JP2007258185A - 放電灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 チョークコイルを用いなくても、過渡電圧の影響を排除したランプ電圧が検出できるようにする。
【解決手段】 ランプ電圧ＶＬのうち、第２コンデンサ３５と第１トランス４７の二次巻線４７ｂによって生じる過渡電圧部分をマスクするマスク手段１２９、１３１を有するサンプルホールド回路１２を備える。これにより、過渡電圧発生時にはランプ電圧ＶＬをサンプリングしないようにすることができ、過渡電圧発生時以外の通常時におけるランプ電圧ＶＬを検出することができる。従来においては、チョークコイルを用いてランプ電圧ＶＬを平坦化して、これによって通常時におけるランプ電圧ＶＬが検出できるようにしていたが、このようにサンプルホールド回路１２を設けることにより、チョークコイルを用いなくても通常時のランプ電圧ＶＬを検出することができる。
【選択図】図８

Description

本発明は、高圧放電灯を点灯する放電灯装置に関し、特に車両用前照明灯に用いる放電灯装置に適用して好適である。

高圧放電灯（以下、ランプという）を点灯する放電灯装置が車両用前照明灯に適用されている。この放電灯装置の回路模式図を図２５に示す。放電灯装置の点灯はバッテリ３００からの電力供給によって成されている。この放電灯装置の作動について説明する。

バッテリ３００の電圧は、一次側トランス３０２ａ及び始動回路３０１側に設けられた二次側トランス３０２ｂによって高圧変換され、コンデンサ３０３を充電する。そして、コンデンサ３０３の充電電圧が設定電圧以上になると放電ギャップ３０４が放電を行い、この放電によってコンデンサ３０３の充電電圧がトランス３０５ａ、３０５ｂでさらに高圧変換されてランプ３０６に印加される。これにより、ランプ３０６が点灯する。

さらに、直流電源回路３０７に用いるために設けられた二次側トランス３０２ｃを介して、一次側の車両バッテリ３００から二次側への電力供給が行われて、ランプ３０６の点灯が維持される。このとき、バッテリは直流電源であるため、４つのＭＯＳトランジスタ３０９ａ〜３０９ｄよりなるＨブリッジ回路３０９を備えたインバータ回路３１０によって直流−交流変換を行い、これによりランプ３０６の交流点灯を行っている。つまり、Ｈブリッジ回路３０９における対角線上にあるＭＯＳトランジスタ３０９ａ〜３０９ｄを交互に切換えてオン・オフすることによりランプ３０６に流す放電電流の方向を切換えて上記交流点灯を行っている。

また、バッテリ３００からの電力供給をランプ３０６の状態に応じて制御するために、ランプ３０６を流れるランプ電流ＩＬ及びランプ３０６に印加されるランプ電圧ＶＬに基づくフィードバック制御が成されている。具体的には、ランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬがランプパワー制御回路に入力され、ランプパワー制御回路はランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬに応じた出力を発生し、この出力に基づいてＰＷＭ制御回路３１２がＭＯＳトランジスタ３１１のオン・オフのデューティー比を設定する。これにより、一次側トランス３０２ａを流れる一次電流が制御され、バッテリ３００からの電力供給が制御される。

従って、ランプ電流ＩＬやランプ電圧ＶＬを正確に検出することは重要である。

しかしながら、上記構成においては、一次側トランス３０２ａに対して並列的に接続されたコンデンサ３１３と二次巻線３０５ｂとにより過渡電圧が発生し、ランプ電圧ＶＬにその過渡電圧が含まれてしまうため、従来においては、チョークコイル３１４を用いてランプ電圧ＶＬを平坦化して、これによって通常時におけるランプ電圧ＶＬが検出できるようにしているが、チョークコイル３１４が必要になるという問題がある。

本発明は上記問題に鑑みたもので、チョークコイルを用いなくても、過渡電圧の影響を排除したランプ電圧が検出できるようにすることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明では、直流電源（１）の電圧を高圧変換する第２トランス（２９）と、高圧変換された電圧を交流変換するインバータ回路（７）とを備え、始動回路（８）によって点灯を開始した放電灯（２）に、インバータ回路（７）によって交流変換された電圧を印加することにより放電灯（２）の交流点灯を行うと共に、該放電灯（２）に対して付与するランプ電力を該放電灯（２）に流されるランプ電流（ＩＬ）および該放電灯（２）に印加されるランプ電圧（ＶＬ）に基づいて制御する放電灯装置において、第２トランス（２９）に対して並列的に接続され、第２トランス（２９）にて高圧変換された電圧を充電する第２コンデンサ（３５）と、ランプ電圧（ＶＬ）のうち、第２コンデンサ（３５）と第１トランス（４７）の二次巻線（４７ｂ）によって生じる過渡電圧部分をマスクするマスク手段（１２９、１３１）を有するサンプルホールド回路（１２）を備えていることを特徴としている。

これにより、過渡電圧発生時にはランプ電圧（ＶＬ）をサンプリングしないようにすることができ、過渡電圧発生時以外の通常時におけるランプ電圧（ＶＬ）を検出することができる。従来においては、チョークコイルを用いてランプ電圧ＶＬを平坦化して、これによって通常時におけるランプ電圧ＶＬが検出できるようにしていたが、このようにサンプルホールド回路（１２）を設けることにより、チョークコイルを用いなくても通常時のランプ電圧（ＶＬ）を検出することができる。

例えば、サンプルホールド回路（１２）は、マスク手段として、バッファアンプ回路（１２９）と該バッファアンプ回路（１２９）の出力を所定期間維持するマスク回路（１３１）とを有した構成とされ、バッファアンプ回路（１２９）を、反転入力端子（１２５）と出力端子（１４７）とが接続され、非反転入力端子（１２７）にランプ電圧（ＶＬ）が入力される構成とされる。

この場合、バッファアンプ回路（１２９）に関しては、非反転入力端子（１２７）に入力されたランプ電圧（ＶＬ）が増加すると、反転入力端子（１２５）の電圧と非反転入力端子（１２７）の電圧との差電圧が大きくなり、出力端子（１４７）から出力される電圧が上昇し、非反転入力端子（１２７）に入力されたランプ電圧（ＶＬ）が減少すると、反転入力端子（１２５）の電圧と非反転入力端子（１２７）の電圧との差電圧が小さくなり、出力端子（１４７）から出力される電圧がランプ電圧（ＶＬ）となるような構成とすることができる。

また、マスク回路（１３１）に関しては、タイミング信号のレベルに基づいて作動し、タイミング信号がローレベル信号のときには、そのときのランプ電圧（ＶＬ）をサンプリングして該ランプ電圧（ＶＬ）に応じた電圧を出力し、タイミング信号がハイレベル信号に切り換わったときには、切り替わる直前のランプ電圧（ＶＬ）をホールドするような構成とすることができる。

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。

（第１実施形態）
以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。なお、本実施形態は本発明の放電灯装置１００を車両用前照灯に適用したものである。図１に本実施形態における放電灯装置１００の全体構成図、図２に本実施形態における放電灯装置１００の制御系のブロック図を示す。

１は車両に搭載された直流電源（以下、バッテリという、定格電圧（バッテリ電圧ＶＢ）１２Ｖ）であり、１ａは電源端子、１ｂはアース端子、２は車両前照灯であるメタルハライドランプ等の高圧放電灯（以下、ランプという）である。ＳＷは、車室内に設けられ、使用者の操作により、上記ランプ２の点灯消灯を設定する点灯スイッチである。５０は、放電灯装置１００に過電流が流れたときに溶断するヒューズである。

放電灯装置１００は、図１に示すように逆接保護回路３、平滑回路４、フライバックトランス２９を有する直流電源回路５、テークオーバー回路６、Ｈブリッジ回路７ａを含むインバータ回路７、始動回路８等の回路機能部を有する。本実施形態では、図２に示すように上記回路機能部を制御する制御回路として、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路９、後述のランプ電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬに基づいて、ランプ電力を所望電力に制御するランプパワー制御回路１０、上記Ｈブリッジ回路７ａを制御するＨブリッジ制御回路１１等を有する。

また、本実施形態では、上記制御回路としてその他に、ランプ電圧ＶＬを所定のタイミングでサンプリングおよびホールドするサンプルホールド回路１２、ランプ点灯開始時に、上記始動回路８を制御して、ランプ２に高電圧を印加させてランプ２を電極間で絶縁破壊させる高電圧発生制御回路１３、放電灯装置１００が後述の異常状態となったときに、上記Ｈブリッジ制御回路１１を通じてＨブリッジ回路７ａを制御するフェイルセーフ回路１４と、ランプ２のコネクタ３５の外れを検出するコネクタ外れ検出回路１５とを有している。

さらに、各制御回路９〜１５の駆動電力はバッテリ電圧ＶＢ等に基づいて行われるが、１次側電圧が過電圧となった際に、この過電圧から各制御回路９〜１５を保護するための過電圧保護回路１６も放電灯装置１００には備えられている。ここで、先ず、放電灯装置１００の点灯動作の概略を説明する。上記点灯スイッチＳＷがオンされると、フライバックトランス２９にてバッテリ電圧ＶＢが昇圧され、これにより、Ｈブリッジ回路７ａを通じて始動回路８のコンデンサ５３が充電される。そして、コンデンサ５３が充電されると、始動回路８にて充電された電荷が放電されて、トランス４７にてさらに高電圧化された電圧がランプ２に印加され、ランプ２が電極間で絶縁破壊し点灯されるようになる。

その後、ランプ２が点灯すると、Ｈブリッジ回路７ａによりランプ２への放電電圧の極性（放電電流の向き）を交互に切り換えることで、ランプ２を交流点灯させる。次に、上記回路機能部および上記制御回路の構成の概略について簡単に説明する。

