KR20060033807A

KR20060033807A - 하나 이상의 고압 방전 램프용 안정기, 상기 고압 방전램프의 동작 방법 및 조명 시스템

Info

Publication number: KR20060033807A
Application number: KR1020067001465A
Authority: KR
Inventors: 베른하르트 지이쎄거
Original assignee: 파텐트-트로이한트-게젤샤프트 퓌어 엘렉트리쉐 글뤼람펜 엠베하
Priority date: 2003-07-23
Filing date: 2004-07-23
Publication date: 2006-04-19
Also published as: WO2005011339A1; DE502004009973D1; DE10333729A1; TW200517016A; CA2533263A1; CN1857038B; US7880399B2; US20070138972A1; EP1654913B1; CN1857037A; ATE441313T1; JP2006528411A; CN1857038A; EP1654913A1

Abstract

본 발명은 고압 방전 램프의 안정기, 특히 자동차 전조등 또는 프로젝션 램프에 관한 것으로, 본 발명에 따르면 상기 안정기는 E급 컨버터의 형태를 갖는다.

Description

하나 이상의 고압 방전 램프용 안정기, 상기 고압 방전 램프의 동작 방법 및 조명 시스템{BALLAST FOR AT LEAST ONE FLUORESCENT HIGH PRESSURE DISCHARGE LAMP, METHOD FOR OPERATING SAID LAMP AND LIGHTING SYSTEM COMPRISING SAID LAMP}

본 발명은 청구항 1항의 전제부에 따른 하나 이상의 고압 방전 램프용 안정기, 하나 이상의 고압 방전 램프의 동작 방법 및 조명 시스템에 관한 것이다.

이와 같은 유형의 안정기가 유럽 공개 공보 제 EP 0 386 990 A2호에 공개되어 있다. 여기에 공개된 안정기는 주파수 변조 전압으로 메탈 할라이드 고압 방전 램프를 동작시킬 수 있는데, 상기 주파수 변조 전압은 특히 정현파로 형성되어 20kHz 내지 80kHz의 반송파 주파수를 갖는다. 이러한 안정기는 두 개의 단으로 형성된다. 이 안정기는 승압 컨버터(step-up converter)를 가지는데, 이 승압 컨버터의 뒤에 인버터가 연결되고, 이 인버터는 교류 전류를 램프에 인가한다. 점화 장치(starting apparatus)는 두 개 이상의 다이오드 및 커패시터로 형성된 캐스케이드 회로(cascade circuit)를 가지는데, 이 캐스케이드 회로는 전압 증배(voltage multiplication)를 위한 것이다.

본 발명의 목적은 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 더 간단한 구조의 안정기를 제공하는 것이다. 또한, 본 발명의 목적은 고압 방전 램프의 동작 방법을 간소화하는 것이다. 또한, 본 발명의 목적은 개선된 방식의 조명 시스템을 제공하는 것이다.

상기 목적은 본 발명에 따라 청구항 1항, 14항 및 23항의 특징들에 의해 해결된다. 본 발명의 특히 바람직한 실시예들이 종속항에 나와 있다.

하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 본 발명에 따른 안정기는 정현파 교류 전류를 생성하기 위한 전압 컨버터를 가지는데, 상기 전압 컨버터는 본 발명에 따라 E급 컨버터로 형성된다. 본 발명에 나오는 E급 컨버터란, IEEE Journal of Solid-State Circuits, 제 SC-10권, 3호(1975년 6월)에 실린 Nathan O.Sokal과 Alan D.Sokal의 공동 저서인 "Class E-A New Class of High-Efficiency Tuned Single-Ended Switching Power Amplifiers"에 따른 컨버터를 말한다. 도 20에 이러한 유형의 E급 컨버터의 기본 구조가 도시된다. John Wiley & Sons,Inc의 제 2판(1995)에 실린 Ned Mohan, Tore M.Undeland 그리고 William P.Robbins의 공동 저서인 "Power electronics: converters, applications, and design"의 271~273쪽을 보면, 특히 비최적화된(non-optimum) 동작을 나타내는, 즉 비최적화된 부하 저항(load resistance)을 갖는 E급 컨버터의 구조 및 동작을 알 수 있다.

E급 컨버터를 이용하면, 하나 이상의 고압 방전 램프를 위한 정현파 교류 전류를 쉽게 생성할 수 있다. 따라서 두 개 이상의 전자 스위치와 상기 전자 스위치의 드라이브로 구성된 복잡한 브리지 회로(bridge circuit)가 없어도 된다. 정현파 교류 전류로 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시킬 경우에는, 이러한 고압 방전 램프는 고조파를 갖지 않거나 아주 작은 고조파 함량을 가지게 되어, 음향 공진으로부터 멀리 교류 전류의 주파수가 제공되면, 고압 방전 램프의 방전 매체에서 음향 공진이 유도되지 않는 이점이 있다. 정현파 교류 전류가 아주 소량의 고조파를 가지기 때문에, 안정기의 무선 장해를 억제하는 것도 간단하다. 정현파 램프 전류로 안정된, 특히 깜박임 없는 램프 동작을 달성할 수 있다. 바람직하게는 100kHz 이상의 높은 주파수의 교류 전류로 고압 방전 램프를 동작시킬 경우에는 본 발명에 따른 안정기가 소형화될 수 있어서, 안정기를 램프 캡(lamp cap) 내에 넣을 수 있다. 하지만, 동작 주파수가 너무 높으면 점화 트랜스포머의 인덕턴스가 램프 임피던스와 동일한 크기가 되어 더 이상 무시할 수 없기 때문에, 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하는데 문제가 생긴다. 이렇게 되면, 유럽 특허 공보 제 EP-A 0 868 833호에 공지된 바와 같이, 펄스 점화 장치를 이용하여 고압 방전 램프의 보조 전극으로 가스 방전을 점화해야 한다. 본 발명에 따른 안정기의 바람직한 한 실시예에 따르면, 점화 트랜스포머의 이차 권선의 인덕턴스가 더 이상 기생 소자(parasitic element)가 아니라 E급 컨버터로 형성된 전압 컨버터의 기능 소자이고, 이는 특히 고압 방전 램프의 점화 단계뿐만 아니라 램프 동작 전반에 걸쳐서 적용된다. 본 발명에 따른 안정기는 특히 자동차 전조등의 고압 방전 램프나 프로젝션 용도로 쓰이는 낮은 전력, 즉 25와트 내지 35와트의 전력의 고압 방전 램프 그리고 자동차 전조등의 무수은(mercury-free) 메탈 할라이드 고압 방전 램프와 같이 100V 이하, 심지어는 50V 이하의 비교적 낮은 연소 전압의 고압 방전 램프를 동작시키기에 적합하다. 이러한 고압 방전 램프의 안정기는 자동차의 전원 전압으로 동작한다. 이와 같이 낮은 연소 전압으로 고압 방전 램프를 동작시키면, 본 발명에 따라 E급 컨버터로 형성된 전압 컨버터의 제어가능한 스위치의 전압 부하도 여기에 상응하여 낮게 유지될 수 있는데, 이러한 전압 부하는 제어가능한 스위치가 0.5의 듀티비(duty ratio)를 나타낼 때 전압 컨버터의 입력 전압의 거의 3.6배에 달한다.

본 발명에 따른 안정기의 E급 컨버터로 형성되는 본 발명에 따른 전압 컨버터에 직류 전압이 공급되고, 이러한 전압 컨버터는 바람직하게 아래와 같은 특징들을 갖는다. 제어가능한 스위치의 인덕턴스 및 스위칭 구간이 이러한 전압 컨버터의 직류 전압 입력들 사이에 그리고 양의 직류 전압 입력과 접지 전위 사이에 연결된다. 이러한 스위치의 스위칭 구간과 역병렬하게(back-to-back in parallel) 다이오드가 배열된다. 여기서 역병렬이란, E급 컨버터의 직류 전압 입력의 직류 전압원에 의해 생성된 직류 전류에 대해 다이오드가 역바이어스 방향(reverse biased direction)으로 연결되는 것을 의미한다.

스위치의 스위칭 구간과 병렬로 그리고 다이오드와 병렬로 커패시턴스가 배열된다. 커패시턴스와의 병렬 회로는 직렬 공진 회로(series resonant circuit)로 형성되고, 직렬 공진 회로에 동작할 부하가 결합한다. 직렬 공진 회로의 가장 간단한 형태는 하나의 코일과 하나의 커패시터로 구성되는 것이다. 전압 컨버터의 직류 전압 입력의 인덕턴스는 일정한 전류원으로 동작하여 폐쇄된 상태일 경우에는 제어가능한 스위치의 스위칭 구간을 통해 흐르고 개방된 상태일 경우에는 커패시턴스를 통해 흐르는 전류가 직렬 공진 회로에 의해 발생한 직류 전류와 정현파 교류 전류로 구성되도록 설계된다. 제어가능한 스위치는 직렬 공진 회로의 공진 주파수더욱 높은 클록 주파수(clock frequency)로 스위칭되기 때문에, 스위칭 과정 동안 제어가능한 스위치에 전압이 인가되지 않으므로 스위치의 스위칭 손실(switching loss)이 낮다. 역병렬하게 배열되는 다이오드는 E급 컨버터의 제어가능한 스위치의 스위칭 구간에 걸쳐 음의 전압이 형성되는 것을 막는다.

본 발명에 따른 안정기는 바람직하게는 고압 방전 램프의 가스 방전의 점화를 위한 점화 장치를 갖는다. 이러한 점화 장치는 안정기의 모든 다른 부품들과 동일한 하우징 내에 배열되거나, 물리적으로 분리되어 고압 방전 램프의 램프 캡 내에 배열될 수 있다. 점화 장치 및 추가 부품들이 고유의 전압원을 필요로 하는 일을 막기 위해, 점화 장치가 전압 공급을 위해 인덕턴스, 바람직하게는 (램프 동작시 일정한 전류원으로 동작하는) E급 컨버터의 인덕턴스에 연결된다. 이를 위해, E급 컨버터의 인덕턴스는 특히 점화 장치를 위한 높은 공급 전압이 필요할 때 바람직하게는 단권변압기(autotransformer)로 형성된다.

