EP1654913B1 - Vorschaltgerät für mindestens eine hochdruckentladungslampe, betriebsverfahren und beleuchtungssystem für eine hochdruckentladungslampe - Google Patents

Vorschaltgerät für mindestens eine hochdruckentladungslampe, betriebsverfahren und beleuchtungssystem für eine hochdruckentladungslampe Download PDF

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EP1654913B1
EP1654913B1 EP04738920A EP04738920A EP1654913B1 EP 1654913 B1 EP1654913 B1 EP 1654913B1 EP 04738920 A EP04738920 A EP 04738920A EP 04738920 A EP04738920 A EP 04738920A EP 1654913 B1 EP1654913 B1 EP 1654913B1
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EP
European Patent Office
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pressure discharge
voltage
discharge lamp
converter
class
Prior art date
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EP04738920A
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English (en)
French (fr)
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EP1654913A1 (de
Inventor
Bernhard Siessegger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
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    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc

Definitions

  • the invention relates to a ballast for at least one high-pressure discharge lamp according to the preamble of patent claim 1 and an operating method for at least one high-pressure discharge lamp and a lighting system.
  • ballast is for example in the European patent application EP 0 386 990 A2 disclosed.
  • This document describes a ballast, which allows the operation of a metal halide high-pressure discharge lamp with a frequency-modulated voltage, which may be formed, among other things, substantially sinusoidal and whose carrier frequency is in the range of 20 kilohertz to 80 kilohertz.
  • the ballast is designed in two stages. It consists essentially of a boost converter with a downstream inverter, which acts on the lamp with an alternating current.
  • the ignition device consists essentially of a built-up of several diodes and capacitors cascade circuit for voltage multiplication.
  • the FR 2 674 723 discloses a circuit arrangement for operating a high-pressure discharge lamp, in particular a vehicle headlamp. This circuit arrangement enables the operation of the high-pressure discharge lamp with a reduced number of high-voltage-carrying components.
  • the ballast according to the invention for operating at least one high-pressure discharge lamp has a voltage converter for generating a substantially sinusoidal alternating current, which is designed according to the invention as a class E converter.
  • a class E converter is here a converter according to the publication " Class E - A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers "by Nathan O. Sokal and Alan D. Sokal in the IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, June 1975 Understood.
  • the basic scheme of such a class E-converter is in FIG. 20 displayed.
  • a largely sinusoidal alternating current for the at least one high-pressure discharge lamp can be generated in a simple manner. It requires no complex bridge circuits with two or more electronic switches and their control required.
  • the operation of the at least one high-pressure discharge lamp with a substantially sinusoidal alternating current has the advantage that it has no or only a very small harmonic content and therefore no acoustic resonances are excited in the discharge medium of the high-pressure discharge lamp when the frequency of the alternating current is outside the acoustic resonances , Due to the very low harmonic content of the largely sinusoidal alternating current, the effort in the radio interference suppression of the ballast is also low.
  • the sinusoidal lamp current allows a stable, in particular flicker-free lamp operation.
  • the operation of the high-pressure discharge lamp with an alternating current of high frequency of preferably greater than 100 kilohertz allows miniaturization of the ballast according to the invention, so that it can be accommodated in the lamp base.
  • the ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp is problematic because the inductance of the ignition transformer is on the order of the lamp impedance and is no longer negligible. It is known in such a case to ignite the gas discharge by means of a pulse ignition device via an auxiliary electrode of the high-pressure discharge lamp, as for example in the European published patent application EP-A 0 868 833 disclosed.
  • the inductance of the secondary winding of the ignition transformer no longer forms a parasitic element, but a functional part of the designed as a class E converter voltage converter and not only during the ignition phase of the high pressure discharge lamp, but during the entire lamp operation.
  • the ballast according to the invention is particularly well suited to the operation of low-pressure discharge lamps, such as high-pressure discharge lamps in motor vehicle headlights or in projection applications, the electrical power between 25 watts and 35 watts, and in particular of high pressure discharge lamps comparatively low burning voltage of less than or equal to 100 volts, or even less than or equal to 50 volts, as with mercury-free metal halide high pressure discharge lamps for power vehicle headlights.
  • the ballasts of these lamps are operated on the vehicle electrical system voltage of the motor vehicle.
  • the voltage load of the controllable switch of the invention designed as a class E converter voltage converter can be kept correspondingly low during operation of the aforementioned high-pressure discharge lamps with low burning voltage, although at a duty cycle of 0.5 of the controllable switch about 3.6 times the value reaches the input voltage of the voltage converter.
  • the inventively designed as a class E converter voltage converter of the ballast according to the invention is supplied with a DC voltage and advantageously has the features described below.
  • an inductance and the switching path of a controllable switch are connected between the DC voltage inputs of this voltage converter or between its positive DC voltage input and the ground potential.
  • Antiparallel to the switching path of this switch a diode is arranged. Anti-parallel means that the diode is reverse-connected with respect to the direct current provided by the DC voltage source at the DC input of the class E converter.
  • a parallel circuit to the capacitance is designed as a series resonant circuit, to which the load to be operated is coupled.
  • the series resonant circuit consists in the simplest case of a coil and a capacitor.
  • the aforementioned inductance at the DC voltage input of the voltage converter is preferably dimensioned such that it operates as a constant current source and the current flowing in the closed state over the switching path of the controllable switch or in the open state via the capacitance current from a direct current and a sinusoidal alternating current, of the Series resonant circuit is generated, composed.
  • the controllable switch is preferably switched with a clock frequency which is greater than the resonance frequency of the series resonant circuit to ensure that no voltage is applied to the controllable switch during the switching operations and the switching losses of the switch are correspondingly low.
  • the antiparallel arranged diode prevents a negative voltage builds up over the switching path of the controllable switch of the class E converter.
  • the ballast according to the invention preferably also comprises an ignition device for igniting the gas discharge in the high-pressure discharge lamp.
  • This ignition device can be arranged in the same housing as all other components of the ballast or spatially separated, for example, in the lamp base of the high-pressure discharge lamp.
  • the ignition device is advantageously coupled to its power supply to an inductor, preferably to the operating during lamp operation as a constant current source inductance of the class E converter.
  • This inductance of the class E converter is advantageously designed for this purpose as an autotransformer, in particular if a high supply voltage is required for the ignition device.
  • the ignition device is designed as a pulse ignition device, often referred to in the literature as overlay ignition device.
  • the pulse ignition device has a compact construction and can therefore easily into the lamp base of the high pressure discharge lamp to get integrated.
  • the secondary winding of the ignition transformer of the pulse ignition device can be formed as part of the series resonant circuit of the class E converter. The inductance of the aforementioned secondary winding is thus also utilized for the series resonant circuit of the class E converter.
  • the capacitance of the class E converter connected in parallel to the switching path of the controllable switch and the capacitance of the series resonant circuit keep the ignition voltage pulses away from the switch of the class E converter, because they can be regarded as short-circuiting for the ignition voltage pulses.
  • a voltage-limiting component can additionally be used in parallel with the switch or in parallel with the series connection of secondary winding of the ignition transformer and lamp.
  • a voltage-limiting component for example, a Zener diode, a suppressor diode or a gas-filled surge arrester can be used.
  • the ignition device can also be designed as a DC voltage ignition device or as a resonance ignition device.
  • Gleichtheseszündvorraum is advantageously used for very high operating frequencies of the class E converter and also has the advantage that it can be coupled during the ignition phase of the high pressure discharge lamp to the capacitance of the series resonant circuit of the class E converter.
  • the electrical connections of the at least one high-pressure discharge lamp can be arranged directly in the series resonant circuit of the class E converter or can be inductively coupled to the aforementioned series resonant circuit by means of a transformer.
  • a transformer By means of this transformer, an impedance matching of the high pressure discharge lamp can be made to the class E converter and also a galvanic isolation between the high pressure discharge lamp and the class E converter can be achieved.
  • any DC voltage source can be used, for example, in the case of a motor vehicle headlight high-pressure discharge lamp, the battery or the alternator of a motor vehicle.
  • the converter designed as a class E converter is preceded by a step-up converter in order to supply the Class E converter with a stable DC input voltage and regulate the electrical power consumption of the high-pressure discharge lamp via the regulation of the DC input voltage of the class E converter can.
  • the DC voltage supply of the class E converter obtained, for example, by rectification of the AC line voltage
  • a boost converter and a buck converter for stabilizing the supply voltage of the class E converter can be used.
  • the power consumption of the high-pressure discharge lamp is advantageously regulated via the height of the supply voltage of the class E converter, in order to ensure the formation of a stable discharge arc.
  • the components of the ionizable filling of the high pressure discharge lamp evaporate.
  • the high pressure discharge lamp can be operated in this way with significantly increased power during the transition phase.
  • an adaptation of the class E converter to the changing during the different phases of operation impedance of the high pressure discharge lamp is achieved become.
  • a power control of the high-pressure discharge lamp is also possible via the switching frequency or the duty cycle of the controllable switch of the class E converter.
  • the switching frequency and the duty cycle should be selected such that no voltage is applied to the controllable switch of the class E converter during the switching operations.
  • the switch of the class-E converter is advantageously switched such that a resonance-elevated voltage is provided at the inductance, which is arranged at the DC input becomes.
  • This resonance-boosted voltage can advantageously be used to supply the ignition device.
  • the ballast according to the invention makes it possible with simple means to generate a largely sinusoidal alternating lamp current.
  • the lamp is operated with a substantially sinusoidal alternating current whose frequency is slightly above the resonant frequency of the series resonant circuit of the class E converter.
  • the components of the series resonant circuit of the class E converter are preferably matched to the geometry of the discharge vessel and the distance of the electrodes of the high pressure discharge lamp, that the resonance frequency of the series resonant circuit of the class E converter is in a frequency range, free of acoustic resonances of the high pressure discharge lamp is.
  • the resonant frequency lies in a frequency window that is either above the acoustic resonances or located between two adjacent acoustic resonances. This ensures that no acoustic resonances are excited in the high-pressure discharge lamp, because the switching frequency of the class E converter is slightly above the resonant frequency during stationary lamp operation. As a result, a frequency modulation of the lamp current is not necessarily required.
  • the discharge vessel is cylindrical at least in the region of the gas discharge.
  • the aspect ratio that is, the ratio of electrode spacing and inner diameter of the cylindrical portion of the discharge vessel, is preferably greater than 0.86, and more preferably greater than 2. This shifts the longitudinal acoustic resonance to a low frequency and provides sufficiently wide frequency ranges that are free from acoustic resonances.
  • FIG. 1 schematically shows the circuit diagram of the ballast according to the first embodiment of the invention.
  • This ballast has a DC input with two DC voltage terminals which are connected to the voltage output of a DC voltage source 100.
  • the positive DC voltage connection is connected via an inductance 101 and the switching path of a controllable switch 102 to the negative DC voltage connection or to the internal circuit ground potential.
  • a diode 103 is connected.
  • a capacitor 104 is connected in a parallel circuit to the capacitor 104.
  • the capacitor 105 and the secondary winding 106 b of a transformer 106 are arranged.
  • the capacitor 105 and the secondary winding 106b form a series resonant circuit.
  • electrical connections for a high-pressure discharge lamp LP1 are arranged, so that when the lamp LP1 is connected, its discharge path is connected serially in the series resonant circuit.
  • an ignition device 107 is provided which has an ignition transformer 106 with a primary winding 106a and a secondary winding 106b.
  • the required ignition voltage is provided at the electrode of the high-pressure discharge lamp connected to the secondary winding 106b.
  • the ignition device 107 may be formed, for example, as a pulse ignition device.
  • FIG. 2 illustrated second embodiment of the ballast according to the invention differs from the first embodiment in that the high-pressure discharge lamp LP2 is not directly connected in the series resonant circuit of the class E converter, but is coupled via a transformer 208 to the aforementioned series resonant circuit.
  • the transformer 208 with primary winding 208a and secondary winding 208b serves to match the impedance of the lamp LP2 to the class E converter and to electrically isolate the lamp LP2 from the class E converter. Due to the impedance matching, it is also possible to operate high-pressure discharge lamps, which have an operating voltage that deviates greatly from the supply voltage of the class E converter, on the class E converter.
  • the arrangement and function of the components 200, 201, 202, 203, 204 and 205 corresponds to the arrangement and function of the components 100, 101, 102, 103, 104 and 105 of the first embodiment.
  • the ignition device 207 may also be formed as a pulse ignition device. It has an ignition transformer 206 with a primary winding 206a and a secondary winding 206b, wherein the secondary winding 206b is connected together with the high-pressure discharge lamp LP2 in the secondary circuit of the transformer 208. The connected to the secondary winding 206b electrode of the high pressure discharge lamp LP2 is applied during the ignition phase with high voltage pulses.
  • the transmission ratio of the transformer 208 and the value of the capacitance 205 and the inductance of the secondary winding 206b of the ignition transformer 206 must be taken into account.
  • the transformer 208 may be used for impedance matching in different ways in the circuit according to the FIG. 1 are inserted to get to the second embodiment.
  • the primary winding 208a of the transformer 208 may be inserted at the node between the capacitor 105 and the secondary winding 106b and the node between the capacitor 104 and the high pressure discharge lamp LP1, as in FIG FIG. 2 is shown.
  • the primary winding 208a of the transformer 208 may be inserted at the node between the secondary winding 106b and the high pressure discharge lamp LP1 and the node between the capacitor 104 and the high pressure discharge lamp LP1 (not shown). In the latter case, the transformer 208 may contribute to an increase in the ignition voltage.
  • FIG. 3 illustrated third embodiment of the ballast according to the invention is largely identical to the first embodiment.
  • the only difference between the two embodiments is in the voltage supply of the igniter 307.
  • the igniter 307 is powered by the class E converter.
  • a voltage input of the ignition device 307 is connected to the node between the inductance 301, the controllable switch 302 and capacitor 304 and the other voltage input connected to the ground potential or to the negative DC input of the class E converter.
  • Illustrated fourth embodiment of the ballast according to the invention differs from the third Ausunmgsbeispiel only by the use of an autotransformer 401 instead of the inductor 301.
  • the autotransformer has only one winding with two winding sections 401a and 401b.
  • the first winding section 401a is connected in the class E converter and performs the same function as the inductance 301 of the third embodiment.
  • the second winding section 401b is connected to a voltage input of the ignition device 407 and serves to supply voltage to the ignition device 407.
  • the center tap between the two winding sections 401a, 401b is connected to the node between the switch 402, the cathode of the diode 403 and the capacitor 404.
  • the other voltage input of the ignition device is connected to the ground potential or to the negative DC voltage connection of the DC voltage source 400.
  • the arrangement and function of the components 400, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b and LP4 are identical to the arrangement and function of the corresponding components 300, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b and LP3 of the third embodiment.
  • a symmetrical voltage doubler circuit or a cascade circuit for supplying power to the ignition device may be connected in front of the ignition device if the voltage generated by the class E converter is insufficient.
  • Illustrated fifth exemplary embodiment of the ballast according to the invention is largely identical to the fourth embodiment. It shows in contrast to the fourth embodiment details of a pulse ignition device and has an additional capacitor 511, which is connected in parallel with the DC input of the class E converter. The capacitor 511 substantially prevents a current from being fed back to the DC power source 500 from the autotransformer 501.
  • the primary winding 501a of the autotransformer 501 and the capacitor 504 form a series resonant circuit because the circuit is interrupted in parallel with the capacitor 504 consisting of the components 505, 506b and LP5 due to the non-conductive discharge path of the high-pressure discharge lamp LP5 , Since the voltage across the capacitor 504 during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP5 in the blocking phase of the switch 502 can become greater than the supply voltage, there may be a temporary reversal of the current flow in the inductor 501a.