逆接保護回路３は、抵抗１７、コンデンサ１９、およびＭＯＳトランジスタ２１とからなる。逆接保護回路３は、後述する電源端子に負極性の高電圧が発生したときに、ＭＯＳトランジスタ２１を保護するものである。また、バッテリ１を極性が逆にして車両に取り付けるといった逆接時には、ヒューズ５０を溶断しないようにするものである。

平滑回路４は、上記電源端子１ａに発生する電圧を平滑するものであり、コンデンサ２３、２５と、コイル２７とからなるコンデンサ入力型平滑回路（チョーク入力型平滑回路）である。直流電源回路５は、一次側と二次側とが共に巻線で構成されたフライバックトランス２９を有している。フライバックトランス２９は、バッテリ側に配された一次巻線２９ａと、ランプ２側に配された二次巻線２９ｂを有している。また、フライバックトランス２９は、図１に示すように一次巻線２９ａと二次巻線２９ｂとは電気的に導通可能となっている。直流電源回路５には、上記ＰＷＭ回路９によりスイッチング制御されるＭＯＳトランジスタ３１が設けられている。上記一次巻線２９ａの一次電流は、このＭＯＳトランジスタ３１により制御される。

つまり、フライバックトランス２９は、ＭＯＳトランジスタ３１がオンのときには、一次巻線２９ａに一次電流が流れることで、一次巻線２９ａにエネルギーが蓄えられるようになっている。そして、フライバックトランス２９は、ＭＯＳトランジスタ３１がオフになると、一次巻線２９ａのエネルギーを二次巻線２９ｂに供給するようになっている。

また、直流電源回路５の二次巻線２９ｂには、整流用のダイオード３３と、平滑用コンデンサ３５が設けられている。テークオーバー回路６は、コンデンサ３７と抵抗３９とからなる。コンデンサ３７は、上記点灯スイッチＳＷがオンされると電荷が充電されるようになっている。テークオーバー回路６は、上記始動回路８によりランプ２を電極間で絶縁破壊させたのち、速やかにアーク放電に移行させるものである。

インバータ回路７は、フライバックトランス２９の二次巻線２９ｂ側に設けられ、バッテリ１からの電力を交流変換することで、ランプ２を交流点灯させるものである。インバータ回路７を構成するＨブリッジ回路７ａは、ランプ２の放電電流の向きを交互に反転させるものである。Ｈブリッジ回路７ａは、Ｈブリッジ状に配置された複数のブリッジ用半導体スイッチング素子をなす４つのＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄを有する。これら４つのＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄは、図中４３ａ、４３ｂにて示すブリッジ駆動回路（本例ではＩＣ素子、以下、ＩＣ素子という）によって制御される。

ブリッジ制御回路１１は、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂを制御することで、Ｈブリッジ回路７ａのうち対角線上にあるＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄがオフ状態であるときは、対角線上にあるＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃをオン状態に切換制御し、ＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃがオン状態であるときは、ＭＯＳトランジスタ４１ａと４１ｄをオフ状態に切換制御する。この結果、ランプ２の放電電流の向きが交互に切り換わる、言い換えるとランプ２の印加電圧（放電電圧）の極性が反転することで、ランプ２は交流点灯する。

Ｈブリッジ回路７ａは、ランプ点灯開始時には長い一定周期でＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄをオン・オフさせ、その後は短い一定周期でＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄをオン・オフさせるようになっている。なお、図中４５は、Ｈブリッジ回路７ａを点灯始動時に発生する高圧パルスから保護する保護用のコンデンサである。

始動回路８は、ランプ２を点灯開始させるものであって、上記Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点と、アース端子１ｂとの間に設置されている。始動回路８は、一次巻線４７ａと二次巻線４７ｂとからなるトランス４７、ダイオード４９、５１、コンデンサ５３、抵抗５５、および一方向性半導体素子であるサイリスタ５７とからなる。

サイリスタ５７は、上記点灯スイッチＳＷがオンされたときには、オフとなっており、これにより、コンデンサ５３は充電を開始する。その後、上記高電圧発生制御回路１３によりサイリスタ５７がオンとされる。この結果、コンデンサ５３は放電を開始する。すると、コンデンサ５３に蓄えられたエネルギーが、トランス４７を通じて高電圧化されることで、ランプ２に高電圧が印加される。この結果、ランプ２は、電極間で絶縁破壊し点灯する。

ＰＷＭ制御回路９は、鋸歯状波に対するスレッショルドレベルを可変にすることで、上記ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフ時間、つまりデューティー比を制御するものである。ランプパワー制御回路１０は、ランプ電流ＩＬと、上記サンプルホールド回路１２によってサンプルホールドされたランプ電圧ＶＬとに基づいて、ランプ電力が所望値となるように制御するものである。なお、ランプ電流ＩＬは、Ｈブリッジ回路７ａに設けられた電流検出用抵抗５９にて検出される。

本実施形態におけるランプパワー制御回路１０によるランプパワー制御は、以下のようなものである。ランプパワー制御回路１０は、ランプ２の点灯開始時にランプ２の電極温度が低いと、ランプ２に立ち消えが生じ易いので、ランプ電力を大きな値（例えば７５Ｗ）として電極温度を迅速に高め、電極温度が徐々に高くなると、ランプ電力を徐々に低下させていき、ランプ２が安定状態になるとランプ電力を所定値（３５Ｗ）一定に制御するものである。

また、ランプ電圧ＶＬが高電圧（例えば４００Ｖ）となってランプ２の点灯が開始された直後では、ランプ電圧ＶＬは最も小さくなり、その後ランプ電圧ＶＬは徐々に大きくなる。一方、ランプ電流ＩＬは、ランプ２の点灯が開始された直後には、ランプ電圧ＶＬに反して徐々に小さくなる。そして、このようなランプパワー制御を行うために、上記ＰＷＭ制御回路９は、上記ランプパワー制御回路１０の指令信号を受けて、上記ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフのディーティ比を可変することで、ランプ電力を制御する。

上記サンプルホールド回路１２は、ランプ電圧ＶＬのうち、Ｈブリッジ回路７ａの切換時に発生する後述の過渡電圧をマスクし、上記ランプパワー制御回路１０による制御を精度良く行うものである。上記フェイルセーフ回路１４は、放電灯装置１００に何らかの異常が生じたときに、上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止するとともに、Ｈブリッジ回路７ａのＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの導通を全てオフするものである。

なお、上記制御回路９〜１５は、全て図示しない集積回路内に設けられている。

〔始動回路８について〕
次に、始動回路８の詳細について説明する。始動回路８は、ランプ２を点灯開始させるものであって、上記Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点と、アース端子１ｂとの間に設置されている。

始動回路８の作動について、図３に示すタイムチャートを基に説明する。但し、図３において（ａ）はランプ２の両端電圧Ｖｌａｍｐであり、（ｂ）はコンデンサの充電電圧Ｖｃであり、（ｃ）はサイリスタ５７のゲートに出力されるゲート駆動信号であり、（ｄ）は２次巻線４７ｂに発生する高電圧である。上記点灯スイッチＳＷがオンされると、Ｈブリッジ回路７ａを構成するＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフが開始される（図３のｔ１の時点）。ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄがオンする時には、ゲート駆動信号はローレベル信号が出力されて、サイリスタ５７はオフ状態となる。これにより、コンデンサ５３は充電を始める（図３のｔ２の時点）。このコンデンサ５３の充電がＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄのオン期間中に十分になされた後、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄがオフして、ＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃがオンとなる（図３のｔ３の時点）。

そして、サイリスタ５７のゲート駆動信号がハイレベル信号に変わるとサイリスタ５７がオンして電流が流れ、トランス４７の２次巻線４７ｂに高電圧が発生する（図３のｔ４の時点）。この高電圧がランプ２に印加され、ランプ２の電極間で絶縁破壊し、ランプ２が点灯開始する（図３ｔ５の時点）。さらに、サイリスタ５７に対してダイオード５１を並列接続することにより、サイリスタ５７オン時にコンデンサ５３と一次巻線４７ａとで、ＬＣ共振させている。２次巻線４７ｂからの高電圧によりランプ２の電極間で絶縁破壊するとランプ２の電極間には、火花放電電流が流れ、この火花放電電流は、上記ＬＣ共振により減衰振動電流となる。これにより、火花放電電流の持続時間はダイオード５１を接続しない場合に比べ、格段に長くすることができる。

ランプ２で火花放電電流が流れている間のランプ電圧は、コンデンサ３５、及びコンデンサ３７の充電電圧より低くなり、この時にＨブリッジ回路７ａを介してランプ２に流れ込むことにより、ランプ２は点灯を開始する。従って、ダイオード５１を接続することにより、火花放電電流の持続時間が長くなり、コンデンサ３５、およびコンデンサ３７からＨブリッジ回路７ａを介して確実にランプ２へ点灯開始するに十分な電流を流れ込ませることができ、確実にランプ２を点灯させることができる。すなわちランプ２の点灯性を向上させることができる。

また、Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点にてコンデンサ５３の充電を行っているため、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフ切換え時にコンデンサの高圧側電位が０Ｖになる。このため、サイリスタ５７を確実にオフさせることができる。つまり、サイリスタ５７は１度オンすると、所定の条件（例えば、サイリスタ５７のアノード側電位＞カソード側電位）を満たすまでオフしないが、このような場合にはコンデンサ５３への充電が再び行えなくなる。このため、仮にＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフの１周期目でランプ２が点灯しなかった場合に、その後ランプ２の点灯ができなくなってしまうが、Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点によってコンデンサ５３の充電を行っているため、これを防止でき、ランプ２を確実に点灯させることができる。

