KR102344735B1 - 스위칭 전력 손실을 개선한 dc-dc컨버터 및 그 제어 방법 - Google Patents

스위칭 전력 손실을 개선한 dc-dc컨버터 및 그 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 외부로부터 공급된 제1직류전원을 제2직류전원으로 생성 출력하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 컨버터에 있어서, 모스펫(SW), 출력단 커패시터(CO), 제1커패시터(C1), 출력단 저항(RO), 출력단 다이오드(DO), 제1다이오드(D1), 제2다이오드(D2), 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)로 구성된 2차 승압형 컨버터(100); 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3), 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)로 구성된 차지 펌프 회로(200) 및 상기 차지 펌프 회로(200)의 차지 펌핑 경로에 직렬 연결된 제3인덕터(L3)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 제어 방법은, 2차 승압형 컨버터에 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3)와 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)를 추가로 포함하여 구성되는 컨버터의 스위칭 손실 개선 방법으로, 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 turn-on 되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3) 및 출력단 다이오드(DO)가 turn-off 되어 차지 펌프가 진행되는 Mode 1 단계(S100) 및 모스펫(SW), 제2다이오드(D2), 제4다이오드(D4)가 turn-off되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3)가 turn-on 되어 제1커패시터(C1)에 걸리는 전압(VC1)과 출력단 저항(RO)에 걸리는 전압(VO)으로 에너지를 전달하는 Mode 2 단계(S200)를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법 {Improvement of Switching Loss in DC-DC Quadratic Boost Converter}
본 발명은 2차 승압형 컨버터(quadratic boost converter)의 스위칭 손실을 개선한 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
최근 주목받고 있는 신재생 에너지, LED 조명, 전기자동차 등의 전력변환 분야에서 높은 입-출력 변환비가 필요하게 되면서 기존의 승압형 컨버터보다 높은 입-출력 변환비를 갖는 converter에 관한 연구가 진행되고 있다. 기생성분을 고려하지 않는 이상적인 승압형 컨버터(ideal boost converter)의 입-출력 변환비는 출력 전압이 VO, 입력 전압이 VIN, 스위치의 duty ratio가 D이고, CCM (Continuous Conduction Mode)로 동작할 때
Figure 112019113176913-pat00001
로 나타낼 수 있다. 따라서 승압형 컨버터의 D가 커질수록 높은 입-출력 변환비를 갖게 된다. 하지만 승압형 컨버터를 구성하는 소자의 저항 성분을 고려한 실제 승압형 컨버터에서는 D > 0.6이 되는 구간부터 입-출력 변환비와 회로의 전력변환 효율이 이상적인 승압형 컨버터(ideal boost converter)에 비해 상당량 감소하게 되는 문제점이 있다.
이러한 문제점을 해결하기 위해 동일한 D 조건에서 높은 출력 전압을 얻을 수 있는 2차 승압형 컨버터(quadratic boost converter)가 제안되었다. 2차 승압형 컨버터는 도 1과 같이 기존의 승압형 컨버터에 diode 2개, inductor 1개, capacitor 1개를 추가하여
Figure 112019113176913-pat00002
의 입-출력 변환비를 갖게 되어 기존 승압형 컨버터 대비 낮은 D에서도 높은 출력 전압을 얻을 수 있는 장점이 있다. 하지만 2차 승압형 컨버터는 switch가 off 될 경우 출력 전압이 스위치에 인가되어 스위치의 전압 스트레스가 높아져 스위치에서 발생하는 스위칭 손실이 증가하는 문제점이 발생한다.
KR 10-0207020 B1 KR 10-2018-0065271 A KR 20-2009-0004002 U KR 20-1997-0056221 U
[1] 정두용, 김준구, 류동균, 송인범, 정용채, 원충연, "보조 공진회로를 갖는 영전압-영전류 천이 부스트 컨버터"The Transactions of the Korean Institute of Power Electronics, vol. 3, pp. 298-305, 2012 [2] Ned Mohan, Tore M. Undeland, William P. Robbins, "Electronics: converters, applications and design"JOHN WILEY & SONS, INC., 3rd edition, 2002
따라서, 본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 2차 승압형 컨버터(quadratic boost converter)의 전압 스트레스를 개선하기 위한 컨버터 구조와 그에 따른 DC-DC컨버터의 스위칭 손실 개선 방법을 제공함에 있다.