  • the Impulszündvorraum consists of the ignition transformer 506, the ignition capacitor 507, the spark gap 508, the resistor 509 and the rectifier diode 510th
  • the voltage input of the pulse igniter is via the winding 501b of the autotransformer with the node between the switch 502, the diode 503 and the capacitor 504th connected.
  • the other voltage input, that is, the node between the ignition capacitor and the primary winding 506a of the ignition transformer 506 is connected to the ground potential or to the negative DC voltage terminal of the DC voltage source 500.
  • the arrangement and function of the components 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b and LP5 agrees with the arrangement and function of the corresponding components 400, 401, 401a, 401b, 402, 403 , 404, 405, 406, 406a, 406b and LP4 of the fourth embodiment.
  • the ignition capacitor 507 is charged by means of the DC voltage source and the autotransformer 501 via the diode 510 and the resistor 509 to the breakdown voltage of the spark gap 508.
  • the capacitor 507 Upon reaching the breakdown voltage, the capacitor 507 discharges intermittently across the spark gap 508, the discharge current flowing through the primary winding 506a of the ignition transformer 506. Due to the high gear ratio In the secondary winding 506b high-voltage pulses are induced for the electrode of the high-pressure discharge lamp LP5 which is connected to the secondary winding 506b and lead to the ignition of the gas discharge in the lamp LP5. During steady state lamp operation, the firing capacitor 507 is not charged sufficiently to initiate a spark gap 508 breakthrough.
  • FIG. 6 illustrated sixth embodiment of the ballast according to the invention is identical to the fifth embodiment.
  • the arrangement and function of the components 600, 601, 601a, 601b, 602, 603, 604, 605, 606, 606a, 606b, 607, 608, 609, 610, 611 and LP6 are identical to the corresponding components 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b, 507, 508, 509, 510, 511 and LP5 of the fifth embodiment.
  • the sixth exemplary embodiment shows details of the controllable switch 602.
  • the controllable switch 602 is embodied here as a field-effect transistor, in particular as a MOSFET.
  • the antiparallel to its switching path connected diode 603 is already integrated as a body diode in the MOSFET 602 here.
  • the MOSFET 602 has a parasitic capacitance 612, which results from the internal structure of the MOSFET in parallel with the drain-source path and at sufficiently high switching frequencies of the field effect transistor 602, that is, when operating the high-pressure discharge lamp LP6 with an alternating current of sufficiently high frequency.
  • the capacitor 604 can be used or must be taken into account in the dimensioning of the capacitor 604.
  • the gate terminal of the field effect transistor 602 is connected to a control circuit 613 which serves to control the switching operations of the transistor 602.
  • Table 1 shows the dimensioning of the individual components of the circuit arrangement according to the sixth exemplary embodiment of the invention.
  • a DC voltage of 120 volts is provided by the DC power source 600 at the voltage input of the class E converter.
  • the field effect transistor 602 is controlled by the control circuit 613 with a switching frequency of about 87 kilohertz and a Duty cycle of 0.5 switched.
  • the ignition capacitor 607 is charged to the breakdown voltage of the spark gap 608 via the diode 610 and the resistor 609.
  • the firing capacitor 607 Upon reaching the breakdown voltage of the spark gap 608, the firing capacitor 607 is discharged intermittently via the primary winding 606a of the ignition transformer 606 and in its secondary winding 606b high voltage pulses of up to 40000 volts are induced to ignite the gas discharge in the high pressure discharge lamp.
  • the gas discharge is carried mainly by the xenon in the ionizable filling.
  • the other filling components, the metal halides evaporate and contribute to the discharge and the emission of light.
  • the supply voltage of 120 volts provided by the DC power source 600 is continuously reduced to a value of 70 volts so as to set the desired lamp power.
  • the LP6 lamp is operated at increased power to ensure the fastest possible transition to steady-state lamp operation.
  • the switching frequency of the field effect transistor 602 is increased from approximately 87 kilohertz to approximately 360 kilohertz.
  • the voltage drop across the ignition capacitor 607 no longer reaches the breakdown voltage of the spark gap 608.
  • the secondary winding 606 of the ignition transformer 606b serves as resonance inductance 606b of the series resonant circuit of the class E converter after completion of the ignition phase.
  • the high-pressure discharge lamp LP6 is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with an electrical power consumption of 30 watts and a burning voltage of about 30 volts. It serves as a motor vehicle headlight bulb.
  • the DC voltage source 600 includes a step-up converter whose voltage output forms the DC output of the DC voltage source 600 and which supplies the supply voltage generated for the class E converter from the vehicle electrical system voltage of the motor vehicle.
  • FIG. 7 Illustrated seventh embodiment is largely identical to that in FIG. 2 illustrated second embodiment of the ballast according to the invention.
  • the seventh embodiment also shows details of the pulse ignition device and the controllable switch.
  • the controllable switch is designed here as a field-effect transistor, in particular as a MOSFET 1602. It is controlled by the control circuit 1613.
  • the inductance at the positive DC voltage terminal of the DC voltage source 1600 is formed as autotransformer 1601 and connected in parallel to the DC voltage output of the DC voltage source 1600, a capacitor 1661 comparatively high capacity to prevent repercussions of the autotransformer 1601 on the DC voltage source 1600, as already in the fifth embodiment with reference to the corresponding Component 511 and the FIG. 5 was explained.
  • the first winding section 1601a of the autotransformer 1601 is connected in the class E converter, so that the positive DC voltage terminal of the DC voltage source 1600 via the first winding section 1601 a and the drain-source path of the field effect transistor 1602 with the negative DC voltage terminal of the DC voltage source 1600 and connected to the ground potential.
  • the second winding section 1602b of the autotransformer 1602 serves to supply power to the pulse ignition device. Antiparallel to the switching path, that is, to the drain-source path, the transistor 1602, a diode 1603 is connected, which is integrated here as a so-called body diode of the transistor 1602 in the transistor 1602.
  • a capacitor 1604 is connected, in the dimensioning of the parasitic capacitance 1612 of the transistor 1602 is taken into account, as already in the sixth embodiment with reference to the transistor 602 and the FIG. 6 was explained.
  • the parallel circuit to the capacitor 1604 consisting of the capacitance 1605 and the primary winding 1614a of the transformer 1614 is designed as a series resonant circuit.
  • the secondary winding 1614b of the transformer 1614 supplies the connected thereto from the secondary winding 1606b of the ignition transformer 1606 and the high pressure discharge lamp LP16, or the electrical connections of the Hochdmckentladungslanipe, existing circuit with energy.
  • the second winding section 1601b of the autotransformer 1601 is connected to the node between the source terminal of the transistor 1602, the cathode of the diode 1603 and the capacitor 1604 and the capacitor 1605.
  • the ignition capacitor 1607 is charged via the diode 1610 and the resistor 1609 to the breakdown voltage of the spark gap 1608 connected in parallel to the ignition capacitor 1607.
  • the ignition capacitor 1607 discharges intermittently across the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606.
  • high-voltage pulses for igniting the gas discharge in the high-pressure discharge lamp are induced in the secondary winding 1606b of the ignition transformer 1606.
  • the node between the firing capacitor 1607 and the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606 is connected to the ground potential and to the negative terminal of the DC voltage source 1600, respectively.
  • the transformer 1614 is for impedance matching of the high pressure discharge lamp LP16 to the class E converter and for galvanic isolation from the class E converter.
  • the transformer 1614 can also be designed as an autotransformer, if a galvanic isolation is not required. A dimensioning of the components used is given in Table 2.
  • a DC voltage of 80 volts is provided by the DC power source 1600 at the voltage input of the class E converter.
  • the field effect transistor 1602 is switched by the control circuit 1613 with a switching frequency of approximately 59 kilohertz and a duty cycle of 0.5.
  • the ignition capacitor 1607 is charged to the breakdown voltage of the spark gap 1608 via the diode 1610 and the resistor 1609.
  • the firing capacitor 1607 Upon reaching the breakdown voltage of the spark gap 1608, the firing capacitor 1607 is discharged intermittently across the primary winding 1606a of the ignition transformer 1606 and high voltage pulses in its secondary winding 1606b of up to 40000 volts for igniting the gas discharge in the high pressure discharge lamp.
  • the gas discharge is carried mainly by the xenon in the ionizable filling.
  • the other filling components, the metal halides evaporate and contribute to the discharge and the emission of light.
  • the supply voltage of 80 volts provided by the DC power source 1600 is continuously reduced to a value of 40 volts so as to adjust the desired lamp power.
  • the electrical properties, in particular the impedance of the high-pressure discharge lamp LP16 change considerably during the transition from the ignition phase to the stationary operating state.
  • the LP16 lamp is operated at increased power to ensure the fastest possible transition to steady-state lamp operation.
  • the switching frequency of the field effect transistor 1602 is increased from approximately 59 kilohertz to approximately 215 kilohertz.
  • the voltage drop across the ignition capacitor 1607 no longer reaches the breakdown voltage of the spark gap 1608.
  • the high-pressure discharge lamp LP 16 is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with an electrical power consumption of 30 watts and a burning voltage of about 30 volts, as already described in the sixth exemplary embodiment. It serves as a motor vehicle headlight bulb.
  • the DC voltage source 1600 includes a step-up converter whose voltage output forms the DC voltage output of the DC voltage source 1600 and which generates the supply voltage for the class E converter from the vehicle electrical system voltage of the motor vehicle.
  • the step-up converter can be dispensed with if the vehicle electrical system voltage is sufficiently high or if the transformer 1614 is suitably dimensioned.
  • FIG. 8 is as a curve A, the timing of the during the ignition phase of the high pressure discharge lamp LP6 from the control circuit 1613 to the gate of Transistor 1602 supplied substantially rectangular control voltage and curve B as the time course of the voltage drop across the switching path, that is, the drain-source path of the transistor 1602 shown.
  • the zero level of the two voltage curves is indicated in each case by the number 1 or 2 with an adjoining horizontal arrow.
  • the voltage across the drain-source path reaches a maximum value of 216 volts.
  • Transistor 1602 is turned on and off only while the voltage drop across the drain-source path is zero.
  • the duty cycle of the control voltage for the gate of the transistor 1602 is 0.5.
  • the switching frequency of the transistor 1602 is 59 kilohertz.
  • the stationary operating state, after completion of the ignition phase of the high pressure discharge lamp LP6 is in FIG. 9 shown.
  • the curve C shows the time profile of the supplied by the control circuit 1613 to the gate of the transistor 1602, substantially rectangular control voltage.
  • the drain-source path of transistor 1602 is electrically conductive while the gate control voltage of transistor 1602 is greater than zero volts.
  • the duty cycle of the control voltage is 0.5.
  • the switching frequency of the transistor 1602 is 215 kilohertz.
  • the curve F shows the corresponding temporal voltage curve over the drain-source path of the transistor 1602.
  • the zero levels of the two voltage waveforms are indicated by the numeral 1 and 2, respectively, with a trailing horizontal arrow.
  • the curve D shows the time profile of the lamp current and the curve E the time profile of the voltage across the discharge path of the high pressure discharge lamp LP6.
  • the zero levels of curves D and E are indicated by the numeral 3 with the trailing horizontal arrow.
  • the lamp current D and the lamp voltage E are in a very good approximation sinusoidal.
  • the rms value of the lamp current is 932 mA and the rms value of the lamp voltage, that is, the burning voltage of the lamp LP6, is 32.7 volts.
  • Lamp current D and lamp voltage E are in phase and their frequency is 215 kilohertz.
  • FIGS. 10 to 17 Further embodiments of the ballast according to the invention are in the FIGS. 10 to 17 shown.
  • the embodiments according to the FIGS. 10 to 16 differ essentially only by the ignition device.
  • FIG. 10 illustrated eighth embodiment of the ballast according to the invention is largely identical to the first embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of the components 700, 701, 702, 703 and 704 of the eighth embodiment correspond to the arrangement and function of the components 100, 101, 102, 103 and 104 of the first embodiment.
  • the diode 703 is designed as a Zener diode, wherein the breakdown voltage is chosen to be smaller than the maximum permissible voltage of the switch 702 and greater than the voltage occurring during operation at the switch 702. It serves as an overvoltage protection for the switch 702 during the onset of the lamp current.
  • Connected in parallel with the capacitor 704 is a series resonant circuit consisting of the capacitance 705 and the inductance 706.
  • the electrical connections of the high pressure discharge lamp LP7 are also connected.
  • the ignition device is designed here as Gleichwoodszündvorraum 707.
  • the DC output of the ignitor 707 is connected either directly in parallel with the resonant capacitance 705 or in parallel with the series connection of one or both components 701 and 706 with the resonant capacitance 705, as in FIG FIG. 10 indicated by dashed lines.
  • a DC voltage is superimposed on the capacitor 705 or via the aforementioned series connection, which leads to the ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp LP7. After ignition of the gas discharge, the ignition device is deactivated.
  • Illustrated ninth embodiment of the ballast according to the invention is identical to the eighth embodiment of the invention. Specifically, the arrangement and function of the components 800, 801, 802, 803, 804, 805 and 806 of the ninth embodiment correspond to the arrangement and function of the respective components 700, 701, 702, 703, 704, 705 and 706 of the eighth embodiment.
  • the ninth embodiment shows details of the DC ignition ignition direction.
  • the DC voltage ignition device comprises a controllable switch 809, a transformer 808 with primary winding 808a and oppositely wound secondary winding 808b and a diode 807. This ignition device is fed by the DC voltage source 800.
  • the primary winding 808 a and the switching path of the switch 809 are connected in a circuit connected to the DC voltage terminals of the DC voltage source 800.
  • the serially arranged secondary winding 808b and diode 807 are connected in parallel with the resonant capacitance 805 of the series resonant circuit of the class E converter.
  • This ignition device operates essentially on the principle of a flyback converter.
  • the switch 809 is clocked at high frequency.
  • the secondary winding 808b is dimensioned to have a very large inductance, so that due to its high reactance in operation, after ignition of the gas discharge in the lamp, no appreciable current flows through it. If this dimensioning rule for the secondary winding 808b can not be fulfilled, an asymmetry of the lamp current caused by the diode 807 can be determined by means of the in FIG. 22 mapped Zener diode 810 whose Zener voltage is higher than the voltage applied during the lamp operation (after completion of the ignition phase) across the capacitor 805 voltage. As a result, no appreciable current flows through the secondary winding 808b during stationary lamp operation (after completion of the ignition phase). In all other details, the circuits are in accordance with the Figures 11 and 22 match.
  • Illustrated tenth embodiment of the ballast according to the invention is identical to the eighth embodiment of the invention. Specifically, the arrangement and function of the components 900, 901, 902, 903, 904, 905 and 906 of the tenth embodiment correspond to the arrangement and function of the respective components 700, 701, 702, 703, 704, 705 and 706 of the eighth embodiment.
  • the tenth embodiment shows details of the DC voltage ignition device.
  • the DC voltage ignition device comprises a controllable switch 909, a transformer 908 with primary winding 908a and a co-wound secondary winding 908b and a diode 907. This ignition device is fed by the DC voltage source 900.
  • the primary winding 908 a and the switching path of the switch 909 are connected in a circuit connected to the DC voltage terminals of the DC voltage source 900.
  • the serially arranged secondary winding 908b and diode 907 are connected in parallel with the series connection of the resonance capacitance 905 and the resonance inductance 906 of the series resonant circuit of the class E converter.
  • This ignition device operates during the ignition phase of the high pressure discharge lamp LP9 essentially according to the principle of a forward converter.