특히 바람직한 한 실시예에 따르면, 점화 장치가 펄스 점화 장치(문헌에서는 종종 중첩된 점화 장치로 표기되기도 함)로 형성된다. 펄스 점화 장치는 콤팩트한 구조를 가지므로 고압 방전 램프의 램프 캡 내에 쉽게 삽입될 수 있다. 또한, 펄스 점화 장치의 점화 트랜스포머의 이차 권선은 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 구성부분으로 형성될 수 있다. 따라서 전술한 이차 권선의 인덕턴스는 E급 컨버터의 직렬 공진 회로를 위해 사용된다. 제어가능한 스위치의 스위칭 구간과 병렬로 연결되는 E급 컨버터의 커패시턴스 및 직렬 공진 회로의 커패시턴스는 E급 컨버터의 스위치로부터 멀리 점화 전압 펄스를 유지하는데, 그 이유는 이러한 커패시턴스들이 점화 전압 펄스에 대해 거의 단락으로 간주될 수 있기 때문이다. 이러한 커패시턴스가 매우 작을 경우에는, 전압 제한 소자가 스위치와 병렬로 또는 점화 트랜스포머 및 램프의 이차 권선을 포함하는 직렬 회로와 병렬로 사용될 수 있다. 예컨대 제너 다이오드(zener diode), 억제 다이오드(suppressor diode) 또는 가스 봉입 서지 어레스터(gas-filled surge arrester)가 전압 제한 소자로 사용될 수 있다. 그러나 이에 대한 대안으로서 점화 장치가 직류 전압 점화 장치 또는 공진 점화 장치로 형성될 수도 있다. 전술한 직류 전압 점화 장치는 바람직하게 E급 컨버터의 매우 높은 동작 주파수를 위해 사용될 수 있으며, 고압 방전 램프의 점화 단계 동안 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 커패시턴스와 결합할 수 있다는 이점이 있다.

하나 이상의 고압 방전 램프의 전기 단자는 E급 컨버터의 직렬 공진 회로에 직접 배열될 수도 있지만, 트랜스포머에 의해 전술한 직렬 공진 회로에 유도적으로 결합될 수도 있다. 이러한 트랜스포머에 의해 고압 방전 램프의 임피던스가 E급 컨버터의 임피던스에 매칭될 수 있고, 고압 방전 램프와 E급 컨버터 간의 직류 절연(DC isolation)이 제공될 수도 있다.

본 발명에 따라 E급 컨버터로 형성되는 전압 컨버터에 직류 전압을 공급하기 위해 임의의 직류 전압원이 사용될 수 있는데, 이러한 직류 전압원은 예컨대 자동차 전조등인 고압 방전 램프의 경우에도 자동차의 배터리 또는 제너레이터의 경우에도 사용될 수 있다. 그러나 바람직하게는 E급 컨버터로 형성되는 전압 컨버터의 앞에 승압 컨버터가 연결되어, E급 컨버터에 최대한 안정적인 입력 직류 전압이 공급되어, E급 컨버터의 입력 직류 전압의 조절에 의해 고압 방전 램프의 전력 소모를 조절할 수 있다. E급 컨버터의 직류 전압 공급이 전원 교류 전압으로부터 정류(rectification)에 의해 획득될 경우에는, 승압 컨버터 대신 E급 컨버터의 전압 공급을 안정화하기 위해 강압 컨버터(step-down converter)가 사용될 수도 있다. 고압 방전 램프가 점화 단계로부터 일정 상태의(steady-state) 동작 상태로 전환될 때, E급 컨버터의 공급 전압의 크기에 의해 고압 방전 램프의 전력 소비가 바람직하게 조절되어, 안정된 방전 아크(discharge arc)의 형성이 보장될 수 있다. 전환 단계 동안, 고압 방전 램프의 전리성 충전 성분들이 증발한다. 최대한 짧은 전환 단계를 보장하고 최대한 신속한 광 방출을 보장하기 위해, 전환 단계 동안 고압 방전 램프가 훨씬 더 높은 전력 레벨로 동작할 수 있다. 또한, E급 컨버터의 공급 전압 및/또는 스위칭 주파수 및/또는 E급 컨버터의 스위칭 수단의 듀티비의 변경에 의해, E급 컨버터가 상이한 동작 단계 동안 고압 방전 램프의 임피던스에 매칭될 수 있다.

고압 방전 램프의 전력은 E급 컨버터의 제어가능한 스위치의 스위칭 주파수 또는 듀티비에 의해 조절될 수도 있다. 그러나 스위칭 주파수 및 듀티비는 높은 스위칭 손실을 막기 위해, 스위칭 과정 동안 E급 컨버터의 제어가능한 스위치에 전압이 인가되지 않을 정도로 선택된다.

고압 방전 램프의 점화 단계 동안 E급 컨버터의 스위치는 바람직하게는 직류 전압 입력에 배열된 인덕턴스에서 공진 전압 피크가 생성되도록 스위칭된다. 이러한 공진 전압 피크는 바람직하게는 점화 장치의 공급을 위해 사용될 수 있다.

본 발명에 따른 안정기는 간단한 수단에 의해 정현파 램프 교류 전류를 생성할 수 있다. 고압 방전 램프가 일정한 동작 상태에 있을 때, 램프가 정현파 교류 전류로 동작하고, 상기 교류 전류의 주파수가 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 약간 높다. E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 소자들은 바람직하게 방전관의 치수 및 고압 방전 램프의 전극들의 간격에 매칭되어, E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 주파수가 고압 방전 램프의 음향 공진이 없는 주파수 범위 내에 존재한다. 즉, 음향 공진보다 높거나 두 개의 인접한 음향 공진 사이에 배열되는 주파수 창 내에 공진 주파수가 놓이게 된다. 이를 통해, 일정 상태의 램프 동작시 E급 컨버터의 스위칭 주파수가 공진 주파수보다 높기 때문에 고압 방전 램프에서 음향 공진이 여기되지 않는다. 따라서 램프 전류의 주파수 변조가 필수적인 것은 아니다. 음향 공진이 없는 가능한한 폭이 넓은 주파수 범위를 획득하기 위해, 방전관은 적어도 가스 방전 영역에서 실린더 형태로 형성된다. 종횡비(aspect ratio), 즉 방전관의 실린더형 섹션의 내부 직경과 전극 간격의 비는 바람직하게 0.86이상, 특히 바람직하게는 2이상이다. 이를 통해, 종방향 음향 공진이 낮은 주파수로 이동되고, 음향 공진이 없는 충분히 넓은 주파수 영역이 형성된다.

한 바람직한 실시예를 참고로 본 발명을 더 자세히 살펴보면 아래와 같다:

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 2는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 3은 본 발명의 제 3 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 4는 본 발명의 제 4 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 5는 본 발명의 제 5 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 6은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 7은 본 발명의 제 7 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 8은 도 7에 도시된 실시예의 고압 방전 램프의 점화 단계 동안 MOSFET의 제어 신호 및 MOSFET의 드레인/소스 전압을 보여주는 도이며,

도 9는 MOSFET의 제어 신호, MOSFET의 드레인/소스 전압 그리고 도 7에 도시된 실시예의 일정 상태의 램프 동작 동안 고압 방전 램프에서 나타나는 전압 강하를 보여주는 도이고,

도 10은 본 발명의 제 8 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 11은 본 발명의 제 9 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 12는 본 발명의 제 10 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 13은 본 발명의 제 11 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 14는 본 발명의 제 12 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 15는 본 발명의 제 13 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 16은 본 발명의 제 14 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 17은 본 발명의 제 15 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 18은 본 발명에 따른 안정기에 의해 동작하는 고압 방전 램프의 측면의 일부 섹션을 개략적으로 도시한 도이며,

도 19는 본 발명에 따른 안정기에 의해 동작하고 캡 내에 삽입되는 점화 장치를 갖는 고압 방전 램프의 측면의 일부 섹션을 개략적으로 도시한 도이고,

도 20은 E급 컨버터(종래기술)의 개요도이며,

도 21은 본 발명의 제 16 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이고,

도 22는 본 발명의 제 17 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이며,

도 23은 본 발명의 제 18 실시예에 따른 안정기 회로의 개요도이다.

본 발명의 제 1 실시예에 따른 안정기의 개요도가 도 1에 도시된다. 이러한 안정기는 두 개의 직류 전압 단자를 갖는 직류 전압 입력을 가지며, 상기 직류 전압 단자는 직류 전압원(100)의 전압 출력에 연결된다. 양의 직류 전압 단자는 인덕턴스(101) 및 제어가능한 스위치(102)의 스위칭 구간을 통해 음의 직류 전압 단자 및 회로 내부(circuit-internal) 접지 전위에 연결된다. 스위치(102)의 스위칭 구간과 역병렬하게 다이오드(103)가 연결된다. 스위치(102)의 스위칭 구간과 병렬로 그리고 다이오드(103)와 병렬로 커패시터(104)가 연결된다. 커패시터(104)와의 병렬 회로에 커패시터(105) 및 트랜스포머(106)의 이차 권선(106b)이 배열된다. 커패시터(105) 및 이차 권선(106b)은 직렬 공진 회로를 형성한다. 직렬 공진 회로에 고압 방전 램프(LP1)를 위한 전기 단자들이 배열되어, 램프(LP1)가 접속된 경우에 램프의 방전 구간이 직렬 공진 회로와 직렬로 연결된다. 고압 방전 램프(LP1)의 가스 방전의 점화를 위해 점화 장치(107)가 제공되는데, 상기 점화 장치(107)는 일차 권선(106a) 및 이차 권선(106b)을 갖는 점화 트랜스포머(106)를 갖는다. 고 압 방전 램프의 점화 단계 동안에 이차 권선(106b)에 연결되는 고압 방전 램프의 전극에 필요한 점화 전압이 제공된다. 점화 장치(107)는 예컨대 펄스 점화 장치로 형성될 수 있다.

