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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung
eines Halbleiterschaltelements, insbesondere eines Halbleiterschaltelements,
welches in einer Vorrichtung zur Erzeugung eines Zündfunkens
in einem Automobil verschaltet ist.
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Eine
solche Vorrichtung zur Erzeugung eines Zündfunkens mit einem Halbleiterschaltelement
ist in 1 dargestellt.
Die Vorrichtung weist einen Transformator TR mit einer Primärspule L1,
einen Leistungstransistor T und eine Zündkerze Z auf. Der Leistungstransistor
T ist insbesondere als IGBT (=Insulated Gate Bipolar Transistor)
oder als sogenannte Leistungs-Darlington-Bipolarstufe
ausgebildet und in Reihe zu der Primärspule L1 zwischen zwei Versorgungspotentialen
V+, GND verschaltet. Die Zündkerze
Z ist in Reihe zu der Sekundärspule
L2 des Transformators TR geschaltet. Zwei in Reihe zwischen den Kollektoranschluß und den
Gate-Anschluß des
in dem Beispiel als IGBT ausgebildeten Leistungstransistors geschaltete
Dioden D1, D2 dienen zur Begrenzung der Kollektor-Emitter-Spannung
des Transistors T, indem der Transistor T über diese beiden Dioden D1,
D2 leitend angesteuert wird, wenn das Potential an dem Kollektor
K über
ein vorgegebenes Maß ansteigt.
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Wird
der Leistungstransistor T durch Anlegen eines geeigneten Ansteuerpotentials
an dessen Gate-Elektrode G leitend angesteuert, fließt ein Strom
durch die Primärspule
L1, wodurch die Primärspule
L1 Energie aufnimmt. Wird der Leistungstransistor T anschließend gesperrt,
wird durch die Primärspule
eine hohe Spannung im Stromkreis der Primärspule induziert, wobei diese
hohe Spannung, bzw. die in der Primärspule gespeicherte Energie,
an die Sekundärseite übertragen
wird und dort zur Erzeugung eines Zündfunkens in der Zündkerze
Z führt.
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Bei
derartigen Vorrichtungen können
Störfälle eintreten,
bei welchen unter allen Umständen
die Erzeugung eines Zündfunkens
verhindert werden soll, auch dann, wenn der Leistungstransistor
T bereits leitet und die Primärspule
L1 bereits Energie aufgenommen hat. Ein bloßes Abschalten des Leistungstransistors
T würde
in diesem Fall zur Erzeugung eines Zündfunkens führen.
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Zur
Vermeidung eines Zündfunkens
bei derartigen Störfällen ist
es bekannt, den Kollektor des Leistungstransistors durch geeignete
Schaltungsmaßnahmen
umzuschalten und dadurch auf einen Potentialwert zu legen, bei welchem
kein Zündfunke erzeugt
wird.
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Bei
sogenannten intelligenten Leistungstransistoren die in Chip-on-Chip-Technologie
gefertigt sind, besteht hierbei das Problem, daß der Kollektor des Leistungstransistors
nicht zugänglich
ist. Bei dieser Technologie wird der Leistungstransistor in einem Halbleiterkörper realisiert
und eine Ansteuerschaltung, Schutzschaltungen des Transistors und
dergleichen sind in einem zweiten Halbleiterkörper realisiert, der auf dem
ersten Halbleiterkörper
befestigt ist.
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Wegen
der vielfältigen
zusätzlichen
Funktionen, insbesondere wegen integrierter Schutzschaltungen, die
bei Kurzschluß der
Last einsetzen, um den Leistungstransistor zu schützen, ist
es auch für Vorrichtungen
zur Erzeugung von Zündfunken
angestrebt, intelligente Leistungstransistoren, sogenannte Smart-FET oder Smart-IGBT
einsetzen zu können.
