenanordnung in Reihe enthaltenden Emitterwiderstand die Hilfsspannung abfällt, wobei jo die Steuerspannung für den zweiten Transistor über der Diodenanordnung abgegriffen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Emitter des ersten Transistors (TX) und dem emitterseitigen Pol (VEE) der Versorgungsspannungsquelle ein Emitterwiderstand (RE) eingefügt ist, dessen Wert gleich dem Produkt aus dem Wert des Kollektorwiderstandes (RC) dieses Transistors (TX) und seiner Basisstromverstärkung (A) ist, und daß die Diodenanordnung aus zwei in Serie geschalteten Dioden (D31, D32) besteht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem einseitig am kollektorseitigen Pol (VCC)der Versorgungsspannungsquelle anliegenden Zweig des Spannungsteilers ein Widerstand (R X) in Serie zu der Diode (D7.\) bzw. zu den Dioden (D 21... D 2n) liegt.