JPH05122938A - 電源装置 - Google Patents
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- JPH05122938A JPH05122938A JP3281674A JP28167491A JPH05122938A JP H05122938 A JPH05122938 A JP H05122938A JP 3281674 A JP3281674 A JP 3281674A JP 28167491 A JP28167491 A JP 28167491A JP H05122938 A JPH05122938 A JP H05122938A
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- voltage
- output
- power supply
- capacitor
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】商用電源からの入力力率を下げずに、低周波リ
ップルの少ない高周波電圧を出力でき、しかも回路構成
が簡単で安価な電源装置を提供する。 【構成】第１のチョッパー回路６Ａは全期間で動作し、
第２のチョッパー回路６Ｂは整流回路３の出力電圧が所
定の電圧以下となる期間で動作する。整流出力電圧の谷
の部分では、２つのチョッパー回路６Ａ，６Ｂが共に動
作し、谷の部分でもコンデンサＣ0 が充分に充電される
ので、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもチョッ
パー型平滑回路６の出力電圧の低周波リップルは増加し
ない。 【効果】商用電源１からの入力力率を悪くすることな
く、略一定の低リップルの高周波電圧を出力することが
でき、平滑用のコンデンサＣ0 の容量を低減でき、コン
デンサＣ0 を小型化できる。
ップルの少ない高周波電圧を出力でき、しかも回路構成
が簡単で安価な電源装置を提供する。 【構成】第１のチョッパー回路６Ａは全期間で動作し、
第２のチョッパー回路６Ｂは整流回路３の出力電圧が所
定の電圧以下となる期間で動作する。整流出力電圧の谷
の部分では、２つのチョッパー回路６Ａ，６Ｂが共に動
作し、谷の部分でもコンデンサＣ0 が充分に充電される
ので、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもチョッ
パー型平滑回路６の出力電圧の低周波リップルは増加し
ない。 【効果】商用電源１からの入力力率を悪くすることな
く、略一定の低リップルの高周波電圧を出力することが
でき、平滑用のコンデンサＣ0 の容量を低減でき、コン
デンサＣ0 を小型化できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、商用交流電源を入力と
し、低周波リップルの少ない高周波電圧を負荷に出力す
る電源装置に関するものである。
し、低周波リップルの少ない高周波電圧を負荷に出力す
る電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、放電灯点灯装置の電子安定器とし
て用いられる電源装置は、商用交流電源をダイオードブ
リッジよりなる整流回路で全波整流し、整流回路から出
力される脈流電圧を平滑用コンデンサで平滑し、このコ
ンデンサに得られた直流電圧をインバータ回路の電源入
力端に印加していた。これにより、インバータ回路は平
滑された直流電圧で駆動され、放電灯負荷には略一定の
高周波電圧を供給できるようになっていた。しかしなが
ら、この従来例にあっては、容量の大きな平滑用コンデ
ンサが整流回路の出力端に並列接続されているので、電
源側から見て容量性負荷が接続されていることになり、
入力力率が悪くなるという欠点があった。そこで、入力
力率を改善するために、整流回路の出力端と平滑用コン
デンサとの間にインダクタを直列的に挿入することが提
案されているが、インダクタとして低周波用の素子を用
いる必要があるので、形状が大きくなると共に、部品コ
ストが高価になるという欠点があった。
て用いられる電源装置は、商用交流電源をダイオードブ
リッジよりなる整流回路で全波整流し、整流回路から出
力される脈流電圧を平滑用コンデンサで平滑し、このコ
ンデンサに得られた直流電圧をインバータ回路の電源入
力端に印加していた。これにより、インバータ回路は平
滑された直流電圧で駆動され、放電灯負荷には略一定の
高周波電圧を供給できるようになっていた。しかしなが
ら、この従来例にあっては、容量の大きな平滑用コンデ
ンサが整流回路の出力端に並列接続されているので、電
源側から見て容量性負荷が接続されていることになり、
入力力率が悪くなるという欠点があった。そこで、入力
力率を改善するために、整流回路の出力端と平滑用コン
デンサとの間にインダクタを直列的に挿入することが提
案されているが、インダクタとして低周波用の素子を用
いる必要があるので、形状が大きくなると共に、部品コ
ストが高価になるという欠点があった。
【０００３】そこで、図１２に示すように、整流回路３
とインバータ回路４の間に、チョッパ型平滑回路６を挿
入することが提案されている。チョッパ型平滑回路６
は、チョッパ回路６０と平滑用コンデンサ６１とよりな
り、商用電源１からフィルター回路２を介して入力され
る交流電圧を全波整流する整流回路３から出力される脈
流電圧をスイッチングして、平滑用コンデンサ６１に直
流電圧を充電するものである。ここで、チョッパ回路６
０は、インダクタ６２と、スイッチング用のトランジス
タ６３と、トランジスタ６３の制御回路６４と、逆流阻
止用のダイオード６５とで構成され、平滑用コンデンサ
６１の両端電圧は商用電源電圧よりも高くなる。なお、