도 2에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 2 실시예는 고압 방전 램프(LP2)가 E급 컨버터의 직렬 공진 회로에 직접 연결되는 것이 아니라, 트랜스포머(208)에 의해 직렬 공진 회로에 연결된다는 점에서 제 1 실시예와 구별된다. 트랜스포머(208)는 일차 권선(208a) 및 이차 권선(208b)을 가지며, E급 컨버터의 임피던스에 램프(LP2)의 임피던스를 매칭하기 위해 그리고 E급 컨버터와 램프(LP2)의 직류 절연을 위해 사용된다. 임피던스 매칭에 의해, E급 컨버터의 공급 전압과 많은 차이가 나는 연소 전압을 갖는 E급 컨버터에 의해 고압 방전 램프를 동작시킬 수도 있다. 부품들(200, 201, 202, 203, 204 및 205)의 배열 및 동작은 제 1 실시예의 부품들(100, 101, 102, 103, 104 및 105)의 배열 및 동작에 상응한다. 점화 장치(207)는 펄스 점화 장치로 형성될 수도 있으며, 일차 권선(206a) 및 이차 권선(206b)을 갖는 점화 트랜스포머(206)를 가지는데, 이때 이차 권선(206b)은 고압 방전 램프(LP2)와 함께 트랜스포머(208)의 이차 회로와 연결된다. 이차 권선(206b)과 연결되는 고압 방전 램프(LP2)의 전극은 점화 단계 동안에 고전압 펄스를 공급받는다. E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 계산할 때, 트랜스포머(208)의 전송 비율, 커패시턴스(205)의 값 그리고 점화 트랜스포머(206)의 이차 권선(206b)의 인덕턴스를 고려할 필요가 있다.

트랜스포머(208)는 도 1에 따른 회로에 다양한 방식으로 삽입될 수 있어서, 제 2 실시예에 이를 수 있다. 예컨대 트랜스포머(208)의 일차 권선(208a)은 커패시턴스(105)와 이차 권선(106b) 간의 노드 지점에 그리고 커패시턴스(104)와 고압 방전 램프(LP1) 간의 노드 지점에 삽입될 수 있으며, 이는 도 2에 도시된다. 이에 대한 대안으로서, 트랜스포머(208)의 일차 권선(208a)이 이차 권선(106b)과 고압 방전 램프(LP1) 사이의 노드 지점에 그리고 커패시턴스(104)와 고압 방전 램프(LP1) 사이의 노드 지점에 삽입될 수도 있다(도시되지 않음). 후자의 경우에, 트랜스포머(208)는 점화 전압을 증가시키는데 이용된다.

도 3에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 3 실시예는 제 1 실시예와 거의 동일하다. 특히 부품들(300, 301, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b 및 LP3)의 배열 및 동작은 제 1 실시예의 상응하는 부품들(100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 106a, 106b 및 LP1)의 배열 및 동작에 상응한다. 두 개의 실시예 간의 차이는 점화 장치(307)의 전압 공급에 있다. 점화 장치(307)는 E급 컨버터로부터 전압을 공급받는다. 이를 위해, 점화 장치(307)의 전압 입력은 인덕턴스(301), 제어가능한 스위치(302) 그리고 커패시터(304) 사이의 노드 지점과 연결되고, 다른 전압 입력은 접지 전위 및 E급 컨버터의 음의 직류 전압 입력과 연결된다.

도 4에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 4 실시예는 인덕턴스(301) 대신에 단권변압기(401)를 사용하는 점에서만 제 3 실시예와 구별된다. 단권변압기는 두 개의 권선 섹션(401a 및 401b)을 갖는 하나의 권선 만을 갖는다. 제 1 권선 섹션(401a)은 E급 컨버터와 연결되고 제 3 실시예의 인덕턴스(301)와 동일한 작용을 수행한다. 제 2 권선 섹션(401b)은 점화 장치(407)의 전압 입력과 연결되고 점화 장치(407)에 대한 전압 공급을 위해 사용된다. 두 개의 권선 섹션(401a, 401b) 간의 중앙 탭(center tap)이 스위치(402), 다이오드(403)의 캐소드 그리고 커패시터(404) 사이의 노드 지점과 연결된다. 점화 장치의 다른 전압 입력은 접지 전위 및 직류 전압원(400)의 음의 직류 전압 단자와 연결된다. 부품들(400, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b 및 LP4)의 배열 및 동작은 제 3 실시예의 상응하는 부품들(300, 302, 303, 304, 305, 306, 306a, 306b 및 LP3)의 배열 및 동작과 동일하다.

실시예 3 및 4에서는, E급 컨버터에 의해 발생하는 전압이 충분하지 않을 경우에, 전압 공급을 위해 점화 장치 앞에 평형 배전압 회로 또는 캐스케이드 회로가 연결될 수 있다.

도 5에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 5 실시예는 제 4 실시예와 거의 동일하다. 제 4 실시예와 달리, 도 5 실시예는 펄스 점화 장치의 구체적인 예를 나타내고 E급 컨버터의 직류 전압 입력과 병렬로 연결되는 추가 커패시터(511)를 갖는다. 커패시터(511)는 단권변압기(501)로부터 직류 전압원(500)으로 전류가 역공급되는 것을 차단한다. 고압 방전 램프(LP5)의 점화 단계 동안에, 단권변압기(501)의 일차 권선(501a) 및 커패시턴스(504)가 직렬 공진 회로를 형성하는데, 그 이유는 회로가 부품들(505, 506b 및 LP5)로 이루어진 커패시턴스(504)와 병렬로 고압 방전 램프(LP5)의 비전도성 방전 구간에 의해 단속되기 때문이다. 스위치(502)가 꺼져 있는 단계에서 고압 방전 램프(LP5)의 점화 단계 동안에 커패시턴스(504)의 전압이 공급 전압보다 높아지기 때문에, 인덕턴스(501a)의 전류 흐름이 때때로 반전될 수 있다. 펄스 점화 장치는 점화 트랜스포머(506), 점화 커패시터(507), 불꽃 갭(spark gap)(508), 저항(509) 및 정류기 다이오드(510)로 이루어진다. 펄스 점화 장치의 전압 입력은 단권변압기의 권선(501b)에 의해 스위치(502), 다이오드(503) 및 커패시터(504) 사이의 노드 지점과 연결된다. 다른 전압 입력, 즉 점화 커패시터와 점화 트랜스포머(506)의 일차 권선(506a) 사이의 노드 지점은 접지 전위 및 직류 전압원(500)의 음의 직류 전압 단자와 연결된다. 부품들(500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b 및 LP5)의 배열 및 동작은 제 4 실시예의 상응하는 부품들(400, 401, 401a, 401b, 402, 403, 404, 405, 406, 406a, 406b 및 LP4)의 배열 및 동작과 일치한다. 고압 방전 램프(LP5)의 점화 단계 동안에, 점화 트랜스포머(507)는 직류 전압원 및 단권변압기(501)를 이용하여 다이오드(510) 및 저항(509)에 의해 불꽃 갭(508)의 파괴 전압(breakdown voltage)으로 충전된다. 파괴 전압에 도달하면 커패시터(507)는 불꽃 갭(508)을 통해 갑자기 방전되며, 방전 전류는 점화 트랜스포머(506)의 일차 권선(506a)을 통한다. 높은 변속비(transformation ratio)에 의해 이차 권선(506b) 내에서 이차 권선(506b)과 연결되는 고압 방전 램프(LP5)의 전극을 위한 고전압 펄스가 유도되고, 상기 고전압 펄스는 램프(LP5)의 가스 방전의 점화를 유도한다. 일정 상태의 램프 동작시 점화 커패시터(507)가 충분히 충전되지 않아서, 불꽃 갭(508)의 방전이 트리거될 수 있다.

도 6에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 6 실시예는 제 5 실시예와 동일하다. 특히 부품들(600, 601, 601a, 601b, 602, 603, 604, 605, 606, 606a, 606b, 607, 608, 609, 610, 611 및 LP6)의 배열 및 동작은 제 5 실시예의 상응하는 부품들(500, 501, 501a, 501b, 502, 503, 504, 505, 506, 506a, 506b, 507, 508, 509, 510, 511 및 LP5)의 배열 및 동작과 동일하다. 제 5 실시예와 달리, 제 6 실시예는 제어가능한 스위치(602)의 세부사항을 보여준다. 여기서 제어가능한 스위치(602)는 전계효과 트랜지스터, 특히 MOSFET이다. 스위칭 구간과 역병렬하게 연결되는 다이오드(603)는 바디 다이오드 형태로 MOSFET(602) 내에 미리 삽입된다. MOSFET(602)은 기생 커패시턴스(612)를 가지며, 상기 기생 커패시턴스(612)는 MOSFET의 내부 구조에 의해 드레인/소스 구간과 병렬로 형성되고 전계효과 트랜지스터(602)의 스위칭 주파수가 충분히 높을 때, 다시 말해 고압 방전 램프(LP6)가 충분히 높은 주파수의 교류 전류로 동작할 때 커패시터(604) 대신에 사용될 수 있고 커패시터(604)의 선택시 고려되어야 한다. 전계효과 트랜지스터(602)의 게이트 단자는 제어 회로(613)와 연결되고, 상기 제어 회로(613)는 트랜지스터(602)의 스위칭 과정을 제어하기 위해 사용된다. 표 1은 본 발명의 제 6 실시예에 기반한 회로 장치의 개별 부품들의 치수를 보여준다.