상기의 목적을 이루기 위한 본 발명에 따른 외부로부터 공급된 제1직류전원을 제2직류전원으로 생성 출력하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 컨버터에 있어서, 모스펫(SW), 출력단 커패시터(CO), 제1커패시터(C1), 출력단 저항(RO), 출력단 다이오드(DO), 제1다이오드(D1), 제2다이오드(D2), 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)로 구성된 2차 승압형 컨버터(100); 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3), 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)로 구성된 차지 펌프 회로(200) 및 상기 차지 펌프 회로(200)의 차지 펌핑 경로에 직렬 연결된 제3인덕터(L3)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 제어 방법은, 2차 승압형 컨버터에 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3)와 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)를 추가로 포함하여 구성되는 컨버터의 스위칭 손실 개선 방법으로, 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 turn-on 되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3) 및 출력단 다이오드(DO)가 turn-off 되어 차지 펌프가 진행되는 Mode 1 단계(S100) 및 모스펫(SW), 제2다이오드(D2), 제4다이오드(D4)가 turn-off되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3)가 turn-on 되어 제1커패시터(C1)에 걸리는 전압(VC1)과 출력단 저항(RO)에 걸리는 전압(VO)으로 에너지를 전달하는 Mode 2 단계(S200)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명은 2차 승압형 컨버터의 전압 스트레스를 개선하여 스위치 손실을 저감하고 회로의 전력변환 효율을 향상시키는 효과를 갖는다.
도 1은 종래의 2차 승압형 컨버터의 구조를 설명하기 위한 회로도이다.
도 2는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 회로도이다.
도 3은 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법의 동작 Mode를 설명하기 위한 회로도이다.
도 4는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터와 종래의 2차 승압형 컨버터의 PSIM을 이용한 실시 예에 따른 스위치 전압, 전류 파형이다.
도 5는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터에서 제3인덕터(L3)의 유무에 따른 PSIM을 이용한 실시 예 스위치 전압, 전류 파형이다.
도 6은 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 구성도이다.
이하에서는, 본 발명의 실시 예에 따른 도면을 참조하여 설명하지만, 이는 본 발명의 더욱 용이한 이해를 위한 것으로, 본 발명의 범주가 그것에 의해 한정되는 것은 아니다.
명세서 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "... 부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.
설명에 앞서 본 명세서에는 다수의 양태 및 실시양태가 기술되며, 이들은 단순히 예시적인 것으로서 한정하는 것이 아니다.
본 명세서를 읽은 후에, 숙련자는 다른 양태 및 실시예가 본 발명의 범주로부터 벗어남이 없이 가능함을 이해할 것이다.
도 1은 종래의 2차 승압형 컨버터의 구조를 설명하기 위한 회로도이고, 도 2는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 회로도이고, 도 3은 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법의 동작 Mode를 설명하기 위한 회로도이고, 도 4는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터와 종래의 2차 승압형 컨버터의 PSIM을 이용한 실시 예에 따른 스위치 전압, 전류 파형이고, 도 5는 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터에서 제3인덕터(L3)의 유무에 따른 PSIM을 이용한 실시 예 스위치 전압, 전류 파형이고, 도 6은 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 구성도이다.
도 1 내지 도 6을 참조하여 본 발명에 따른 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법에 대해 상세히 설명하도록 한다.
본 발명에 따른 외부로부터 공급된 제1직류전원을 제2직류전원으로 생성 출력하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 컨버터에 있어서, 모스펫(SW), 출력단 커패시터(CO), 제1커패시터(C1), 출력단 저항(RO), 출력단 다이오드(DO), 제1다이오드(D1), 제2다이오드(D2), 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)로 구성된 2차 승압형 컨버터(100); 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3), 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)로 구성된 차지 펌프 회로(200) 및 상기 차지 펌프 회로(200)의 차지 펌핑 경로에 직렬 연결된 제3인덕터(L3)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 제어 방법은, 2차 승압형 컨버터에 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3)와 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)를 추가로 포함하여 구성되는 컨버터의 스위칭 손실 개선 방법으로, 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 turn-on 되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3) 및 출력단 다이오드(DO)가 turn-off 되어 차지 펌프가 진행되는 Mode 1 단계(S100) 및 모스펫(SW), 제2다이오드(D2), 제4다이오드(D4)가 turn-off되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3)가 turn-on 되어 제1커패시터(C1)에 걸리는 전압(VC1)과 출력단 저항(RO)에 걸리는 전압(VO)으로 에너지를 전달하는 Mode 2 단계(S200)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제3인덕터(L3)는 상기 모스펫(SW)이 ON되는 순간 유입되는 차지 펌핑 전류의 피크를 제한하는 기능을 하는 것을 특징으로 한다.