フィルター回路２は、コンデンサ２０とインダクタ２１
よりなる。また、負荷回路５は例えば放電灯と共振回路
を含み、インバータ回路４の高周波出力により振動電流
が流れる。
とインバータ回路４の間に、チョッパ型平滑回路６を挿
入することが提案されている。チョッパ型平滑回路６
は、チョッパ回路６０と平滑用コンデンサ６１とよりな
り、商用電源１からフィルター回路２を介して入力され
る交流電圧を全波整流する整流回路３から出力される脈
流電圧をスイッチングして、平滑用コンデンサ６１に直
流電圧を充電するものである。ここで、チョッパ回路６
０は、インダクタ６２と、スイッチング用のトランジス
タ６３と、トランジスタ６３の制御回路６４と、逆流阻
止用のダイオード６５とで構成され、平滑用コンデンサ
６１の両端電圧は商用電源電圧よりも高くなる。なお、
フィルター回路２は、コンデンサ２０とインダクタ２１
よりなる。また、負荷回路５は例えば放電灯と共振回路
を含み、インバータ回路４の高周波出力により振動電流
が流れる。
【０００４】この回路では、トランジスタ６３がオンさ
れたときに、インダクタ６２を介して整流回路３の出力
端から電流が流れるので、チョッパ回路６０を持たない
場合に比べると、入力力率が高くなる。また、インダク
タ６２として、高周波用の小型で安価な素子を用いるこ
とができるので、安価に構成できる。しかしながら、イ
ンバータ回路４の高周波出力電圧に含まれる低周波リッ
プルを低減させるには、チョッパ型平滑回路６を構成す
る平滑用の電解コンデンサ６１の容量を大きくする必要
があり、装置が大型になるという欠点があった。
れたときに、インダクタ６２を介して整流回路３の出力
端から電流が流れるので、チョッパ回路６０を持たない
場合に比べると、入力力率が高くなる。また、インダク
タ６２として、高周波用の小型で安価な素子を用いるこ
とができるので、安価に構成できる。しかしながら、イ
ンバータ回路４の高周波出力電圧に含まれる低周波リッ
プルを低減させるには、チョッパ型平滑回路６を構成す
る平滑用の電解コンデンサ６１の容量を大きくする必要
があり、装置が大型になるという欠点があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、商用電源からの入力力率を下げることなく、低周波
リップルの少ない高周波電圧を出力することができ、し
かも回路構成が簡単で安価な電源装置を提供することに
ある。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、商用電源からの入力力率を下げることなく、低周波
リップルの少ない高周波電圧を出力することができ、し
かも回路構成が簡単で安価な電源装置を提供することに
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置の基本
構成を図１に示す。この電源装置は、商用電源１を全波
整流する整流回路３と、整流回路３の出力電圧を平滑す
るチョッパ型平滑回路６と、その平滑出力により駆動さ
れて低周波リップルの少ない高周波電圧を出力するイン
バータ回路４とで構成されている。チョッパ型平滑回路
６は、第１のチョッパ回路６Ａと、第２のチョッパ回路
６Ｂと、平滑用のコンデンサＣ0 とで構成されている。
各チョッパ回路６Ａ，６Ｂはインダクタとスイッチング
素子を用いて構成され、整流回路３の出力電圧をインダ
クタを介してスイッチング素子に印加し、スイッチング
素子のオン時にインダクタに蓄積された電磁エネルギー
を、スイッチング素子のオフ時にコンデンサＣ0 に放出
し、その充電電圧をインバータ回路４に入力させるよう
に構成してある。
構成を図１に示す。この電源装置は、商用電源１を全波
整流する整流回路３と、整流回路３の出力電圧を平滑す
るチョッパ型平滑回路６と、その平滑出力により駆動さ
れて低周波リップルの少ない高周波電圧を出力するイン
バータ回路４とで構成されている。チョッパ型平滑回路
６は、第１のチョッパ回路６Ａと、第２のチョッパ回路
６Ｂと、平滑用のコンデンサＣ0 とで構成されている。
各チョッパ回路６Ａ，６Ｂはインダクタとスイッチング
素子を用いて構成され、整流回路３の出力電圧をインダ
クタを介してスイッチング素子に印加し、スイッチング
素子のオン時にインダクタに蓄積された電磁エネルギー
を、スイッチング素子のオフ時にコンデンサＣ0 に放出
し、その充電電圧をインバータ回路４に入力させるよう
に構成してある。
【０００７】
【作用】本発明の電源装置の作用を図２に示す。図１の
電源装置において、第１のチョッパ回路６Ａは図２のＴ
１で示す全期間で動作しており、第２のチョッパ回路６
Ｂは図２のＴ２で示す特定の期間でのみ動作している。
ここで、特定の期間Ｔ２とは、整流回路３の出力電圧が
所定の電圧以下となる期間である。このように、整流出
力電圧の谷の部分では、２つのチョッパ回路６Ａ，６Ｂ
が動作し、谷の部分でもコンデンサＣ0 が充分に充電さ
れるので、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもチ
ョッパ型平滑回路６の出力電圧の低周波リップルは増加
しない。
電源装置において、第１のチョッパ回路６Ａは図２のＴ
１で示す全期間で動作しており、第２のチョッパ回路６
Ｂは図２のＴ２で示す特定の期間でのみ動作している。
ここで、特定の期間Ｔ２とは、整流回路３の出力電圧が
所定の電圧以下となる期間である。このように、整流出
力電圧の谷の部分では、２つのチョッパ回路６Ａ，６Ｂ
が動作し、谷の部分でもコンデンサＣ0 が充分に充電さ
れるので、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもチ
ョッパ型平滑回路６の出力電圧の低周波リップルは増加
しない。
【０００８】