さらに、フライバックトランス２９の２次側である中点電位点にてコンデンサ５３の充電を行っているため、直流電源回路５で高圧変換された電圧によってコンデンサ５３の充電が成されることになる。従来では、コンデンサ５３の両端電圧を高圧にするためのトランスを直流電源回路５とは別個に設けていたが、このためにのみトランスを設ける必要がない。このように、始動回路８と直流電源回路５とでフライバックトランス２９を共用しているためトランスを１つにでき、コスト削減を図ることができる。

なお、上記ゲート駆動信号は、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換えタイミングに同期して高電圧発生制御回路１３から出力されるが、高電圧発生制御回路１３にはＨブリッジ制御回路１１からＭＯＳ４１ａ〜４１ｄの切換えタイミングを知らせる信号が入力されており、この信号に基づいてゲート駆動信号の出力タイミングが設定されている。

また、ランプ２が点灯すると始動回路８を駆動する必要がなくなるため、ゲート駆動信号はローレベル信号が出力される。このランプ点灯は、ランプ電流ＩＬが所定値以上であるか否かによって判定している。すなわち、ランプ２が点灯するとＨブリッジ回路７ａを介して電流検出用抵抗３２（５９）にランプ電流ＩＬが流れるため、ランプ電流ＩＬが検出されるとゲート駆動信号をローレベル信号にするようになっている。

〔ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの駆動回路について〕
次に、上記ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの駆動について説明する。図４にＩＣ素子４３ａ、４３ｂを駆動する回路図を示す。但し、図４は図１中の構成要件を一部削除してある。ＩＣ素子４３ａは、ハイアンドロードライバー回路（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ社製、ＩＲ２１０１）を使用している。なお、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの構成は全く同じである。

ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの各電源端子Ｖｃｃは、フライバックトランス２９の二次側に接続されている。つまり、フライバックトランス２９の二次側には、抵抗９５とツェナーダイオード９７よりなる第１電源回路９６が設けられており、電源端子Ｖｃｃへの印加電圧は、第１電源回路９６により発生された所定電圧Ｖ２（１５Ｖ）となる。

また、ＩＣ素子４３ａの高電圧側入力端子Ｈｉｎと、ＩＣ素子４３ｂの低電圧側入力端子Ｌｉｎとが接続されている。そして、これら２つの端子ＨｉｎとＬｉｎには、Ｈブリッジ制御回路１１中の端子１１ａからのハイレベル信号、もしくはローレベル信号が同じように入力される。さらにＩＣ素子４３ａの低電圧側入力端子Ｌｉｎと、ＩＣ素子４３ｂの高電圧側入力端子Ｈｉｎとが接続されている。そして、これら２つの端子ＨｉｎとＬｉｎとには、Ｈブリッジ制御回路１１の端子１１ｂからのハイレベル信号、もしくはローレベル信号が同じように入力される。そして、Ｈブリッジ制御回路１１の端子１１ａ、１１ｂは、互いにハイレベル信号とローレベル信号とが反転するようになっている。

簡単に作動を説明すると、Ｈブリッジ制御回路１１の端子１１ａからハイレベル信号が、端子１１ｂからローレベル信号が出力されると、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄがオンとなり、ＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃがオフとなる。また、Ｈブリッジ制御回路１１の端子１１ａからローレベル信号が出力され、端子１１ｂからハイレベル信号が出力されると、ＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃがオンとなり、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄがオフとなる。

このように本実施形態では、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂは、二次巻線２９ｂにて発生する二次電圧（上記ランプ電圧）を利用して、上記Ｈブリッジ制御回路１１にて制御されるようになっている。これにより、バッテリ電圧ＶＢが低下しても、フライバックトランス２９の二次側から駆動電圧を得ることで、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄを安定して駆動制御することができる。

ところで、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂは、トランス２９の二次側の電圧の他に、一方向性半導体スイッチング素子であるダイオード９９を介して一次側の電圧（バッテリ電圧ＶＢ）にて駆動制御可能になっている。このようにした理由は、以下の２つの理由からである。 （１）上述したランプパワー制御回路１０により、ランプ２のランプ電力がランプ２の放電電圧に相当するランプ電圧ＶＬ（電圧信号）、およびランプ２の放電電流に相当するランプ電流ＩＬ（電流信号）に基づいて、所望値となるようにフィードバック制御が行われる。

そして、例えば上記点灯スイッチＳＷがオンされた直後には、二次巻線２９ｂ側には電圧は発生していない。従って、点灯スイッチＳＷがオンされた直後には、Ｈブリッジ回路７ａは駆動制御できず、最悪の場合制御遅れやフィードバック制御が不安定になる可能性がある。そこで、本例では、上記点灯スイッチＳＷがオンされた直後にでも、Ｈブリッジ回路７ａを駆動制御出来ようにするため、バッテリ電圧ＶＢによってＩＣ素子４３ａ、４３ｂを駆動できるようにしている。

（２）ランプ電圧ＶＬが上記所定電圧Ｖｒ１より低下してしまう後述の異常状態になると、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの駆動電源が不足し、Ｈブリッジ回路７ａをオフ（ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの導通を全て遮断状態、以下これをＨブリッジ回路７ａをオフという）できない。そこで、本例ではＩＣ素子４３ａ、４３ｂは、上記異常状態となると、バッテリ電圧ＶＢにより駆動電源を得るようにした。これにより、上記異常状態において確実にＨブリッジ回路７ａをオフすることができる。

なお、上記異常状態のときには、図４中２４２で示す第１異常用回路の２つの出力信号を共にハイレベル信号とすることで、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂを通じてＨブリッジ回路７ａをオフする。なお、バッテリ電圧ＶＢが１２Ｖであるときに、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの各電源端子Ｖｃｃへの印加電圧は、ツェナーダイオード９７により定電圧１５Ｖに制御される。従って、図４中ダイオード９９は逆流防止の機能を果たす。また、１０１は、ノイズ除去用のコンデンサであり、４２０は電流制限用の抵抗である。

〔ＭＯＳトランジスタ３１の駆動電源について〕
次に上記ＭＯＳトランジスタ３１の駆動電源の得方について図５を用いて説明する。トランス２９の二次側には、上記抵抗９５と上記ツェナーダイオード９７とによって、二次側に発生する高電圧を所定電圧Ｖ２（例えば１５Ｖ）に定電圧化する第１電源回路９６が設けられている。

バッテリ１側（一次側）には、抵抗１０５とコンデンサ１０７とによって、バッテリ電圧によって決まる所定電圧Ｖ３（第２所定電圧）を得る第２電源回路１１０が設けられている。第１電源回路９６と第２電源回路１１０との間には、第１電源回路９６側に抵抗１２０を介して、切換手段をなすダイオード１１１が設けられている。

ダイオード１１１は、上記所定電圧Ｖ３と、所定電圧Ｖ２から抵抗１２０にて電圧降下した所定電圧Ｖ４（第１所定電圧）とのうち、所定電圧Ｖ３の方が高いときに、電流を流す。なお、本例では、バッテリ電圧ＶＢがほぼ定格電圧にあるときには、抵抗１２０により所定電圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より高くなるようにしてある（以下、これを正常状態）。

第１電源回路９６と第２電源回路１１０との間には、抵抗１１４を介して上記ＭＯＳトランジスタ３１を駆動する駆動回路１２４を構成するダーリントン接続された２つのＮＰＮトランジスタ１１２、１１３が接続されている。なお、ダイオード１１１は、ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３の両コレクタ間に設けられている。

従って、上記正常状態においては所定電圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より高いため、ダイオード１１１は電流を流す。このため、トランス２９の一次側よりＮＰＮトランジスタ１１２にベース電流が流れて、ＮＰＮトランジスタ１１２がオンとなる。すると、ＮＰＮトランジスタ１１２のコレクタ電流がＮＰＮトランジスタ１１３のベース電流となって、トランス２９の一次側からＮＰＮトランジスタ１１３にコレクタ電流が流れる。

一方、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３より高いとき、例えば、バッテリ電圧が低下したときには、二次側からＮＰＮトランジスタ１１２のベース電流が流れて、ＮＰＮトランジスタ１１２がオンとなる。すると、ＮＰＮトランジスタ１１３もオンとなって、トランス２９の一次側よりＮＰＮトランジスタ１１３にはコレクタ電流が流れる。

この時、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３よりも高くなっているため、ダイオード１１１は、電流を流さない。このため、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３より高いという関係が維持される。上記ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３の作動は、図５に示すように上記ＰＷＭ制御回路９の出力信号を受けて、オン・オフする５つのＮＰＮトランジスタ１１５〜１１９にて制御されるようになっている。以下、この５つのＮＰＮトランジスタ１１５〜１１９について説明する。

ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６は、ＰＷＭ制御回路９の出力信号（デューティー信号）に応じてオン・オフするようになっている。以下、出力信号のうち、ハイレベル信号をオン信号、ローレベル信号をオフ信号として説明する。例えば、出力信号がオン信号であると、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６がオンとなり、定電流源１２１からの定電流がＮＰＮトランジスタ１１５のコレクタ電流となる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１７、１１８がオフし、ＮＰＮトランジスタ１１９もオフとなる。

つまり、デューティー信号がオン信号であると、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６はオン、ＮＰＮトランジスタ１１７〜１１９はオフとなる。従って、ＮＰＮトランジスタ１１２のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ１１３のベースに流れ込んで、ＮＰＮトランジスタ１１３がオンされる。この結果、ＮＰＮトランジスタ１１３のコレクタ電流がＭＯＳトランジスタ３１のゲートに流れ込み、ＭＯＳトランジスタ３１がオンとなる。

一方、上記出力信号がオフ信号であると、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６がオフとなるので、定電流源１２１によりＮＰＮトランジスタ１１７がオンされる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１７には定電流源１２２からの定電流が流れる。また、この際、定電流源１２１によりＮＰＮトランジスタ１１８もオンとなる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１２のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ１１８に流れ込む。この結果、ＮＰＮトランジスタ１１３はオフとなる。