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Die
DE 196 12 984 C2 beschreibt
eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Halbleiterschalters,
der eine Ausgangsklemme zum Anschließen des Halbleiterschalters
aufweist. Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin eine Steuerschaltung zur
Ladung und Entladung eines Kondensators, der an die Ausgangsklemme
angeschlossen ist. Die Steuerschaltung umfasst einen Bipolartransistor,
um den Kondensator bei leitendem Bipolartransistor zu entladen und
bei sperrendem Bipolartransistor zu laden. Der Kondensator ist in
Reihe zu einem Widerstand geschaltet, wobei ein weiterer Bipolartransistor parallel
zu dieser Reihenschaltung liegt und wobei dieser weitere Bipolartransistor
abhängig
von einer Spannung über
dem in Reihe zu dem Kondensator geschalteten Widerstand gesteuert
wird.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur
Ansteuerung eines Leistungstransistors, insbesondere eines Leistungstransistors
in einer Vorrichtung zur Erzeugung eines Zündfunkens, zur Verfügung zu
stellen, bei welcher bei Auftreten eines Störfalles gewährleistet ist, daß kein Zündfunken
erzeugt wird.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß der Merkmale des Patentanspruchs
1 gelöst.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
zur Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements weist eine Ausgangsklemme
zum Anschließen
des Halbleiterschaltelements, eine kapazitive Ladungsspeicheranordnung,
die an die Ausgangsklemme gekoppelt ist, eine Lade- und Entladeschaltung,
die an die kapazitive Ladungsspeicheranordnung angeschlossen ist,
und eine Entladeschaltung, die an die kapazitive Ladungsspeicheranordnung
angeschlossen ist, auf. Die Lade- und Entladeschaltung weist dabei
wenigstens einen Eingang auf, dem wenigstens ein Ansteuersignal
zugeführt
ist, wobei abhängig
von dem wenigstens einen Ansteuersignal an einem Ausgang der Lade-
und Entladeschaltung ein Ladestrom oder ein Entladestrom für die kapazitive Ladungsspeicheranordnung
oder kein Strom zur Verfügung
steht.
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Die
kapazitive Ladungsspeicheranordnung, die an den Ausgang angeschlossen
ist, dient dazu, ein Ansteuerpotential für ein an die Ausgangsklemme
anschließbares
Halbleiterschaltelement, insbesondere einen Leistungstransistor,
zur Verfügung
zu stellen. Die Spannung über
der Ladungsspeicheranordnung bzw. das Ansteuerpotential steigt dabei
an, wenn die Ladungsspeicheranordnung Strom von der Lade- und Entladeschaltung
aufnimmt, und diese Spannung, bzw. das Ansteuerpotential, sinken,
wenn die Ladungsspeicheranordnung entladen wird.
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Die
Lade- und Entladeschaltung ist dabei derart ausgestaltet, daß sie in
der Lage ist, die kapazitive Ladungsspeicheranordnung vergleichsweise schnell
zu laden und auch vergleichswei se schnell zu entladen. Ein an die
Ausgangsklemme angeschlossener Leistungstransistor leitet, wenn
die Ladungsspeicheranordnung aufgeladen ist und er sperrt, wenn
die Ladungsspeicheranordnung entladen ist. Im störungsfreien Betrieb wird die
kapazitive Ladungsspeicheranordnung daher über die Lade- und Entladeschaltung
schnell aufgeladen, um den angeschlossenen Leistungstransistor leitend
anzusteuern, und die kapazitive Ladungsspeicheranordnung wird über die
Lade- und Entladeschaltung schnell entladen, um den angeschlossenen
Leistungstransistor zu sperren. Die Zeitdauer, innerhalb derer die Ladungsspeicheranordnung über die
Lade- und Entladeschaltung entladen wird, bzw. innerhalb derer der
Leistungstransistor vom leitenden in den sperrenden Zustand übergeht,
ist dabei auf die weitere Verschaltung des Leistungstransistors
abstimmbar und auf eine so geringe Zeitdauer einstellbar, daß bei Abschalten
des Leistungstransistors eine ausreichende Spannung in einer angeschlossenen
Primärspule
eines Transformators induziert wird, so daß ein Zündfunken in einer an der Sekundärseite des
Transformators angeschlossenen Zündspule
erzeugt wird.
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Die
Entladeschaltung stellt vorzugsweise einen konstanten Entladestrom
für die
Ladungsspeicheranordnung zur Verfügung, wobei dieser Entladestrom
wesentlich geringer als ein Entladestrom der Lade- und Entladeschaltung
und auch wesentlich geringer als ein Ladestrom der Lade- und Entladeschaltung
ist. Die Entladeschaltung die der Ladungsspeicheranordnung vorzugsweise
permanent Strom entnimmt, beeinflußt die Funktionsweise der Schaltungsanordnung
im störungsfreien
Betrieb, bei dem die Ladungsspeicheranordnung abwechselnd über die
Lade- und Entladeschaltung geladen und entladen wird, nicht.
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Bei
Auftreten eines Störfalls
ist die Lade- und Entladeschaltung über das Ansteuersignal derart
ansteuerbar, daß sie
keinen Strom an ihrer Ausgangsklemme zur Verfügung stellt. In diesem Fall
wirkt nur noch die Entladeschaltung, welche der Ladungsspeicheranordnung
kontinuierlich Strom entnimmt, bis diese vollständig entladen ist. Dieser Entladestrom ist
dabei so auf die Kapazität
der Ladungsspeicheranordnung abgestimmt, daß die durch den Entladestrom über der
Ladungsspeicheranordnung hervorgerufene Spannungsänderung
so klein ist, daß der an
die Ausgangsklemme angeschlossene Leistungstransistor so langsam
von einem leitenden in einen sperrenden Zustand übergeht, so daß es nicht
zur Erzeugung eines Zündfunkens
in einer sekundärseitig angeschlossenen
Zündkerze
kommt.