고압 방전 램프(LP6)의 점화 단계 동안, 직류 전압원(600)은 E급 컨버터의 전압 입력에 120V의 직류 전압을 발생시킨다. 전계효과 트랜지스터(602)는 제어 회로(613)에 의해 대략 87kHz의 스위칭 주파수 및 0.5의 듀티비로 스위칭된다. 점화 커패시터(607)는 직류 전압원(600) 및 단권변압기(601)를 이용하여 다이오드(610) 및 저항(609)에 의해 불꽃 갭(608)의 파괴 전압으로 충전된다. 불꽃 갭(608)의 파괴 전압이 달성되면, 점화 커패시터(607)가 점화 트랜스포머(606)의 일 차 권선(606a)에 의해 갑자기 방전되어, 이차 권선(606b)에서 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위해 40,000V까지 고전압 펄스가 유도된다. 고압 방전 램프의 가스 방전의 점화 직후에, 가스 방전은 주로 크세논에 의해 전리성 충전물 내에서 생성된다. 점화 단계로부터 일정 상태의 램프 동작으로 전환될 때, 추가 충전 성분, 즉 메탈 할라이드가 증발하여, 방전 및 광 방출을 위해 이용된다. 이러한 기간 동안, 직류 전압원(600)에 의해 발생하는 120V의 공급 전압이 연속으로 70V로 감소하여, 소정의 램프 전력이 발생할 수 있다. 전기적 특성, 특히 고압 방전 램프(LP6)의 임피던스는 점화 단계로부터 일정 상태의 동작 상태로 전환하는 과정에서 크게 바뀐다. 전환 단계 동안 램프(LP6)는 높은 전력으로 동작하여, 일정 상태의 램프 동작으로 최대한 빨리 전환할 수 있다. 램프 전류가 점화한 후에, 전계효과 트랜지스터(602)의 스위칭 주파수가 대략 87kHz부터 대략 360kHz로 상승한다. 고압 방전 램프(LP6)의 가스 방전이 점화하면, 점화 커패시터(607)를 통한 전압 강하가 더 이상 불꽃 갭(608)의 파괴 전압에 도달하지 못한다. 점화 트랜스포머(606b)의 이차 권선(606)은 점화 단계의 종료 후에 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 인덕턴스(606b)로 사용된다. 고압 방전 램프(LP6)는 30W의 전력 소비 및 대략 60V의 연소 전압을 갖는 무수은 메탈 할라이드 고압 방전 램프이다. 상기 고압 방전 램프는 자동차 전조등으로 사용된다. 직류 전압원(600)은 승압 컨버터를 포함하며, 상기 승압 컨버터의 전압 출력은 직류 전압원(600)의 직류 전압 출력을 형성하고, 상기 승압 컨버터는 자동차 전원 전압으로부터 E급 컨버터를 위한 공급 전압을 발생시킨다.

도 7에 도시된 제 7 실시예는 도 2에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 2 실시예와 거의 동일하다. 제 2 실시예와 달리, 제 7 실시예는 펄스 점화 장치 및 제어가능한 스위치의 세부사항을 나타낸다. 여기서 제어가능한 스위치는 전계효과 트랜지스터, 특히 MOSFET 1602로 형성되고 제어 회로(1613)에 의해 제어된다. 또한, 직류 전압원(1600)의 양의 직류 전압 단자에 있는 인덕턴스가 단권변압기(1601)로 형성되고 높은 커패시턴스를 갖는 커패시터(1611)가 직류 전압원(1600)의 직류 전압 출력과 병렬로 접속되어, 단권변압기(1601)의 직류 전압원(1600)에 대한 반작용이 방지되며, 이는 적합한 부품(511) 및 도 5를 기반으로 제 5 실시예와 관련하여 이미 설명되었다. 단권변압기(1601)의 제 1 권선 섹션(1601a)은 E급 컨버터와 연결되어, 직류 전압원(1600)의 양의 직류 전압 단자가 제 1 권선 섹션(1601a) 및 전계효과 트랜지스터(1602)의 드레인/소스 구간에 의해 직류 전압원(1600)의 음의 직류 전압 단자 또는 접지 전위와 연결된다. 단권변압기(1602)의 제 2 권선 섹션(1602b)은 펄스 점화 장치의 전압 공급을 위해 사용된다. 스위칭 구간, 즉 트랜지스터(1602)를 통한 드레인/소스 구간과 역병렬하게 다이오드(1603)가 연결되고, 상기 다이오드(1603)는 소위 트랜지스터(1602)의 바디 다이오드로서 트랜지스터(1602) 내에 통합된다. 다이오드(1603)와 병렬로 그리고 트랜지스터(1602)를 통한 드레인/소스 구간과 병렬로 커패시터(1604)가 연결되고, 여기서 트랜지스터(1602)의 기생 커패시턴스(1612)의 치수가 고려되고, 이는 트랜지스터(602) 및 도 6을 기반으로 제 6 실시예와 관련하여 이미 설명되었다. 커패시턴스(1605) 및 트랜지스터(1614)의 일차 권선(1614a)으로 이루어진 커패시터(1604)와의 병렬 회로는 직렬 공진 회로로 형성된다. 트랜스포머(1614)의 이차 권선(1614b)은 상기 이차 권선에 접속되어 점화 트랜스포머(1606) 및 고압 방전 램프(LP16)의 이차 권선(1606b) 또는 고압 방전 램프의 전기 단자들로 이루어진 회로에 전력을 공급한다. 펄스 점화 장치에 전압을 공급하기 위해 단권변압기(1601)의 제 2 권선 섹션(1601b)이 트랜지스터(1602)의 소스 단자, 다이오드(1603)의 캐소드 그리고 커패시터(1604) 간의 노드 지점에 그리고 커패시턴스(1605)에 연결된다. 점화 커패시터(1607)는 권선 섹션(1601b)을 이용하여 다이오드(1610) 및 저항(1609)에 의해 점화 커패시터(1607)와 병렬로 연결되는 불꽃 갭(1608)의 파괴 전압으로 충전된다. 불꽃 갭(1608)의 파괴 전압에 도달하면, 점화 커패시터(1607)가 점화 트랜스포머(1606)의 일차 권선(1606a)에 의해 갑자기 방전된다. 결과적으로, 점화 트랜스포머(1606)의 이차 권선(1606b) 내에서 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위한 고전압 펄스가 유도된다. 점화 커패시터(1607)와 점화 트랜스포머(1606)의 일차 권선(1606a) 간의 노드 지점이 접지 전위 및 직류 전압원(1600)의 음의 단자와 연결된다. 트랜스포머(1614)는 고압 방전 램프(LP16)의 임피던스를 E급 컨버터의 임피던스에 매칭하고 E급 컨버터의 직류 절연을 위해 사용된다. 트랜스포머(1614)는 직류 절연이 필요 없을 경우에 단권변압기로 형성될 수도 있다. 사용된 부품들의 치수가 표 2에 제시된다.

고압 방전 램프(LP16)의 점화 단계 동안에, 직류 전압원(1600)이 E급 컨버터의 전압 입력에서 80V의 직류 전압을 생성한다. 전계효과 트랜지스터(1602)가 대략 59kHz의 스위칭 주파수 및 0.5의 듀티비에서 제어 회로(1613)에 의해 스위칭된 다. 점화 커패시터(1607)는 직류 전압원(1600) 및 단권변압기(1601)를 이용하여, 다이오드(1610) 및 저항(1609)에 의해 불꽃 갭(1608)의 파괴 전압으로 충전된다. 불꽃 갭(1608)의 파괴 전압에 도달하면 점화 커패시터(1607)가 점화 트랜스포머(1606)의 일차 권선(1606a)에 의해 갑자기 방전되어, 이차 권선(1606b)에서 40,000V 이하의 고전압 펄스가 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위해 유도된다. 고압 방전 램프(LP16)의 가스 방전을 점화한 직후에 가스 방전이 주로 크세논에 의해 전리성 충전물 내에서 생성된다. 점화 단계가 일정 상태의 램프 동작으로 전환되는 동안 추가 충전 성분들, 즉 메탈 할라이드가 증발하여, 방전 및 광 방출을 위해 사용된다. 이 시간 동안 직류 전압원(1600)에 의해 발생하는 80V의 공급 전압이 40V의 값으로 연속으로 감소하여, 소정의 램프 전력이 발생할 수 있다. 전기적 특성, 특히 고압 방전 램프(LP16)의 임피던스는 점화 단계로부터 일정 상태의 동작으로 전환될 때 크게 변화한다. 전환 단계 동안, 램프(LP16)는 더 높은 전력으로 동작하여, 일정 상태의 램프 동작으로 최대한 빨리 전환될 수 있다. 램프 전류가 점화한 후에, 전계효과 트랜지스터(1602)의 스위칭 주파수가 대략 59kHz로부터 대략 215kHz로 상승한다. 고압 방전 램프(LP16)의 가스 방전이 점화한 후에는, 점화 커패시터(1607)를 통한 전압 강하가 불꽃 갭(1608)의 파괴 전압에 더 이상 이르지 못한다.

고압 방전 램프(LP16)는 30W의 전력 소비 및 대략 30V의 연소 전압을 갖는 무수은 메탈 할라이드 고압 방전 램프이며, 이는 제 6 실시예에 기술된다. 고압 방전 램프는 자동차 전조등으로 사용된다. 직류 전압원(1600)은 승압 컨버터를 포 함하며, 상기 승압 컨버터의 전압 출력은 직류 전압원(1600)의 직류 전압 출력을 형성하고, 상기 승압 컨버터는 자동차의 전원 전압으로부터 E급 컨버터를 위한 공급 전압을 발생시킨다. 그러나 전원 전압이 충분히 높거나 트랜스포머(1614)가 적합하게 설계될 경우에 승압 컨버터는 필요 없을 수 있다.

도 8에서 곡선(A)은 고압 방전 램프(LP6)의 점화 단계 동안에 제어 회로(1613)로부터 트랜지스터(1602)의 게이트로 공급되어, 실질적으로 사각파(square-wave) 제어 전압의 시간 프로파일을 나타내고, 곡선(B)은 스위칭 구간, 즉 트랜지스터(1602)의 드레인/소스 구간을 통한 전압 강하의 시간 프로파일을 나타낸다. 두 개의 전압 특성의 0 레벨은 거기에 근접한 도면부호 1 또는 2를 갖는 수평 화살표로 표시된다. 드레인/소스 구간을 통한 전압은 216V의 최대값을 달성한다. 트랜지스터(1602)는 드레인/소스 구간을 통한 전압 강하가 0일 때 온/오프된다. 트랜지스터(1602)의 게이트에 대한 제어 전압의 듀티비는 0.5이다. 트랜지스터(1602)의 스위칭 주파수는 59kHz이다.