また、ＮＰＮトランジスタ１１６はオフであるので、ＮＰＮトランジスタ１１７を流れたコレクタ電流がＮＰＮトランジスタ１１９のベースに流れ込み、ＮＰＮトランジスタ１１９がオンとなる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１３のコレクタ電流は、ＭＯＳトランジスタ３１のゲートに流れ込まず、ＮＰＮトランジスタ１１９のコレクタ電流となり、ＭＯＳトランジスタ３１はオフとなる。

このように上記オン信号およびオフ信号によって、ＭＯＳトランジスタ３１がオン・オフするようになっている。また、図５に示すようにＭＯＳトランジスタ３１のゲートと、定電流源１２２との間には、ダイオード１２３が設けられている。このダイオード１２３は、ＭＯＳトランジスタ３１がオンからオフになるときのスイッチング速度を高めるものである。つまり、ＭＯＳトランジスタ３１がオンからオフになるときには、ＭＯＳトランジスタ３１のゲートに蓄えられた電荷を、ダイオード１２３を通じて引き抜いて、ＮＰＮトランジスタ１１７のコレクタ電流を増加させる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１９のベース電流が増加するので、ＮＰＮトランジスタ１３１が迅速にオフとなる。この結果、ＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング速度を向上できる。

次に、上記図５の回路の作動を詳しく説明する。

（１）前提としてバッテリ電圧ＶＢがほぼ定格電圧あり、第２電源回路１１０が所定電圧Ｖ３を発生し、この際、上記点灯スイッチＳＷがオンされ、ＰＷＭ制御回路９の出力信号がオン信号であったとする。この際、上記点灯スイッチＳＷがオンされた直後には、トランス２９の二次側には電圧が発生していない。従って、この場合は、第２電源回路１１０の所定電圧Ｖ３によりＮＰＮトランジスタ１１２がオンされ、ＮＰＮトランジスタ１１３もオンとなる。つまり、ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３のベース電流およびコレクタ電流は、第２電源回路１１０により流れる（得られる）。この結果、ＭＯＳトランジスタ３１は、フライバックトランス２９の一次側、つまり第２電源回路１１０から駆動電源を得て、オンとなる。

その後、ＰＷＭ制御回路９がオン・オフ信号を繰り返すと、二次巻線２９ｂが一次巻線２９ａのエネルギーを受け取ることで、二次側の電圧は徐々に上昇していく。これにより、第１電源回路９６にて所定電圧Ｖ２が発生し、さらには所定電圧Ｖ４が発生する。

（２）次に前提としてランプ点灯中にバッテリ電圧が低下したために、所定電圧Ｖ３も低下して、所定電圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より低くなったとする。

すると、ダイオード１１１は、ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３のベース電流をトランス２９の二次側（第１電源回路９６）から得るように電流経路を切換える。つまり、ＮＰＮトランジスタ１１２は、トランス２９の二次側（第１電源回路９６）より、駆動電源を得ることになる。この結果、本実施形態ではバッテリ１の電源電圧ＶＢが点灯中に低下したときには、トランス２９の二次側の第１電源回路９６にてＮＰＮトランジスタ１１２、１１３、およびＭＯＳトランジスタ３１を安定して駆動制御することができる。

従って、本実施形態では、上記所定電圧Ｖ３が上記所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、ＮＰＮトランジスタ１１２の駆動電源を第１電源回路９６より得る。これにより、以下の効果がある。トランス２９の二次側には、上述したように４００Ｖといった高電圧が発生する。従って、ツェナーダイオード９７を小型で安価なものとすると、抵抗９５は抵抗値が非常に大きなものを使用する必要がある。しかしながら、このようにすると、抵抗値の大きな抵抗９５にて大きな電力が消費されるといった問題がある。

そこで、本例では上記所定電圧Ｖ３が上記所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、上記抵抗９５に電流が流れるようにしており、これにより、抵抗９５での消費電力を小さくできる。また、トランス２９の二次側には、上述したように４００Ｖといった高電圧が発生するが、抵抗９５での消費電力は、抵抗値が大きい程小さくなる。そして、この抵抗９５の抵抗値の最大値Ｒ（９５）＝（ＶＬ−Ｖ２）／Ｉｓという関係がある。

なお、ＶＬは、トランス２９の二次側電圧（ＮＰＮトランジスタ１１２を正常作動させるに必要な最低値）であり、Ｉｓは第１電源回路９６が負荷に供給する電流である。この様な関係において、上記Ｖ２とＩｓは回路によって決まる固定値である。よって、抵抗９５の抵抗値は上記ＶＬの最低値を何ボルトにするかによって決まる。従って、本例では上記所定電圧Ｖ３が上記所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、ＮＰＮトランジスタ１１２の駆動電源を第１電源回路９６より得る。これにより、抵抗９５の抵抗値を大きくすることができるので、抵抗９５での消費電力を小さくすることができる。

また、本実施形態では、ＮＰＮトランジスタ１１２とＮＰＮトランジスタ１１３とをダーリントン接続したことで、以下の効果がある。但し、上記抵抗１１４での電圧降下を無視して説明する。バッテリ電圧ＶＢがほぼ定格電圧であるときには、上述したようにＮＰＮトランジスタ１１２、１１３の各ベース電流およびコレクタ電流は、トランス２９の一次側（第２電源回路１１０）から流れる。従って、ＮＰＮトランジスタ１１３のコレクタ−エミッタ間の電位差は、上記電圧降下分の和と、コレクタ−エミッタの電位降下分と、ダイオード１１１の順方向電圧降下分の和となる。

すなわち、本例ではＭＯＳトランジスタ３１のゲートに印加される電圧は、Ｖ３−（ＶＢＥ１１２＋ＶＢＥ１１３）＝Ｖ３−１．４（Ｖ）となる。なお、ＶＢＥ１１２は、トランジスタ１１２のエミッタ−ベース間の順方向電圧降下分であり、ＶＢＥ１１３は、トランジスタ１１３のエミッタ−ベース間の順方向電圧降下分である。

そして、例えば、バッテリ電圧ＶＢが定格電圧から徐々に低下していき、所定電圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より低くなったとする。この場合は、上述したようにＮＰＮトランジスタ１１３は、第１電源回路９６によってオンされ、上記所定電圧Ｖ４とＮＰＮトランジスタ１１３のエミッタとの間の電位差は、ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３のベース−エミッタ間の各電圧降下分の和となる。

しかしながら、この場合は、ダイオード１１１により第１電源回路９６と第２電源回路１１０とは分離していると考えられるので、この場合ＮＰＮトランジスタ１１３のエミッタ−コレクタ間の電位差は、エミッタ−コレクタ間の電圧降下分のみとなる。すなわち、ＭＯＳトランジスタ３１のゲートに印加される電圧は、Ｖ３−ＶＣＥ１１３＝Ｖ３（Ｖ）となる。なお、ＶＣＥは、トランジスタ１１３のコレクタ−エミッタ間の電圧降下分＝０（Ｖ）である。

従って、バッテリ電圧ＶＢが、ＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング動作を行うのに必要なゲート電圧に低下するまでは、確実にＭＯＳトランジスタ３１をオンさせることができる。なお、図５中２４６はＮＰＮトランジスタであり、これは後述する異常状態が発生したときに、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止、つまりＭＯＳトランジスタ３１をオフするために、第２異常用回路２４４にてＮＰＮトランジスタ１１５、１１６を強制的に共にオフするものである。

〔ランプパワー制御回路１０について〕
次に、ランプパワー制御回路１０の具体的構成を図６に示す。ランプパワー制御回路１０は、ランプ２の放電点灯状態を示す信号であるランプ電圧ＶＬやランプ電流ＩＬ等に応じた出力を発生する誤差増幅回路（積分回路）６１が備えられており、この誤差増幅回路６１の出力がＰＷＭ制御回路９に入力されようになっている。このランプパワー制御回路１０は、最終的に誤差増幅回路（積分回路）６１の出力電圧（出力信号）を上記ＰＷＭ制御回路９内で反転させることで、ランプ電力を制御する。

つまり、ＰＷＭ制御回路９は、誤差増幅回路６１の出力電位が高くなるほど、鋸歯状波に対するスレッショルドレベルを小さくして、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフデューティー比が大きくなるように制御する。これにより、ランプ電力が増加する。一方、ＰＷＭ制御回路９は、誤差増幅回路６１の出力電位が低くなるほど、鋸歯状波に対するスレッショルドレベルを大きくして、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフデューティー比が小さくなるように制御する。これにより、ランプ電力が低下する。

図６に示すように誤差増幅回路６１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されており、反転入力端子には、ランプ電力ＰＬを制御するためのパラメータとなる電圧Ｖ１が入力されている。これにより、誤差増幅回路６１は、電圧Ｖ１に応じた出力を発生し、この出力に基づき上記オン・オフデューティー比が設定される。

そして、電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなると、誤差増幅回路６１の出力電圧は低くなり、電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅回路６１の出力電圧は高くなるように作動する。この電圧Ｖ１は、ランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬ等の複合信号、すなわちランプ電流ＩＬと、定電圧Ｖ２により流れる電流ｉ1 と、第１電流設定回路６３にて設定される電流ｉ２と、第２電流設定回路６５にて設定される電流ｉ３に基づいて決定される。

なお、ランプ電圧ＶＬは、上記サンプルホールド回路１２からの出力値である。また、電流ｉ1 と電流ｉ2 と電流ｉ3 との和は、上記ランプ電流ＩＬより十分小さく設定されている。

ここで、第１電流設定回路６３は、図に示すようにランプ電圧ＶＬが高くなる程、電流ｉ２を大きく設定するものである。さらに、電流ｉ２は、図に示すようにランプ電圧ＶＬが高くなるほど傾きが緩やかになる異なる直線を繋げたような関係にて設定されるようになっている。第２電流設定回路６５は、図に示すように電流ｉ３を時間Ｔが長くなるほど大きくなるように設定する。なお、この時間Ｔは、ランプ２が消灯してからの経過時間に相当し、上記電極温度の状態を間接的に予測するものである。