  • current flowing through the primary winding 908a of the transformer 908 induces an induction voltage in the co-wound secondary winding 908b.
  • Induction voltage in secondary winding 908b drives a charging current into resonant capacitance 905 via diode 907 and resonant inductor 906.
  • Resonant inductor 906 serves to limit the charging current of resonant capacitance 905 during the firing phase of high pressure discharge lamp LP9.
  • Resonant capacitance 905 becomes high during the firing phase of high pressure discharge lamp LP9 charged to the required ignition voltage.
  • the secondary winding 908b is dimensioned to have a very large inductance, so that due to its high reactance in operation, after ignition of the gas discharge in the lamp, no appreciable current flows through it.
  • Zener diode 910 can be prevented whose Zener voltage is higher than that during lamp operation (after Termination of the ignition phase) across the capacitor 905 and the resonance inductance 906 pending voltage. As a result, no appreciable current flows through the secondary winding 908b during stationary lamp operation (after completion of the ignition phase).
  • the circuits are in accordance with the Figures 12 and 23 match.
  • FIGS. 13 to 16 show embodiments of the ballast according to the invention with a resonance ignition device.
  • FIG. 13 illustrated eleventh embodiment of the ballast according to the invention is largely identical to the first embodiment of the invention.
  • the arrangement and function of the components 1000, 1001, 1002, 1003 and 1004 of the eleventh embodiment correspond to the arrangement and function of the components 100, 101, 102, 103 and 104 of the first embodiment.
  • Connected in parallel with the capacitor 1004 is a series resonant circuit consisting of the capacitances 1005, 1007 and the inductance 1006.
  • the ignition device is designed here as a resonance ignition device.
  • the capacitance 1007 is connected in parallel with the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP10.
  • the switch 1002 is clocked at a frequency near the resonant frequency of the series resonant circuit 1005, 1006, 1007 of the class E converter, so that the required ignition voltage for the high pressure discharge lamp LP 10 is provided to the capacitor 1007 by resonant overshoot.
  • the switch 1002 is clocked at a frequency above the resonant frequency of the series resonant circuit consisting of the components 1005 and 1006, since after ignition of the gas discharge, the capacitance 1007 is short-circuited by the discharge path of the high pressure discharge lamp LP 10 ,
  • FIG. 14 illustrated twelfth embodiment of the ballast according to the invention is almost identical to the eleventh embodiment.
  • the arrangement and function of the components 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105 and 1106 of the twelfth embodiment correspond to the arrangement and function of the respective components 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 and 1006 of the eleventh embodiment.
  • the series resonant circuit of the class E converter instead of the additional capacitance 1007 has an additional inductance 1107 which is connected in parallel to the discharge path of the high-pressure discharge lamp LP11.
  • the switch 1102 is clocked at frequency near the resonant frequency of the series resonant circuit 1105, 1106, 1107 of the class E converter, so that the required ignition voltage for the high pressure discharge lamp LP11 is provided by the resonant overshoot at the inductor 1107.
  • the switch 1102 is clocked at a frequency above the resonance frequency of the series resonant circuit consisting of the components 1105 and 1106.
  • FIG. 15 illustrated thirteenth embodiment of the ballast according to the invention is almost identical to the eleventh embodiment.
  • the arrangement and function of the components 1200, 1201, 1202, 1203, 1204, 1205, 1206 and 1207 of the thirteenth embodiment correspond to the arrangement and function of the corresponding components 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 and 1007 of FIG Eleventh embodiment.
  • the diode 1203 may be formed as a Zener diode to ensure overvoltage protection for the switch 1202.
  • the resonant circuit components 1206 and 1207 are excited by an external AC power source 1208 and not by the DC power source of the class E converter.
  • FIG. 16 illustrated fourteenth embodiment of the ballast according to the invention is almost identical to the twelfth embodiment.
  • the arrangement and function of the components 1300, 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306 and 1307 of the fourteenth embodiment correspond to the arrangement and the function of the corresponding components 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105, 1106 and 1107 of the twelfth embodiment.
  • the resonant circuit components 1306 and 1307 are excited during the ignition phase of the high-pressure discharge lamp LP 13 by an external AC voltage source 1308 and not by the DC voltage source of the class E converter.
  • FIG. 17 is schematically shown the circuit diagram of the ballast according to the fifteenth embodiment of the invention.
  • This ballast has a DC input with two DC voltage terminals connected to the voltage output of a DC voltage source 1400.
  • the positive DC voltage terminal is connected via the primary winding 1401 b of a transformer 1401 and the switching path of a controllable switch 1402 to the negative DC voltage terminal or to the internal circuit ground potential.
  • a diode 1403 is connected.
  • Parallel to the switching path of the switch 1402 and also in parallel with the diode 1403, a capacitor 1404 is connected.
  • the capacitor 1405 and the inductance 1406 are arranged.
  • the capacitor 1405 and the inductor 1406 form a series resonant circuit.
  • electrical connections for a high-pressure discharge lamp LP14 are arranged, so that when the lamp LP14 is connected, its discharge path is connected serially in the series resonant circuit.
  • an auxiliary voltage is generated which can be used, for example, to supply power to the control circuit of the switch 1402 or to supply power to one of the ignition devices described above.
  • FIG. 18 a preferred embodiment of a high-pressure discharge lamp is shown, which is operated with the ballast according to the invention.
  • This lamp is a mercury-free high-pressure discharge lamp with a power consumption of 25 watts to 35 watts, which is intended for use in a motor vehicle headlight.
  • the discharge vessel 1 of this lamp has a tubular, cylindrical central portion 10, which consists of sapphire.
  • the open ends of the section 10 are each through a ceramic plug 11 and 12 closed from polycrystalline alumina.
  • the inner diameter of the circular cylindrical portion 10 is 1.5 millimeters.
  • two electrodes 2, 3 are arranged so that their discharge-side ends protrude into the interior of the central, cylindrical portion 10 and have a spacing of 4.2 millimeters.
  • the ionizable filling enclosed in the discharge vessel 1 consists of xenon with a cold filling pressure of 5000 hectopascal and a total of 4 milligrams of the iodides of sodium, dysprosium, holmium, thulium and thallium.
  • the electrodes 2 and 3 are each connected via a power supply 4 or 5 with an electrical connection 16 or 17 of the lamp cap 15.
  • the discharge vessel 1 is surrounded by a translucent outer bulb 14.
  • the acoustic resonance frequencies of the high-pressure discharge lamp can be calculated.
  • the fundamental frequency of the longitudinal acoustic resonance is 70 kilohertz.
  • the fundamental frequency of the azimuthal acoustic resonance is 230 kilohertz and the fundamental frequency of the radial acoustic resonance is 476 kilohertz. This means that the fundamental frequency of the aforementioned acoustic resonances in the discharge space would each be excited by an alternating current with a frequency that is half as large as that of the aforementioned resonances.
  • the acoustic resonances are far apart. Between each of the aforementioned acoustic resonances is a resonance-free frequency range, in which a stable lamp operation without frequency modulation of the lamp AC current is possible.
  • the switching frequencies of the MOSFET switch and AC frequencies of 360 kilohertz or 215 kilohertz disclosed in the sixth and seventh embodiments of the ballast according to the invention are thus in a resonance-free frequency range.
  • FIG. 19 shows the in FIG. 18 Pictured high-pressure discharge lamp with a arranged in the lamp base 15 circuitry 18.
  • This circuit 18 includes either the complete ballast of the high pressure discharge lamp including ignition device or only the ignition device of the high pressure discharge lamp.
  • FIG. 20 the construction of a class E-converter according to the prior art is shown.
  • the structure and function of this class E converter are on the Pages 271 to 273 of the book "Power electronics: converters, applications, and design” by the authors Ned Mohan, Tore M. Undeland and William P. Robbins, second edition 1995, John Wiley & Sons, Inc. described.
  • This class E converter has a DC input with two DC voltage terminals connected to the voltage output of a DC voltage source 1500.
  • the positive DC voltage connection is connected via an inductance 1501 and the switching path of a controllable switch 1502 to the negative DC voltage connection or to the internal circuit ground potential.
  • a diode 1503 is connected.
  • Parallel to the switching path of the switch 1502 and also in parallel with the diode 1503, a capacitor 1504 is connected.
  • the capacitor 1505 and the inductor 1506 are arranged.
  • the capacitor 1505 and the inductor 1506 are dimensioned so that the parallel circuit is a series resonant circuit.
  • the load RL is connected in series in the series resonant circuit.
  • the protective diodes P6KE440 mentioned in Tables 1 and 2 can also be dispensed with.
  • FIG. 21 is schematically illustrated the circuit diagram of the ballast according to the sixteenth embodiment of the invention.
  • This ballast has a DC input with two DC voltage terminals +, - connected to the voltage output of a DC voltage source.
  • the DC voltage source generates an input voltage of 42 volts for the class E converter on capacitor C4 connected in parallel with the voltage input of the class E converter.
  • the positive DC voltage connection is via a first Winding portion of the autotransformer L2 and the switching path of the controllable field effect transistor T to the negative DC voltage terminal or connected to the internal circuit ground potential.
  • the antiparallel to the switching path of the transistor T switched body diode of the MOSFET transistor T assumes the function of the diode 1503 of in FIG. 20 pictured class e-converter.
  • a capacitor C2 Parallel to the switching path of the transistor T and also in parallel with its body diode, a capacitor C2 is connected. In a parallel circuit to the capacitor C2, the capacitor C5 and the primary winding n1 of a transformer Tr1 are arranged.
  • the transformer Tr1 is for impedance matching of the lamp La to the class E convector.
  • the secondary winding n2 of the transformer Tr1 is connected in series with the capacitor C1, the secondary winding of the ignition transformer L1, the discharge path of the high-pressure discharge lamp La and the resistor R3.
  • a suppressor diode D5 Parallel to the series circuit consisting of the secondary winding of the ignition transformer L1 and the discharge path of the lamp La, a suppressor diode D5, for example a transil diode, is connected, which serves to limit the voltage.
  • the pulse ignition device consisting of the diode D2, the resistor R2, the spark gap FS, the ignition capacitor C3 and the ignition transformer L1.
  • the ignition capacitor C3 is connected in parallel with the series circuit consisting of the spark gap FS and the primary winding L1b of the ignition transformer L1.
  • the voltage drop across the ignition capacitor C3 is monitored by the control circuit of the transistor T by means of the voltage divider resistors R4, R5.
  • the control circuit of the transistor T also monitors the lamp current by means of the resistor R3.
  • the control circuit of the transistor T consists of a logic part and driver circuits for the transistor T. In Table 3, a dimensioning of the components of the sixteenth embodiment is given.
  • the lamp La is a mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp with a discharge vessel made of quartz glass, which has an electrical power consumption of about 35 watts and a burning voltage of about 45 volts.
  • This mercury-free metal halide high-pressure discharge lamp is by means of the class E converter operated with an AC voltage whose frequency is above the acoustic resonances of the lamp.
  • the class E converter is powered by the DC power source with an input voltage of 42 volts.
  • the transistor T is operated by means of the control circuit with a switching frequency of 230 kilohertz. That is, the control circuit of the transistor T reduces the switching frequency of the transistor T from a value slightly above 230 kilohertz slowly until the required breakdown voltage of the spark gap FS has built up on the ignition capacitor C3, which means of the voltage divider R4, R5 from the control circuit of Transistor T is detected.
  • the ignition capacitor C3 discharges via the primary winding L1b of the ignition transformer L1.
  • High-voltage pulses for igniting the gas discharge in the high-pressure discharge lamp La are generated in the secondary winding of the ignition transformer L1.
  • a current flows through the discharge path of the high-pressure discharge lamp La.
  • This lamp current is detected by means of the resistor R3 from the control circuit of the transistor T and the switching frequency of the transistor T is then increased abruptly to a value of 925 kilohertz.
  • the so-called power start of the lamp La during which the lamp La is operated with about three times the rated power to achieve a rapid evaporation of the metal halides.
  • the switching frequency of the transistor T is increased to the steady state final value of 955 kilohertz to operate the lamp La at a power close to its rated power of 35 watts.
  • the voltage drop across the resistor R3, which is proportional to the lamp current, is monitored by means of the control device of the transistor T. If this falls below a predetermined value, this is interpreted by the control circuit as a extinction of the lamp La and it is automatically set again the switching frequency of the transistor T to a value of about 230 kilohertz to re-initiate the ignition phase of the lamp La.
  • the extinction of the lamp La can also be detected by means of the voltage divider resistors R4, R5 by a voltage increase at the ignition capacitor C3.
  • the ignition of the lamp La can also be detected by means of the voltage divider resistors R4, R5 in that the voltage drop across the ignition capacitor C3 remains well below the breakdown voltage of the spark gap FS over an extended period of time, for example 100 ms or 10 period lengths.
  • the capacitor 1504 or the respective capacitors 104, 204, 304, 404, 504, 604, 1604, 704, 804, 904, 1004, 1104, 1204, 1304, 1404 and C2 of the embodiments described above may be configured as capacitors with variable capacitance.
  • the capacity can either be changed continuously between a minimum and maximum value, or switched between a few discrete, for example two, values.
  • a high efficiency can be ensured despite a change in the lamp resistance, for example caused by the ignition of the gas discharge in the lamp or the evaporation of the metal halides in the discharge vessel of the lamp, with only a small variation of the switching frequency is required.
  • adjusting the resonant circuit by adjusting the capacitance of the capacitor 1004 or 1104 to a first value during ignition and switching to a second value after the ignition of the lamp is advantageous.
  • This can be realized, for example, by designing the capacitor 1004 or 1104 as a parallel connection of two capacitors, one of which is activated or deactivated by means of a switching means.
  • the ignition device 107 may include a pulse source providing one or a series of voltage pulses for igniting the gas discharge in the high pressure discharge lamp. This may also contain any AC voltage source, the longer lasting AC voltage instead of the pulse source provides.
  • the frequency of this AC voltage is set so high that the capacitors 104, 105 and 204, 205 and 304, 305 and 404, 405 have a very low reactance at this frequency and can be regarded as a short circuit.
  • Parallel to one of the two aforementioned capacitors or to both capacitors may be connected to the voltage limiting a suppressor diode, especially if the very low reactance can not be guaranteed.
  • FIG. 24 shows an embodiment of the class E converter with a DC ignition in analogy to the embodiment of the FIG. 10 ,
  • the class E converter is constituted by the components L200, S100, D100, C200, L100 and C100 having the same function as the corresponding components 701, 702, 703, 704, 705 and 706 in FIG FIG. 10 to have.
  • a piezo transformer PT is connected in parallel with the switch S100, which generates the high voltage for charging the capacitor C100 by means of the voltage doubler consisting of the diodes D700 and D800.
  • the Zener diode D900 prevents a one-sided short circuit of the L100 and C100 resonant circuit during operation, and has the same function as the Zener diode 910 in FIG FIG. 23 , Thus, a single half-circuit switch S100 suffices for ignition and for operation of the high-pressure discharge lamp La. For example, by the according to the FIG. 23 required to generate the ignition voltage switch 909 can be saved. Due to the input capacitance of the piezo transformer PT, this can take over the function of the capacitor C200 partially or completely. The shutdown of the high voltage generation is done by changing the switching frequency of S100. It is sufficient a small change in the switching frequency, since piezotransformers have very narrow band resonances due to their high quality.
  • the ballast according to the invention is preferably used for operating a high-pressure discharge lamp for motor vehicle headlights, in particular a metal halide high-pressure discharge lamp with a translucent discharge vessel made of ceramic, as in FIGS. 18 and 19 shown as well as for example in the German patent application DE 102 42 740 or a metal halide high-pressure discharge lamp with a translucent quartz glass discharge vessel, as described, for example, in the patent application DE 103 12 290 is disclosed.