도 9는 고압 방전 램프(LP6)의 점화 단계가 만료된 후의 일정 상태의 동작 상태를 보여준다. 곡선 C는 제어 회로(1613)로부터 트랜지스터(1602)의 게이트로 공급되고 실질적으로 사각파 형태의 제어 전압의 특성 곡선을 나타낸다. 트랜지스터(1602)를 통한 드레인/소스 구간은 전도가능하고, 트랜지스터(1602)의 게이트에 대한 제어 전압은 0V 보다 크다. 제어 전압의 듀티비는 0.5이다. 트랜지스터(1602)의 스위칭 주파수는 215kHz이다. 곡선(F)은 트랜지스터(1602)를 통한 드레인/소스 구간의 시간에 따른 전압 프로파일을 나타낸다. 두 개의 전압 프로파일의 0 레벨은 도면부호 1 및 2로 표시된 수평 화살표로 나타난다. 곡선(D)은 램프 전류의 시간 프로파일을 나타내고, 곡선(E)은 고압 방전 램프(LP6)의 방전 구간을 통한 전압의 시간 프로파일을 나타낸다. 곡선(D 및 E)의 0 레벨은 도면부호 3으로 표시된 수평 화살표로 나타난다. 램프 전류(D) 및 램프 전압(E)은 정현파와 매우 유사하다. 램프 전류의 실효치(root mean square value)는 932mA이고 램프 전압의 실효치, 즉 램프(LP6)의 연소 전압은 32.7V이다. 램프 전류(D) 및 램프 전압(E)은 위상 내에 있고 그 주파수는 215kHz이다.

본 발명에 따른 안정기의 추가 실시예가 도 10 내지 도 17에 도시된다. 도 10 내지 도 16에 따른 실시예는 점화 장치에 있어서만 구별된다.

도 10에 도시된, 본 발명에 따른 안정기의 제 8 실시예는 본 발명의 제 1 실시예와 거의 동일하다. 특히 제 8 실시예의 부품들(700, 701, 702, 703 및 704)의 배열 및 동작은 제 1 실시예의 부품들(100, 101, 102, 103 및 104)의 배열 및 동작에 상응한다. 다이오드(703)는 제너 다이오드로 형성되고, 상기 제너 다이오드의 파괴 전압은 스위치(702)의 최대 허용 전압보다 낮고 동작시 스위치(702)에서 발생하는 전압보다 크게 선택된다. 이러한 제너 다이오드는 램프 전류가 돌입할 경우 스위치(702)를 위한 과전압 보호 장치로 사용된다. 커패시터(704)와 평행하게 직렬 공진 회로가 연결되고, 상기 직렬 공진 회로는 커패시턴스(705) 및 인덕턴스(706)로 이루어진다. 또한, 고압 방전 램프(LP7)의 전기 단자들이 직렬 공진 회로에 연결된다. 여기서 점화 장치는 직류 전압 점화 장치(707)로 형성된다. 점화 장치(707)의 직류 전압 출력은 공진 커패시턴스(705)와 직접 병렬로 연결되거나, 도 10에서 점선으로 표시된 바와 같이 하나 또는 두 개의 부품들(701 및 706)로 형성된 직렬 회로 및 공진 커패시턴스(705)와 병렬로 연결된다. 고압 방전 램프(LP7)의 점화 단계 동안에 커패시턴스(705) 또는 직렬 회로에 직류 전압이 중첩되고, 상기 직류 전압은 고압 방전 램프(LP7)에서 가스 방전의 점화를 야기한다. 가스 방전이 점화된 후에 점화 장치가 비활성화된다.

도 11에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 9 실시예는 본 발명의 제 8 실시예와 동일하다. 특히 제 9 실시예의 부품들(800, 801, 802, 803, 804, 805 및 806)의 배열 및 동작이 제 8 실시예의 상응하는 부품들(700, 701, 702, 703, 704, 705 및 706)의 배열 및 동작에 상응한다. 제 9 실시예는 직류 전압 점화 장치의 세부 사항을 제시한다. 직류 전압 점화 장치는 제어가능한 스위치(809), 일차 권선(808a) 및 반대 방향으로 감긴 이차 권선(808b)을 갖는 트랜스포머(808) 및 다이오드(807)를 포함한다. 이러한 점화 장치는 직류 전압원(800)으로부터 전력을 공급받는다. 일차 권선(808a) 및 스위치(809)의 스위칭 구간은 직류 전압원(800)의 직류 전압 단자와 연결되는 회로 내에서 연결된다. 직렬로 배열되는 이차 권선(808b) 및 다이오드(807)는 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 커패시턴스(805)와 병렬로 연결된다. 이러한 점화 장치는 플라이백 컨버터(flyback converter)의 원리로 동작한다. 고압 방전 램프(LP8)의 점화 단계 동안, 스위치(809)가 높은 주파수로 클록화된다. 스위치(809)가 켜진 상태 동안 일차 권선(808a)을 통해 전류가 흐르고, 이 전류는 트랜스포머(808)에서 자기장을 형성하기 위해 유도된다. 그러나 다이오드(807)의 극성 및 이차 권선(808b)의 와인딩 방향으로 인해 트랜스포 머(808)로부터 공진 커패시턴스(805)로 전력이 전달되지 않는다. 스위치(809)가 꺼진 단계에서는, 트랜스포머(808)의 자기장 내에 저장되는 에너지가 공진 커패시턴스(805)로 방출된다. 이차 권선(808b) 내에서 유도되는 전압이 다이오드(807)를 통해 공진 커패시턴스(805)를 램프의 가스 방전을 점화하기 위해 필요한 점화 전압으로 충전시킨다. 점화 단계의 마지막에 점화 장치가 스위치(809)의 차단에 의해 비활성화된다. 이차 권선(808b)은 매우 높은 인덕턴스를 갖도록 설계되어, 램프의 가스 방전이 점화된 후에 동작시 높은 리액턴스가 발생하기 때문에 상기 이차 권선에 유효 전류(significant current)는 통하지 않는다. 이차 권선(808b)에 대한 이러한 설계 기준이 충족될 수 없으면, 다이오드(807)에 의해 야기되는 비평형 램프 전류가 도 22에 도시되는 제너 다이오드(810)에 의해 차단될 수 있으며, 상기 제너 다이오드의 제너 전압은 램프 동작시(점화 단계의 종결 후) 커패시터(805)에 인가되는 전압보다 높다. 이를 통해, 일정 상태의 램프 동작시(점화 단계의 종결 후) 이차 권선(808b)을 통해 유효 전류가 흐르지 않는다. 도 11 및 도 22에 따른 모든 다른 세부사항들이 서로 일치한다.

도 12에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 10 실시예는 본 발명의 제 8 실시예와 동일하다. 특히 제 10 실시예의 부품들(900, 901, 902, 903, 904, 905 및 906)의 배열 및 동작이 제 8 실시예의 상응하는 부품들(700, 701, 702, 703, 704, 705 및 706)의 배열 및 동작에 상응한다. 제 10 실시예는 직류 전압 점화 장치의 세부사항을 보여준다. 직류 전압 점화 장치는 제어가능한 스위치(909), 일차 권선(908a) 및 동일 방향으로 감긴 이차 권선(908b)을 갖는 트랜스포머(908) 및 다이오 드(907)를 포함한다. 이러한 점화 장치는 직류 전압원(900)으로부터 전력을 공급받는다. 일차 권선(908a) 및 스위치(909)의 스위칭 구간은 직류 전압원(900)의 직류 전압 단자에 연결되는 회로 내에서 연결된다. 직렬로 배열되는 이차 권선(908b) 및 다이오드(907)는 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 공진 커패시턴스(905) 및 공진 인덕턱스(906)에 의해 형성된 직렬 회로에 병렬로 연결된다. 이러한 점화 장치는 고압 방전 램프(LP9)의 점화 단계 동안에 포워드 컨버터(forward converter)의 원리로 동작한다. 높은 주파수로 클록화된 스위치(909)가 켜진 단계에 있을 경우에는, 트랜스포머(908)의 일차 권선(908a)을 통해 전류가 흐르는데, 이 전류는 동일한 방향으로 감긴 이차 권선(908b)의 유도 전압을 유발한다. 이차 권선(908b)으로 유도된 전압은 다이오드(907) 및 공진 인덕턴스(906)를 통해 공진 커패시턴스(905) 내 충전 전류를 구동시킨다. 공진 인덕턴스(906)는 고압 방전 램프(LP9)의 점화 단계 동안에 공진 커패시턴스(905)에 대한 충전 전류를 제한하기 위해 사용된다. 공진 커패시턴스(905)는 고압 방전 램프(LP9)의 점화 단계 동안에 필요한 점화 전압으로 충전된다. 이차 권선(908b)은 매우 높은 인덕턴스를 갖도록 설계되어, 램프의 가스 방전이 점화된 후에 동작시 높은 리액턴스가 나타나기 때문에 상기 이차 권선에는 유효 전류가 흐르지 않는다. 이차 권선(908b)에 대한 이러한 설계 기준이 충족될 수 없으면, 다이오드(907)에 의해 야기되는 비평형 램프 전류가 도 23에 도시된 제너 다이오드(910)에 의해 차단될 수 있어서, 상기 제너 다이오드의 제너 전압이 램프 동작시(점화 단계의 종결 후) 커패시터(905) 및 공진 인덕턴스(906)에 인가되는 전압보다 높다. 따라서 일정 상태의 램프 동작시(점화 단계의 종결 후) 이차 권선(908b)을 통해 유효 전류가 흐르지 않는다. 도 12 및 도 23에 따른 회로의 다른 모든 세부 사항이 일치한다.

도 13 내지 도 16은 공진 점화 장치를 갖는 본 발명에 따른 안정기의 실시예들을 보여준다.