종래에는 높은 출력 전압을 얻을 수 있는 2차 승압형 컨버터(quadratic boost converter)가 제안되었다. 2차 승압형 컨버터는 도 1과 같이 기존의 승압형 컨버터에 다이오드(diode) 2개, 인덕터(inductor) 1개, 커패시터(capacitor) 1개를 추가하여
Figure 112019113176913-pat00003
의 입-출력 변환비를 갖게 되어 기존 승압형 컨버터 대비 낮은 D에서도 높은 출력 전압을 얻을 수 있는 장점이 있다.
하지만 2차 승압형 컨버터는 스위치(모스펫)가 off 될 경우 출력 전압이 스위치에 인가되어 스위치의 전압 스트레스가 높아져 스위치에서 발생하는 스위칭 손실이 증가하는 문제점이 발생한다.
따라서, 본 발명에서는 도 2와 같이 2차 승압형 컨버터의 전압 스트레스를 개선하기 위한 컨버터 구조를 제안한다.
본 발명에서 제안하는 회로는 2차 승압형 컨버터에 커패시터 2개 (C2, C3), 다이오드 2개 (D3, D4)로 구성되는 차지 펌프(charge pump) 구조를 결합시켜 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 출력 전압의 절반으로 감소시킨다. 또한, 차지 펌핑 경로(charge pumping path)에 인덕터 1개(L3)를 추가하여 스위치가 ON 되는 순간 스위치로 유입되는 charge pumping 전류의 피크(peak)를 제한한다.
제안된 회로의 동작 mode는 도 3과 같이 스위치가 on, off 되는 1주기를 기준으로 2가지 동작으로 구분된다. 간편한 해석을 위해 제안된 회로는 정상상태의 CCM으로 동작하며, 회로를 구성하는 모든 소자는 기생성분이 없는 이상적인 소자로 가정하여 등가회로를 구성하고 각 동작 mode를 설명하도록 한다.
먼저 Mode 1(S100)에 대해 상세히 설명하자면, Mode 1은 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 turn-on 되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3), 출력단 다이오드(DO)가 turn-off 되어 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)에 에너지를 축적하는 동시에 C3-L3-D4-C2-SW의 charge pumping path를 통해 charge pump가 진행되는 구간이다. 따라서 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)에 에너지를 축적하는 전류와 charge pumping 하는 전류가 모두 모스펫(SW)을 통해 흐르게 된다. 이때 charge pumping 전류의 peak 성분은 L3의 값에 따라 기울기가 결정되어 SW가 ON 되는 순간 charge pumping 전류의 peak 성분을 제한할 수 있다. VC2는 charge pumping에 의해
Figure 112019113176913-pat00004
의 값을 갖는다. 이때 L3의 값이 충분히 작다면
Figure 112019113176913-pat00005
이 된다.
다음은 Mode 2(S200)에 대해 상세히 설명하자면, mode 2는 모스펫(SW), 제2다이오드(D2), 제4다이오드(D4)가 turn-off 되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3), 출력단 다이오드(DO)가 turn-on 되어 VC1과 VO로 에너지를 전달하는 구간이다. VC1의 전압은 VIN-L1-D1-VC1으로 연결되는 boost path를 따라 conventional boost converter의 입-출력비와 동일한
Figure 112019113176913-pat00006
의 값을 갖는다. VC3의 전압은 VC1-L2-D3-V3로 연결되는 boost path를 따라
Figure 112019113176913-pat00007
의 전압을 갖게 되며 이를 VIN으로 표시하면
Figure 112019113176913-pat00008
이 된다. L3의 값이 충분히 작다면 출력 전압은 VC2 + VC3가 되어 제안된 컨버터의 입-출력 전압은
Figure 112019113176913-pat00009
의 관계를 갖는다. 따라서 제안된 boost converter는 동일한 duty ratio 조건에서 charge pumping에 의해 quadratic boost converter보다 2배 높은 출력 전압을 얻을 수 있고, 스위치에 걸리는 전압은 출력 전압의 절반이 된다.
다음은 종래의 2차 승압형 컨버터와 본 발명에서 제안하는 컨버터의 동작을 PSIM 시뮬레이터 실시 예를 통해 비교해보도록 한다. 각 실시 예에 사용된 소자값은 하기 표 1과 같다.