  • Table 1 Dimensioning of the components according to the sixth embodiment of the invention module dimensioning Autotransformer 601 ETD29, N67 Primary winding 601a 49 turns, 300 ⁇ H Secondary winding 601 b 131 turns Field effect transistor 602 with integrated IRF830, International Rectifier Diode 603 Capacity 604 4.7 nF, 600V Capacity 605 1.5 nF, 1500V Transformer 606 150 ⁇ H, Primary winding 606a 1 turn Secondary winding 606b 40 turns Ignition capacitor 607 70 nF, 1000V Spark gap 608 800V, EPCOS FS08X-1JM Resistance 609 110 kOhm, 0.5W Diode 610 1500 V, two US1M in series, parallel to every US1M two P6KE440 in series Capacity 611 11 ⁇ F, electrolytic capacitor 10 ⁇ F / 100 V parallel to 1 ⁇ F / 630 V.

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät für mindestens eine Hochdruckentladungslampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und ein Betriebsverfahren für mindestens eine Hochdruckentladungslampe sowie ein Beleuchtungssystem.
    • I. Stand der Technik
  • Ein derartiges Vorschaltgerät ist beispielsweise in der europäischen Offenlegungsschrift EP 0 386 990 A2 offenbart. Diese Schrift beschreibt ein Vorschaltgerät, das den Betrieb einer Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer frequenzmodulierten Spannung ermöglicht, die unter anderem auch im wesentlichen sinusförmig ausgebildet sein kann und deren Trägerfrequenz im Bereich von 20 Kilohertz bis 80 Kilohertz liegt. Das Vorschaltgerät ist zweistufig ausgebildet. Es besteht im wesentlichen aus einem Hochsetzsteller mit einem nachgeschalteten Inverter, der die Lampe mit einem Wechselstrom beaufschlagt. Die Zündvorrichtung besteht im wesentlichen aus einer aus mehreren Dioden und Kondensatoren aufgebauten Kaskadenschaltung zur Spannungsvervielfachung.
  • Die FR 2 674 723 offenbart eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe, insbesondere einer Fahrzeugscheinwerferlampe. Diese Schaltungsanordnung ermöglicht den Betrieb der Hochdruckentladungslampe mit einer verringerten Anzahl von Hochspannung führenden Bauteilen.
    • II. Darstellung der Erfindung
  • Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe bereitzustellen, das einen einfacheren Aufbau besitzt. Außerdem ist es die Aufgabe der Erfindung ein vereinfachtes Betriebsverfahren für eine Hochdruckentladungslampe anzugeben. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein verbessertes Beleuchtungssystem bereitzustellen.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 bzw. 14 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe besitzt einen Spannungswandler zum Erzeugen eines im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms, der erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildet ist. Unter einem Klasse-E-Konverter wird hier ein Konverter gemäß der Publikation "Class E - A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers" von Nathan O. Sokal und Alan D. Sokal in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-10, No. 3, Juni 1975 verstanden. Das Grundschema eines solchen Klasse-E-Konverters ist in Figur 20 abgebildet. Der Aufbau und die Funktion des Klasse-E-Konverters, insbesondere für den sogenannten nicht-optimalen Betrieb, das heißt, mit einem nicht optimierten Lastwiderstand, ist auf den Seiten 271 bis 273 des Buches "Power electronics: converters, applications, and design" der Autoren Ned Mohan, Tore M. Undeland und William P. Robbins, zweite Auflage 1995, John Wiley & Sons, Inc. beschrieben.
  • Mittels des Klasse-E-Konverters kann auf einfache Weise ein weitgehend sinusförmiger Wechselstrom für die mindestens eine Hochdruckentladungslampe generiert werden. Es werden dadurch keine aufwändigen Brückenschaltungen mit zwei oder mehr elektronischen Schaltern und deren Ansteuerung benötigt. Der Betrieb der mindestens einen Hochdruckentladungslampe mit einem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom hat den Vorteil, dass dieser keinen oder nur einen sehr geringen Oberwellenanteil aufweist und daher keine akustischen Resonanzen in dem Entladungsmedium der Hochdruckentladungslampe angeregt werden, wenn die Frequenz des Wechselstroms- außerhalb der akustischen Resonanzen liegt. Aufgrund des sehr geringen Oberwellenanteils des weitgehend sinusförmigen Wechselstroms ist der Aufwand bei der Funkentstörung des Vorschaltgerätes ebenfalls gering. Der sinusförmige Lampenstrom ermöglicht einen stabilen, insbesondere flickerfreien Lampenbetrieb. Der Betrieb der Hochdruckentladungslampe mit einem Wechselstrom hoher Frequenz von vorzugsweise größer als 100 Kilohertz erlaubt eine Miniaturisierung des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes, so dass dieses im Lampensockel untergebracht werden kann. Bei sehr hohen Betriebsfrequenzen ist allerdings die Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe problematisch, da die Induktivität des Zündtransformators in der Größenordnung der Lampenimpedanz liegt und nicht mehr vernachlässigbar ist. Es ist bekannt, in einem solchen Fall die Zündung der Gasentladung mittels einer Impulszündvorrichtung über eine Hilfselektrode der Hochdruckentladungslampe vorzunehmen, wie zum Beispiel in der europäischen Offenlegungsschrift EP-A 0 868 833 offenbart. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes bildet die Induktivität der Sekundärwicklung des Zündtransformators kein parasitäres Element mehr, sondern ein funktionales Bestandteil des als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandlers und zwar nicht nur während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe, sondern während des gesamten Lampenbetriebs. Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät eignet sich besonders gut zum Betrieb von Hochdruckentladungslampen geringer Leistung, wie beispielsweise von Hochdruckentladungslampen in Kraftfahrzeugscheinwerfern oder in Projektionsanwendungen, die elektrische Leistungen zwischen 25 Watt und 35 Watt aufweisen, und insbesondere von Hochdruckentladungslampen vergleichsweise geringer Brennspannung von kleiner oder gleich 100 Volt, oder sogar kleiner oder gleich 50 Volt, wie bei quecksilberfreien Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampen für Kraftfährzeugscheinwerfer. Die Vorschaltgeräte dieser Lampen werden an der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs betrieben. Die Spannungsbelastung des steuerbaren Schalters des erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandlers kann beim Betrieb der vorgenannten Hochdruckentladungslampen mit geringen Brennspannung entsprechend gering gehalten werden, obwohl sie bei einem Tastverhältnis von 0,5 des steuerbaren Schalters ca. den 3,6-fachen Wert der Eingangsspannung des Spannungswandlers erreicht.
  • Der erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildete Spannungswandler des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes wird mit einer Gleichspannung versorgt und besitzt vorteilhaft die nachstehend beschriebenen Merkmale. Zwischen die Gleichspannungseingänge dieses Spannungswandlers beziehungsweise zwischen seinem positiven Gleichspannungseingang und dem Massepotential sind eine Induktivität und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters geschaltet. Antiparallel zu der Schaltstrecke dieses Schalters ist eine Diode angeordnet. Antiparallel heißt, dass die Diode gegenüber dem von der Gleichspannungsquelle am Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters bereitgestellten Gleichstrom in Sperrrichtung geschaltet ist.
  • Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters und auch zur Diode ist eine Kapazität angeordnet. Ein Parallelkreis zu der Kapazität ist als Serienresonanzkreis ausgebildet, an den die zu betreibende Last gekoppelt ist. Der Serienresonanzkreis besteht im einfachsten Fall aus einer Spule und einem Kondensator. Die vorgenannte Induktivität am Gleichspannungseingang des Spannungswandlers ist vorzugsweise so dimensioniert, dass sie als Konstantstromquelle arbeitet und der im geschlossenen Zustand über die Schaltstrecke des steuerbaren Schalters bzw. im geöffneten Zustand über die Kapazität fließende Strom sich aus einem Gleichstrom und einem sinusförmigen Wechselstrom, der von dem Serienresonanzkreis generiert wird, zusammensetzt. Der steuerbare Schalter wird vorzugsweise mit einer Taktfrequenz geschaltet, die größer als die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises ist, um zu gewährleisten, dass an dem steuerbaren Schalter während der Schaltvorgänge keine Spannung anliegt und die Schaltverluste des Schalters entsprechend gering sind. Die antiparallel angeordnete Diode verhindert, dass sich über der Schaltstrecke des steuerbaren Schalters des Klasse-E-Konverters eine negative Spannung aufbaut.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät umfasst vorzugsweise auch eine Zündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe. Diese Zündvorrichtung kann in dem gleichen Gehäuse wie alle anderen Komponenten des Vorschaltgerätes oder aber räumlich getrennt, beispielsweise in dem Lampensockel der Hochdruckentladungslampe angeordnet sein. Um eine eigene Spannungsquelle für die Zündvorrichtung und zusätzliche Bauteile zu vermeiden, ist die Zündvorrichtung zu ihrer Spannungsversorgung vorteilhaft an eine Induktivität, vorzugsweise an die während des Lampenbetriebs als Konstantstromquelle arbeitende Induktivität, des Klasse-E-Konverters gekoppelt. Diese Induktivität des Klasse-E-Konverters ist zu diesem Zweck vorteilhaft als Spartransformator ausgebildet, insbesondere wenn eine hohe Versorgungsspannung für die Zündvorrichtung benötigt wird.
  • Gemäß der besonders bevorzugten Ausführungsbeispiele ist die Zündvorrichtung als Impulszündvorrichtung, in der Literatur oft auch als Überlagerungszündvorrichtung bezeichnet, ausgebildet. Die Impulszündvorrichtung besitzt einen kompakten Aufbau und kann daher problemlos in den Lampensockel der Hochdruckentladungslampe integriert werden. Außerdem lässt sich die Sekundärwicklung des Zündtransformators der Impulszündvorrichtung als Bestandteil des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters ausbilden. Die Induktivität der vorgenannten Sekundärwicklung wird somit auch für den Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters ausgenutzt. Die parallel zu der Schaltstrecke des steuerbaren Schalters geschaltete Kapazität des Klasse-E-Konverters und die Kapazität des Serienresonanzkreises halten die Zündspannungsimpulse von dem Schalter des Klasse-E-Konverters fern, weil diese nähenmgsweise für die Zündspannungsimpulse als Kurzschluss betrachtet werden können. Sollten die Kapazitäten sehr klein sein, so kann zusätzlich ein spannungsbegrenzendes Bauelement parallel zum Schalter oder parallel zur Reihenschaltung aus Sekundärwicklung des Zündtransformators und Lampe eingesetzt werden. Als spannungsbegrenzendes Bauelement kann zum Beispiel eine Z-Diode, eine Suppressordiode oder ein gasgefüllter Überspannungsableiter verwendet werden. Alternativ kann die Zündvorrichtung aber auch als Gleichspannungszündvorrichtung oder als Resonanzzündvorrichtung ausgebildet werden. Die vorgenannte Gleichspannungszündvorrichtung ist vorteilhaft verwendbar für sehr hohe Betriebsfrequenzen des Klasse-E-Konverters und bietet ferner den Vorteil, dass sie während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe an die Kapazität des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters gekoppelt werden kann.
  • Die elektrischen Anschlüsse der mindestens einen Hochdruckentladungslampe können direkt in dem Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters angeordnet sein oder aber mittels eines Transformators induktiv an den vorgenannten Serienresonanzkreis gekoppelt sein. Mittels dieses Transformators kann eine Impedanzanpassung der Hochdruckentladungslampe an den Klasse-E-Konverter vorgenommen und auch eine galvanische Trennung zwischen der Hochdruckentladungslampe und dem Klasse-E-Konverter erreicht werden.
  • Zur Gleichspannungsversorgung des erfindungsgemäß als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandlers kann eine beliebige Gleichspannungsquelle verwendet werden, beispielsweise im Falle einer Kraftfahrzeugscheinwerfer-Hochdruckentladungslampe auch die Batterie oder die Lichtmaschine eines Kraftfahrzeuges.
  • Vorzugsweise ist dem als Klasse-E-Konverter ausgebildeten Spannungswandler aber ein Hochsetzsteller vorgeschaltet, um den Klasse-E-Konverter mit einer möglichst stabilen Eingangsgleichspannung zu versorgen und um über die Regelung der Eingangsgleichspannung des Klasse-E-Konverters die elektrische Leistungsaufnahme der Hochdruckentladungslampe regeln zu können. Wird die Gleichspannungsversorgung des Klasse-E-Konverters beispielsweise durch Gleichrichtung aus der Netzwechselspannung gewonnen, kann anstelle eines Hochsetzstellers auch ein Tiefsetzsteller zum Stabilisieren der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters verwendet werden. Während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Betriebszustand der Hochdruckentladungslampe wird vorteilhaft über die Höhe der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters die Leistungsaufnahme der Hochdruckentladungslampe geregelt, um die Ausbildung eines stabilen Entladungsbogens zu gewährleisten. Während der Übergangsphase verdampfen die Komponenten der ionisierbaren Füllung der Hochdruckentladungslampe. Um eine möglichst kurze Übergangsphase und eine möglichst sofortige Lichtemission zu gewährleisten, kann die Hochdruckentladungslampe während der Übergangsphase auf diese Weise mit deutlich erhöhter Leistung betrieben werden. Durch Verändern der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters oder / und der Schaltfrequenz oder / und des Tasverhältnisses des Schaltmittels des Klasse-E-Konverters kann außerdem eine Anpassung des Klasse-E-Konverters an die sich während der unterschiedlichen Betriebsphasen ändernde Impedanz der Hochdruckentladungslampe erreicht werden.
  • Eine Leistungsregelung der Hochdruckentladungslampe ist auch über die Schaltfrequenz oder das Tastverhältnis des steuerbaren Schalters des Klasse-E-Konverters möglich. Die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis sollten zur Vermeidung hoher Schaltverluste allerdings so gewählt werden, dass an dem steuerbaren Schalter des Klasse-E-Konverters während der Schaltvorgänge keine Spannung anliegt.
  • Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe wird der Schalter des Klasse-E-Konverters vorteilhaft derart geschaltet, dass an der Induktivität, die am Gleichspannungseingang angeordnet ist, eine resonanzüberhöhte Spannung bereitgestellt wird. Diese resonanzüberhöhte Spannung kann vorteilhaft zur Versorgung der Zündvorrichtung verwendet werden.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät ermöglicht mit einfachen Mitteln die Erzeugung eines weitgehend sinusförmigen Lampenwechselstroms. Während des stationären Betriebszustandes der Hochdruclcentladungslampe wird die Lampe mit einem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom betrieben, dessen Frequenz geringfügig oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters liegt. Die Bauteile des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters sind vorzugsweise derart auf die Geometrie des Entladungsgefäßes und den Abstand der Elektroden der Hochdruckentladungslampe abgestimmt, dass die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdruckentladungslampe ist. Das heißt, dass die Resonanzfrequenz in einem Frequenzfenster liegt, das sich entweder oberhalb der akustischen Resonanzen befindet oder zwischen zwei benachbarten akustischen Resonanzen angeordnet ist. Dadurch ist gewährleistet, dass in der Hochdruckentladungslampe keine akustischen Resonanzen angeregt werden, weil die Schaltfrequenz des Klasse-E-Konverters während des stationären Lampenbetriebs geringfügig oberhalb der Resonanzfrequenz liegt. Dadurch ist auch eine Frequenzmodulation des Lampenstroms nicht unbedingt erforderlich. Um möglichst große Frequenzbereiche zu erhalten, die frei von akustischen Resonanzen sind, ist das Entladungsgefäß zumindest in dem Bereich der Gasentladung zylindrisch ausgebildet. Das Aspektverhältnis, das heißt, das Verhältnis von Elektrodenabstand und Innendurchmesser des zylindrischen Abschnitts des Entladungsgefäßes, ist vorzugsweise größer als 0,86 und besonders bevorzugt größer als 2. Dadurch wird die longitudinale akustische Resonanz zu einer tiefen Frequenz verschoben und es werden ausreichend breite Frequenzbereiche geschaffen, die frei von akustischen Resonanzen sind.