도 13에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 11 실시예는 본 발명의 제 1 실시예와 거의 동일하다. 특히 제 11 실시예의 부품들(1000, 1001, 1002, 1003 및 1004)의 배열 및 동작은 제 1 실시예의 부품들(100, 101, 102, 103 및 104)의 배열 및 동작에 상응한다. 커패시터(1004)와 병렬로 직렬 공진 회로가 연결되고, 상기 직렬 공진 회로는 커패시턴스(1005, 1007) 및 인덕턴스(1006)로 이루어진다. 또한, 고압 방전 램프(LP10)의 전기 단자들이 직렬 공진 회로에 연결된다. 여기서 점화 장치는 공진 점화 장치로 형성된다. 커패시턴스(1007)는 고압 방전 램프(LP10)의 방전 구간과 병렬로 연결된다. 고압 방전 램프(LP10)의 점화 단계 동안에, 스위치(1002)가 E급 컨버터의 직렬 공진 회로(1005, 1006, 1007)의 공진 주파수와 근접한 주파수로 클록화되어, 고압 방전 램프(LP10)를 위해 필요한 점화 전압이 커패시터(1007)의 공진 피크에 의해 발생한다. 고압 방전 램프(LP10)의 가스 방전이 점화된 후에 스위치(1002)가 부품들(1005 및 1006)로 이루어진 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 높은 주파수로 클록화되는데, 그 이유는 가스 방전이 점화된 후에 고압 방전 램프(LP10)의 방전 구간에 의해 커패시턴스(1007)가 단락되기 때문이다.

도 14에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 12 실시예는 제 11 실시예와 거 의 동일하다. 특히 제 12 실시예의 부품들(1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105 및 1106)의 배열 및 동작은 제 11 실시예의 부품들(1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005 및 1006)의 배열 및 동작에 상응한다. 제 11 실시예와 달리 E급 컨버터의 직렬 공진 회로는 추가 커패시턴스(1007) 대신에 추가 인덕턴스(1107)를 가지며, 상기 추가 인덕턴스(1107)는 고압 방전 램프(LP11)의 방전 구간과 병렬로 연결된다. 고압 방전 램프(LP11)의 점화 단계 동안에, 스위치(1102)는 E급 컨버터의 직렬 공진 회로(1105, 1106, 1107)의 공진 주파수와 근접한 주파수로 클록화되어, 인덕턴스(1107)의 공진 피크에 의해 고압 방전 램프(LP11)에 대한 필요한 점화 전압이 발생한다. 고압 방전 램프(LP11)의 가스 방전이 점화한 후에, 스위치(1102)가 부품들(1105 및 1106)로 이루어진 직렬 공진 회로의 공진 주파수보다 높은 주파수로 클록화된다.

도 15에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 13 실시예는 제 11 실시예와 거의 동일하다. 특히 제 13 실시예의 부품들(1200, 1201, 1202, 1203, 1204, 1205, 1206 및 1207)의 배열 및 동작은 제 11 실시예의 부품들(1000, 1001, 1002, 1003, 1004, 1005, 1006 및 1007)의 배열 및 동작에 상응한다. 다이오드(1203)는 제너 다이오드로 형성되어, 스위치(1202)를 위한 과전압 보호가 보장될 수 있다. 제 11 실시예와 달리, 공진 회로 부품들(1206 및 1207)은 고압 방전 램프(LP12)의 점화 단계 동안에 E급 컨버터의 직류 전압원에 의해 여기되지 않고 외부 교류 전압원(1208)에 의해 여기된다.

도 16에 도시된 본 발명에 따른 안정기의 제 14 실시예는 제 12 실시예와 거 의 동일하다. 특히 제 14 실시예의 부품들(1300, 1301, 1302, 1303, 1304, 1305, 1306 및 1307)의 배열 및 동작은 제 12 실시예의 부품들(1100, 1101, 1102, 1103, 1104, 1105, 1106 및 1107)의 배열 및 동작에 상응한다. 제 12 실시예와 달리 공진 회로 소자들(1306 및 1307)은 고압 방전 램프(LP13)의 점화 단계 동안에 E급 컨버터의 직류 전압원에 의해 여기되지 않고 외부 교류 전압원(1308)에 의해 여기된다.

도 17은 본 발명의 제 15 실시예에 따른 안정기 회로를 개략적으로 도시한다. 이러한 안정기는 두 개의 직류 전압 단자를 갖는 직류 전압 입력을 가지며, 상기 직류 전압 단자는 직류 전압원(1400)의 전압 출력에 연결된다. 양의 직류 전압 단자는 트랜스포머(1401)의 일차 권선(1401b) 및 제어가능한 스위치(1402)의 스위칭 구간을 통해 음의 직류 전압 단자 또는 회로 내부 접지 전위와 연결된다. 스위치(1402)의 스위칭 구간과 역병렬하게 다이오드(1403)가 연결된다. 스위치(1402)의 스위칭 구간과 병렬로 그리고 다이오드(1403)와 병렬로 커패시터(1404)가 연결된다. 커패시터(1404)와의 병렬 회로에 커패시터(1405) 및 인덕턴스(1406)가 배열된다. 커패시터(1405) 및 인덕턴스(1406)는 직렬 공진 회로를 형성한다. 고압 방전 램프(LP14)를 위한 전기 단자들이 직렬 공진 회로에 배열되어, 램프(LP14)가 연결될 때 방전 구간이 직렬 공진 회로에 직렬로 연결된다. 이차 권선(1401a)에 의해 보조 전압이 발생하고, 상기 보조 전압은 예컨대 스위치(1402)의 제어 회로를 위한 전압 공급 또는 점화 장치를 위한 전압 공급을 위해 사용될 수 있다.

도 18은 고압 방전 램프의 바람직한 실시예를 도시하며, 상기 고압 방전 램 프는 본 발명에 따른 안정기로 동작한다. 이 램프는 25W 내지 35W의 전력 소비를 갖는 무수은 고압 방전 램프이며, 이러한 고압 방전 램프는 자동차 전조등에서 사용된다. 이 램프의 방전관(1)은 사파이어로 형성된 원통형 관으로 이루어진 중심 섹션(10)을 갖는다. 이러한 중심 섹션(10)의 개방 단부는 다결정 알루미늄 산화물로 이루어진 세라믹 폐쇄 부재(11 및 12)에 의해 폐쇄된다. 원통형 중심 섹션(10)의 내부 직경은 1.5 밀리미터이다. 방전관(1)의 종축에 두 개의 전극(2, 3)이 배치되어, 상기 두 개의 전극의 방전측 단부는 원통형 중심 섹션(10)의 내부로 삽입되어 4.2 밀리미터의 간격으로 떨어진다. 방전관(1) 내에 밀봉되는 전리성 충전물은 5,000hpa의 냉각 충전물 압력에서 크세논으로 이루어지고, 전체적으로는 나트륨, 디스프로슘(dysprosium), 홀뮴(holmium), 툴륨(thulium) 및 탈륨(thallium)의 요오드화물의 4mg로 이루어진다. 전극(2 및 3)은 각각 전력 공급선(4 및 5)에 의해 램프 캡(15)의 전기 단자들(16 및 17)과 연결된다. 방전관(1)은 반투명 외부 벌브(14)에 의해 둘러싸인다.

전극들 간의 간격, 원통형 섹션(10)의 내부 직경 그리고 대략 560m/s의 방전 매체에서의 음향 속도로부터, 고압 방전 램프의 음향 공진 주파수를 산출할 수 있다. 종방향 음향 공진의 기본 주파수는 70kHz이다. 방위 음향 공진(azimutal acoustic resonance)의 기본 주파수는 230kHz이고, 방사방향 음향 공진의 기본 주파수는 476kHz이다. 방전 영역의 음향 공진의 기본 주파수는 전술한 공진 주파수의 절반 크기의 교류 전류에 의해 각각 여기된다. 2.8의 높은 종횡비 및 작은 내부 직경으로 인해 음향 공진이 서로 잘 분리된다. 전술한 각각의 음향 공진 사이 에 음향 공진 없는 주파수 영역이 존재하며, 이러한 주파수 영역에서 램프 교류 전류가 주파수 변조 없이 안정적으로 램프를 동작시킬 수 있다. 본 발명에 따른 안정기의 제 6 실시예 및 제 7 실시예에 공개된 MOSFET 스위치의 스위칭 주파수 및 360kHz 내지 215kHz의 교류 전류 주파수는 공진 없는 주파수 범위에 놓여 있다.

도 19는 램프 캡(15) 내에 배열되는 회로 장치(18)를 갖는 도 18에 도시된 고압 방전 램프를 보여준다. 이러한 회로 장치(18)는 점화 장치를 포함하는 고압 방전 램프의 복잡한 안정기를 포함하거나, 고압 방전 램프의 점화 장치만을 포함한다.

도 20은 종래기술에 따른 E급 컨버터의 구조를 보여준다. 이러한 E급 컨버터의 구조 및 기능은 John Wiley & Sons,Inc의 제 2판(1995)에 실린 Ned Mohan, Tore M.,Undeland 그리고 William P.Robbins의 공동 저서인 "Power electronics: converters, applications, and design"의 271~273쪽에 기술되어 있다.

이러한 E급 컨버터는 두 개의 직류 전압 단자들을 갖는 직류 전압 입력을 가지며, 상기 직류 전압 단자들은 직류 전압원(1500)의 전압 출력에 연결된다. 이러한 양의 직류 전압 단자는 인덕턴스(1501) 및 제어가능한 스위치(1502)의 스위칭 구간에 의해 음의 직류 전압 단자 및 회로 내부의 접지 전위와 연결된다. 스위치(1502)의 스위칭 구간과 역병렬하게 다이오드(1503)가 연결된다. 스위치(1502)의 스위칭 구간과 병렬로 그리고 다이오드(1503)와 병렬로 커패시터(1504)가 연결된다. 커패시터(1504)와의 병렬 회로에 커패시터(1505) 및 인덕턴스(1506)가 배열된다. 커패시터(1505) 및 인덕턴스(1506)는 병렬 회로가 직렬 공진 회로이도록 선택 되어야 한다. 부하(RL)는 직렬 공진 회로와 직렬로 연결된다.

표 1 및 표 2에 제시된 P6KE440 보호 다이오드는 필요 없을 수 있다.