【実施例】図３は本発明の第１実施例の回路図である。
この回路は、商用電源１と、商用電源１の両端に電源ス
イッチＳＷを介して接続されたフィルター回路２と、フ
ィルター回路２の出力に接続された整流回路３と、整流
回路３の出力をコンデンサＣ0 に充電するチョッパ回路
６Ａ及び６Ｂと、コンデンサＣ0 に得られた直流電圧を
高周波電圧に変換するインバータ回路４とで構成されて
いる。
この回路は、商用電源１と、商用電源１の両端に電源ス
イッチＳＷを介して接続されたフィルター回路２と、フ
ィルター回路２の出力に接続された整流回路３と、整流
回路３の出力をコンデンサＣ0 に充電するチョッパ回路
６Ａ及び６Ｂと、コンデンサＣ0 に得られた直流電圧を
高周波電圧に変換するインバータ回路４とで構成されて
いる。
【０００９】ここで、フィルター回路２は、コンデンサ
２１，２３とトランス２２よりなり、商用交流周波数は
通過させ、高周波は阻止するように設計されている。ま
た、整流回路３はダイオードブリッジＤＢよりなり、入
力交流電圧を全波整流して出力する。
２１，２３とトランス２２よりなり、商用交流周波数は
通過させ、高周波は阻止するように設計されている。ま
た、整流回路３はダイオードブリッジＤＢよりなり、入
力交流電圧を全波整流して出力する。
【００１０】次に、インバータ回路４は、平滑用のコン
デンサＣ0 の両端間に直列的に接続されたトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 と、各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 に逆並列接続
されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 と、一方のトランジスタＱ
1 の両端にコンデンサＣ1 を介して接続された負荷回路
５とを含んでいる。負荷回路５は、放電灯のような負荷
Ｚと、これに並列接続されたコンデンサＣ2 と、これら
に直列接続されたインダクタＬ3 とからなる。インダク
タＬ3 には２次巻線ｎ2 が設けられており、１次巻線ｎ
1 に流れる負荷回路５の振動電流を一方のトランジスタ
Ｑ1のベース・エミッタ間に帰還している。このトラン
ジスタＱ1 は、上記振動電流で決まる所定の周期でオン
・オフ駆動される。また、他方のトランジスタＱ2 は、
図４に示す制御回路１０によりオン・オフ駆動される。
図３に示す回路では、トランジスタＱ1 の両端に直流カ
ット用のコンデンサＣ1 を介して負荷回路５を接続して
いるが、トランジスタＱ2 の両端に接続しても良い。
デンサＣ0 の両端間に直列的に接続されたトランジスタ
Ｑ1 ，Ｑ2 と、各トランジスタＱ1 ，Ｑ2 に逆並列接続
されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 と、一方のトランジスタＱ
1 の両端にコンデンサＣ1 を介して接続された負荷回路
５とを含んでいる。負荷回路５は、放電灯のような負荷
Ｚと、これに並列接続されたコンデンサＣ2 と、これら
に直列接続されたインダクタＬ3 とからなる。インダク
タＬ3 には２次巻線ｎ2 が設けられており、１次巻線ｎ
1 に流れる負荷回路５の振動電流を一方のトランジスタ
Ｑ1のベース・エミッタ間に帰還している。このトラン
ジスタＱ1 は、上記振動電流で決まる所定の周期でオン
・オフ駆動される。また、他方のトランジスタＱ2 は、
図４に示す制御回路１０によりオン・オフ駆動される。
図３に示す回路では、トランジスタＱ1 の両端に直流カ
ット用のコンデンサＣ1 を介して負荷回路５を接続して
いるが、トランジスタＱ2 の両端に接続しても良い。
【００１１】次に、チョッパ回路６Ａは、整流回路３の
直流出力端子に接続されたインダクタＬ1 とインバータ
回路４のダイオードＤ1 及びトランジスタＱ2 で構成さ
れ、チョッパ回路６Ｂは、整流回路３の直流出力端子に
接続されたインダクタＬ2 とダイオードＤ3 及びＭＯＳ
トランジスタＱ3 で構成されている。
直流出力端子に接続されたインダクタＬ1 とインバータ
回路４のダイオードＤ1 及びトランジスタＱ2 で構成さ
れ、チョッパ回路６Ｂは、整流回路３の直流出力端子に
接続されたインダクタＬ2 とダイオードＤ3 及びＭＯＳ
トランジスタＱ3 で構成されている。
【００１２】なお、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ3 、２端子
サイリスタＱ4 及びダイオードＤ6 は、インバータ回路
４を起動させるための起動回路である。コンデンサＣ3
は抵抗Ｒ1 を介して充電され、コンデンサＣ3 の電圧が
２端子サイリスタＱ4 のブレークオーバー電圧を越える
と、コンデンサＣ3 から２端子サイリスタＱ4 を介して
トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間に電流が流れ
て、インバータ回路４が起動される。インバータ回路４
の起動後は、トランジスタＱ2 がオンしたときに、コン
デンサＣ3 の電荷がダイオードＤ6 とトランジスタＱ2
を介して放電されるので、２端子サイリスタＱ4 がブレ
ークオーバーすることはなくなる。
サイリスタＱ4 及びダイオードＤ6 は、インバータ回路
４を起動させるための起動回路である。コンデンサＣ3
は抵抗Ｒ1 を介して充電され、コンデンサＣ3 の電圧が
２端子サイリスタＱ4 のブレークオーバー電圧を越える
と、コンデンサＣ3 から２端子サイリスタＱ4 を介して
トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間に電流が流れ
て、インバータ回路４が起動される。インバータ回路４
の起動後は、トランジスタＱ2 がオンしたときに、コン