    • III. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
  • Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
    • Figur 1
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 2
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 3
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 4
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 5
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des fünften Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 6
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 7
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des siebten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 8
    Das Steuersignal für den MOSFET und die Drain-Source-Spannung am MOSFET während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe für das in Figur 7 dargestellte Ausführungsbeispiel
    Figur 9
    Das Steuersignal für den MOSFET, die Drain-Source-Spannung am MOSFET sowie den Lampenwechselstrom und den Spannungsabfall über der Hochdnickentladungslampe während des stationären Lampenbetriebs für das in Figur 7 dargestellte Ausführungsbeispiel
    Figur 10
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des achten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 11
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des neunten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 12
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zehnten Ausfiihrungsbeispiels der Erfindung
    Figur 13
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des elften Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 14
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des zwölften Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 15
    Eine Schaltskizze der Schalttmgsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des dreizehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 16
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des vierzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 17
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des fünfzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 18
    Eine Seitenansicht einer Hochdruckentladungslampe, die an dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät betrieben wird, in schematischer, teilweise geschnittener Darstellung
    Figur 19
    Eine Seitenansicht einer Hochdruckentladungslampe, die an dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät betrieben wird und die eine im Sockel integrierte Zündvorrichtung aufweist, in schematischer, teilweise geschnittener Darstellung
    Figur 20
    Die Schaltskizze eines Klasse-E-Konverters (Stand der Technik)
    Figur 21
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des sechzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 22
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des siebzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Figur 23
    Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung des Vorschaltgerätes gemäß des achtzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung
  • In Figur 1 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 100 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über eine Induktivität 101 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 102 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 102 ist eine Diode 103 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters 102 und auch parallel zu der Diode 103 ist ein Kondensator 104 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 104 sind der Kondensator 105 und die Sekundärwicklung 106b eines Transformators 106 angeordnet. Der Kondensator 105 und die Sekundärwicklung 106b bilden einen Serienresonanzkreis. In dem Serienresonanzkreis sind elektrische Anschlüsse für eine Hochdruckentladungslampe LP1 angeordnet, so dass bei angeschlossener Lampe LP1 ihre Entladungsstrecke seriell in dem Serienresonanzkreis geschaltet ist. Zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP1 ist eine Zündvorrichtung 107 vorgesehen, die einen Zündtransformator 106 mit einer Primärwicklung 106a und einer Sekundärwicklung 106b aufweist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe wird an der mit der Sekundärwicklung 106b verbundenen Elektrode der Hochdruckentladungslampe die erforderliche Zündspannung bereitgestellt. Die Zündvorrichtung 107 kann beispielsweise als Impulszündvorrichtung ausgebildet sein.
  • Das in Figur 2 abgebildete zweite Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel dadurch, dass die Hochdruckentladungslampe LP2 nicht unmittelbar in den Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters geschaltet ist, sondern über einen Transformator 208 an den vorgenannten Serienresonanzkreis gekoppelt ist. Der Transformator 208 mit Primärwicklung 208a und Sekundärwicklung 208b dient zur Impedanzanpassung der Lampe LP2 an den Klasse-E-Konverter und zur galvanischen Trennung der Lampe LP2 von dem Klasse-E-Konverter. Durch die Impedanzanpassung ist auch ein Betrieb von Hochdruckentladungslampen, die eine von der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters stark abweichende Brennspannung besitzen, an dem Klasse-E-Konverter möglich. Die Anordnung und Funktion der Bauteile 200, 201, 202, 203, 204 und 205 entspricht der Anordnung und Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103, 104 und 105 des ersten Ausführungsbeispiels. Die Zündvorrichtung 207 kann ebenfalls als Impulszündvorrichtung ausgebildet sein. Sie besitzt einen Zündtransformator 206 mit einer Primärwicklung 206a und einer Sekundärwicklung 206b, wobei die Sekundärwicklung 206b zusammen mit der Hochdruckentladungslampe LP2 in dem Sekundärkreis des Transformators 208 geschaltet ist. Die mit der Sekundärwicklung 206b verbundene Elektrode der Hochdruckentladungslampe LP2 wird während der Zündphase mit Hochspannungsimpulsen beaufschlagt. Bei der Berechnung der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters müssen das Übertragungsverhältnis des Transformators 208 und der Wert der Kapazität 205 sowie die Induktivität der Sekundärwicklung 206b des Zündtransformators 206 berücksichtigt werden.
  • Der Transformator 208 kann zur Impedanzanpassung auf unterschiedliche Weise in die Schaltung gemäß der Figur 1 eingefügt werden, um zum zweiten Ausfiihrungsbeispiel zu gelangen. Beispielsweise kann die Primärwicklung 208a des Transformators 208 an dem Knotenpunkt zwischen der Kapazität 105 und der Sekundärwicklung 106b und dem Knotenpunkt zwischen der Kapazität 104 und der Hochdruckentladungslampe LP1 eingefügt werden, wie in Figur 2 dargestellt ist. Alternativ kann die Primärwicklung 208a des Transformators 208 aber auch an dem Knotenpunkt zwischen der Sekundärwicklung 106b und der Hochdruckentladungslampe LP1 und dem Knotenpunkt zwischen der Kapazität 104 und der Hochdruckentladungslampe LP1 eingefügt werden (ohne Abbildung). Im letzteren Fall kann der Transformator 208 zu einer Erhöhung der Zündspannung beitragen.
  • Das in Figur 3 dargestellte dritte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und die Funktion der Bauteile 300, 301, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b und LP3 der Anordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 106a, 106b und LP1 des ersten Ausführungsbeispiels. Der einzige Unterschied zwischen den beiden Ausführungsbeispielen besteht in der Spannungsversorgung der Zündvorrichtung 307. Die Zündvorrichtung 307 wird von dem Klasse-E-Konverter mit Spannung versorgt. Zu diesem Zweck ist ein Spannungseingang der Zündvorrichtung 307 an den Knotenpunkt zwischen der Induktivität 301, dem steuerbaren Schalter 302 und Kondensator 304 angeschlossen und der andere Spannungseingang mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters verbunden.
  • Das in Figur 4 abgebildete vierte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes unterscheidet sich von dem dritten Ausfühnmgsbeispiel nur durch die Verwendung eines Spartransformators 401 anstelle der Induktivität 301. Der Spartransformator besitzt nur eine Wicklung mit zwei Wicklungsabschnitten 401a und 401b. Der erste Wicklungsabschnitt 401a ist in den Klasse-E-Konverter geschaltet und übt die gleiche Funktion wie die Induktivität 301 des dritten Ausführungsbeispiels aus. Der zweite Wicklungsabschnitt 401b ist mit einem Spannungseingang der Zündvorrichtung 407 verbunden und dient zur Spannungsversorgung der Zündvorrichtung 407. Der Mittenabgriff zwischen den beiden Wicklungsabschnitten 401a, 401b ist an den Knotenpunkt zwischen dem Schalter 402, der Kathode der Diode 403 und dem Kondensator 404 angeschlossen. Der andere Spannungseingang der Zündvorrichtung ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 400 verbunden. Die Anordnung und die Funktion der Bauteile 400, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b und LP4 sind identisch zu der Anordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 300, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b und LP3 des dritten Ausführungsbeispiels.
  • In den Ausfühnmgsbeispielen 3 und 4 kann vor die Zündvorrichtung eine symmetrische Spannungsverdopplerschaltung oder eine Kaskadenschaltung zur Spannungsversorgung der Zündvorrichtung geschaltet werden, falls die vom Klasse-E-Konverter generierte Spannung nicht ausreicht.
  • Das in Figur 5 abgebildete fünfte Ausfiihrungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem vierten Ausführungsbeispiel. Es zeigt im Unterschied zu dem vierten Ausführungsbeispiel Details einer Impulszündvorrichtung und besitzt einen zusätzlichen Kondensator 511, der parallel zu dem Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters geschaltet ist. Der Kondensator 511 verhindert im wesentlichen, dass von dem Spartransformator 501 ein Strom in die Gleichspannungsquelle 500 zurückgespeist wird. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 bilden die Primärwicklung 501a des Spartransformators 501 und die Kapazität 504 einen Serienresonanzkreis, da der Stromkreis parallel zu der Kapazität 504, bestehend aus den Komponenten 505, 506b und LP5, aufgrund der nicht-leitenden Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP5 unterbrochen ist. Da die Spannung an der Kapazität 504 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 in der Sperrphase des Schalters 502 größer als die Versorgungsspannung werden kann, kann es zeitweise zu einer Umkehrung des Stromflusses in der Induktivität 501a kommen. Die Impulszündvorrichtung besteht aus dem Zündtransformator 506, dem Zündkondensator 507, der Funkenstrecke 508, dem Widerstand 509 und der Gleichrichterdiode 510. Der Spannungseingang der Impulszündvorrichtung ist über die Wicklung 501b des Spartransformators mit dem Knotenpunkt zwischen dem Schalter 502, der Diode 503 und dem Kondensator 504 verbunden. Der andere Spannungseingang, das heißt, der Knotenpunkt zwischen dem Zündkondensator und der Primärwicklung 506a des Zündtransformators 506 ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 500 verbunden. Die Anordnung und Funktion der Bauteile 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b und LP5 stimmt mit der Anordnung und Funktion der entsprechenden Bauteile 400, 401, 401a, 401 b, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b und LP4 des vierten Ausführungsbeispiels überein. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP5 wird der Zündkondensator 507 mittels der Gleichspannungsquelle und des Spartransformators 501 über die Diode 510 und den Widerstand 509 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 508 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung entlädt sich der Kondensator 507 stoßweise über die Funkenstrecke 508, wobei der Entladestrom durch die Primärwicklung 506a des Zündtransformators 506 fließt. Aufgrund des hohen Übersetzungsverhältnisses werden in der Sekundärwicklung 506b Hochspannungsimpulse für die mit der Sekundärwicklung 506b verbundene Elektrode der Hochdruckentladungslampe LP5 induziert, die zum Zünden der Gasentladung in der Lampe LP5 führen. Während des stationären Lampenbetriebs wird der Zündkondensator 507 nicht ausreichend aufgeladen, um einen Durchbruch der Funkenstrecke 508 auszulösen.
  • Das in Figur 6 abgebildete sechste Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem fünften Ausführungsbeispiel. Insbesondere sind die Anordnung und Funktion der Bauteile 600, 601, 601a, 601b, 602, 603, 604, 605, 606, 606a, 606b, 607, 608, 609, 610, 611 und LP6 identisch zu den entsprechenden Bauteilen 500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b, 507,508,509,510, 511 und LP5 des fünften Ausführungsbeispiels. Das sechste Ausführungsbeispiel zeigt im Unterschied zu dem fünften Ausführungsbeispiel Details des steuerbaren Schalters 602. Der steuerbare Schalter 602 ist hier als Feldeffekttransistor, insbesondere als MOSFET ausgebildet. Die antiparallel zu seiner Schaltstrecke geschaltete Diode 603 ist hier bereits als Body-Diode in dem MOSFET 602 integriert. Der MOSFET 602 besitzt eine parasitäre Kapazität 612, die sich durch den inneren Aufbau des MOSFETs parallel zur Drain-Source-Strecke ergibt und die bei ausreichend hohen Schaltfrequenzen des Feldeffekttransistors 602, das heißt, beim Betrieb der Hochdruckentladungslampe LP6 mit einem Wechselstrom ausreichend hoher Frequenz, anstelle des Kondensators 604 verwendet werden kann bzw. bei der Dimensionierung des Kondensators 604 berücksichtigt werden muss. Der Gate-Anschluss des Feldeffekttransistors 602 ist mit einer Steuerschaltung 613 verbunden, die zur Steuerung der Schaltvorgänge des Transistors 602 dient. In der Tabelle 1 ist die Dimensionierung der einzelnen Bauteile der Schaltungsanordnung gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung angegeben.
  • Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 wird von der Gleichspannungsquelle 600 an dem Spannungseingang des Klasse-E-Konverters eine Gleichspannung von 120 Volt bereitgestellt. Der Feldeffekttransistor 602 wird von der Steuerschaltung 613 mit einer Schaltfrequenz von ca. 87 Kilohertz und einem Tastverhältnis von 0,5 geschaltet. Mittels der Gleichspannungsquelle 600 und des Spartransformators 601 wird über die Diode 610 und den Widerstand 609 der Zündkondensator 607 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608 wird der Zündkondensator 607 stoßweise über die Primärwicklung 606a des Zündtransformators 606 entladen und in seiner Sekundärwicklung 606b werden Hochspannungsimpulse von bis 40000 Volt zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Unmittelbar nach der Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe wird die Gasentladung hauptsächlich von dem Xenon in der ionisierbaren Füllung getragen. Während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Lampenbetriebszustand verdampfen die weiteren Füllungskomponenten, die Metallhalogenide, und tragen zur Entladung und zur Lichtemission bei. Während dieser Zeit wird die von der Gleichspannungsquelle 600 bereitgestellte Versorgungsspannung von 120 Volt kontinuierlich auf einen Wert von 70 Volt reduziert, um so die gewünschte Lampenleistung einzustellen. Die elektrischen Eigenschaften, insbesondere die Impedanz der Hochdruclcentladungslampe LP6, ändern sich während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Betriebszustand erheblich. Während der Übergangsphase wird die Lampe LP6 mit erhöhter Leistung betrieben, um einen möglichst schnellen Übergang in den stationären Lampenbetrieb zu gewährleisten. Nach dem Einsetzen des Lampenstroms wird die Schaltfrequenz des Feldeffekttransistors 602 von ca. 87 Kilohertz auf ca. 360 Kilohertz erhöht. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP6 erreicht der Spannungsabfall an dem Zündkondensator 607 nicht mehr die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 608. Die Sekundärwicklung 606 des Zündtransformators 606b dient nach Beendigung der Zündphase als Resonanzinduktivität 606b des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters. Bei der Hochdruckentladungslampe LP6 handelt es sich um eine quecksilberfreie Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer elektrischen Leistungsaufnalune von 30 Watt und einer Brennspannung von ca. 30 Volt. Sie dient als Kraftfahrzeugscheinwerferlampe. Die Gleichspannungsquelle 600 beinhaltet einen Hochsetzsteller, dessen Spannungsausgang den Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 600 bildet und der die Versorgungsspannung für den Klasse-E-Konverter aus der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs generiert.