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Die
Erzeugung eines Zündfunkens
kann mittels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ausschließlich durch
Ansteuerung des Steueranschlusses, das heißt des Gate-Anschlusses bei
Verwendung von MOSFET oder IGBT als Halbleiterschaltelemente, verhindert
werden, indem der Leistungstransistor bei Auftreten eines Störfalles
sehr langsam vom leitenden Zustand in einen sperrenden Zustand überführt wird.
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Die
kapazitive Ladungsspeicheranordnung besteht im einfachsten Fall
aus einem Kondensator, wobei beliebige weitere Ladungsspeicheranordnungen
einsetzbar sind.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung ist vorgesehen, daß die Entladeschaltung einen Bipolartransistor
und eine Stromquelle aufweist, wobei die Basis des Bipolartransistors
an die kapazitive Ladungsspeicheranordnung angeschlossen ist und die
Stromquelle an den Emitter des Bipolartransistors angeschlossen
ist. Der Entladestrom der Entladeschaltung ist bei diesem Ausführungsbeispiel
der Basis-Emitter-Strom des Bipolartransistors. Mittels einer derartigen
Entladeschaltung sind Entladeströme im
Nanoampere-Bereich realisierbar, wodurch bei Auftreten eines Störfalles
eine ausreichend langsame Entladung der Ladungsspeicheranordnung
und somit ein ausreichend langsames Sperren des Halbleiterschalters
gewährleistet
ist.
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Nach
einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung weist die Lade- und Entladeschaltung einen ersten
und einen zweiten steuerbaren Schalter mit jeweils einem Steuereingang
auf, die in Reihe zwischen einem ersten und einem zweiten Versorgungspotential
verschaltet sind. Der erste und zweite Schalter sind dabei mittels
einer Ansteuerschaltung, der das wenigstens eine Ansteuersignal
zugeführt ist,
ansteuerbar. Die Ansteuerschaltung ist dabei derart ausgebildet,
daß sie
den ersten und zweiten Schalter im störungsfreien Betrieb komplementär ansteuert,
das heißt
nur jeweils einen der beiden Schalter leitend ansteuert, um dadurch
die Ladungsspeicheranordnung entweder an das erste Versorgungspotential
oder an das zweite Versorgungspotential anzuschließen, um
die Ladungsspeicheranordnung entweder zu laden oder zu entladen.
Die Ansteuerschaltung ist weiterhin dazu ausgebildet, bei Auftreten
eines Störfalles
beide Schalter zu sperren, um sowohl eine Stromabgabe an die Ladungsspeicheranordnung
als auch eine Stromaufnahme von der Ladungsspeicheranordnung zu
verhindern.
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Vorzugsweise
weist die Ansteuerschaltung eine erste Eingangsklemme zur Zuführung eines
ersten Ansteuersignals und eine zweite Eingangsklemme zur Zuführung eines
zweiten Ansteuersignals auf, wobei der erste und zweite Schalter
nach Maßgabe des
ersten Ansteuersignals während
des störungsfreien
Betriebs komplementär
angesteuert werden und wobei das zweite Ansteuersignal zur Anzeige
eines Störfalls
dient und beide Schalter gesperrt werden, wenn das zweite Ansteuersignal
einen vorgegebenen Pegel annimmt, der einen Störfall repräsentiert.
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Vorteilhafterweise
ist ein Operationsverstärker
zwischen die Ladungsspeicheranordnung und die Ausgangsklemme der
Schaltungsanordnung geschaltet. Der Operationsverstärker besitzt
vorzugsweise eine Verstärkung
von 1 und sorgt dafür,
daß die über der
Ladungsspeicheranordnung anliegende Spannung auch an dem Steueranschluß eines
angeschlossenen Leistungstransistors anliegt. Der Operationsverstärker ist
dabei insbesondere erforderlich, um ein Ansteigen des Ansteuerpotentials
des Leis tungstransistors über
das Potential an der Ladungsspeicheranordnung, beispielsweise bedingt
durch eine Miller-Kapazität,
die in dem Leistungstransistor vorhanden sein kann, zu verhindern.
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Gegenstand
der vorliegenden Erfindung ist des weiteren ein Verfahren zur Ansteuerung
eines Halbleiterschaltelements, das einen Steuereingang und eine
Laststrecke aufweist, wobei die Laststrecke in Reihe zu einer Primärspule eines Übertragers
geschaltet ist und wobei eine Zündfunkenerzeugungsanordnung
in Reihe zu einer Sekundärspule
des Übertragers
geschaltet ist.