デンサＣ3 の電荷がダイオードＤ6 とトランジスタＱ2
を介して放電されるので、２端子サイリスタＱ4 がブレ
ークオーバーすることはなくなる。
【００１３】図４は制御回路１０の回路図であり、端子
ａ，ｂ，ｃ，ｄを介して図３に示した主回路と接続され
ている。この制御回路１０は、トランジスタＱ1 のオフ
時点を検出する検出回路１１と、検出回路１１の検出出
力によりトリガー信号を発生するトリガー回路７と、ト
リガー回路７によりトリガーされてトランジスタＱ2 を
所定の時間オンさせる単安定マルチバイブレータ８とを
含んでいる。ここで、検出回路１１はトランジスタＱ2
の両端電圧を端子ｃを介して検出するための抵抗Ｒ11，
Ｒ12の直列回路よりなり、抵抗Ｒ12に得られた分圧電圧
をトリガー回路７に入力するものである。トリガー回路
７は、微分回路を構成するコンデンサＣ 5 と抵抗Ｒ
6 と、波形整形用の反転回路Ｎ1 ，Ｎ2 （例えば、日本
電気株式会社製造のμＰＤ４０４９Ｂ）で構成されてい
る。単安定マルチバイブレータ８は、汎用のタイマー回
路Ｍ1（例えば、日本電気株式会社製造のμＰＤ５５５
５Ｃ）と、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、コンデンサＣ6 ，Ｃ7 で構
成されている。なお、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 と抵抗Ｒ
9 は、トランジスタＱ2 の駆動回路を構成している。ま
た、抵抗Ｒ2 とコンデンサＣ4 は制御回路１０の電源回
路を構成しており、整流回路３の出力電圧を端子ａと接
続された降圧用の抵抗Ｒ2 を介してコンデンサＣ 4 に充
電することにより、直流低電圧を得ている。
ａ，ｂ，ｃ，ｄを介して図３に示した主回路と接続され
ている。この制御回路１０は、トランジスタＱ1 のオフ
時点を検出する検出回路１１と、検出回路１１の検出出
力によりトリガー信号を発生するトリガー回路７と、ト
リガー回路７によりトリガーされてトランジスタＱ2 を
所定の時間オンさせる単安定マルチバイブレータ８とを
含んでいる。ここで、検出回路１１はトランジスタＱ2
の両端電圧を端子ｃを介して検出するための抵抗Ｒ11，
Ｒ12の直列回路よりなり、抵抗Ｒ12に得られた分圧電圧
をトリガー回路７に入力するものである。トリガー回路
７は、微分回路を構成するコンデンサＣ 5 と抵抗Ｒ
6 と、波形整形用の反転回路Ｎ1 ，Ｎ2 （例えば、日本
電気株式会社製造のμＰＤ４０４９Ｂ）で構成されてい
る。単安定マルチバイブレータ８は、汎用のタイマー回
路Ｍ1（例えば、日本電気株式会社製造のμＰＤ５５５
５Ｃ）と、抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、コンデンサＣ6 ，Ｃ7 で構
成されている。なお、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 と抵抗Ｒ
9 は、トランジスタＱ2 の駆動回路を構成している。ま
た、抵抗Ｒ2 とコンデンサＣ4 は制御回路１０の電源回
路を構成しており、整流回路３の出力電圧を端子ａと接
続された降圧用の抵抗Ｒ2 を介してコンデンサＣ 4 に充
電することにより、直流低電圧を得ている。
【００１４】次に、制御回路９は、整流回路３の出力電
圧の谷の部分（電圧の低い期間）を検出し、この間、単
安定マルチバイブレータ８の出力によりチョッパ回路６
ＢのＭＯＳトランジスタＱ3 をオン・オフ制御するもの
である。この制御回路９は、整流回路３の出力電圧の谷
の部分を端子ａを介して検出するための抵抗Ｒ4 ，Ｒ 5
の直列回路と、基準電圧を発生するための抵抗Ｒ3 とツ
ェナーダイオードＺＤの直列回路と、抵抗Ｒ5 の電圧Ｖ
5 とツェナーダイオードＺＤの電圧Ｖｚを比較する電圧
比較器ＣＰと、電圧比較器ＣＰの出力により単安定マル
チバイブレータ８の出力信号をゲートするＡＮＤ回路Ａ
1 と、ＭＯＳトランジスタＱ3 の駆動用バッファ回路Ｂ
1 とで構成される。ここで、電圧比較器ＣＰは汎用のオ
ペアンプ（例えば、日本電気株式会社製造のμＰＣ４５
１）よりなり、Ｂ1 は汎用のバッファＩＣ（例えば、日
本電気株式会社製造のμＰＤ４０８１Ｂ）よりなる。
圧の谷の部分（電圧の低い期間）を検出し、この間、単
安定マルチバイブレータ８の出力によりチョッパ回路６
ＢのＭＯＳトランジスタＱ3 をオン・オフ制御するもの
である。この制御回路９は、整流回路３の出力電圧の谷
の部分を端子ａを介して検出するための抵抗Ｒ4 ，Ｒ 5
の直列回路と、基準電圧を発生するための抵抗Ｒ3 とツ
ェナーダイオードＺＤの直列回路と、抵抗Ｒ5 の電圧Ｖ
5 とツェナーダイオードＺＤの電圧Ｖｚを比較する電圧
比較器ＣＰと、電圧比較器ＣＰの出力により単安定マル
チバイブレータ８の出力信号をゲートするＡＮＤ回路Ａ
1 と、ＭＯＳトランジスタＱ3 の駆動用バッファ回路Ｂ
1 とで構成される。ここで、電圧比較器ＣＰは汎用のオ
ペアンプ（例えば、日本電気株式会社製造のμＰＣ４５
１）よりなり、Ｂ1 は汎用のバッファＩＣ（例えば、日
本電気株式会社製造のμＰＤ４０８１Ｂ）よりなる。
【００１５】図５乃至図７は本実施例の動作波形図であ
る。まず、図５はチョッパ回路６Ａ，６Ｂとその制御回
路９の動作波形図であり、（イ）は整流回路３の出力電
圧ＶｄとインダクタＬ1 に流れる電流Ｉ1 、（ロ）は抵
抗Ｒ5 の両端電圧Ｖ5 と基準電圧Ｖｚ、（ハ）は電圧比
較器ＣＰの出力電圧Ｖｃｐ、（ニ）は制御回路９の出力
電圧Ｖ9 、（ホ）は整流回路３の出力電圧Ｖｄとインダ
クタＬ2 に流れる電流Ｉ2 である。また、図５（ヘ）は
フィルター回路２によって平滑された交流の入力電流波
形である。
る。まず、図５はチョッパ回路６Ａ，６Ｂとその制御回