Figure 112019113176913-pat00010
<표 1. 종래의 2차 승압형 컨버터와 제안하는 컨버터의 소자값 비교>
제안된 회로의 동작을 검증하기 위해 PSIM simulator를 이용하여 종래의 2차 승압형 컨버터와 제안된 회로의 스위치 전압, 전류 파형을 비교하도록 한다. Simulation은 VIN = 10 V, VO = 50 V, RO = 50 Ω, 출력 전력 PO = 50 W, 스위칭 주파수 fsw = 350 kHz, 인덕터 L1, L2는 10 μH, L3는 1 μH, 커패시터 C1, C2, C3, CO는 10 μF을 사용하여 진행하도록 한다.
도 4는 2차 승압형 컨버터의 스위치 전압, 전류와(도 4, a) 제안하는 컨버터의 스위치(모스펫, SW) 전압, 전류 (도 4, b)를 simulation 한 결과를 보여준다. 하기 표 2에서 확인할 수 있듯이, 종래의 Quadratic boost converter의 경우 VIN = 10 V, VO = 50 V 조건에서 스위치의 온 듀티 비 D가 0.56이고, 스위치 전류의 최댓값은 8 A, 스위치 전압의 최댓값은 출력 전압과 동일한 50 V를 나타내었다. 본 발명에서 제안한 컨버터의 경우 종래의 2차 승압형 컨버터와 동일 입-출력 조건에서 스위치 온 듀티 비 D는 0.39, 스위치 전류의 최댓값은 12 A, 스위치 전압 최댓값은 출력 전압의 절반인 25 V를 나타내었다. 종래의 2차 승압형 컨버터와 제안한 컨버터의 스위치 전류, 전압 파형을 비교해 보면 제안한 컨버터에 추가된 차지 펌프(charge pump, 200) 구조에 의해 동일한 입-출력 전압 조건에서 제안한 컨버터의 D가 종래의 2차 승압형 컨버터보다 낮아짐을 확인할 수 있다. 즉, 본 발명에 따른 컨버터의 입-출력 변환 비율이 종래의 2차 승압형 컨버터보다 증가한 것을 알 수 있다. 또한, 스위치 off 구간에서 제안한 컨버터의 스위치 양단에 걸리는 전압이 종래의 2차 승압형 컨버터의 스위치 전압 대비 절반으로 감소하는 것을 알 수 있다.
Figure 112019113176913-pat00011
<표 2. 입력 전압 10 V, 출력 전압 50 V, 출력 전력 50 W에서 PSIM 시뮬레이션 비교>
도 5는 제안한 boost converter의 구조에서 제3인덕터(L3)의 역할을 비교하기 위한 시뮬레이션 결과이다. 제3인덕터(L3)가 없을 때 (도 5, a) 스위치가 on 되는 순간 제3커패시터(C3)에서 제2커패시터(C2)로 전달되는 charge pumping 전류가 스위치를 통해 그대로 유입되면서 스위칭 turn-on 손실이 크게 발생하는 것을 볼 수 있다. 제3인덕터(L3)를 charge pumping path에 추가한 제안된 구조에서는 스위치가 on 되는 순간 charge pumping 전류가 제3인덕터(L3)에 의해 제한되어 스위칭 turn-on 손실을 줄일 수 있음을 확인할 수 있다.
따라서, 본 발명에서는 종래의 2차 승압형 컨버터의 스위칭 손실을 개선하는 DC-DC컨버터 및 그 제어 방법으로 스위치가 off 상태를 유지할 때 스위치 양단의 전압을 출력 전압의 절반으로 감소시키는 charge pump 구조와 스위치 turn-on 순간 스위치로 유입되는 charge pumping 전류의 피크(peak)를 제한할 수 있는 구조를 제안하였다. 제안된 구조는 PSIM simulator를 이용하여 동작을 검증하였다. 제안된 구조를 통해 종래의 2차 승압형 컨버터의 스위치 손실을 저감하고 회로의 전력변환 효율을 향상할 수 있을 것으로 기대된다.
이상 본 발명의 실시 예에 따른 도면을 참조하여 설명하였지만, 본 발명이 속한 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기 내용을 바탕으로 본 발명의 범주 내에서 다양한 응용 및 변형을 행하는 것이 가능할 것이다.