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Das
Verfahren sieht zur Erzeugung eines Zündfunkens vor, eine Ansteuerspannung
an den Steuereingang des Halbleiterschaltelements anzulegen, die
ausreichend groß ist,
um den Halbleiterschalter leitend anzusteuern. Zur Erzeugung eines Zündfunkens
ist dabei vorgesehen, die Ansteuerspannung des Halbleiterschaltelements
zu reduzieren, wobei die Änderung
der Ansteuerspannung so schnell erfolgt, daß die über der Laststrecke induzierte
Spannung ausreicht, um in der Zündfunkenerzeugungsvorrichtung
an der Sekundärseite
des Übertragers
einen Zündfunken
zu erzeugen. Bei Auftreten eines Störfalles, bei dem trotz bereits
leitendem Halbleiterschaltelement die Erzeugung eines Zündfunkens
verhindert werden soll, sieht das erfindungsgemäße Verfahren vor, die Ansteuerspannung
des Halbleiterschaltelements so langsam zu reduzieren, daß die über der
Laststrecke induzierte Spannung nicht ausreicht, um in der Zündfunkenerzeugungsvorrichtung
einen Zündfunken
zu erzeugen.
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Ein
solches Verfahren ist mittels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung durchführbar.
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen
anhand von Figuren näher
erläutert.
In den Figuren zeigt
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2 ein Blockschaltbild einer
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
zur Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements und ein an die Schaltungsanordnung
angeschlossenes Halbleiterschaltelement,
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3 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einer Lade- und Entladeschaltung und einer Entladeschaltung
gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung,
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4 ein Ausführungsbeispiel
einer Ansteuerschaltung der Lade- und Entladeschaltung,
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5 ein weiteres Ausführungsbeispiel
einer Entladeschaltung,
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6 zeitliche Verläufe ausgewählter in 1 eingezeichneter Signale über der
Zeit.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 zur
Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements. Die Schaltungsanordnung 1 weist
eine Ausgangsklemme AK auf, an die in 2 zur
Veranschaulichung der Funktion der Schaltungsanordnung 1 ein
als IGBT ausgebildeter Leistungstransistor T angeschlossen ist,
der in Reihe zu einer Primärspule
L1 eines Übertragers an
eine Versorgungsspannung V+ angeschlossen ist. An eine Sekundärspule L2
des Transformators TR ist dabei eine Zündkerze Z zur Erzeugung eines
Zündfunkens
angeschlossen.
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Die
Ausgangsklemme AK dient zur Bereitstellung eines Ansteuerpotentials
Uc für
den Leistungstransistor T, dessen Gate-Anschluß an die Ausgangsklemme AK
angeschlossen ist. Die Erzeugung des Ansteuerpotentials Uc erfolgt
bei der Schaltungsanordnung 1 nach dem Ausführungsbeispiel
abhängig
von einem ersten Ansteuersignal IN, das einer ersten Anschlußklemme
E1 der Schaltungsanordnung zugeführt
ist und nach Maßgabe
eines zweiten Ansteuersignals SSD, das einer zweiten Anschlußklemme
E2 der Schaltungsanordnung 1 zugeführt ist.
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Die
Schaltungsanordnung 1 weist eine Lade- und Entladeschaltung 10,
eine in dem Ausführungsbeispiel
als Kondensator C ausgebildete kapazitive Ladungsspeicheranordnung
und eine Entladeschaltung 20 auf. Der Lade- und Entladeschaltung 10 sind dabei
das erste Ansteuersignal IN und das zweite Ansteuersignal SSD zugeführt und
eine Ausgangsklemme A1 der Lade- und
Entladeschaltung 10 ist an den Kondensator C angeschlossen,
dessen der Lade- und Entladeschaltung 10 abgewandter Anschluss
an ein Versorgungspotential GND, vorzugsweise Masse, angeschlossen
ist. Die Entladeschaltung 20 weist eine Ausgangsklemme
A2 auf, die ebenfalls an den Kondensator C angeschlossen ist.
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Die
Lade- und Entladeschaltung 10 liefert nach Maßgabe des
ersten und zweiten Ansteuersignals IN, SSD einen Strom I1 an die
Ausgangsklemme A1, der je nach Vorzeichen des Stromes I1 den Kondensator
C lädt
oder entlädt.
Die Entladeschaltung 20 liefert stets einen Entladestrom
I2 zur Entladung des Kondensators C. Eine über dem Kondensator C anliegende
Spannung Uc bildet die an der Ausgangsklemme AK anliegende Ausgangsspannung
Uc, bzw. das Ansteuerpotential, für den Leistungstransistor T.