つまり、ランプ２がある程度の時間継続して点灯されると、電極温度は十分温かくなっており、その後短時間ランプ２を消灯させて再度ランプ２を点灯したときには、電極温度の温度低下量は少ない。従って、この場合、ランプ電力は、例えば外気温程度まで電極が冷えきった状態に比べて小さくて良い。この結果、本実施形態では、ランプパワー制御回路１０により電極温度を間接的に予測して、電極温度に応じてランプ電力を制御することができる。

このように、ランプパワー制御回路１０は、ランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬに基づいて制御を行っているため、これらランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬを正確に検出することが重要となる。本実施形態では、これらランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬを正確に検出するために、クランプ回路６９やサンプルホールド回路１２が設けられている。以下これらクランプ回路６９とサンプルホールド回路１２について説明する。

クランプ回路６９は、誤差増幅回路６１の反転入力端子に入力される電圧Ｖ１をクランプするものである。図に示すように、クランプ回路６９は電圧ホロワ回路を構成している。このクランプ回路６９に備えられたオペアンプ６９ａの非反転入力端子には、誤差増幅回路６１の非反転入力端子に入力される所定電圧Ｖｒｅｆよりも所定電圧低いＶｒｅｆ−αの電圧が入力される。ただし、クランプ回路６９の出力端子にはダイオード６９ｂが接続されており、オペアンプ６９ａが出力端子側から電流を引き込めないようになっている。

このような構成において、電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−αよりも高い場合には、オペアンプ６９ａの非反転入力端子よりも反転入力端子の方が高電圧になるため、オペアンプ６９ａは出力端子側から電流を引き込もうとする。しかし、出力端子側にはダイオード６９ｂが備えられているためにオペアンプ６９ａは電流を引き込むことができず、電圧Ｖ１は、クランプ回路６９の影響を受けずに誤差増幅回路６１に入力される。

また、電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−αよりも低くなると、オペアンプ６９ａの非反転入力端子の方が反転入力端子よりも高電圧になるため、オペアンプ６９ａは出力端子側へ電流を押し出す。これにより、電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−α以下にならないように維持される。このようにクランプ回路６９を設けた場合の電圧Ｖ１の変化を図７に示す。図７に示すように、Ｈブリッジ回路７ａにおけるＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフ切換え時において、ランプ電流ＩＬが一瞬大きく低下し、電圧Ｖ１は瞬間的に変化する。しかしながら、クランプ回路６９によって電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−α以下にならず、所定電圧Ｖｒｅｆ−α以上の電圧に維持される。このため、電圧Ｖ１の急激な変化は生じない。

これにより、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換え時（ランプ２の放電電流の切換え時）における電圧Ｖ１の変化を小さくすることができるため、バッテリ１からの供給電力をフィードバック制御するに際し、ランプ電流ＩＬの瞬間的な変化による影響を抑制することができる。また、ランプ電流ＩＬが低下する時間は、トランス４７ｂのインダクタンスが大きくなればなるほど大きくなる。そして、本実施形態においては、始動回路８と直流電源回路５に必要なトランスをフライバックトランス２９で共用していることから、トランス４７ｂのインダクタンスが大きく、ランプ電流ＩＬによる影響が大きくなる。しかしながら、このように、クランプ回路６９を設けているため、このような場合でも効果的にランプ電流ＩＬによるフィードバック制御への影響を抑制することができる。

なお、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのスイッチング周波数が高い場合には、フィードバック制御の遅れによってランプ電流ＩＬの変化によるフィードバク制御への影響が顕著になるが、このようなスイッチング周波数が高い場合においても上記影響を抑制できるため有効である。また、誤差増幅回路６１には積分用コンデンサ６１ａが備えられており、このコンデンサ６１ａの容量を大きくすることによりランプ電流ＩＬの影響を緩和することも可能であるが、このようにコンデンサ６１ａの容量を大きくした場合には、誤差増幅回路６１の応答性が確保できなくなるため、クランプ回路６９を設けることが有効となる。

図８に、サンプルホールド回路１２の回路構成を示す。サンプルホールド回路１２は、二次巻線４７ｂ及びコンデンサ３５によって生じる過渡電圧を排除するものである。このサンプルホールド回路１２は反転入力端子１２５と出力端子１４７が接続されたバッファアンプ回路１２９と、バッファアンプ回路１２９における出力を所定期間維持するマスク回路１３１とを備えており、これらの回路によって過渡電圧を含んだランプ電圧ＶＬから、過渡電圧を排除している。

サンプルホールド回路１２には、演算増幅器１５２が備えられており、この演算増幅器１５２によって、サンプルホールド回路１２の出力を発生し、最終的にランプパワー制御回路１０にランプ電圧ＶＬに応じた制御信号を送っている。

また、図９にサンプルホールド回路１２を介して検出されるランプ電圧ＶＬの模式図を示す。以下、図８に基づきサンプルホールド回路１２の作動について説明する。サンプルホールド回路１２は、デジタル回路（図示しない）からのタイミング信号に基づきマスク回路１３１におけるＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１３３ｂをオン・オフする。そして、サンプルホールド回路１２は、マスク回路１３１へのタイミング信号（入力信号）がローレベル信号である場合にはその時のランプ電圧ＶＬをサンプリングしてランプ電圧ＶＬに応じた出力を発生し、タイミング信号がハイレベル信号に切り換わった場合にはその直前にサンプリングしたランプ電圧ＶＬに応じた出力を維持（ホールド）する。以下、具体的な作動を、タイミング信号がローレベル信号である場合とハイレベル信号に切り換わった場合に分けて説明する。

（１）タイミング信号がローレベル信号である場合この場合には、ＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１３３ｂがオフであるため、ランプ電圧ＶＬに応じた出力を発生する。非反転入力端子１２７に入力されたランプ電圧ＶＬが増加すると、反転入力端子１２５の電圧と非反転入力端子１２７の電圧との差電圧が大きくなり、トランジスタ１３５、１５５、１３７、１３９による差動回路の出力であるトランジスタ１４１のベース端子の電圧が上昇し、エミッタフォロア回路を構成するトランジスタ１４１、１４５により電流増幅し、バッファアンプ回路１２９の出力端子１４７の電圧は上昇する。この作動により非反転入力端子１２７の電圧と反転入力端子１２５の電圧（バッファアンプ回路１２９の出力端子１４７の電圧）は等しくなるように作動する。

すなわち、バッファアンプ回路１２９は、出力端子１４７の電圧がランプ電圧ＶＬと同様の電圧になるように差動増幅回路としての作動を行う。従って、リップル平滑用抵抗１４９を介してコンデンサ１５１に流れ込む電流が増加し、コンデンサ１５１の充電電圧が増加する。そして、この充電電圧の増加に伴った出力を演算増幅器１５２は出力する。

なお、ＰＮＰトランジスタ１３５に流れる電流値の減少により、定電流源１４３からＰＮＰトランジスタ１５５を流れる電流は増加し、反転入力端子１２５に流れるバイアス電流が増加するが、この電流は極めて微小であるためコンデンサ１５１の充電には影響を与えない。

また、非反転入力端子１２７に入力されたランプ電圧ＶＬが減少すると、上述した作動とは逆の作動を行って、出力端子１４７の電圧がランプ電圧ＶＬと同様の電圧になるようにする。

すなわち、タイミング信号がローレベル信号である時には、その時のランプ電圧ＶＬに応じた電圧がコンデンサ１５１に蓄積されており、サンプルホールド回路１２はその時のランプ電圧ＶＬをサンプリングする。

（２）タイミング信号がハイレベル信号に切り換わった場合この場合には、ＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１３３ｂがオンする。このため、定電流源１４３からの電流がトランジスタ１３３ａに流れ込むと共に、定電流源１５７からの電流がトランジスタ１３３ｂに流れ込み、ＮＰＮトランジスタ１４５、１５９、１６１がオフする。従って、この時はコンデンサ１５１に電流が流れず、タイミング信号がハイレベル信号に切り換わる直前の充電電圧をコンデンサ１５１は保持する。すなわち、タイミング信号がハイレベルに切り換わった場合には、バッファアンプ回路１２９は差動増幅回路としての作動を行わない。

このように、過渡電圧発生時以外にはバッファアンプ回路１２９が差動増幅回路としての作動を行って、過渡電圧発生時にはバッファアンプ回路１２９が差動増幅回路としての作動を行わないように過渡電圧部分をマスクするようにしている。これにより、過渡電圧発生時にはランプ電圧ＶＬをサンプリングしないようにすることができ、過渡電圧発生時以外の通常時におけるランプ電圧ＶＬを検出することができる。従来においては、チョークコイルを用いてランプ電圧ＶＬを平坦化して、これによって通常時におけるランプ電圧ＶＬが検出できるようにしていたが、このようにサンプルホールド回路１２を設けることにより、チョークコイルを用いなくても通常時のランプ電圧ＶＬを検出することができる。

なお、上述したデジタル回路が発生するタイミング信号は、Ｈブリッジ回路７ａにおけるＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換えタイミングと同期したものにしており、具体的にはＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換え後、数十μｓ〜数百μｓの間ハイレベル信号を出力するように構成されている。

〔ＰＷＭ制御回路９について〕
次に、ＰＷＭ制御回路９の詳細について説明する。図１０にＰＷＭ制御回路９の回路図を示す。

図１０に示すように、ＰＷＭ制御回路９は鋸歯状波を形成する鋸歯状波形成回路１６３と鋸歯状波におけるスレッショルドレベル（デューティー比）を設定するスレッショルドレベル設定回路１６５及び鋸歯状波とスレッショルドレベルを比較してＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフのデューティー比を設定するコンパレータ１６７を備えている。