도 21은 본 발명의 제 6 실시예에 따른 안정기 회로를 개략적으로 보여준다. 이러한 안정기는 두 개의 직류 전압 단자(+, -)를 갖는 직류 전압 입력을 가지며, 상기 직류 전압 단자는 직류 전압원의 전압 출력에 연결된다. 직류 전압원은 E급 컨버터의 전압 입력과 평행하게 연결되는 커패시터(C4)를 통해 E급 컨버터를 위한 42V의 입력 전압을 발생시킨다. 양의 직류 전압은 단권변압기(L2)의 제 1 권선 섹션 및 제어가능한 전계효과 트랜지스터(T)의 스위칭 구간에 의해 음의 직류 전압 단자 또는 회로 내부의 접지 전위와 연결된다. 트랜지스터(T)의 스위칭 구간과 역병렬하게 연결되는 MOSFET 트랜지스터(T)의 바디 다이오드는 도 20에 도시되는 E급 컨버터의 다이오드(1503)의 기능을 수행한다. 트랜지스터(T)의 스위칭 구간과 병렬로 그리고 바디 다이오드와 병렬로 커패시터(C2)가 연결된다. 커패시터(C2)와의 병렬 회로에서 커패시터(C5) 및 트랜스포머(Tr1)의 일차 권선(n1)이 배열된다. 트랜스포머(Tr1)는 램프(La)와 E급 컨버터 간의 임피던스 매칭을 위해 사용된다. 트랜스포머(Tr1)의 이차 권선(n2)은 커패시터(C1), 점화 트랜스포머(L1)의 이차 권선, 고압 방전 램프(La)의 방전 구간 및 저항(R3)과 직렬로 연결된다. 점화 트랜스포머(L1)의 이차 권선 및 램프(La)의 방전 갭에 의해 형성되는 직렬 회로와 병렬로 억제 다이오드(D5), 예컨대 트랜실 다이오드가 연결되며, 상기 트랜실 다이오드는 전압 제한을 위해 사용된다.

단권변압기(L2)의 제 2 권선 섹션(L2b)에 다이오드(D2), 저항(R2), 불꽃 갭 (FS), 점화 커패시터(C3) 및 점화 트랜스포머(L1)로 이루어지는 펄스 점화 장치가 연결된다. 점화 커패시터(C3)는 불꽃 갭(FS) 및 점화 트랜스포머(L1)의 일차 권선(L1b)에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 연결된다. 점화 커패시터(C3)의 전압 강하가 분압기 저항(R4, R5)을 이용하여 트랜지스터(T)의 제어 회로에 의해 모니터링된다. 또한, 트랜지스터(T)의 제어 회로는 저항(R3)을 이용하여 램프 전류를 모니터링한다. 트랜지스터(T)의 제어 회로는 논리 부분 및 트랜지스터(T)를 위한 드라이버 회로로 형성된다. 표 3은 제 16 실시예의 구성 부품들의 구조를 제시한다. 램프(La)는 석영 유리로 된 방전관을 갖는 무수은 할로겐 금속 증발 고압 방전 램프이고, 상기 고압 방전 램프는 대략 35W의 전력 소비 및 대략 45V의 동작 전압을 갖는다. 이러한 무수은 할로겐 금속 증발 고압 방전 램프는 E급 컨버터를 이용하여 교류 전압에 의해 동작하고, 상기 교류 전압의 주파수는 램프의 음향 공진 보다 높다.

E급 컨버터는 42V의 입력 전압을 직류 전압원으로부터 공급받는다. 고압 방전 램프(La)의 점화 단계 동안, 트랜지스터(T)는 제어 회로에 의해 230kHz의 스위칭 주파수로 동작한다. 즉, 트랜지스터(T)의 제어 회로는 점화 커패시터(C3)에서 불꽃 갭(FS)의 필요한 파괴 전압이 구축될 때까지 230kHz보다 약간 높은 값으로부터 트랜지스터(T)의 스위칭 주파수를 천천히 낮추며, 이는 분압기(R4, R5)를 이용하여 트랜지스터(T)의 제어 회로에 의해 검출된다. 불꽃 갭(FS)이 파괴되면, 점화 커패시터(C3)는 점화 트랜스포머(L1)의 일차 권선(L1b)에 의해 방전된다. 고압 방전 램프(La)의 가스 방전을 점화하기 위해, 점화 트랜스포머(L1)의 이차 권선에서 고전압 펄스가 발생한다. 램프(La)의 가스 방전이 점화한 후에 고압 방전 램프(La)의 방전 갭을 통해 전류가 흐른다. 이러한 램프 전류는 저항(R3)을 이용하여 트랜지스터(T)의 제어 회로에 의해 검출되고, 트랜지스터(T)의 스위칭 주파수는 갑자기 925kHz의 값으로 상승한다. 그 결과, 램프(La)가 시동하고, 그러는 동안 램프(La)가 약 3배의 정격 출력(rated power)으로 동작하여, 메탈 할라이드가 신속하게 증발할 수 있다. 시동이 진행되는 동안 트랜지스터(T)의 스위칭 주파수가 955kHz의 일정 상태의 최종값으로 상승하여, 램프(La)가 35W의 정격 출력에 근접한 출력 레벨로 동작할 수 있다.

램프 동작시 트랜지스터(T)의 제어 장치가 저항(R3)에서 나타나는 전압 강하를 모니터링하고, 상기 저항(R3)은 램프 전류와 비례한다. 이러한 저항이 미리 정한 값보다 작으면, 제어 회로에 의해 램프(La)가 꺼진 것으로 해석되어, 자동으로 트랜지스터(T)의 스위칭 주파수가 대략 230kHz의 값으로 설정되어, 램프(La)의 점화 단계가 다시 시작될 수 있다.

이에 대한 대안으로서, 램프(La)가 꺼진 사실을 분압기 저항(R4, R5)을 이용하여 점화 커패시터(C3)에서 나타나는 저항 상승에 의해 확인할 수 있다. 그 대신, 점화 커패시터(C3)에서의 전압 강하가 비교적 오랜 기간, 예컨대 100ms 또는 10주기의 기간 동안 불꽃 갭(FS)의 파괴 전압보다 훨씬 낮다는 사실로부터 램프(La)의 성공적인 점화를 분압기 저항(R4, R5)을 이용하여 검출될 수 있다.

본 발명은 비교적 자세하게 전술한 실시예에 제한되지 않는다. 예컨대 E급 컨버터에 램프를 더 잘 매칭하기 위해, 전술한 실시예의 커패시터(1504) 또는 상응 하는 커패시터(104, 204, 304, 404, 504, 604, 1604, 704, 804, 904, 1004, 1104, 1204, 1304, 1404 및 C2)가 가변성 커패시턴스를 갖는 커패시터로 형성될 수도 있다. 이 경우 이러한 커패시턴스는 최소값과 최대값 사이에서 연속으로 변화될 수 있거나, 계수치들, 예컨대 두 개의 계수치(discrete value) 사이에서 변할 수 있다. 따라서 램프의 가스 방전의 점화에 의해 또는 램프의 방전관의 메탈 할라이드의 증발에 의해 램프 저항이 변함에도 높은 효율이 보장될 수 있으며, 이 경우 스위칭 주파수의 작은 변화만이 필요하다. 특히 도 13 및 도 14에 따른 공진 점화를 갖는 실시예에서는, 점화시 커패시터(1004 또는 1104)의 커패시턴스를 제 1 값으로 조절하는 방식으로 공진 회로가 매칭되고, 램프 점화 후 제 2 값으로 전환되는 것이 바람직하다. 예컨대 커패시터(1004 또는 1104)는 두 개의 커패시터의 병렬 회로로 형성되며, 상기 병렬 회로 중 하나가 스위칭 수단에 의해 활성화되거나 비활성화된다.

점화 장치(107)는 이미 설명한 바와 같이 펄스원(pulse source)을 포함하며, 상기 펄스원은 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위해 하나의 전압 펄스 또는 전압 펄스 시퀀스를 갖는다. 펄스원 대신 이러한 전압 펄스는 임의의 교류 전압원을 포함할 수 있으며, 상기 교류 전압원은 비교적 오래 지속하는 교류 전압을 생성한다. 교류 전압의 주파수는 커패시터(104, 105; 204, 205; 304, 305 및 404, 405)가 이 주파수에서 매우 낮은 리액턴스를 가지며 단락으로 간주될 수 있도록 충분히 높게 설정된다. 매우 낮은 리액턴스가 보장될 수 없을 경우에는, 전술한 두 개의 커패시터 중 하나 또는 두 개의 커패시터와 병렬로 전압 제한을 위해 억제 다 이오드가 연결될 수 있다.

전술한 점화 장치에 대한 대안으로서, 고압 방전 램프를 위한 점화 전압을 발생시키기 위해 압전 트랜스포머가 사용될 수도 있다. 도 24는 도 10의 실시예와 유사하게 직류 전압 점화를 갖는 E급 컨버터의 실시예를 나타낸다. 여기서 E급 컨버터는 부품들(L200, S100, D100, C200, L100 및 C100)에 의해 형성되고, 상기 부품들은 도 10에 도시된 상응하는 부품들(701, 702, 703, 704, 705 및 706)과 동일한 기능을 갖는다. 도 24의 실시예에 따르면, 압전 트랜스포머(PT)가 스위치(S100)와 병렬로 연결되어, 다이오드(D700 및 D800)를 포함하는 전압 더블러(voltage doubler)에 의해 커패시터(C100)의 충전을 위해 고전압을 발생시킨다. 제너 다이오드(D900)는 L100 및 C100로 이루어진 공진 회로의 한 측면의 단락을 동작시 차단하고, 도 23에서 제너 다이오드(910)와 동일한 기능을 갖는다. 따라서 고압 방전 램프(La)의 점화 및 동작을 위해 단 하나의 하프 스위치(half switch)(S100) 만으로 충분하다. 예컨대 도 23에 따르면 점화 전압을 발생시키기 위해 필요한 스위치(909)가 절약될 수 있다. 압전 트랜스포머(PT)의 입력 커패시턴스 때문에, 커패시터(C200)의 기능이 부분적으로 또는 전체적으로 수행될 수 있다. 고전압 발생은 S100의 스위칭 주파수의 변경에 의해 차단될 수 있다. 이 경우 스위칭 주파수의 작은 변화로 충분하며, 그 이유는 압전 트랜스포머가 높은 Q factor를 갖기 때문에 매우 좁은 대역의 공진을 갖기 때문이다.