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Die
Ansteuerschaltung 10 ist derart ausgebildet, daß sie abhängig von
dem ersten Ansteuersignal IN den Kondensator C auflädt oder
entlädt,
das heißt das
Vorzeichen des Stromes I1 ist von dem ersten Ansteuersignal IN abhängig. Wird
der Kondensator C über
die Lade- und Entladeschaltung 10 aufgeladen, so steigt
die Spannung Uc über
dem Kondensator C an und der Leistungstransistor T wird leitend
angesteuert, wodurch die Primärspule
L1 Energie aufnimmt. Wird der Kondensator C über die Lade- und Entladeschaltung 10 entladen,
so sinkt die Spannung Uc über
dem Kondensator C, wodurch der Leistungstransistor T sperrt. Der
Entladestrom der Lade- und Entladeschaltung 10 und die
Kapazität
des Kondensators C sind dabei so aufeinander abgestimmt, daß der Leistungstransistor
T so schnell sperrt, daß eine ausreichend
hohe Spannung an der Primärspule
L1 induziert wird, um an der Zündkerze
an der Sekundärseite
einen Zündfunken
zu erzeugen.
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Die
Lade- und Entladeschaltung 10 ist weiterhin derart ausgestaltet,
daß sie
bei Vorliegen eines Störfalles,
welcher durch einen vorgegebenen Pegel des zweiten Ansteuersignals
SSD angezeigt wird, keinen Strom, das heißt weder einen Ladestrom noch einen
Entladestrom, für
den Kondensator C zur Verfügung
stellt. Der bereits aufgeladene Kondensator C wird dann über die
Entladeschaltung 20 mit dem Ladestrom I2 entladen, wobei
der Entladestrom I2 und die Kapazität des Kondensators C so aufeinander
abgestimmt sind, daß durch
die Entladung des Kondensators der Leistungstransistor T so langsam
vom leitenden in den sperrenden Zustand überführt wird, daß keine
ausreichend hohe Spannung an der Primärspule induziert wird, um an
der Sekundärseite des
Transformators TR einen Zündfunken
in der daran angeschlossenen Zündkerze
Z zu erzeugen. Der Entladestrom I2 ist betragsmäßig wesentlich kleiner als
der während
des störungsfreien
Betriebs zur Verfügung
gestellte Ladestrom oder der Entladestrom der Lade- und Entladeschaltung 10.
Die Entladeschaltung 20 entlädt den Kondensator C vorzugsweise
permanent, wobei der Entladestrom I2 so klein gegenüber dem
Lade- bzw. Entladestrom I1 ist, daß sich die Entladung nicht
auf die Funktionsweise der Schaltungsanordnung 1 während des
störungsfreien Betriebs
auswirkt.
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3 zeigt ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
gemäß 1, bei welcher die Lade-
und Entladeschaltung 10 und die Entladeschaltung 20 detailliert
gemäß einer
Ausführungsform
dargestellt sind. Des weiteren ist ein Operationsverstärker OPV
zwischen den Kondensator C, bzw. die Lade- und Entladeschaltung 10 und
die Entladeschal tung 20, und die Ausgangsklemme AK geschaltet,
wobei der Operationsverstärker OPV
eine Verstärkung
von 1 aufweist. Aufgabe des Operationsverstärkers OPV ist es, die über dem
Kondensator C anliegende Spannung Uc trotz eventueller Störungen bedingt
durch parasitäre
Effekte an der Ausgangsklemme AK zur Verfügung zu stellen und insbesondere
zu verhindern, daß das
Potential an dem Gate-Anschluß G
des angeschlossenen Leistungstransistors T größer wird als die Spannung Uc über dem
Kondensator C.
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Die
Lade- und Entladeschaltung 10 weist einen ersten Transistor
T1 und einen zweiten Transistor T2 auf, die zwischen einem ersten
Versorgungspotential V2 und einem zweiten Versorgungspotential GND,
im vorliegenden Fall Masse, verschaltet sind. Der erste Transistor
T1 ist im vorliegenden Fall als p-Kanal-Feldeffekttransistor und der zweite
Transistor T2 ist als n-Kanal-Feldeffekttransistor ausgebildet.