鋸歯状波形成回路１６３について説明する。この鋸歯状波形成回路１６３は、定電流源１６９からダイオード１７１を介して流れ込む電流Ｉｋや定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって充電されるコンデンサ１７７の充電電圧を可変することによって鋸歯状波を形成している。すなわち、コンパレータ１８１の出力に基づいてＮＰＮトランジスタ１８３ａ、１８３ｂをオン・オフさせ、これによって抵抗１７９ａ〜１７９ｃによって設定されるしきい電圧を可変させて鋸歯状波を形成している。以下、鋸歯状波形成回路１６３の基本作動について説明する。

この基本作動によって形成される鋸歯状波を図１１（ａ）に示す。以下、図１０及び図１１（ａ）に基づき、鋸歯状波の形成について説明する。コンデンサ１７７の充電は、定電流源１６９からダイオード１７１を介して流れ込む電流Ｉｋと、定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって行われる。

そして、コンデンサ１７７の充電電圧が抵抗１７９ｂ、１７９ｃの両端電圧である第１のしきい電圧Ｖａになるまでコンデンサ１７７の充電が続き、この充電が完了するまでの間、コンデンサ１７７の充電電圧は所定の傾きをもって増加する。この後、コンデンサ１７７の充電電圧が電圧Ｖａになると、コンパレータ１８１はハイレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８３ａ、１８３ｂがオンする。これにより、第１のしきい電圧Ｖａが抵抗１７９ｂの両端電圧である第２のしきい電圧Ｖｂに減少すると共に、抵抗２０１を介してコンデンサ１７７の放電が行われる。このコンデンサ１７７の放電によって、コンデンサ１７７の充電電圧が急激に低下する。

そして、コンデンサ１７７の充電電圧が第２のしきい電圧Ｖｂまで低下すると、コンパレータ１８１はローレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８３ａ、１８３ｂがオフする。これにより、第２のしきい電圧Ｖｂが第１のしきい電圧Ｖａに戻る。さらに、この後もコンデンサ１７７への充電・放電が同様に繰り返され、比較的周期が短い、すなわち比較的周波数の高い鋸歯状波が形成される。

このような作動を行う鋸歯状波形成回路は、周波数変更回路１８５を備え、この周波数変更回路１８５によって鋸歯状波の周波数を変更させている。周波数変更回路１８５は、ランプ２の点灯前・点灯後とでスイッチング周波数を変更する回路１８５ａとバッテリ電圧ＶＢに応じてスイッチング周波数を変更する回路１８５ｂとからなる。

これら、回路１８５ａと回路１８５ｂはそれぞれランプ点灯前と点灯後において主に鋸歯状波形成回路１６３の作動に影響を与える。以下、回路１８５ａと回路１８５ｂに分けて鋸歯状波形成回路１６３の作動説明を行う。まず、回路１８５ａの構成について説明する。回路１８５ａは、ランプ電流ＩＬを電圧変換した電圧ＶＩＬ（電流検出用抵抗５９の高電圧側）と所定電圧Ｖｓとを比較するコンパレータ１８７と、このコンパレータ１８７の出力信号によってオン・オフ制御が成されるＮＰＮトランジスタ１８９を備えている。このように構成された回路１８５ａを備えることによって、鋸歯状波形成回路１６３が形成する鋸歯状波の周波数が以下に示すように変更される。以下、ランプ２の点灯前・点灯後に分けて鋸歯状波の形成について説明する。

（１）ランプ２の点灯前
ランプ２の点灯前において形成される鋸歯状波を図１１（ｂ）に示す。ランプ２が点灯する前には電圧ＶＩＬが零であるためコンパレータ１８７はハイレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８９はオンする。これにより、定電流源１６９からの電流Ｉｋがコンデンサ１７７に流れ込まず、定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔのみによってコンデンサ１７７の充電が成される。従って、図１１（ｂ）に示すように、コンデンサ１７７の充電時間が長くなって鋸歯状波の周期が長くなる。

この後は、上述した基本作動と同様にコンデンサ１７７の放電と充電を繰り返して、鋸歯状波形成回路１６３が基本作動することによって形成される鋸歯状波よりも周波数が低下した、比較的周期の長い鋸歯状波が形成される。

（２）ランプの点灯後
ランプ２の点灯後には、電圧ＶＩＬが所定の電圧となるため、コンパレータ１８７はローレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８９はオフする。このため、鋸歯状波形成回路１６３は、回路１８５ａによって影響を受けることなく鋸歯状波を形成する。

次に、回路１８５ｂの構成について説明する。回路１８５ｂは、バッテリ電圧ＶＢを分圧する抵抗１９１ａ、１９１ｂを備えている。そして、これらによって分圧された電圧ＶＢ１がオペアンプ１９３に入力されている。これにより、電圧ＶＢ１が定電圧源１７３における定電圧以上である場合にはトランジスタ１９７はオフし、定電圧未満である場合にはトランジスタ１９７はバッテリ電圧ＶＢに応じた電流を流すようになっている。そして、バッテリ電圧ＶＢが低下した際には、カレントミラー回路１９９を介して、トランジスタ１９７に流れる電流に比例した電流がトランジスタ１９９ａに流れるようになっている。

このように構成された回路１８５ａを備えることによって、鋸歯状波形成回路１６３が形成する鋸歯状波の周波数が以下に示すように変更される。以下、バッテリ電圧ＶＢが十分な場合とバッテリ電圧ＶＢが低下した場合に分けて鋸歯状波の形成について説明する。

（１）バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合この場合には、上述したようにトランジスタ１９７はオフしている。このため、コンデンサ１７７の充電は、定電流源１６９からダイオード１７１を介して流れ込む電流Ｉｋと、定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって行われる。従って、鋸歯状波形成回路１６３は、上述した基本作動を行って、図１１（ａ）と同様の鋸歯状波を形成する。

（２）バッテリ電圧ＶＢが低下している場合バッテリ電圧ＶＢが低下している場合において形成される鋸歯状波を図１１（ｃ）に示す。上述したようにトランジスタ１９７はバッテリ電圧ＶＢに比例した電流を流す。このため、カレントミラー回路１９９を介して、バッテリ電圧ＶＢに応じた電流がトランジスタ１９９ａに流れ込む。その結果、バッテリ電圧ＶＢに応じた電流が定電流源１６９からの定電流が引き抜かれる。

このため、定電流源１６９からの電流Ｉｋが減少されてコンデンサ１７７に流れ込む。従って、コンデンサ１７７の充電は、バッテリ電圧ＶＢの低下分減少された電流Ｉｋと定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって成される。これにより、バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合に比べてコンデンサ１７７の充電時間が長くなって、図１１（ｃ）に示すように鋸歯状波の周期が長くなる。

この後、鋸歯状波形成回路１６３は、上記と同様にコンデンサ１７７の放電と充電を繰り返して、バッテリ電圧ＶＢが十分にあるとともにランプ２が点灯している時よりも周波数が低下した比較的周期の長い鋸歯状波を形成する。このように、ランプ２の点灯前においては、上述したように回路１８５ａによって鋸歯状波の周波数を一律に比較的低いものに変更しており、ランプ点灯後においては、回路１８５ｂによってバッテリ電圧ＶＢに応じて鋸歯状波の周波数を変更している。

次に、スレッショルドレベル設定回路１６５について説明する。スレッショルドレベル設定回路１６５は、ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６１）からの指令信号に応じたスレッシュルドレベルを設定すると共にランプが点灯していない状態の時に、ランプ電圧ＶＬが所定電圧以上にならないように定電圧制御（例えば、４００Ｖ制御）するためのスレッシュルドレベルを設定する。また、スレッシュルドレベル設定回路１６５は、ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６１）からの指令信号を反転する反転回路を有している。ランプパワー制御回路１０による指令信号のレベルは供給したいランプ電力ＰＬに応じて変化し、供給したいランプ電力ＰＬが大きいほどデューティー比を低くして電力供給を大きくする必要があるため、スレッシュルドレベル設定回路１６５の中に反転回路を設けて指令信号のレベルとスレッシュルドレベルが反転するようにしている。

なお、後で詳しく説明するが、スレッシュルドレベル設定回路１６５はデューティー比の上限値となるデューティーリミット値を設定する回路を設けている。続いて、コンパレータ１６７について説明する。コンパレータ１６７は、上述した鋸歯状波と、スレッショルドレベルを比較して、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフのデューティー比を設定している。

また、この時のＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数は、上述した鋸歯状波形成回路１６３で形成された鋸歯状波の周波数と同じであるため、（１）ランプ２が点灯する前にはバッテリ電圧ＶＢの高低に係わらず比較的低い周波数であり、（２）ランプ２が点灯している時であって、バッテリ電圧ＶＢが十分にある時には比較的高い周波数であり、（３）ランプ２が点灯している時であって、バッテリ電圧ＶＢが低下している時にはバッテリ電圧ＶＢの低下分に応じた比較的低い周波数である。

ここで、ランプ２の点灯前におけるランプ電圧ＶＬの波形を図１２に示す。図１２の一点鎖線（ａ）はバッテリ電圧ＶＢが十分な場合、実線（ｂ）はバッテリ電圧ＶＢが低下している場合、破線（ｃ）はスイッチング周波数を低くしない場合を示す。図１２（ａ）、（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数を比較的低くした場合には、ランプ電圧ＶＬはランプ点灯に必要な所定値に達して所定値（例えば、上述した４００Ｖ）に定電圧制御される。また、スイッチング周波数を変化させない場合は、（ｃ）に示すようにランプ電圧ＶＬはバッテリ電圧ＶＢによって変化し、バッテリ電圧ＶＢが低下するほどランプ電圧ＶＬも低下する。つまり、スイッチング周波数を低くすることによりトランス２９の一次巻線２９ａを流れる一次電流の遮断電流値を大きくでき、スイッチング周波数を変化させない場合に比べて直流電源回路５の出力電力を大きくすることができる。