본 발명에 따른 안정기는 도 18 및 도 19에 도시되며 예컨대 독일 특허 출원 제 DE 102 42 740호에 기술되어 있는 바와 같이, 바람직하게는 자동차 전조등을 위 한 고압 방전 램프, 특히 반투명 세라믹 방전관을 갖는 할로겐 금속 증발 고압 방전 램프의 동작을 위해 사용되거나, 예컨대 독일 특허 출원 제 DE 103 12 290호에 공지된 바와 같이 석영 유리로 된 반투명 방전관을 갖는 할로겐 금속 증발 고압 방전 램프의 동작을 위해 사용된다.

표 1: 본 발명의 제 6 실시예에 따른 부품들의 세부 사항

부품	세부 사항
단권변압기(601)	ETD29, N67
일차 권선(601a)	49 턴, 300μH
이차 권선(601b)	131 턴
다이오드(603)가 통합된 전계효과 트랜지스터(602)	IRF830, International Rectifier사
커패시턴스(604)	4.7nF, 600V
커패시턴스(605)	1.5nF, 1500V
트랜스포머(606)	150μH
일차 권선(606a)	1 턴
이차 권선(606b)	40 턴
점화 커패시터(607)	70nF, 1000V
불꽃 갭(608)	800V, EPCOS FS08X-1JM
저항(609)	110kOhm, 0.5W
다이오드(610)	1500V, 직렬로 연결된 두 개의 US1M, 각 US1M과 병렬되도록 직렬로 연결된 두 개의 P6KE440
커패시턴스(611)	11μF, 1μF/630 V 박막 커패시터와 병렬로 연결된 10μF/100V의 전해질 커패시터
고압 방전 램프(LP6)	30V, 30W(정격 데이트)

표 2: 본 발명의 제 7 실시예에 따른 부품들의 세부 사항

부품	세부사항
단권변압기(1601)	ETD39, N67
일차 권선(1601a)	39 턴, 300μH
이차 권선(1601b)	190 턴
다이오드(1603)가 통합된 전계효과 트랜지스터(1602)	IRF740, International Rectifier사
커패시턴스(1604)	14.1nF
커패시턴스(1605)	17.4nF
커패시턴스(1661)	10μF, 100V 박막 커패시터
점화 트랜스포머(1606)	150μH
일차 권선(1606a)	1 턴
이차 권선(1606b)	40 턴
점화 커패시터(1607)	70nF, 1000V
불꽃 갭(1608)	800V, EPCOS FS08X-1JM
저항(1609)	110kOhm, 0.5W
다이오드(1610)	1500V, 두 개의 US1M이 직렬로 연결되고, 각 US1M과 병렬로 두 개의 P6KE440이 직렬로 연결됨
트랜스포머(1614)	ETD29, N67
일차 권선(1614a)	26 턴
이차 권선(1614b)	52 턴
고압 방전 램프(LP16)	30 V, 30W(정격 데이트)

표 3: 본 발명의 제 17 실시예에 따른 부품들의 세부 사항

부품	세부사항
C1	200pF
C2	1.0nF
C3	70nF
C4	10μF
C5	680μF
D2	2000V, 두 개의 USIM이 직렬로 연결됨
D5	2000V, 4개의 P6KE520C가 직렬로 연결되어 쌍방향 전압이 제한됨
FS	800V, EPCOS FS08X-1JM
L1	이차 권선, 40턴, 150μH
L1b	1 턴
L2	10 턴, EFD20, N59, 18μH
L2b	33 턴
R2	10 kilohms
R3	0.5 ohms
R4	10 megaohms
R5	47 kilohms
T	IRFP460LC, 400V, 10A, 0.55 ohms (International Rectifier)
TR1	n1=8 턴, n2=45턴, EFD25, N59

Claims

정현파 교류 전류를 발생하기 위한 전압 컨버터를 포함하는 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기로서, 상기 전압 컨버터는 E급 컨버터로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 1항에 있어서,

상기 전압 컨버터는,

상기 전압 컨버터에 전압을 공급하기 위한 직류 전압 단자들;

인덕턴스(101) 및 제어가능한 스위칭 수단(102) - 상기 인덕턴스(101) 및 상기 스위칭 수단(102)의 스위칭 구간을 통해 양의 직류 전압 입력(+)이 음의 직류 전압 입력(-) 및 접지 전위에 연결됨 - ;

상기 스위칭 수단(102)의 스위칭 구간과 역병렬하게 배열되는 다이오드(103);

상기 다이오드(103)와 병렬로 그리고 상기 스위칭 수단(102)의 스위칭 구간과 병렬로 연결되는 커패시턴스(104);

직렬 공진 회로로 형성되고 상기 커패시턴스(104)와 병렬로 연결되는 회로(105, 105b); 및

상기 직렬 공진 회로(105, 106b)와 커플링되는 하나 이상의 고압 방전 램프(LP1)를 위한 전기 단자들을 포함하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 안정기는 상기 고압 방전 램프(LP1)의 가스 방전을 점화하기 위한 점화 장치(107)를 갖는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 3항에 있어서,

상기 점화 장치(107)는 상기 점화 장치에 전압을 공급하기 위해 E급 컨버터의 인덕턴스(301)에 커플링되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 3항에 있어서,

상기 점화 장치가 펄스 점화 장치(107)로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 3항에 있어서,

상기 점화 장치가 직류 전압 점화 장치(707)로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 3항에 있어서,

상기 점화 장치가 공진 점화 장치로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 3항에 있어서,

상기 점화 장치가 압전 트랜스포머(PT)를 포함하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 8항에 있어서,

상기 압전 트랜스포머(PT)의 입력 또는 일차측이 상기 E급 컨버터의 스위치(S100)와 병렬로 연결되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 4항에 있어서,

상기 인덕턴스가 단권변압기(401)로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 5항에 있어서,

상기 펄스 점화 장치(307)의 상기 점화 트랜스포머(306)의 이차 권선(306b)이 상기 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 구성 부품으로 형성되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 6항에 있어서,

상기 직류 전압 점화 장치(707)가 상기 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 커패시턴스(705)와 커플링되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 하나 이상의 고압 방전 램프(LP2)의 임피던스 매칭을 위한 트랜스포머(208)가 제공되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기.
정현파 교류 전류에 의해 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법으로서, 상기 교류 전류가 E급 컨버터에 의해 발생하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 정현파 교류 전류의 주파수가 상기 고압 방전 램프의 음향 주파수가 없는 주파수 범위 내에 놓이는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 고압 방전 램프가 24W 내지 35W의 전력으로 동작하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항 또는 제 15항에 있어서,

상기 하나 이상의 고압 방전 램프가 가스 방전이 점화한 후에 일정 상태의(steady-state) 램프 동작시 100V 이하의 연소 전압으로 동작하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 펄스 점화 장치에 의해 하나 이상의 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위해 하나 이상의 고압 방전 램프를 위한 고전압 점화 펄스가 발생하며, 상기 펄스 점화 장치는 상기 E급 컨버터의 인덕턴스에 커플링되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 하나 이상의 고압 방전 램프의 점화 단계 동안에 상기 E급 컨버터의 스위칭 수단이 스위칭되어, 상기 E급 컨버터의 직류 전압 입력에 배열되는 인덕턴스에 공진 전압 피크가 발생하는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 하나 이상의 고압 방전 램프의 전력 소비가 상기 E급 컨버터의 공급 전압의 변화에 의해 조정되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 하나 이상의 고압 방전 램프의 전력 소비가 상기 E급 컨버터를 위한 스위칭 수단의 스위칭 주파수의 변경에 의해 조정되는, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
제 14항에 있어서,

상기 E급 컨버터를 위한 스위치의 스위칭 주파수가 상기 고압 방전 램프의 방전 갭의 파괴 전에는 일정 상태의 램프 작동시보다 낮은, 하나 이상의 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 방법.
전극(2, 3)이 배열되고 가스 방전을 생성하기 위해 이온화될 수 있는 충전물이 있는 방전관을 갖는 고압 방전 램프 및 상기 고압 방전 램프를 동작시키기 위한 안정기를 갖는 조명 시스템으로서,

상기 안정기가 E급 컨버터로 형성되는 전압 컨버터를 갖는, 조명 시스템.
제 23항에 있어서,

상기 E급 컨버터의 직렬 공진 회로의 인덕턴스(106b) 및 커패시턴스(105)가 상기 전극(2, 3) 간의 간격 및 방전관(1)의 구조에 매칭되어, 직렬 공진 회로의 공진 주파수가 고압 방전 램프의 음향 공진이 없는 주파수 범위 내에 놓이는, 조명 시스템.
제 24항에 있어서,

상기 방전관(1)은 적어도 가스 방전의 영역에서 원통형 구조를 갖는, 조명 시스템.
제 23항 또는 제 24항에 있어서,

상기 안정기는 고압 방전 램프의 가스 방전을 점화하기 위한 점화 장치를 갖는, 조명 시스템.
제 26항에 있어서,

상기 점화 장치는 펄스 점화 장치로 형성되고, 상기 점화 장치의 점화 트랜스포머의 이차 권선은 E급 컨버터 내에 배열되는, 조명 시스템.
제 26항 또는 제 27항에 있어서,

상기 점화 장치는 상기 고압 방전 램프의 캡(cap) 내에 배열되는, 조명 시스템.
제 23항에 있어서,

상기 안정기는 상기 고압 방전 램프의 캡 내에 배열되는, 조명 시스템.
제 23항에 있어서,

상기 고압 방전 램프는 25W 내지 35W의 범위의 정격을 갖는, 조명 시스템.
제 23항에 있어서,

상기 고압 방전 램프의 연소 전압은 100V 이하인, 조명 시스템.
제 23항 내지 제 31항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 조명 시스템은 자동차 전조등인, 조명 시스템.