Die Lade- und Entladeschaltung 12 weist weiterhin eine
Ansteuerschaltung 10 auf, der das erste Ansteuersignal
IN und das zweite Ansteuersignal SSD zugeführt sind. Ein erster Ausgang
OUT1 der Ansteuerschaltung 12 ist an einen Gate-Anschluß G des ersten
Transistors T1 angeschlossen und ein zweiter Ausgang OUT2 der Ansteuerschaltung 12 ist
an einen Gate-Anschluß G
des zweiten Transistors T2 angeschlossen. Die Ansteuerschaltung 12 ist
derart ausgestaltet, daß sie
bei störungsfreiem
Betrieb den ersten und zweiten Transistor T1, T2 abhängig von dem
Eingangssignal IN komplementär
ansteuert, das heißt
nur einen der beiden Transistoren T1, T2 leitend ansteuert und den
jeweils anderen Transistor T1, T2 sperrt. Wird dabei der erste Transistor
T1 leitend angesteuert, so wird der Kondensator C über diesen
Transistor T1 aufgeladen bis die Kondensatorspannung Uc nimmt annäherungsweise
den Wert des ersten Versorgungspotentials V2 annimmt. Dieses Versorgungspotential
V2 ist dabei so gewählt, daß es ausreichend
groß ist,
um den Leistungstransistor T leitend anzusteuern. Leitet der zweite
Transistor T2 angesteuert durch die Ansteuerschaltung 12,
so wird der Kondensator C über
den zweiten Transistor T2 nach Bezugspotential GND entladen. Bei
Auftreten eines Störfalles,
der durch einen geeigneten Pegel des zweiten Ansteuersignals SSD
signalisiert ist, sperrt die Ansteuerschaltung 12 beide
Transistoren T1, T2.
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Die
Entladeschaltung 20 weist in dem Ausführungsbeispiel einen Bipolartransistor
T3 auf, dessen Basis B über
die Anschlußklemme
A2 an den Kondensator C angeschlossen ist und dessen Kollektor-Emitter-Strecke
K-E in Reihe zu einer Stromquelle Iq zwischen einem weiteren Versorgungspotential
V1 und Bezugspotential GND verschaltet ist. Der Entladestrom I1
entspricht bei dieser Entladeschaltung 20 dem Basis-Emitter-Strom Ibe es Bipolartransistors
T3. Der Kollektor-Emitter-Strom
Ice des Bipolartransistors T3 entspricht dem durch die Stromquelle
eingeprägten
Strom Iq. Ausgehend von der Stromverstärkung β des Bipolartransistors T3,
für die
gilt: β =
Ice/Ibe ist der Entladestrom I1 über
die Stromquelle gemäß I1 = Iq/β einstellbar.
Mittels einer derartigen Entladeschaltung 20 sind Entladeströme I1 im
Nanoampere-Bereich realisierbar.
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4 zeigt ein Ausführungsbeispiel
einer Ansteuerschaltung 12, welcher das erste Ansteuersignal
IN und das zweite Ansteuersignal SSD zugeführt sind und welche Ansteuerpotentiale
für den
ersten und zweiten Transistor T1, T2 an Ausgängen OUT1, OUT2 zur Verfügung stellt.
Die Ansteuerschaltung 12 gemäß 4 ist derart ausgebildet, daß sie den
ersten Transistor T1 leitend ansteuert und dass sie den zweiten
Transistor T2 sperrt, wenn sich das erste Eingangssignal IN auf
einem High-Pegel (1) befindet, und den zweiten Transistor T2 leitend
ansteuert und den ersten Transistor T1 sperrt, wenn sich das erste
Eingangssignal IN auf einem Low-Pegel (0) befindet, sofern kein
Störfall
vorliegt, wobei ein Störfall
im vorliegenden Fall durch einen High-Pegel des zweiten Eingangssignals
SSD repräsentiert
ist. Den ersten Transistor T1 leitend anzusteuern bedeutet dabei,
einen Low-Pegel an dessen Gate G anzulegen, und ihn zu sperren bedeutet,
einen High-Pegel
an dessen Gate anzulegen. Den zweiten Transistor T2 leitend anzusteuern
bedeutet, einen High-Pegel an dessen Gate G anzulegen, und ihn zu
sperren bedeutet, einen Low-Pegel an dessen Gate G anzulegen.
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Die
Funktionsweise der Ansteuerschaltung 12 gemäß 4 ist anhand der Logiktabelle
ersichtlich, aus welcher hervorgeht, daß im störungsfreien Betrieb, wenn sich
das zweite Ansteuersignal SSD auf einem Low-Pegel (0) befindet,
der erste Transistor T1 über
den ersten Ausgang OUT1 leitend und der zweite Transistor T2 über den
zweiten Ausgang OUT2 sperrend angesteuert wird, wenn sich das Eingangssignal
IN auf einem High-Pegel
(1) befindet. Entsprechend wird der zweite Transistor T2 am zweiten
Ausgang OUT2 leitend angesteuert und der erste Transistor T1 am
ersten Ausgang OUT1 sperrend angesteuert, wenn sich das erste Eingangssignal
IN auf einem Low-Pegel (0) befindet.