100 : 2차 승압형 컨버터
SW : 모스펫
RO : 출력단 저항
CO : 출력단 커패시터 C1 : 제1커패시터
DO : 출력단 다이오드 D1 : 제1다이오드
D2 : 제2다이오드
L1 : 제1인덕터 L2 : 제2인덕터
200 : 차지 펌프 회로
C2 : 제2커패시터 C3 : 제3커패시터
D3 : 제3다이오드 D4 : 제4다이오드
L3 : 제3인덕터

Claims (3)

  1. 외부로부터 공급된 제1직류전원을 제2직류전원으로 생성 출력하기 위한 스위칭 동작을 수행하는 컨버터에 있어서,

    모스펫(SW), 출력단 커패시터(CO), 제1커패시터(C1), 출력단 저항(RO), 출력단 다이오드(DO), 제1다이오드(D1), 제2다이오드(D2), 제1인덕터(L1) 및 제2인덕터(L2)로 구성된 2차 승압형 컨버터(100); 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3), 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)로 구성된 차지 펌프 회로(200) 및 상기 차지 펌프 회로(200)의 차지 펌핑 경로에 직렬 연결된 제3인덕터(L3)를 포함하고,
    스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터의 제어 방법은 2차 승압형 컨버터에 제2커패시터(C2), 제3커패시터(C3)와 제3다이오드(D3), 제4다이오드(D4)를 추가로 포함하여 구성되는 컨버터의 스위칭 손실 개선 방법으로, 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 턴온(turn-on)되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3) 및 출력단 다이오드(DO)가 턴오프(turn-off)되어 차지 펌프가 진행되는 모드(Mode) 1 단계(S100);
    모스펫(SW), 제2다이오드(D2), 제4다이오드(D4)가 턴오프(turn-off)되고, 제1다이오드(D1), 제3다이오드(D3)가 턴온(turn-on)되어 제1커패시터(C1)에 걸리는 전압(VC1)과 출력단 저항(RO)에 걸리는 전압(VO)으로 에너지를 전달하는 모드(Mode) 2 단계(S200)를 포함하며.
    2차 승압형 컨버터에 커패시터 2개 (C2, C3), 다이오드 2개 (D3, D4)로 구성되는 차지 펌프(charge pump) 구조를 결합시켜 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 출력 전압의 절반으로 감소시고, 차지 펌핑 경로(charge pumping path)에 상기 제3인덕터 (L3)를 추가하여 스위치가 ON 되는 순간 스위치로 유입되는 차지 펌핑 전류(charge pumping current)의 피크를 제한하며,
    회로의 동작 모드(mode)는 스위치가 온오프(on, off)되는 1주기를 기준으로 2가지 동작으로 구분되며,
    상기 2가지 동작 중 모드(Mode) 1은 모스펫(SW), 제4다이오드(D4)가 턴온(turn-on) 되고, 제1다이오드(D1),제3다이오드(D3),출력단 다이오드(DO)가 턴오프(turn-off) 되어 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)에 에너지를 축적하는 동시에 C3-L3-D4-C2-SW의 차지펌핑경로(charge pumping path)를 통해 차지 펌프(charge pump)가 진행되며, 제1인덕터(L1)와 제2인덕터(L2)에 에너지를 축적하는 전류와 차지펌핑(charge pumping) 하는 전류가 모두 모스펫(SW)을 통해 흐르며, 차지펌핑 전류의 peak 성분은 L3의 값에 따라 기울기가 결정되어 스위치가 ON 되는 순간 차지펌핑전류의 피크 성분을 제한하고, VC2는 차지펌핑에 의해
    Figure 112021136597200-pat00019
    의 값을 가지며,
    상기 2가지 동작 중 모드 2는 모스펫(SW), 제2다이오드(D2),제4다이오드(D4)가 턴오프되고, 제1다이오드(D1),제3다이오드(D3),출력단 다이오드(DO)가 턴온 되어 VC1과 VO로 에너지를 전달하는 구간이다. VC1의 전압은 VIN-L1-D1-VC1으로 연결되는 부스트 경로를 따라 컨벤셔널 부스트 컨버터(conventional boost converter)의 입-출력비와 동일한
    Figure 112021136597200-pat00020
    의 값을 가지며, VC3의 전압은 VC1-L2-D3-V3로 연결되는 부스트 경로를 따라
    Figure 112021136597200-pat00021
    의 전압을 갖게 되며,
    Figure 112021136597200-pat00022
    이 되며,
    VIN = 10 V, VO = 50 V, RO = 50 Ω, 출력 전력 PO = 50 W, 스위칭 주파수 fsw = 350 kHz, 인덕터 L1, L2는 10 μH, L3는 1 μH, 커패시터 C1, C2, C3, CO는 10 μF인 것을 특징으로 하는 스위칭 전력 손실을 개선한 DC-DC컨버터.
    (여기서, Vin은 입력전압, Vc2는 커패시터 C3에 걸리는 전압인 Vc3 + 인덕터 L3에 걸리는 전압 VL3이다.)
  2. 삭제
  3. 삭제
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