路９の動作波形図であり、（イ）は整流回路３の出力電
圧ＶｄとインダクタＬ1 に流れる電流Ｉ1 、（ロ）は抵
抗Ｒ5 の両端電圧Ｖ5 と基準電圧Ｖｚ、（ハ）は電圧比
較器ＣＰの出力電圧Ｖｃｐ、（ニ）は制御回路９の出力
電圧Ｖ9 、（ホ）は整流回路３の出力電圧Ｖｄとインダ
クタＬ2 に流れる電流Ｉ2 である。また、図５（ヘ）は
フィルター回路２によって平滑された交流の入力電流波
形である。
【００１６】次に、図６は検出回路１１とトリガー回路
７及び単安定マルチバイブレータ８の動作波形図であ
り、（イ）は抵抗Ｒ12の両端電圧Ｖ12、（ロ）は反転回
路Ｎ1 の出力電圧Ｖ5 、（ハ）は抵抗Ｒ6 の両端電圧Ｖ
6 、（ニ）は反転回路Ｎ2 から出力されるトリガー回路
７の出力電圧Ｖ7 である。（ホ）はタイマー回路Ｍ1 の
出力端子（３番ピン）から出力される単安定マルチバイ
ブレータ８の出力電圧Ｖ 8 である。
７及び単安定マルチバイブレータ８の動作波形図であ
り、（イ）は抵抗Ｒ12の両端電圧Ｖ12、（ロ）は反転回
路Ｎ1 の出力電圧Ｖ5 、（ハ）は抵抗Ｒ6 の両端電圧Ｖ
6 、（ニ）は反転回路Ｎ2 から出力されるトリガー回路
７の出力電圧Ｖ7 である。（ホ）はタイマー回路Ｍ1 の
出力端子（３番ピン）から出力される単安定マルチバイ
ブレータ８の出力電圧Ｖ 8 である。
【００１７】次に、図７はインバータ回路４の動作波形
図であり、（イ）はインバータ回路４のインダクタＬ3
に流れる振動電流Ｉ、（ロ）はインダクタＬ3 の２次巻
線ｎ 2 に誘起される電圧Ｖｎ2 、（ハ）はチョッパ回路
６ＡのインダクタＬ1 に流れるチョッパ電流Ｉ1 、
（ニ）はトランジスタＱ2 に流れる振動電流とチョッパ
電流の合成電流Ｉ2 、（ホ）は単安定マルチバイブレー
タ８の出力電圧Ｖ8 、（ヘ）は整流回路３の出力電圧が
低いときにチョッパ回路６Ｂ内のインダクタＬ2 に流れ
る電流波形である。
図であり、（イ）はインバータ回路４のインダクタＬ3
に流れる振動電流Ｉ、（ロ）はインダクタＬ3 の２次巻
線ｎ 2 に誘起される電圧Ｖｎ2 、（ハ）はチョッパ回路
６ＡのインダクタＬ1 に流れるチョッパ電流Ｉ1 、
（ニ）はトランジスタＱ2 に流れる振動電流とチョッパ
電流の合成電流Ｉ2 、（ホ）は単安定マルチバイブレー
タ８の出力電圧Ｖ8 、（ヘ）は整流回路３の出力電圧が
低いときにチョッパ回路６Ｂ内のインダクタＬ2 に流れ
る電流波形である。
【００１８】以下、図５乃至図７を用いて本実施例の動
作を説明する。まず、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ3 、２端
子サイリスタＱ4 よりなる起動回路によりトランジスタ
Ｑ2 がオンされる。トランジスタＱ2 がオンすると、抵
抗Ｒ12の両端電圧Ｖ12は図６（イ）のように立ち下が
る。これにより、反転回路Ｎ1 の出力Ｖ5 は図６（ロ）
に示すように立ち上がり、抵抗Ｒ6 の両端電圧Ｖ6 は図
６（ハ）に示すように立ち上がる。この電圧Ｖ6 が反転
回路Ｎ2 のスレショルド電圧を越えている間は、反転回
路Ｎ2 の出力Ｖ7 は図６（ニ）に示すようにＬｏｗレベ
ルとなる。この図６（ニ）に示す信号により単安定マル
チバイブレータ８がトリガーされ、その出力Ｖ8 がＨｉ
ｇｈレベルになる。単安定マルチバイブレータ８の出力
（タイマー回路Ｍ1 の３番ピン）がＨｉｇｈレベルとな
っている時間Ｔは、抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ7 の時定数
により決まる。図６（ホ）の信号によりトランジスタＱ
2 はオンし、図７（ニ）に示すような電流Ｉ2 がトラン
ジスタＱ2 に流れ、所定時間Ｔの経過後にトランジスタ
Ｑ2 はオフする。トランジスタＱ2 のオン期間中には、
チョッパ回路６Ａと、インバータ回路４からの合成電流
が流れる。一方、インバータ回路４のインダクタＬ3 に
巻かれた２次巻線ｎ2 には、図７（ロ）に示すような電
圧Ｖｎ2 が誘起され、トランジスタＱ1 がオン・オフさ
れる。トランジスタＱ2 のオフ期間中には、トランジス
タＱ2 のオン期間に、チョッパ回路６Ａ内のインダクタ
Ｌ1 に蓄積されたエネルギーが、コンデンサＣ0 にダイ
オードＤ 1 を通して放出され、コンデンサＣ0 が充電さ
れる。また、整流回路３の出力電圧が低い期間では、図
５（ニ）に示す制御回路９の出力Ｖ9 によりチョッパ回
路６ＢのＭＯＳトランジスタＱ3 がオン・オフ動作し
て、インダクタＬ2 にエネルギーが蓄積され、このエネ
ルギーがＭＯＳトランジスタＱ3 のオフ期間中にダイオ
ードＤ3 を通して放出され、コンデンサＣ0 が充電され
る。このチョッパ回路６Ｂにより整流回路３の出力電圧
が低い期間でもコンデンサＣ0 が充分に充電されるの
で、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもコンデン
サＣ0の両端電圧のリップルは増加しないから、コンデ
ンサＣ0 を小型化できる。
作を説明する。まず、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ3 、２端
子サイリスタＱ4 よりなる起動回路によりトランジスタ
Ｑ2 がオンされる。トランジスタＱ2 がオンすると、抵
抗Ｒ12の両端電圧Ｖ12は図６（イ）のように立ち下が
る。これにより、反転回路Ｎ1 の出力Ｖ5 は図６（ロ）
に示すように立ち上がり、抵抗Ｒ6 の両端電圧Ｖ6 は図
６（ハ）に示すように立ち上がる。この電圧Ｖ6 が反転
回路Ｎ2 のスレショルド電圧を越えている間は、反転回
路Ｎ2 の出力Ｖ7 は図６（ニ）に示すようにＬｏｗレベ
ルとなる。この図６（ニ）に示す信号により単安定マル
チバイブレータ８がトリガーされ、その出力Ｖ8 がＨｉ