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Befindet
sich das zweite Ansteuersignal SSD auf einem High-Pegel, welcher einen
Störfall
repräsentiert,
so werden sowohl der erste Transistor T1 am ersten Ausgang OUT1
als auch der zweite Transistor T2 am zweiten Ausgang OUT2 gesperrt.
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Eine
Ansteuerschaltung 12, welche eine derartige Funktion realisiert,
weist einen ersten und zweiten Inverter INV1, INV2 auf, welche ein
invertiertes erstes Ansteuersignal IN und ein invertiertes zweites
Ansteuersignal SSD einem UND-Glied UND zuführen, dessen Ausgang an den
zweiten Ausgang OUT2 zur Ansteuerung des zweiten Transistors T2 angeschlossen
ist. Das Ausgangssignal des Und-Glieds UND wird weiterhin einem
Oder-Glied ODER
zugeführt,
dessen weiterem Eingang das zweite Ansteuersignal SSD zugeführt ist
und dessen Ausgang an den ersten Ausgang OUT1 zur Ansteuerung des
ersten Transistors T1 angeschlossen ist.
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Die
Ansteuerschaltung 12 gemäß 4 stellt somit sicher, daß der Kondensator
C nach Maßgabe
des ersten Eingangssignals IN über
die Anordnung aus dem ersten und zweiten Schalter T1, T2 geladen
oder entladen wird, sofern kein Störfall vorliegt. Bei Vorliegen
eines Störfalles
werden die beiden Transistoren T1, T2 nach Maßgabe des zweiten Ansteuersignals
SSD gesperrt, wodurch die geladene Kapazität C in diesem Fall ausschließlich über die Entladeschaltung 20 entladen
wird.
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5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der
Entladeschaltung 20, bei welcher die Stromquelle Iq mittels
eines Stromspiegels bestehend aus einen ersten Feldeffekttransistor
T21, einem zweiten Feldeffekttransistor T22 und einem weiteren Feldeffekttransistor
T23 realisiert ist. Der Feldeffekttransistor T23 ist dabei in Reihe
zu dem Feldeffekttransistor T22 zwischen ein Versorgungspotential
V1 und Bezugspotential GND geschaltet, wobei einem Gate-Anschluß G des
Feldeffekttransistors T23 ein konstantes Ansteuerpotential V3 zugeführt ist.
Der erste und zweite Feldeffekttransistor T21, T22 sind in dem Ausführungsbeispiel
als n-Kanal-Feldeffekttransistoren ausgebildet, während der
weitere Feldeffekttransistor T23 als p-Kanal-Feldeffekttransistor
ausgebildet ist.
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Die
Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
wird nachfolgend unter Bezugnahme auf 6 erläutert. 6 zeigt den zeitlichen Verlauf
ausgewählter
in den zuvor beschriebenen Figuren eingezeichneten Signale über der
Zeit. Dabei ist in 6a der
zeitliche Verlauf des ersten Ansteuersignals IN, in 6b der zeitliche Verlauf des zweiten
Ansteuersignals SSD, in 6c der
zeitliche Verlauf des Emitter-Stroms Ice des Leistungstransistors
T und in 6d der zeitliche
Verlauf der Kollektor-Emitter-Spannung Vce des Leistungstransistors
T dargestellt.
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Während des
zunächst
störungsfreien
Betriebs befindet sich das zweite Ansteuersignal SSD auf einem Low-Pegel.
Wechselt das erste Ansteuersignal IN dabei von einem Low-Pegel auf
einen High-Pegel, so wird der erste Transistor T1 leitend angesteuert
und der zweite Transistor T2 wird gesperrt, um den Kondensator C
aufzuladen. Die Ausgangsspannung Uc, die als Gate-Emitter-Spannung des
Leistungstransistors T dient, nimmt dabei annäherungsweise den Wert des ersten
Versorgungspotentials V2 an, wodurch der Leistungstransistor T leitet.
Die Primärspule
L1 wird dann von einem Strom durchflossen, welcher proportional
zu der anliegenden Versorgungsspannung über der Zeit ansteigt. Die
Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors T sinkt mit
Einschalten des Leistungstransistors T auf einen niedrigen Wert
ab.