また、単位時間当たりに一次巻線２９ａに蓄積されるエネルギー総和Ｗ（≒直流電源回路５の出力電力）は、数式１で表される。

（数１）
Ｗ＝ｆ×１／２ＬＩ²
但し、ｆ：スイッチング周波数、Ｌ：１次巻線２９ａのインダクタンス、Ｉ：１次電流である。この数式１に表されるように、単位時間当たりに一次巻線２９ａに蓄積されるエネルギーの総和Ｗはスイッチング周波数や電流の二乗に比例して大きくなる。このため、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフ周期（＝１／スイッチング周波数）を長くすることによって、スイッチング周波数が低下しても１次電流が大きくなるため、単位時間当たりに１次巻線２９ａに蓄積されるエネルギーの総和Ｗは大きくなる。

本実施形態においては、ＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数を比較的低くしているため、上記したように単位時間当たりに１次巻線に蓄積されるエネルギーの総和Ｗは大きくなる。つまり、直流電源回路５の出力電力は大きくなり、ランプ点灯に必要な所定電圧値のランプ電圧ＶＬをバッテリ電圧ＶＢが低下している場合においても供給することができる。

このように、回路１８５ａによって、ランプ２が点灯していない時にはランプ２が点灯している時よりもＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数を一律に低くすることにより、ランプ２の点灯に必要な電力を供給することができるため、ランプ２の点灯性を良好にすることができる。また、ランプ２の点灯後は所定のスイッチング周波数でランプ２の交流点灯を行うことにより、ランプ電流のリップルが低くでき、これにより音響共鳴現象を抑制することができる。

続いて、ランプ２が点灯している時において、バッテリ電圧ＶＢが十分にある時とバッテリ電圧ＶＢが低下した時における１次電流の波形の比較図をそれぞれ図１３（ａ）、（ｂ）に示す。本実施形態においては、バッテリ電圧低下に応じてＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数を低くしているため、図１３（ａ）、（ｂ）に示されるように、バッテリ電圧ＶＢが十分にある時だけでなくバッテリ電圧ＶＢが低下している時においても１次電流が十分に大きくなる。このため、上述したように、２次巻線２９ｂに供給できる単位時間当たりのエネルギーの総和Ｗが大きくなる。また、周波数が低くなっているため、ＭＯＳトランジスタ３１がオフする時間も長くなり、二次巻線２９ｂへのエネルギー供給が十分に行えるようになる。

このように、ランプ２が点灯している時において、バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合にはＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数が比較的高い所定周波数にして、バッテリ電圧ＶＢが低下している場合にはバッテリ電圧ＶＢの低下分に応じて前記所定周波数を低くしているため、フライバックトランス２９の２次側へのエネルギー供給が十分に行えるようになっている。

従って、ランプ２が点灯しているときにバッテリ電圧ＶＢが低下した場合などにおいてもエネルギー消費効率を良好にすることができ、例えばランプ２が点灯している途中で消えてしまったりすることを抑制することができる。

〔スレッショルドレベル設定回路１６５について〕
次に、上記スレッショルドレベル設定回路１６５の詳細について、図１４を用いて説明する。

スレッショルドレベル設定回路１６５は、ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６１）が出力する指令信号を反転する反転回路１６５ａと、デューティー比の上限値となる上記デューティーリミット値（以下、リミット値）を設定するリミット値設定回路１６５ｂと、ランプ２の点灯前におけるランプ電圧ＶＬを所定値に定電圧制御する制御回路１６５ｃとを有する。

なお、上記リミット値は、上述のようにフライバックトランス２９の二次側に十分エネルギーが供給されるようにするためのものである。つまり、フライバックトランス２９の二次側出力は、上記デューティー比に対して上に凸の関係がある。従って、例えば大幅にランプ電力を増加しようとして、ランプパワー制御回路１０がデューティー比を大きくするように機能したときに、逆にフライバックトランス２９の二次側出力が低下するのを防止するために設定されている。

先ず、反転回路１６５ａについて説明する。反転回路１６５ａは、定電圧源２０３より電流が流れるカレントミラー回路２０５と、このカレントミラー回路２０５を流れる電流ｉＳをベース電流とするＮＰＮトランジスタ２０７とからなる。上記誤差増幅回路６１の出力端子は、抵抗２０９を介して２つのＮＰＮトランジスタ２０５ａ、２０５ｂよりなる上記カレントミラー回路２０５に接続されている。ここで、誤差増幅回路６１の出力によりランプ電力が制御されているときには、上記制御回路１６５ｃのＮＰＮトランジスタ４０４はオフ状態にある。そこで、この場合における反転回路１６５ａの作動は、以下のようになる。

ランプ電力を低下させる場合には、誤差増幅回路６１の出力電圧が下がり、抵抗２０９に流れる電流ｉｓａは増加する。この際、この電流をカレントミラー回路２０５でミラーした電流ｉｓｂは、ｉｓａとなる。そして、この電流ｉｓｂを抵抗２１０にて電圧に変換した電圧ＶＭは高くなり、この電圧ＶＭはエミッタフォロア回路をなすトランジスタ２０７を介してコンパレータ１６７の反転入力端子の入力電圧ＶＮとなる。従って、入力電圧ＶＮは高くなり、スレッショルドレベルが高くなって、デューティー比が小さくなる。

一方、ランプ電力を大きくさせる場合には、誤差増幅回路６１の出力電圧が上がり、抵抗２０９を流れる電流ｉｓａは減少する。これにより、この電流ｉｓｂを抵抗２１０にて電圧に変換した電圧ＶＭは低下する。従って、コンパレータ１６７の反転入力端子の入力電圧ＶＮは低下しスレッショルドレベルが低くなって、デューティー比が大きくなる。

次にリミット値設定回路１６５ｂについて説明する。リミット値設定回路１６５ｂは、バッテリ電圧ＶＢに応じて上記リミット値を可変する第１リミット値設定回路２１１と、ランプ２の供給電力を示す（相当する）情報であるランプ電圧ＶＬに応じて上記リミット値を可変する第２リミット値設定回路２１３と、バッテリ電圧ＶＢが所定値以下になると、上記リミット値を回路上設定可能な最大値に設定する第３リミット値設定回路２１５とを有する。

第１リミット値設定回路２１１は、バッテリ１とフライバックトランス２９の一次巻線２９ａとの間に設けられた上記端子Ａからバッテリ電圧ＶＢのみを検出するようになっている（図１参照）。第１リミット値設定回路２１１は、抵抗２２３〜２２５で構成されている。これら抵抗２２３〜２２５の接続点の電圧Ｖ０は、後述のトランジスタ２２７がオフ（バッテリ電圧が十分ある場合）で、ランプ電圧ＶＬが０の場合は抵抗２２３〜２２５の分圧だけで決まり、バッテリ電圧ＶＢに応じた値となる。そして、バッテリ電圧ＶＢが低下すると、電圧Ｖ０は低下し、バッテリ電圧ＶＢが高くなると、電圧Ｖ０は高くなる。

第２リミット値設定回路２１３は、抵抗２２２、カレントミラー回路２２１（ＮＰＮトランジスタ２２１ａ，２２１ｂ）で構成されており、ランプ２の供給電力を示すランプ電圧ＶＬのみを上記端子Ｃから検出するようになっている。第２リミット値設定回路２１３は、ランプ電圧ＶＬが大きくなると、これに応じて上記リミット値を大きく設定するものである。

つまり、カレントミラー回路２２１を流れる電流は、ランプ電圧ＶＬのみに応じて可変され、ランプ電圧が高くなる程大きくなり、ランプ電圧ＶＬが高くなると、カレントミラー回路２２１のＮＰＮトランジスタ２２１ｂのコレクタ電流は増加する。従って、電圧Ｖ０はＮＰＮトランジスタ２２１ｂのコレクタ電流が増加した分低下する。一方、ランプ電圧ＶＬが低下すると、ＮＰＮトランジスタ２２１ｂのコレクタ電流が減少し、電圧Ｖ０は高くなる。

すなわち、スレッショルドレベル設定回路１６５は、バッテリ電圧ＶＢおよびランプ電圧ＶＬとで決定される電圧をＶ０とし、誤差増幅回路６１の出力電圧に相当するＮＰＮトランジスタ２０７のベース側の電圧をＶＭとすると、以下のような機能を果たす。但し、説明上分かり易くするため、上記ＮＰＮトランジスタ２０７とＮＰＮトランジスタ２１７との各ベース−コレクタ間の電圧降下を無視する。

例えば、誤差増幅回路６１の出力信号により、ランプ電力を増加させようとして、電圧ＶＭが低くなったとする。そして、この際、上記電圧ＶＭが上記電圧Ｖ０より高いと、ＮＰＮトランジスタ２１７はオフとなる。これにより、入力電圧ＶＮは、電圧ＶＭとなり、誤差増幅回路６１の出力信号に応じて、スレッショルドレベルが設定される。

一方、誤差増幅回路６１の出力信号により、ランプ電力を大幅に増加させようとして、例えば電圧ＶＭが上記電圧Ｖ０より低くなったとする。すると、ＮＰＮトランジスタ２０７はオフ、ＮＰＮトランジスタ２１７はオンとなる。これにより、入力電圧ＶＮは、電圧Ｖ０で、この電圧Ｖ０が上記リミット値となり、スレッショルドレベルはこれ以上大きくならないように制限される。