ｇｈレベルになる。単安定マルチバイブレータ８の出力
（タイマー回路Ｍ1 の３番ピン）がＨｉｇｈレベルとな
っている時間Ｔは、抵抗Ｒ8 とコンデンサＣ7 の時定数
により決まる。図６（ホ）の信号によりトランジスタＱ
2 はオンし、図７（ニ）に示すような電流Ｉ2 がトラン
ジスタＱ2 に流れ、所定時間Ｔの経過後にトランジスタ
Ｑ2 はオフする。トランジスタＱ2 のオン期間中には、
チョッパ回路６Ａと、インバータ回路４からの合成電流
が流れる。一方、インバータ回路４のインダクタＬ3 に
巻かれた２次巻線ｎ2 には、図７（ロ）に示すような電
圧Ｖｎ2 が誘起され、トランジスタＱ1 がオン・オフさ
れる。トランジスタＱ2 のオフ期間中には、トランジス
タＱ2 のオン期間に、チョッパ回路６Ａ内のインダクタ
Ｌ1 に蓄積されたエネルギーが、コンデンサＣ0 にダイ
オードＤ 1 を通して放出され、コンデンサＣ0 が充電さ
れる。また、整流回路３の出力電圧が低い期間では、図
５（ニ）に示す制御回路９の出力Ｖ9 によりチョッパ回
路６ＢのＭＯＳトランジスタＱ3 がオン・オフ動作し
て、インダクタＬ2 にエネルギーが蓄積され、このエネ
ルギーがＭＯＳトランジスタＱ3 のオフ期間中にダイオ
ードＤ3 を通して放出され、コンデンサＣ0 が充電され
る。このチョッパ回路６Ｂにより整流回路３の出力電圧
が低い期間でもコンデンサＣ0 が充分に充電されるの
で、コンデンサＣ0 の容量を小さく設定してもコンデン
サＣ0の両端電圧のリップルは増加しないから、コンデ
ンサＣ0 を小型化できる。
【００１９】図８は本発明の第２実施例に用いる制御回
路の回路図である。主回路の構成は、図３に示した第１
実施例と同様である。本実施例では、汎用のタイマー回
路Ｍ 2 （例えば、日本電気株式会社製造のμＰＤ５５５
５）よりなる無安定マルチバイブレータを備えている。
このタイマー回路Ｍ2 は、上述の第１実施例に用いたタ
イマー回路Ｍ1 と同じものであり、トリガー端子（２番
ピン）が制御電源電圧Ｖｃｃの（１／３）以下になる
と、トリガーされて出力端子（３番ピン）がＨｉｇｈレ
ベルとなり、放電端子（７番ピン）が高インピーダンス
となる。また、スレショルド端子（６番ピン）が制御電
源電圧Ｖｃｃの（２／３）になると、出力端子（３番ピ
ン）がＬｏｗレベルとなり、放電端子（７番ピン）もＬ
ｏｗレベルとなる。電源端子（８番ピン）とアース端子
（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加され
ている。また、リセット端子（４番ピン）は電源端子
（８番ピン）に接続されており、周波数制御端子（５番
ピン）はデカップリングコンデンサＣ8 を介してアース
端子（１番ピン）に接続されている。タイマー回路Ｍ2
の時定数回路を構成する抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13とコンデン
サＣ9 の直列回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加され
ている。抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13の接続点は、タイマー回路
Ｍ2 の放電端子（７番ピン）に接続されており、抵抗Ｒ
13とコンデンサＣ 9 の接続点は、タイマー回路Ｍ2 のス
レショルド端子（６番ピン）及びトリガー端子（２番ピ
ン）に接続されており、これによって、タイマー回路Ｍ
2 は無安定マルチバイブレータとして動作するものであ
る。その発振周波数は、抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13とコンデン
サＣ9 により決定される。本実施例では、このタイマー
回路Ｍ2 よりなる無安定マルチバイブレータを用いて、
チョッパ回路６Ｂ内のＭＯＳトランジスタＱ3 をオン・
オフ駆動する制御信号を作成している。なお、その他の
構成については、第１実施例と同様であり、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ3 に制御信号が与えられるのは、電圧比較器
ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる期間（整流出力の谷
の部分）のみである。
路の回路図である。主回路の構成は、図３に示した第１
実施例と同様である。本実施例では、汎用のタイマー回
路Ｍ 2 （例えば、日本電気株式会社製造のμＰＤ５５５
５）よりなる無安定マルチバイブレータを備えている。
このタイマー回路Ｍ2 は、上述の第１実施例に用いたタ
イマー回路Ｍ1 と同じものであり、トリガー端子（２番
ピン）が制御電源電圧Ｖｃｃの（１／３）以下になる
と、トリガーされて出力端子（３番ピン）がＨｉｇｈレ
ベルとなり、放電端子（７番ピン）が高インピーダンス
となる。また、スレショルド端子（６番ピン）が制御電
源電圧Ｖｃｃの（２／３）になると、出力端子（３番ピ
ン）がＬｏｗレベルとなり、放電端子（７番ピン）もＬ
ｏｗレベルとなる。電源端子（８番ピン）とアース端子
（１番ピン）の間には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加され
ている。また、リセット端子（４番ピン）は電源端子
（８番ピン）に接続されており、周波数制御端子（５番
ピン）はデカップリングコンデンサＣ8 を介してアース
端子（１番ピン）に接続されている。タイマー回路Ｍ2
の時定数回路を構成する抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13とコンデン
サＣ9 の直列回路には、制御電源電圧Ｖｃｃが印加され