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Der
Signalverlauf gemäß 6 wurde bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
ermittelt, an welche ein Leistungstransistor angeschlossen wurde,
welcher eine Laststrombegrenzungsschaltung aufweist. Derartige Strombegrenzungsschaltungsanordnungen
sind bei intelligenten Leistungstransistoren Stand der Technik,
eine Beschreibung von deren Funktionsweise erübrigt sich daher. Aufgabe dieser
Laststrombegrenzungsschaltung ist es, wie insbesondere der zeitliche
Verlauf des Emitter-Stroms Ice zeigt, den Strom durch den Leistungstransistor
T zu begrenzen, so daß der
Laststrom bei dem dem zeitlichen Verlauf gemäß 6 zugrundeliegenden Leistungstransistor
bei Erreichen eines Maximalwertes nicht mehr weiter ansteigt. Mit
Einsetzen der Spannungsbegrenzung kommt es zu einem kurzen Spannungsimpuls
bei der Kollektor-Emitter-Spannung,
die allerdings nicht ausreicht, um einen Zündfunken an der Sekundärseite des
Transformators TR zu erzeugen. Die Kollektor-Emitter-Spannung Vce
bleibt dann auf einem Spannungspegel, der höher als vor Einsetzen der Spannungsbegrenzung
ist.
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Bei
dem Beispiel gemäß 6 nimmt das erste Eingangssignal
IN zum Zeitpunkt t0 einen oberen Pegel an und sinkt zum Zeitpunkt
t1 wieder auf den unteren Pegel ab. Mit Absinken des ersten Eingangssignals
IN auf den unteren Signalpegel wird der erste Transistor T1 gesperrt
und der zweite Transistor T2 leitend, wodurch der Kondensator C
sehr schnell nach dem Bezugspotential GND entladen wird und die
Ausgangsspannung Uc annäherungsweise
den Wert 0 annimmt. Der Leistungstransistor T sperrt dadurch sehr
schnell, was anhand der abrupten Änderung des Emitter-Stroms
Ice in 6c zum Zeitpunkt
t1 ersichtlich ist. Dadurch wird in der Primärspule L1 eine hohe Spannung
induziert, die ausreichend ist, um an der Sekundärseite einen Zündfunken
in der Zündkerze
Z zu erzeugen.
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Zum
Zeitpunkt t2 steigt das erste Ansteuersignal IN wieder auf den oberen
Signalpegel an, um den Kondensator C über den ersten Transistor T1 aufzuladen.
Allerdings tritt zum Zeitpunkt t3 ein Störfall auf, wodurch das zweite
Ansteuersignal SSD einen oberen Signalpegel annimmt. Der erste und zweite
Transistor T1, T2 werden zum Zeitpunkt t3 beide durch die Ansteuerschaltung 12 gesperrt.
Ab dem Zeitpunkt t3 wird der Kondensator C langsam über die
Entladeschaltung 20 entladen, wobei der Leistungstransistor
T, wie aus 6c ersichtlich
ist, leitend bleibt, bis die Spannung Uc bedingt durch die Entladung
auf einen Wert abgesunken ist, bei welchem der Transistor T zu sperren
beginnt. Der Emitter-Strom Ice erreicht im vorliegenden Fall noch
den Maximalwert, bevor der Transistor zu sperren beginnt. 6c zeigt die langsame Abnahme
des Emitter-Stroms innerhalb des Zeitraums, in dem der Leistungstransistor
in den sperrenden Zustand überführt wird.
Die Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors steigt dabei
leicht an. Die beim langsamen Abschalten des Leistungstransistors
induzierte Spannung ist nicht ausreichend, um eine Zündfunken an
der Sekundärseite
zu erzeugen.
-
- 10
- Lade-
und Entladeschaltung
- 12
- Ansteuerschaltung
- 20
- Entladeschaltung
- A1
- Anschlußklemme
der Lade- und Entladeschaltung
- A2
- Anschlußklemme
der Entladeschaltung
- AK
- Ausgangsklemme
- C
- Kondensator
- D1,
D2
- Dioden
- E
- Emitter-Anschluß
- E1,
E2
- Anschlüsse der
Schaltungsanordnung
- G
- Gate-Anschluß
- GND
- Bezugspotential
- I1
- Lade-
und Entladestrom
- I2
- Entladestrom
- Ibe
- Basis-Emitter-Strom
- Ice
- Kollektor-Emitter-Strom
- IN
- erstes
Ansteuersignal
- INV1,
INV2
- Inverter
- Iq
- Stromquelle
- K
- Kollektor-Anschluß
- L1
- Primärspule
- L2
- Sekundärspule
- ODER
- ODER-Glied
- OUT1,
OUT2
- Ausgänge der
Ansteuerschaltung
- SSD
- zweites
Ansteuersignal
- T
- Leistungstransistor
- T1,
T2
- Transistoren
- T21,
T22, T23
- Feldeffekttransistoren
- T3
- Bipolartransistor
- TR
- Transformator
- UND
- UND-Glied
- V3
- Ansteuerpotential
- V+
- Versorgungspotential
- Z
- Zündkerze