  • Das in Figur 7 abgebildet siebte Ausführungsbeispiel ist weitgehend identisch zu dem in Figur 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes. Im Unterschied zu dem zweiten Ausführungsbeispiel zeigt das siebte Ausführungsbeispiel auch Details der Impulszündvorrichtung und des steuerbaren Schalters. Der steuerbare Schalter ist hier als Feldeffekttransistor, insbesondere als MOSFET 1602 ausgebildet. Er wird von der Steuerschaltung 1613 gesteuert. Außerdem ist die Induktivität am positiven Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 1600 als Spartransformator 1601 ausgebildet und parallel zu dem Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 1600 ein Kondensator 1661 vergleichsweise hoher Kapazität geschaltet, um Rückwirkungen des Spartransformators 1601 auf die Gleichspannungsquelle 1600 zu verhindern, wie bereits beim fünften Ausführungsbeispiel anhand des entsprechenden Bauteils 511 und der Figur 5 erläutert wurde. Der erste Wicklungsabschnitt 1601a des Spartransformators 1601 ist in den Klasse-E-Konverter geschaltet, so dass der positive Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 1600 über den ersten Wicklungsabschnitt 1601 a und die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 1602 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss der Gleichspannungsquelle 1600 bzw. mit dem Massepotential verbunden ist. Der zweite Wicklungsabschnitt 1602b des Spartransformators 1602 dient zur Spannungsversorgung der Impulszündvorrichtung. Antiparallel zur Schaltstrecke, das heißt, zur Drain-Source-Strecke, des Transistors 1602 ist eine Diode 1603 geschaltet, die hier als sogenannte Body-Diode des Transistors 1602 in den Transistor 1602 integriert ist. Parallel zur Diode 1603 und auch zur Drain-Source-Strecke des Transistors 1602 ist ein Kondensator 1604 geschaltet, bei dessen Dimensionierung die parasitäre Kapazität 1612 des Transistors 1602 berücksichtigt wird, wie bereits beim sechsten Ausführungsbeispiel anhand des Transistors 602 und der Figur 6 erläutert wurde. Der aus der Kapazität 1605 und der Primärwicklung 1614a des Transformators 1614 bestehende Parallelkreis zu dem Kondensator 1604 ist als Serienresonanzkreis ausgebildet. Die Sekundärwicklung 1614b des Transformators 1614 versorgt den daran angeschlossen, aus der Sekundärwicklung 1606b des Zündtransformators 1606 und der Hochdruckentladungslampe LP16, bzw. den elektrischen Anschlüssen der Hochdmckentladungslanipe, bestehenden Stromkreis mit Energie. Zur Spannungsversorgung der Impulszündvorrichtung ist der zweite Wicklungsabschnitt 1601b des Spartransformators 1601 an den Knotenpunkt zwischen Source-Anschluss des Transistors 1602, der Kathode der Diode 1603 und dem Kondensator 1604 sowie der Kapazität 1605 angeschlossen. Mittels des Wicklungsabschnitts 1601b wird der Zündkondensator 1607 über die Diode 1610 und den Widerstand 1609 auf die Durchbruchsspannung der parallel zum Zündkondensator 1607 geschalteten Funkenstrecke 1608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608 entlädt sich der Zündkondensator 1607 stoßweise über die Primärwicklung 1606a des Zündtransformators 1606. Dadurch werden in der Sekundärwicklung 1606b des Zündtransformators 1606 Hochspannungsimpulse zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Der Knotenpunkt zwischen dem Zündkondensator 1607 und der Primärwicklung 1606a des Zündtransformators 1606 ist mit dem Massepotential bzw. mit dem negativen Anschluss der Gleichspannungsquelle 1600 verbunden. Der Transformator 1614 dient zur Impedanzanpassung der Hochdruclcentladungslampe LP16 an den Klasse-E-Konverter und zur galvanischen Trennung von dem Klasse-E-Konverter. Der Transformator 1614 kann auch als Spartransformator ausgebildet sein, wenn eine galvanische Trennung nicht erforderlich ist. Eine Dimensionierung der verwendeten Bauteile ist in Tabelle 2 angegeben.
  • Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 16 wird von der Gleichspannungsquelle 1600 an dem Spannungseingang des Klasse-E-Konverters eine Gleichspannung von 80 Volt bereitgestellt. Der Feldeffekttransistor 1602 wird von der Steuerschaltung 1613 mit einer Schaltfrequenz von ca. 59 Kilohertz und einem Tastverhältnis von 0,5 geschaltet. Mittels der Gleichspannungsquelle 1600 und des Spartransformators 1601 wird über die Diode 1610 und den Widerstand 1609 der Zündkondensator 1607 auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608 aufgeladen. Beim Erreichen der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608 wird der Zündkondensator 1607 stoßweise über die Primärwicklung 1606a des Zündtransformators 1606 entladen und in seiner Sekundärwicklung 1606b werden Hochspannungsimpulse von bis 40000 Volt zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe induziert. Unmittelbar nach der Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 16 wird die Gasentladung hauptsächlich von dem Xenon in der ionisierbaren Füllung getragen. Während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Lampenbetriebszustand verdampfen die weiteren Füllungskomponenten, die Metallhalogenide, und tragen zur Entladung und zur Lichtemission bei. Während dieser Zeit wird die von der Gleichspannungsquelle 1600 bereitgestellte Versorgungsspannung von 80 Volt kontinuierlich auf einen Wert von 40 Volt reduziert, um so die gewünschte Lampenleistung einzustellen. Die elektrischen Eigenschaften, insbesondere die Impedanz der Hochdruckentladungslampe LP16, ändern sich während des Übergangs von der Zündphase in den stationären Betriebszustand erheblich. Während der Übergangsphase wird die Lampe LP16 mit erhöhter Leistung betrieben, um einen möglichst schnellen Übergang in den stationären Lampenbetrieb zu gewährleisten. Nachdem der Lampenstrom eingesetzt hat, wird die Schaltfrequenz des Feldeffekttransistors 1602 von ca. 59 Kilohertz auf ca. 215 Kilohertz erhöht. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 16 erreicht der Spannungsabfall an dem Zündkondensator 1607 nicht mehr die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke 1608.
  • Bei der Hochdruckentladungslampe LP 16 handelt es sich um eine quecksilberfreie Metallhalogenid-Hochdruckentladungslampe mit einer elektrischen Leistungsaufnahme von 30 Watt und einer Brennspannung von ca. 30 Volt, wie bereits bei dem sechsten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde. Sie dient als Kraftfahrzeugscheinwerferlampe. Die Gleichspannungsquelle 1600 beinhaltet einen Hochsetzsteller, dessen Spannungsausgang den Gleichspannungsausgang der Gleichspannungsquelle 1600 bildet und der die Versorgungsspannung für den Klasse-E-Konverter aus der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs generiert. Auf den Hochsetzsteller kann allerdings verzichtet, wenn die Bordnetzspannung ausreichend hoch ist oder wenn der Transformator 1614 geeignet dimensioniert ist.
  • In der Figur 8 ist als Kurve A der zeitliche Verlauf der während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 von der Steuerschaltung 1613 an das Gate des Transistors 1602 gelieferten, im wesentlichen rechteckförmigen Steuerspannung und als Kurve B der zeitliche Verlauf des Spannungsabfalls über der Schaltstrecke, das heißt, der Drain-Source-Strecke des Transistors 1602, dargestellt. Das Nullniveau der beiden Spannungsverläufe ist jeweils durch die Ziffer 1 bzw. 2 mit einem daran anschließenden horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Die Spannung über der Drain-Source-Strecke erreicht einen maximalen Wert von 216 Volt. Der Transistor 1602 wird nur ein- bzw. ausgeschaltet während der Spannungsabfall über der Drain-Source-Strecke Null ist. Das Tastverhältnis der Steuerspannung für das Gate des Transistors 1602 ist 0,5. Die Schaltfrequenz des Transistors 1602 beträgt 59 Kilohertz.
  • Der stationäre Betriebszustand, nach abgeschlossener Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP6 ist in Figur 9 gezeigt. Die Kurve C zeigt den zeitlichen Verlauf des von der Steuerschaltung 1613 an das Gate des Transistors 1602 gelieferten, im wesentlichen rechteckförmigen Steuerspannung. Die Drain-Source-Strecke des Transistors 1602 ist elektrisch leitend während die Steuerspannung für das Gate des Transistors 1602 größer als Null Volt ist. Das Tastverhältnis der Steuerspannung ist 0,5. Die Schaltfrequenz des Transistors 1602 beträgt 215 Kilohertz. Die Kurve F zeigt den entsprechenden zeitlichen Spannungsverlauf über der Drain-Source-Strecke des Transistors 1602. Die Nullniveaus der beiden Spannungsverläufe sind durch die Zifferrn 1 bzw. 2 mit einem nachgestellten horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Die Kurve D zeigt den zeitlichen Verlauf des Lampenstroms und die Kurve E den zeitlichen Verlauf der Spannung über der Entladungstrecke der Hochdruckentladungslampe LP6. Die Nullniveaus der Kurven D und E sind durch die Ziffer 3 mit dem nachgestellten horizontalen Pfeil gekennzeichnet. Der Lampenstrom D und die Lampenspannung E sind in sehr guter Näherung sinusförmig. Der Effektivwert des Lampenstroms beträgt 932 mA und der Effektivwert der Lampenspannung, das heißt, die Brennspannung der Lampe LP6, beträgt 32,7 Volt. Lampenstrom D und Lampenspannung E sind in Phase und ihre Frequenz beträgt 215 Kilohertz.
  • Weitere Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes sind in den Figuren 10 bis 17 dargestellt. Die Ausführungsbeispiele gemäß der Figuren 10 bis 16 unterscheiden sich im wesentlichen nur durch die Zündvorrichtung.
  • Das in Figur 10 abgebildete achte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 700, 701, 702, 703 und 704 des achten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103 und 104 des ersten Ausführungsbeispiels. Die Diode 703 ist als Zenerdiode ausgeführt, wobei deren Durchbruchsspannung kleiner als die maximal zulässige Spannung des Schalters 702 und größer als die während des Betriebes am Schalter 702 auftretende Spannung gewählt ist. Sie dient als Überspannungsschutz für den Schalter 702 während des Einsetzens des Lampenstroms. Parallel zu dem Kondensator 704 ist ein Serienresonanzkreis geschaltet, der aus der Kapazität 705 und der Induktivität 706 besteht. In den Serienresonanzkreis sind ferner die elektrischen Anschlüsse der Hochdruckentladungslampe LP7 geschaltet. Die Zündvorrichtung ist hier als Gleichspannungszündvorrichtung 707 ausgebildet. Der Gleichspannungsausgang der Zündvorrichtung 707 ist entweder unmittelbar parallel zu der Resonanzkapazität 705 oder parallel zur Serienschaltung eines oder beider Bauteile 701 und 706 mit der Resonanzkapazität 705 geschaltet, wie in Figur 10 mit gestrichelten Linien angedeutet ist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP7 wird an der Kapazität 705 bzw. über der vorgenannten Serienschaltung eine Gleichspannung überlagert, die zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP7 führt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung wird die Zündvorrichtung deaktiviert.
  • Das in Figur 11 abgebildete neunte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 800, 801, 802, 803, 804, 805 und 806 des neunten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 700, 701, 702, 703, 704, 705 und 706 des achten Ausführungsbeispiels. Das neunte Ausführungsbeispiel zeigt Details der Gleichspannungszündvoirichtung. Die Gleichspannungszündvorrichtung umfasst einen steuerbaren Schalter 809, einen Transformator 808 mit Primärwicklung 808a und gegensinnig gewickelter Sekundärwicklung 808b sowie eine Diode 807. Diese Zündvorrichtung wird von der Gleichspannungsquelle 800 gespeist. Die Primärwicklung 808a und die Schaltstrecke des Schalters 809 sind in einem an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichspannungsquelle 800 angeschlossenen Stromkreis geschaltet. Die seriell angeordnete Sekundärwicklung 808b und Diode 807 sind parallel zu der Resonanzkapazität 805 des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters geschaltet. Diese Zündvorrichtung arbeitet im wesentlichen nach dem Prinzip eines Sperrwandlers. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP8 wird der Schalter 809 mit hoher Frequenz getaktet. In der Leitphase des Schalters 809 fließt durch die Primärwicklung 808a ein Strom, der zum Aufbau eines magnetischen Feldes in dem Transformator 808 führt. Aufgrund der Polung der Diode 807 und des Wicklungssinns der Sekundärwicklung 808b findet aber keine Energieübertragung von dem Transformator 808 auf die Resonanzkapazität 805 statt. In der Sperrphase des Schalters 809 wird die im Magnetfeld des Transformators 808 gespeicherte Energie an die Resonanzlcapazität 805 abgegeben. Die in der Sekundärwicklung 808b induzierte Spannung lädt über die Diode 807 die Resonanzkapazität 805 auf die zum Zünden der Gasentladung in der Lampe erforderliche Zündspannung auf. Am Ende der Zündphase wird die Zündvorrichtung durch Abschalten des Schalters 809 deaktiviert. Die Sekundärwicklung 808b ist so dimensioniert, dass sie eine sehr große Induktivität besitzt, so dass aufgrund ihres großen Blindwiderstands im Betrieb, nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe, kein nennenswerter Strom durch sie fließt. Falls diese Dimensionierungsvorschrift für die Sekundärwicklung 808b nicht erfüllbar ist, kann eine durch die Diode 807 bedingte Unsymmetrie des Lampenstroms mittels der in Figur 22 abgebildeten Zener-Diode 810 verhindert werden, deren Zener-Spannung höher als die während des Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) über dem Kondensator 805 anstehende Spannung ist. Dadurch fließt während des stationären Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) kein nennenswerter Strom über die Sekundärwicklung 808b. In allen anderen Details stimmen die Schaltungen gemäß der Figuren 11 und 22 überein.
  • Das in Figur 12 abgebildete zehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist identisch zu dem achten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 900, 901, 902, 903, 904, 905 und 906 des zehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 700, 701, 702, 703, 704, 705 und 706 des achten Ausführungsbeispiels. Das zehnte Ausführungsbeispiel zeigt Details der Gleichspannungszündvorrichtung. Die Gleichspannungszündvorrichtung umfasst einen steuerbaren Schalter 909, einen Transformator 908 mit Primärwicklung 908a und gleichsinnig gewickelter Sekundärwicklung 908b sowie eine Diode 907. Diese Zündvorrichtung wird von der Gleichspannungsquelle 900 gespeist. Die Primärwicklung 908a und die Schaltstrecke des Schalters 909 sind in einem an den Gleichspannungsanschlüssen der Gleichspannungsquelle 900 angeschlossenen Stromkreis geschaltet. Die seriell angeordnete Sekundärwicklung 908b und Diode 907 sind parallel zu der Serienschaltung der Resonanzkapazität 905 und der Resonanzinduktivität 906 des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters geschaltet. Diese Zündvorrichtung arbeitet während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 im wesentlichen nach dem Prinzip eines Durchflusswandlers. In der Leitphase des mit hoher Frequenz getakteten Schalters 909 fließt durch die Primärwicklung 908a des Transformators 908 ein Strom, der eine Induktionsspannung in der gleichsinnig gewickelten Sekundärwicklung 908b hervorruft. Die Induktionsspannung in der Sekundärwicklung 908b treibt über die Diode 907 und die Resonanzinduktivität 906 einen Ladestrom in die Resonanzkapazität 905. Die Resonanzinduktivität 906 dient während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 zur Begrenzung des Ladestroms der Resonanzkapazität 905. Die Resonanzkapazität 905 wird während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP9 auf die erforderliche Zündspannung aufgeladen. Die Sekundärwicklung 908b ist so dimensioniert, dass sie eine sehr große Induktivität besitzt, so dass aufgrund ihres großen Blindwiderstands im Betrieb, nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe, kein nennenswerter Strom durch sie fließt. Falls diese Dimensionierungsvorschrift für die Sekundärwicklung 908b nicht erfüllbar ist, kann eine durch die Diode 907 bedingte Unsymmetrie des Lampenstroms mittels der in Figur 23 abgebildeten Zener-Diode 910 verhindert werden, deren Zener-Spannung höher als die während des Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) über dem Kondensator 905 und der Resonanzinduktivität 906 anstehenden Spannung ist. Dadurch fließt während des stationären Lampenbetriebs (nach Beendigung der Zündphase) kein nennenswerter Strom über die Sekundärwicklung 908b. In allen anderen Details stimmen die Schaltungen gemäß der Figuren 12 und 23 überein.