ている。抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13の接続点は、タイマー回路
Ｍ2 の放電端子（７番ピン）に接続されており、抵抗Ｒ
13とコンデンサＣ 9 の接続点は、タイマー回路Ｍ2 のス
レショルド端子（６番ピン）及びトリガー端子（２番ピ
ン）に接続されており、これによって、タイマー回路Ｍ
2 は無安定マルチバイブレータとして動作するものであ
る。その発振周波数は、抵抗Ｒ10と抵抗Ｒ13とコンデン
サＣ9 により決定される。本実施例では、このタイマー
回路Ｍ2 よりなる無安定マルチバイブレータを用いて、
チョッパ回路６Ｂ内のＭＯＳトランジスタＱ3 をオン・
オフ駆動する制御信号を作成している。なお、その他の
構成については、第１実施例と同様であり、ＭＯＳトラ
ンジスタＱ3 に制御信号が与えられるのは、電圧比較器
ＣＰの出力がＨｉｇｈレベルとなる期間（整流出力の谷
の部分）のみである。
【００２０】図９は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例は、図３に示した実施例において、インバ
ータ回路の負荷に、降圧用のステップダウントランスＴ
1 と整流用のダイオードＤ5 ，Ｄ4 、平滑用のコンデン
サＣ10を設け、負荷Ｚに直流電圧を供給するようにした
ものである。本実施例に使用する制御回路は、図４又は
図８に示すいずれの構成でも構わない。
る。本実施例は、図３に示した実施例において、インバ
ータ回路の負荷に、降圧用のステップダウントランスＴ
1 と整流用のダイオードＤ5 ，Ｄ4 、平滑用のコンデン
サＣ10を設け、負荷Ｚに直流電圧を供給するようにした
ものである。本実施例に使用する制御回路は、図４又は
図８に示すいずれの構成でも構わない。
【００２１】図１０は本発明の第４実施例の回路図であ
り、図１１はその制御回路の回路図である。本実施例で
は、インバータ回路とチョッパ回路とでスイッチング素
子を共用していない。まず、第１のチョッパ回路は、イ
ンダクタＬ1とダイオードＤ 7 、ＭＯＳトランジスタＱ
7 よりなり、端子ｅを介してタイマー回路Ｍ2 よりなる
無安定マルチバイブレータから与えられる制御信号によ
り常に動作する。次に、第２のチョッパ回路は、インダ
クタＬ2 とダイオードＤ3 、ＭＯＳトランジスタＱ3 よ
りなり、端子ｂを介して与えられる制御信号により商用
電源１の瞬時電圧の絶対値が所定値以下の期間（整流出
力の谷の部分）でのみ動作する。なお、本実施例では、
インバータ回路として、可飽和の電流トランスＴ0 を用
いた自励式のインバータ回路を用いている。
り、図１１はその制御回路の回路図である。本実施例で
は、インバータ回路とチョッパ回路とでスイッチング素
子を共用していない。まず、第１のチョッパ回路は、イ
ンダクタＬ1とダイオードＤ 7 、ＭＯＳトランジスタＱ
7 よりなり、端子ｅを介してタイマー回路Ｍ2 よりなる
無安定マルチバイブレータから与えられる制御信号によ
り常に動作する。次に、第２のチョッパ回路は、インダ
クタＬ2 とダイオードＤ3 、ＭＯＳトランジスタＱ3 よ
りなり、端子ｂを介して与えられる制御信号により商用
電源１の瞬時電圧の絶対値が所定値以下の期間（整流出
力の谷の部分）でのみ動作する。なお、本実施例では、
インバータ回路として、可飽和の電流トランスＴ0 を用
いた自励式のインバータ回路を用いている。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、商用電源を入力とし、
常に動作する第１のチョッパ回路と、商用電源の低電圧
期間にのみ動作する第２のチョッパ回路を介して平滑用
のコンデンサを充電し、このコンデンサに得られる直流
電圧をインバータ回路により高周波に変換して負荷に供
給するようにしたので、商用電源からの入力力率を悪く
することなく、略一定の低リップルの高周波電圧を出力
することができ、平滑用のコンデンサの容量を低減で
き、コンデンサを小型化できるという効果がある。
常に動作する第１のチョッパ回路と、商用電源の低電圧
期間にのみ動作する第２のチョッパ回路を介して平滑用
のコンデンサを充電し、このコンデンサに得られる直流
電圧をインバータ回路により高周波に変換して負荷に供
給するようにしたので、商用電源からの入力力率を悪く
することなく、略一定の低リップルの高周波電圧を出力
することができ、平滑用のコンデンサの容量を低減で
き、コンデンサを小型化できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の作用説明のための波形図である。
【図３】本発明の第１実施例の回路図である。
【図４】本発明の第１実施例に用いる制御回路の回路図
である。
である。
【図５】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図６】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図７】本発明の第１実施例の動作波形図である。
【図８】本発明の第２実施例に用いる制御回路の回路図
である。
である。
【図９】本発明の第３実施例の回路図である。
【図１０】本発明の第４実施例の回路図である。
【図１１】本発明の第４実施例に用いる制御回路の回路
図である。
図である。
【図１２】従来例の回路図である。
１ 商用電源 ２ フィルター回路 ３ 整流回路 ４ インバータ回路 ５ 負荷回路 ６ チョッパ型平滑回路 ６Ａ 第１のチョッパ回路 ６Ｂ 第２のチョッパ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 江里口 裕康 大阪府門真市大字門真1048番地 松下電工 株式会社内
Claims (1)
- 【請求項１】 商用電源を全波整流する整流回路と、
整流回路の出力を平滑する平滑回路と、平滑回路の出力
にて駆動されて低周波リップルの少ない高周波電圧を出
力するインバータ回路とよりなる電源装置において、整
流回路の出力を第１のインダクタを介して第１のスイッ
チング素子に印加し、第１のスイッチング素子のオン時
に第１のインダクタに蓄積された電磁エネルギーを第１
のスイッチング素子のオフ時に平滑用コンデンサに供給
する第１のチョッパ回路よりなる平滑回路と、整流回路
の出力を第２のインダクタを介して第２のスイッチング
素子に印加し、第２のスイッチング素子のオン時に第２
のインダクタに蓄積された電磁エネルギーを第２のスイ
ッチング素子のオフ時に平滑用コンデンサに供給する第
２のチョッパ回路よりなる平滑回路とを備え、第１のチ
ョッパ回路は商用電源周期の全期間にわたり常に動作
し、第２のチョッパ回路は商用電源の瞬時電圧の絶対値
が所定値以下の期間に動作するように構成されているこ
とを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3281674A JPH05122938A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3281674A JPH05122938A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122938A true JPH05122938A (ja) | 1993-05-18 |
Family
ID=17642403
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3281674A Pending JPH05122938A (ja) | 1991-10-28 | 1991-10-28 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05122938A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010246254A (ja) * | 2009-04-06 | 2010-10-28 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置の制御手段 |
| CN107453416A (zh) * | 2016-06-01 | 2017-12-08 | 环达电脑(上海)有限公司 | 充电桩的供能方法 |
| CN110784114A (zh) * | 2019-11-14 | 2020-02-11 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种用于非隔离式ac-dc电压变换系统的电压变换电路及变换方法 |
| CN111245225A (zh) * | 2020-01-20 | 2020-06-05 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种电源变换系统及其控制电路和电流调节方法 |
| RU2771461C1 (ru) * | 2021-01-18 | 2022-05-04 | Общество с ограниченной ответственностью "Надежные технические решения" (ООО "НТР") | Блок питания с токовым входом |
-
1991
- 1991-10-28 JP JP3281674A patent/JPH05122938A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010246254A (ja) * | 2009-04-06 | 2010-10-28 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置の制御手段 |
| CN107453416A (zh) * | 2016-06-01 | 2017-12-08 | 环达电脑(上海)有限公司 | 充电桩的供能方法 |
| CN110784114A (zh) * | 2019-11-14 | 2020-02-11 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种用于非隔离式ac-dc电压变换系统的电压变换电路及变换方法 |
| CN110784114B (zh) * | 2019-11-14 | 2021-03-23 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种用于非隔离式ac-dc电压变换系统的电压变换电路及变换方法 |
| US11513545B2 (en) | 2019-11-14 | 2022-11-29 | Hangzhou Kiwi Instruments Corporation | Voltage converting circuit and associated chip package and converting method |
| CN111245225A (zh) * | 2020-01-20 | 2020-06-05 | 杭州必易微电子有限公司 | 一种电源变换系统及其控制电路和电流调节方法 |
| RU2771461C1 (ru) * | 2021-01-18 | 2022-05-04 | Общество с ограниченной ответственностью "Надежные технические решения" (ООО "НТР") | Блок питания с токовым входом |
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