  • Die Figuren 13 bis 16 zeigen Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes mit einer Resonanzzündvorrichtung.
  • Das in Figur 13 abgebildete elfte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist weitgehend identisch zu dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003 und 1004 des elften Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der Bauteile 100, 101, 102, 103 und 104 des ersten Ausführungsbeispiels. Parallel zu dem Kondensator 1004 ist ein Serienresonanzkreis geschaltet, der aus den Kapazitäten 1005, 1007 und der Induktivität 1006 besteht. In den Serienresonanzkreis sind ferner die elektrischen Anschlüsse der Hochdruckendadungslampe LP10 geschaltet. Die Zündvorrichtung ist hier als Resonanzzündvorrichtung ausgebildet. Die Kapazität 1007 ist parallel zur Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP10 geschaltet. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP10 wird der Schalter 1002 mit einer Frequenz nahe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises 1005, 1006, 1007 des Klasse-E-Konverters getaktet, so dass an dem Kondensator 1007 die erforderliche Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe LP 10 durch Resonanzüberhöhung bereitgestellt wird. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP10 wird der Schalter 1002 mit einer Frequenz oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus den Komponenten 1005 und 1006, getaktet, da nach erfolgter Zündung der Gasentladung die Kapazität 1007 durch die Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP 10 kurzgeschlossen wird.
  • Das in Figur 14 abgebildete zwölfte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist nahezu identisch zu dem elften Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105 und 1106 des zwölften Ausfiihrungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 und 1006 des elften Ausführungsbeispiels. Im Unterschied zu dem elften Ausführungsbeispiel besitzt der Serienresonanzkreis des Klasse-E-Konverters anstelle der zusätzlichen Kapazität 1007 eine zusätzlich Induktivität 1107, die parallel zur Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe LP11 geschaltet ist. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP11 wird der Schalter 1102 mit Frequenz nahe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises 1105, 1106, 1107 des Klasse-E-Konverters getaktet, so dass an der Induktivität 1107 die erforderliche Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe LP11 durch Resonanzüberhöhung bereitgestellt wird. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe LP 11 wird der Schalter 1102 mit einer Frequenz oberhalb der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus den Komponenten 1105 und 1106, getaktet.
  • Das in Figur 15 abgebildete dreizehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist fast identisch zu dem elften Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1200, 1201, 1202, 1203, 1204, 1205, 1206 und 1207 des dreizehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 und 1007 des elften Ausführungsbeispiels. Die Diode 1203 kann als Zenerdiode ausgebildet sein, um einen Überspannungsschutz für den Schalter 1202 zu gewährleisten. Im Unterschied zu dem elften Ausführungsbeispiel werden die Resonanzkreisbauteile 1206 und 1207 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP12 von einer externen Wechselspannungsquelle 1208 und nicht von der Gleichspannungsquelle des Klasse-E-Konverters angeregt.
  • Das in Figur 16 abgebildete vierzehnte Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes ist fast identisch zu dem zwölften Ausführungsbeispiel. Insbesondere entsprechen die Anordnung und Funktion der Bauteile 1300, 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306 und 1307 des vierzehnten Ausführungsbeispiels der Anordnung und der Funktion der entsprechenden Bauteile 1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105, 1106 und 1107 des zwölften Ausführungsbeispiels. Im Unterschied zu dem zwölften Ausführungsbeispiel werden die Resonanzkreisbauteile 1306 und 1307 während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe LP 13 von einer externen Wechselspannungsquelle 1308 und nicht von der Gleichspannungsquelle des Klasse-E-Konverters angeregt.
  • In Figur 17 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des fünfzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 1400 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über die Primärwicklung 1401 b eines Transformators 1401 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 1402 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1402 ist eine Diode 1403 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1402 und auch parallel zu der Diode 1403 ist ein Kondensator 1404 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 1404 sind der Kondensator 1405 und die Induktivität 1406 angeordnet. Der Kondensator 1405 und die Induktivität 1406 bilden einen Serienresonanzkreis. In dem Serienresonanzkreis sind elektrische Anschlüsse für eine Hochdruckentladungslampe LP14 angeordnet, so dass bei angeschlossener Lampe LP14 ihre Entladungsstrecke seriell in dem Serienresonanzkreis geschaltet ist. Mittels der Sekundärwicklung 1401 a wird eine Hilfsspannung generiert, die beispielsweise zur Spannungsversorgung der Steuerschaltung des Schalters 1402 oder zur Spannungsversorgung einer der oben beschriebenen Zündvorrichtungen verwendbar ist.
    In Figur 18 ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Hochdruckentladungslampe gezeigt, die mit dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät betrieben wird. Bei dieser Lampe handelt es sich um eine quecksilberfreie Hochdruckentladungslampe mit einer Leistungsaufnahme von 25 Watt bis 35 Watt, die zum Einsatz in einem Kraftfahrzeugscheinwerfer vorgesehen ist. Das Entladungsgefäß 1 dieser Lampe weist einen rohrförmigen, zylindrischen mittleren Abschnitt 10, der aus Saphir besteht. Die offenen Enden des Abschnitts 10 sind jeweils durch ein keramisches Verschlussstück 11 bzw. 12 aus polykristallinem Aluminiumoxid verschlossen. Der Innendurchmesser des kreiszylindrischen Abschnitts 10 beträgt 1,5 Millimeter. In der Längsachse des Entladungsgefäßes 1 sind zwei Elektroden 2, 3 angeordnet, so dass ihre entladungsseitigen Enden in den Innenraum des mittleren, zylindrischen Abschnitts 10 hineinragen und einen Abstand von 4,2 Millimeter besitzen. Die im Entladungsgefäß 1 eingeschlossene ionisierbare Füllung besteht aus Xenon mit einem Kaltfülldruck von 5000 Hektopascal und insgesamt 4 Milligramm der Jodide von Natrium, Dysprosium, Holmium, Thulium und Thallium. Die Elektroden 2 bzw. 3 sind jeweils über eine Stromzuführung 4 bzw. 5 mit einem elektrischen Anschluss 16 bzw. 17 des Lampensockels 15 verbunden. Das Entladungsgefäß 1 ist von einem lichtdurchlässigen Außenkolben 14 umgeben.
  • Aus dem Elektrodenabstand, dem Innendurchmesser des zylindrischen Abschnitts 10 und aus der Schaltgeschwindigkeit im Entladungsmedium, die ca. 560 m/s beträgt, können die akustischen Resonanzfrequenzen der Hochdruckentladungslampe berechnet werden. Die Grundfrequenz der longitudinalen akustischen Resonanz liegt bei 70 Kilohertz. Die Grundfrequenz der azimutalen akustischen Resonanz liegt bei 230 Kilohertz und die Grundfrequenz der radialen akustischen Resonanz liegt bei 476 Kilohertz. Das bedeutet, dass die Grundfrequenz der vorgenannten akustischen Resonanzen im Entladungsraum jeweils durch einen Wechselstrom mit einer Frequenz, die halb so groß ist, wie die der vorgenannten Resonanzen angeregt werden würde. Aufgrund des großen Aspektverhältnisses von 2,8 und des geringen Innendurchmessers liegen die akustischen Resonanzen weit auseinander. Zwischen den vorgenannten akustischen Resonanzen liegt jeweils ein resonanzfreier Frequenzbereich, in dem ein stabiler Lampenbetrieb ohne Frequenzmodulation des Lampenwechselstroms möglich ist. Die beim sechsten und siebten Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Vorschaltgerätes offenbarten Schaltfrequenzen des MOSFET-Schalters und Wechselstromfrequenzen von 360 Kilohertz bzw. 215 Kilohertz liegen somit in einem resonanzfreien Frequenzbereich.
  • Die Figur 19 zeigt die in Figur 18 abgebildete Hochdruckentladungslampe mit einer im Lampensockel 15 angeordneten Schaltungsanordnung 18. Diese Schaltungsanordnung 18 umfasst entweder das komplette Vorschaltgerät der Hochdruckentladungslampe inklusive Zündvorrichtung oder aber nur die Zündvorrichtung der Hochdruckentladungslampe.
  • In Figur 20 ist der Aufbau eines Klasse-E-Konverters gemäß des Standes der Technik dargestellt. Der Aufbau und die Funktion dieses Klasse-E-Konverters sind auf den Seiten 271 bis 273 des Buches "Power electronics: converters, applications, and design" der Autoren Ned Mohan, Tore M. Undeland und William P. Robbins, zweite Auflage 1995, John Wiley & Sons, Inc. beschrieben.
  • Dieser Klasse-E-Konverter besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle 1500 angeschlossen sind. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über eine Induktivität 1501 und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schalters 1502 mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Antiparallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1502 ist eine Diode 1503 geschaltet. Parallel zu der Schaltstrecke des Schalters 1502 und auch parallel zu der Diode 1503 ist ein Kondensator 1504 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator 1504 sind der Kondensator 1505 und die Induktivität 1506 angeordnet. Der Kondensator 1505 und die Induktivität 1506 sind so dimensioniert, dass der Parallelkreis ein Serienresonanzkreis ist. Die Last RL ist seriell in den Serienresonanzkreis geschaltet.
  • Auf die in den Tabellen 1 und 2 erwähnten Schutzdioden P6KE440 kann auch verzichtet werden.
  • In Figur 21 ist schematisch die Schaltskizze des Vorschaltgerätes gemäß des sechzehnten Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt. Dieses Vorschaltgerät besitzt einen Gleichspannungseingang mit zwei Gleichspannungsanschlüssen +,- , die an den Spannungsausgang einer Gleichspannungsquelle angeschlossen sind. Die Gleichspannungsquelle erzeugt am parallel zu dem Spannungseingang des Klasse-E-Konverters geschalteten Kondensator C4 eine Eingangsspannung von 42 Volt für den Klasse-E-Konverter. Der positive Gleichspannungsanschluss ist über einen ersten Wicklungsabschnitt des Spartransformators L2 und die Schaltstrecke des steuerbaren Feldeffekttransistors T mit dem negativen Gleichspannungsanschluss bzw. mit dem schaltungsinternen Massepotential verbunden. Die antiparallel zu der Schaltstrecke des Transistors T geschaltete Body-Diode des MOSFET-Transistors T übernimmt die Funktion der Diode 1503 des in Figur 20 abgebildeten Klasse-E-Konverters. Parallel zu der Schaltstrecke des Transistors T und auch parallel zu seiner Body-Diode ist ein Kondensator C2 geschaltet. In einem Parallelkreis zu dem Kondensator C2 sind der Kondensator C5 und die Primärwicklung n1 eines Transformators Tr1 angeordnet. Der Transformator Tr1 dient zur Impedanzanpassung der Lampe La an den Klasse-E-Konveiter. Die Sekundärwicklung n2 des Transformators Tr1 ist in Reihe zu dem Kondensator C1, der Sekundärwicklung des Zündtransformators L1, der Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe La und dem Widerstand R3 geschaltet. Parallel zu der aus der Sekundärwicklung des Zündtransformators L1 und der Entladungsstrecke der Lampe La bestehenden Serienschaltung ist eine Suppressordiode D5, beispielsweise eine Transildiode, geschaltet, die zur Spannungsbegrenzung dient.
  • An den zweiten Wicklungsabschnitt L2b des Spartransformators L2 ist die aus der Diode D2, dem Widerstand R2, der Funkenstrecke FS, dem Zündkondensator C3 und dem Zündtransformator L1 bestehenden Impulszündvorrichtung angeschlossen. Der Zündkondensator C3 ist parallel zu der Serienschaltung bestehend aus der Funkenstrecke FS und der Primärwicklung L1b des Zündtransformators L1 geschaltet. Der Spannungsabfall am Zündkondensator C3 wird von der Steuerschaltung des Transistors T mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 überwacht. Außerdem überwacht die Steuerschaltung des Transistors T mittels des Widerstands R3 auch den Lampenstrom. Die Steuerschaltung des Transistors T besteht aus einem Logikteil und Treiberschaltungen für den Transistor T. In der Tabelle 3 ist eine Dimensionierung der Bauteile des sechzehnten Ausführungsbeispiels angegeben. Bei der Lampe La handelt es sich um eine queclcsilberfreie Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem Entladungsgefäß aus Quarzglas, die eine elektrische Leistungsaufnahme von ca. 35 Watt und eine Brennspannung von ca. 45 Volt besitzt. Diese quecksilberfreie Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe wird mittels des Klasse-E-Konverters mit einer Wechselspannung betrieben, deren Frequenz oberhalb der akustischen Resonanzen der Lampe liegt.
  • Der Klasse-E-Konverter wird von der Gleichspannungsquelle mit einer Eingangsspannung von 42 Volt versorgt. Während der Zündphase der Hochdruckentladungslampe La wird der Transistor T mittels der Steuerschaltung mit einer Schaltfrequenz von 230 Kilohertz betrieben. Das heißt, die Steuerschaltung des Transistors T reduziert die Schaltfrequenz des Transistors T ausgehend von einem Wert geringfügig oberhalb von 230 Kilohertz langsam bis sich an dem Zündkondensator C3 die erforderliche Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS aufgebaut hat, was mittels des Spannungsteilers R4, R5 von der Steuerschaltung des Transistors T detektiert wird. Beim Durchbruch der Funkenstrecke FS entlädt sich der Zündkondensator C3 über die Primärwicklung L1b des Zündtransformators L1. In der Sekundärwicklung des Zündtransformators L1 werden Hochspannungsimpulse zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe La generiert. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Lampe La fließt ein Strom über die Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe La. Dieser Lampenstrom wird mittels des Widerstands R3 von der Steuerschaltung des Transistors T detektiert und die Schaltfrequenz des Transistors T wird daraufhin schlagartig auf einen Wert von 925 Kilohertz erhöht. Es erfolgt der sogenannte Leistungsanlauf der Lampe La, während dem die Lampe La mit ca. dreifacher Nennleistung betrieben wird, um eine schnelle Verdampfung der Metallhalogenide zu erreichen. Während des Leistungsanlaufs wird die Schaltfrequenz des Transistors T auf den stationären Endwert von 955 Kilohertz erhöht, um die Lampe La mit einer Leistung nahe bei ihrer Nennleistung von 35 Watt zu betreiben.
  • Während des Lampenbetriebs wird mittels der Steuervorrichtung des Transistors T der Spannungsabfall am Widerstand R3 überwacht, der proportional zum Lampenstrom ist. Fällt dieser unter einen vorgegebenen Wert, so wird das von der Steuerschaltung als ein Erlöschen der Lampe La interpretiert und es wird automatisch wieder die Schaltfrequenz des Transistors T auf einen Wert von ca. 230 Kilohertz eingestellt, um erneut die Zündphase der Lampe La einzuleiten.
  • Alternativ kann das Erlöschen der Lampe La auch mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 durch einen Spannungsanstieg am Zündkondensator C3 erkannt werden. Die erfolgte Zündung der Lampe La kann alternativ ebenfalls mittels der Spannungsteilerwiderstände R4, R5 dadurch detektiert werden, dass der Spannungsabfall am Zündkondensator C3 über einen längeren Zeitraum, beispielsweise 100 ms bzw. 10 Periodendauern, deutlich unterhalb der Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS bleibt.
  • Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher erläuterten Ausführungsbeispiele. Beispielsweise kann zur besseren Anpassung der Lampe an den Klasse-E-Konverter der Kondensator 1504 bzw. die entsprechenden Kondensatoren 104, 204, 304, 404, 504, 604, 1604, 704, 804, 904, 1004, 1104, 1204, 1304, 1404 und C2 der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele als Kondensatoren mit veränderbarer Kapazität ausgebildet sein. Die Kapazität kann dabei entweder kontinuierlich zwischen einem Minimal- und Maximalwert verändert werden oder aber zwischen einigen diskreten, beispielsweise zwei, Werten umgeschaltet werden. So kann eine hohe Effizienz trotz Veränderung des Lampenwiderstands, beispielsweise verursacht durch das Zünden der Gasentladung in der Lampe oder das Verdampfen der Metallhalogenide in dem Entladungsgefäß der Lampe, gewährleistet werden, wobei nur eine geringe Variation der Schaltfrequenz erforderlich ist. Insbesondere bei den Ausführungsbeispielen mit Resonanzzündung gemäß der Figuren 13 und 14 ist eine Anpassung des Resonanzkreises durch Einstellen der Kapazität des Kondensators 1004 bzw. 1104 auf einen ersten Wert während der Zündung und Umschalten auf einen zweiten Wert nach der Zündung der Lampe vorteilhaft. Das kann beispielsweise dadurch realisiert werden, dass der Kondensator 1004 bzw. 1104 als Parallelschaltung zweier Kondensatoren ausgebildet wird, von denen einer mit Hilfe eines Schaltmittels aktiviert oder deaktiviert wird.
  • Die Zündvorrichtung 107 kann wie bereits erläutert eine Impulsquelle enthalten, die einen oder eine Folge von Spannungsimpulsen zur Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe bereitstellt. Diese kann anstelle der Impulsquelle auch eine beliebige Wechselspannungsquelle enthalten, die eine länger anstehende Wechselspannung bereitstellt. Die Frequenz dieser Wechselspannung wird so hoch eingestellt, dass die Kondensatoren 104, 105 bzw. 204, 205 bzw. 304, 305 bzw. 404, 405 bei dieser Frequenz einen sehr geringen Blindwiderstand besitzen und als Kurzschluss angesehen werden können. Parallel zu einem der beiden vorgenannten Kondensatoren oder zu beiden Kondensatoren kann zur Spannungsbegrenzung eine Suppressordiode geschaltet sein, insbesondere wenn der sehr geringe Blindwiderstand nicht gewährleistet werden kann.
  • Alternativ zu den oben erläuterten Zündvorrichtungen kann zur Erzeugung der Zündspannung für die Hochdruckentladungslampe auch ein Piezotransformator verwendet werden. Figur 24 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Klasse-E-Konverters mit einer Gleichspannungszündung in Analogie zu dem Ausführungsbeispiel der Figur 10. Der Klasse-E-Konverter wird hier von den Bauteilen L200, S100, D100, C200, L100 und C100 gebildet, welche die gleiche Funktion wie die entsprechenden Bauteile 701, 702, 703, 704, 705 und 706 in Figur 10 haben. Gemäß des Ausführungsbeispiels von Figur 24 ist ein Piezotransformator PT parallel zum Schalter S100 geschaltet, der die Hochspannung zum Aufladen des Kondensators C100 mittels des Spannungsverdopplers, bestehend aus den Dioden D700 und D800, erzeugt. Die Z-Diode D900 verhindert einen einseitigen Kurzschluss des aus L100 und C100 bestehenden Resonanzkreises während des Betriebs, und hat dieselbe Funktion wie die Z-Diode 910 in Figur 23. Damit genügt weiterhin ein einziger Halbschalter S100 zur Zündung und zum Betrieb der Hochdruckentladungslampe La. Beispielsweise kann dadurch der gemäß der Figur 23 zur Erzeugung der Zündspannung erforderliche Schalter 909 eingespart werden. Aufgrund der Eingangskapazität des Piezotransformators PT kann diese die Funktion des Kondensators C200 teilweise oder vollständig übernehmen. Die Abschaltung der Hochspannungserzeugung erfolgt durch Verändern der Schaltfrequenz von S100. Es genügt eine geringe Veränderung der Schaltfrequenz, da Piezotransformatoren aufgrund ihrer hohen Güte sehr schmalbandige Resonanzen aufweisen.
  • Das erfindungsgemäße Vorschaltgerät dient vorzugsweise zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe für Kraftfahrzeugscheinwerfer, insbesondere einer Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem lichtdurchlässigen Entladungsgefäß aus Keramik, wie in den Figuren 18 und 19 abgebildet sowie beispielsweise in der deutschen Patentanmeldung DE 102 42 740 beschrieben ist, oder einer Halogen-Metalldampf-Hochdruckentladungslampe mit einem lichtdurchlässigen Entladungsgefäß aus Quarzglas, wie beispielsweise in der Patentanmeldung DE 103 12 290 offenbart ist. Tabelle 1: Dimensionierung der Bauteile gemäß des sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung
    Bauelement Dimensionierung
    Spartransformator 601 ETD29, N67
    Primärwicklung 601a 49 Windungen, 300 µH
    Sekundärwicklung 601 b 131 Windungen
    Feldeffekttransistor 602 mit integrierter IRF830, International Rectifier
    Diode 603
    Kapazität 604 4,7 nF, 600 V
    Kapazität 605 1,5 nF, 1500 V
    Transformator 606 150 µH,
    Primärwicklung 606a 1 Windung
    Sekundärwicklung 606b 40 Windungen
    Zündkondensator 607 70 nF, 1000 V
    Funkenstrecke 608 800 V, EPCOS FS08X-1JM
    Widerstand 609 110 kOhm, 0,5 W
    Diode 610 1500 V, zwei US1M in Reihe, parallel zu
    jeder US1M zwei P6KE440 in Reihe
    Kapazität 611 11 µF, Elektrolytkondensator
    10 µF / 100 V parallel zu 1 µF / 630 V
    Folienkondensator
    Hochdruckentladungslampe LP6 30 Volt, 30 Watt (Nenndaten)
    Tabelle 2: Dimensionierung der Bauteile gemäß des siebten Ausfiihrungsbeispiels der Erfindung
    Bauelement Dimensionierung
    Spartransformator 1601 ETD39, N67
    Primärwicklung 1601a 39 Windungen, 300 µH
    Sekundärwicklung 1601 b 190 Windungen
    Feldeffekttransistor 1602 mit integrierter IRF740, International Rectifier
    Diode 1603
    Kapazität 1604 14,1 nF
    Kapazität 1605 17,4 nF
    Kapazität 1661 10 µF, 100V Folienkondensator
    Zündtransformator 1606 150 µH,
    Primärwicklung 1606a 1 Windung
    Sekundärwicklung 1606b 40 Windungen
    Zündkondensator 1607 70 nF, 1000 V
    Funkenstrecke 1608 800 V, EPCOS FS08X-1JM
    Widerstand 1609 110 kOhm, 0,5 W
    Diode 1610 1500 V, zwei US 1 M in Reihe, parallel zu
    jeder US1M zwei P6KE440 in Reihe
    Transformator 1614 ETD29, N67
    Primärwicklung 1614a 26 Windungen
    Sekundärwicklung 1614b 52 Windungen
    Hochdruckentladungslampe LP 16 30 Volt, 30 Watt (Nenndaten)
    Tabelle 3: Dimensionierung der Bauteile gemäß des sechzehnten Ausfiihrungsbeispiels der Erfindung
    Bauelement Dimensionierung
    C1 200 pF
    C2 1,0 nF
    C3 70 nF
    C4 10 µF
    C5 680 nF
    D2 2000 V, zweimal US1M in Reihe
    D5 2000 V, bidirektionale Spannungsbegren-
    zung aus viermal P6KE520C in Reihe
    FS 800 V, EPCOS FS08X -1JM
    L1 Sekundärwicklung 40 Wdg., 150 µH
    L1b Wdg.
    L2 10 Wdg., EFD20, N59, 18 µH
    L2b 33 Wdg.
    R2 10 Kilo-Ohm
    R3 0,5 Ohm
    R4 10 Mega-Ohm
    R5 47 Kilo-Ohm
    T IRFP460LC, 400 V, 10 A, 0,55 Ohm
    (International Rectifier)
    TR1 nl= 8 Wdg., n2= 45 Wdg., EFD25, N59

Claims (32)

  1. Vorschaltgerät zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe, wobei das Vorschaltgerät einen Spannungswandler zum Erzeugen eines im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms umfasst, wobei der Spannungswandler als Klasse-E-Konverter ausgebildet ist, der Gleichspannungseingänge (+, -) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Gleichspannungseingängen eine Induktivität (101) und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schaltmittels (102) geschaltet sind, und eine Diode (103) antiparallel zu der Schaltstrecke des Schaltmittels (102) angeordnet ist, und parallel zur Schaltstrecke des Schaltmittels (102) als auch parallel zur Diode (103) eine Kapazität (104) angeordnet ist, wobei die Induktivität (101) derart dimensioniert ist, dass sie als Konstantstromquelle wirkt und ein als Serienresonanzkreis (105, 106b) ausgebildeter Parallelkreis zu der Kapazität (104) vorgesehen ist, an den die zu betreibende Hochdruckentladungslampe (LP1) gekoppelt ist, wobei der im geschlossenen Zustand über die Schaltstrecke des Schaltmittels (102) beziehungsweise im geöffneten Zustand über die Kapazität (104) fließende Strom sich aus einem Gleichstrom und einem von dem Serienresonanzkreis (105, 106b) generierten, sinusförmigen Wechselstrom zusammensetzt.
  2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
    - der positive Gleichspannungseingang (+) über die Induktivität (101) und die Schaltstrecke des Schaltmittels (102) mit dem negativen Gleichspannungseingang (-) bzw. mit dem Massepotential verbunden ist, und
    - elektrische Anschlüsse für mindestens eine Hochdruckentladungslampe (LP1) vorgesehen sind, die an den Serienresonanzkreis (105, 106b) gekoppelt sind.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät eine Zündvorrichtung (107) zum Zünden einer Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe (LP1) aufweist.
  4. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung (107) zu ihrer Spannungsversorgung an eine Induktivität (301) des Klasse-E-Konverters gekoppelt ist.
  5. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Impulszündvorrichtung (107) ausgebildet ist.
  6. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Gleichspannungszündvorrichtung (707) ausgebildet ist.
  7. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Resonanzzündvorrichtung ausgebildet ist.
  8. Vorschaltgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung einen Piezotransformator (PT) enthält.
  9. Vorschaltgerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang bzw. die Primärseite des Piezotransformators (PT) parallel zu dem Schalter (S 100) des Klasse-E-Konverters geschaltet ist.
  10. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität als Spartransformator (401) ausgebildet ist.
  11. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung (306b) des Zündtransformators (306) der Impulszündvorrichtung (307) als Bestandteil eines Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters ausgebildet ist.
  12. Vorschaltgerät nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichspannungszündvonichtung (707) an eine Kapazität (705) eines Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters gekoppelt ist.
  13. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transformator (208) zur Impedanzanpassung der mindestens einen Hochdruckentladungslampe (LP2) vorgesehen ist.
  14. Verfahren zum Betrieb mindestens einer Hochdruckentladungslampe mit einem im wesentlichen sinusförmigen Wechselstrom, wobei dieser Wechselstrom mittels eines Klasse-E-Konverters erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dessen Gleichspannungseingängen eine Induktivität (101) und die Schaltstrecke eines steuerbaren Schaltmittels (102) geschaltet sind, und eine Diode (103) antiparallel zu der Schaltstrecke des Schaltmittels (102) angeordnet ist, und parallel zur Schaltstrecke des Schaltmittels (102) als auch parallel zur Diode (103) eine Kapazität (104) angeordnet ist, wobei die Induktivität (101) als Konstantstromquelle arbeitet und ein als Serienresenanzkreis (105, 106b) ausgebildeter Parallelkreis zu der Kapazität (104) vorgesehen ist, an den die zu betreibende Hochdruckentladungslampe (LP1) gekoppelt ist, wobei der im geschlossenen Zustand über die Schaltstrecke des Schaltmittels (102) beziehungsweise im geöffneten Zustand über die Kapazität (104) fließende Strom sich aus einem Gleichstrom und einem vom Serienresonanzkreis generierten, sinusförmigen Wechselstrom zusammensetzt.
  15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des im wesentlichen sinusförmigen Wechselstroms in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdruckentladungslampe ist.
  16. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Hochdruckentladungslampe mit einer elektrischen Leistung im Bereich von 25 Watt bis 35 Watt betrieben wird.
  17. Verfahren nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die mindestens eine Hochdruckentladungslampe nach erfolgter Zündung der Gasentladung, während des stationären Lampenbetriebs mit einer Brennspannung kleiner oder gleich 100 Volt betrieben wird.
  18. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum Zünden einer Gasentladung in der mindestens einen Hochdruckentladungslampe mittels einer Impulszündvorrichtung, die an eine Induktivität des Klasse-E-Konverters gekoppelt ist, Hochspannungs-Zündimpulse für die mindestens eine Hochdruckentladungslampe erzeugt werden.
  19. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass während der Zündphase der mindestens einen Hochdruckentladungslampe das Schaltmittel des Klasse-E-Konverters derart geschaltet wird, dass an der Induktivität, die am Gleichspannungseingang des Klasse-E-Konverters angeordnet ist, eine resonanzüberhöhte Spannung bereitgestellt wird.
  20. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsaufnahme der mindestens einen Hochdruckentladungslampe durch Verändern der Versorgungsspannung des Klasse-E-Konverters eingestellt wird.
  21. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsaufnahme der mindestens einen Hochdruckentladungslampe durch Verändern der Schaltfrequenz des Schaltmittels des Klasse-E-Konverters eingestellt wird.
  22. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz des Schalters des Klasse-E-Konverters vor dem Durchbruch der Entladungsstrecke der Hochdruckentladungslampe geringer ist als während des stationären Lampenbetriebs.
  23. Beleuchtungssystem mit einer Hochdruckentladungslampe und einem Vorschaltgerät nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13 zum Betrieb der Hochdruckentladungslampe, wobei die Hochdruckentladungslampe ein Entladungsgefäß mit darin angeordneten Elektroden (2, 3) und ionisierbarer Füllung zum Erzeugen einer Gasentladung besitzt.
  24. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (106b) und die Kapazität (105) des Serienresonanzkreises des Klasse-E-Konverters derart auf den Abstand der Elektroden (2, 3) und die Geometrie des Entladungsgefäßes (1) abgestimmt sind, dass die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises in einem Frequenzbereich liegt, der frei von akustischen Resonanzen der Hochdruckentladungslampe ist.
  25. Beleuchtungssystem nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass das Entladungsgefäß (1) zumindest im Bereich der Gasentladung eine zylindrische Geometrie besitzt.
  26. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet, dass Vorschaltgerät eine Zündvorrichtung zum Zünden einer Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe aufweist.
  27. Beleuchtungssystem nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung als Impulszündvorrichtung ausgebildet ist, wobei die Sekundärwicklung des Zündtransformators der Zündvorrichtung in dem Klasse-E-Konverter angeordnet ist.
  28. Beleuchtungssystem nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündvorrichtung in dem Sockel der Hochdruckentladungslampe angeordnet ist.
  29. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät in dem Sockel der Hochdruckentladungslampe angeordnet ist.
  30. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Nennleistung der Hochdruckentladungslampe einen Wert aus dem Bereich von 25 Watt bis 35 Watt besitzt.
  31. Beleuchtungssystem nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Brennspannung der Hochdruckentladungslampe kleiner oder gleich 100 Volt ist.
  32. Beleuchtungssystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 23 bis 31, dadurch gekennzeichnet, dass das Beleuchtungssystem ein Kraftfahrzeugscheinwerfer ist.
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