つまり、第１リミット値設定回路２１１は、バッテリ電圧ＶＢのみに応じ、バッテリ電圧ＶＢが低下すると、上記電圧Ｖ０も低下するので、バッテリ電圧ＶＢが低くなる程、上記リミット値を大きく設定する。また、第２リミット値設定回路２１３は、ランプ電圧ＶＬのみに応じ、ランプ電圧ＶＬが高くなると上記電圧Ｖ０は低くなるので、ランプ電圧ＶＬが高くなる程、上記リミット値を大きく設定する。

このように、本例では、バッテリ電圧ＶＢのみを検出する手段として、図１に示すように端子Ａを設け、この端子Ａより検出されるバッテリ電圧ＶＢに応じて、上記リミット値を可変するようにした。これにより、バッテリ電圧ＶＢに応じて、精度良く上記リミット値を設定できる。また、上述したランプ電圧ＶＬのみを検出する手段として、図１に示すように端子Ｃを設け、この端子Ｃより検出されるランプ電圧ＶＬに応じて、上記リミット値を可変するようにした。これにより、ランプ２の負荷であるランプ電圧ＶＬに応じて、精度良く上記リミット値を設定できる。

また、上記ランプ２の負荷として、上記ランプパワー制御回路１０で使用する制御信号（ＶＬ）を利用しているので、特別にランプ２の負荷を検出する手段を設ける必要は無く、コスト低減を図れる。ところで、上述した第１、第２リミット値設定回路２１１、２１３は、例えば抵抗２２３や２２５等にて決定される回路定数によって、上記リミット値を設定している。そして、本例では第１リミット値設定回路２１１は、バッテリ電圧ＶＢが定格電圧１２Ｖから約７Ｖまで低下する間に、リミット値が精度良く設定できるようにしてある。

従って、例えばバッテリ電圧ＶＢが大きく低下して７Ｖより小さくなると、上記リミット値は適切で無く、リミット値をさらに大きくする必要がある。つまり、バッテリ電圧ＶＢがさらに大幅に低下した場合では、フライバックトランス２９の二次側出力も大きく低下するので、これに応じて上記リミット値を大きくしないと、二次側の出力が十分得られない。

そこで、上記第３リミット値設定回路２１５にて、バッテリ電圧ＶＢが７Ｖより低下したときに、適切に上記リミット値を設定する。以下、これについて説明する。なお、この場合のリミット値は、上述したようにデューティー比が高くなった場合に、フライバックトランス２９の二次巻線２９ｂへのエネルギー供給が十分行える範囲で設定される。

上記第３リミット値設定回路２１５は、図１４に示すように抵抗２２５と並列に接続されたＮＰＮトランジスタ２２７と、このＮＰＮトランジスタ２２７をオンオフするコンパレータ２２９とからなる。コンパレータ２２９は、非反転入力端子に所定電圧ＶＫ（７Ｖ）が入力されており、反転入力端子に上記端子Ａよりバッテリ電圧ＶＢが入力されている。従って、バッテリ電圧ＶＢが７Ｖより低下すると、ＮＰＮトランジスタ２２７がオンとなる。これにより、上記電圧Ｖ０は、抵抗２２３と抵抗２２５との分圧で無く、ほぼ０Ｖになる。

この結果、上記リミット値は、デューティー比がほぼ１００％にできる値まで低下する。これにより、バッテリ電圧ＶＢが７Ｖより低下した場合にも、最適なリミット値を設定できる。

次に、制御回路１６５ｃについて説明する。制御１６５ｃは、ランプ２の点灯前におけるランプ電圧ＶＬを所定値に定電圧化（例えば４００Ｖ）制御する回路である。そして、端子４０１は、ランプ電圧ＶＬを検出する端子で図１の端子Ｃに接続されている。点灯スイッチＳＷがオンされ、ランプ２が点灯するまで（ランプ２にランプ電流が流れていない状態）は、誤差増幅回路６１の出力端子の電圧は、最も高い電圧となり、抵抗２０９には電流が流れない。すなわち、誤差増幅回路６１はランプ２に最大電力を供給する指令信号を出力する。

従って、ＰＷＭ制御回路９は、第２リミット値設定回路１６５ｂにより決まる最大デューティーの状態で作動する。これにより、直流電源回路５が作動し、ランプ電圧ＶＬが上昇し、上記所定値に達すると、制御回路１６５ｃにより、ランプ電圧ＶＬを定電圧制御する。詳しく説明すると、ランプ電圧ＶＬを抵抗４０２、４０３で分圧した電圧と、基準電圧Ｖｄとをコンパレータ２３０にて比較し、ＮＰＮトランジスタ４０４をオンオフ制御する。つまり、ランプ電圧ＶＬが所定値以下ではＮＰＮトランジスタ４０４はオフし、所定値以上ではＮＰＮトランジスタ４０４はオンする。ＮＰＮトランジスタ４０４がオンとなると、抵抗４０５で決まる電流がＮＰＮトランジスタ２０５ａに流れる。そして、この電流と同じ電流がＮＰＮトランジスタ２０５ｂに流れ、電圧ＶＭが上昇し、入力電圧ＶＮが上昇する。

但し、この際、出力電圧ＶＮは、抵抗４０５の抵抗値の設定にて、コンパレータ１６７の非反転入力端子に入力される鋸歯状波のピーク電圧（図１１中Ｖａ）より高くなる。従って、コンパレータ１６７の出力信号は、ローレベル信号に固定され、ＭＯＳトランジスタ３１はオフとなり、ランプ電圧ＶＬの上昇は停止する。

そして、この後、時間の経過とともにランプ２以外の箇所による電力消費により、ランプ電圧ＶＬが、徐々に低下して上記所定値以下となると、ＮＰＮトランジスタ４０４は再度スイッチング動作して、ランプ電圧ＶＬが上昇する。このように、この動作を繰り返して、ランプ電圧ＶＬは定電圧制御される。

〔フェイルセーフ回路１４について〕
次に上記フェイルセーフ回路１４について説明する。先ず、フェイルセーフ回路１４の機能の前提となるランプ２の車両取付構造について図１５に基づき説明する。

図１５に示すように車両前照灯２３１は、ランプ２の光を車両前方に向けて反射させるリフレクタ２３３を有する。リフレクタ２３３は、碗状に形成されており、内部にランプ２を収納している。ランプ２は、図１５中左側からリフレクタ２３３内に挿入されており、コネクタ２３５によりリフレクタ２３３に取り付けられている。

簡単に説明すると、コネクタ２３５は、脱着可能なコネクタ部２３５ａ、２３５ｂとからなり、コネクタ部２３５ａは、図１５中左側からリフレクタ２３３内に挿入されており、挿入後に回転させることでリフレクタ２３３に取付られている。この後、コネクタ部２３５ｂが、２３５ａにはめ込まれると、ランプ２が点灯可能となる。

コネクタ２３５ｂには、アルミニウム等にて形成されたシールド部２３７が覆うようにして取り付けられている。シールド部２３７は、図１５に示すようにアースされるとともに、ランプ２の電気配線部２３９を押しつけるようにしてコネクタ部２３５ｂに取り付けられている。ここで、このシールド部２３７は、ランプ２の点灯にて発生する電波をランプ２（リフレクタ２３３）の外部に洩れださないようにするためのものである。これにより、電波により自車や他車の電気機器に悪影響を起こさないようにすることができる。また、このような電波発生を防止するために、リフレクタ２３３の内面にはアルミニウムが蒸着されており、このアルミニウムはアースされている。さらに、同様な理由により、図示しないがリフレクタ２３３内でランプ２の車両前方側にも、カップ状のシールド部が設けられている。

このような構成からなる車両全照明灯２３１においては、ランプ２を交換する時などに、ランプ２の電気配線部２３９がシールド部２３７に挟みこまれて、ランプ２の電気配線部２３９がアースされる可能性がある。この結果、上記一次巻線２９ａおよび二次巻線２９ｂを通じて、例えばＨブリッジ回路７ａに過電流が流れ、Ｈブリッジ回路７ａにて多大な熱が発生し、最悪ヒューズ５０が溶断するといった問題が起こる。

そこで、このように異常状態に対処するため、上記フェイルセーフ制御回路１４にて以下の異常制御を行う。以下、フェイルセーフ制御回路１４の具体的構成および異常制御の内容を図１６にて説明する。なお、以下の異常制御は、上記点灯スイッチＳＷがオンに設定されているときに行われる。図１６に示すようにフェイルセーフ制御回路１４は、大別して５つの機能ブロック２４１ａ〜２４１ｅとからなる。

２４１ａは、コンパレータ２４３と抵抗２４５とからなる。コンパレータ２４３は、反転入力端子には、上記サンプルホールド回路１２から上記ランプ電圧ＶＬが入力されており、非反転入力端子には所定電圧Ｖｒ１が入力されている。つまり、２４１ａは、ランプ電圧ＶＬが所定電圧Ｖｒ１（例えば、２０Ｖ）より小さい第１状態であるか否かを判定する電圧判定手段を構成してしている。

２４１ｂは、コンパレータ２４７とコンデンサ２４８と抵抗２４９とからなる。コンパレータ２４７は、反転入力端子に上記ランプ電流ＩＬ（電圧換算ＶＩＬ）が入力されており、非反転入力端子に所定電圧Ｖｒ２が入力されている。つまり、２４１ｂは、上記ＶＩＬと所定電圧Ｖｒ２とを比較することにより、ランプ電流ＩＬが所定電流より小さい第２状態であるか否かを判定する電流判定手段を構成している。

２４１ｃは、上記コンパレータ２４３、２４７の出力が共にハイレベル信号になると、ハイレベル信号を出力するＡＮＤゲートである。つまり、ＡＮＤゲート２４１ｃの出力信号がハイレベル信号になるということは、上述した異常状態を検出したということである。すなわち、ＡＮＤゲート２４１ｃは、上記電気配線部２３９がアースされるといった異常状態を検出する手段で、ランプ電圧ＶＬ（電圧信号）が所定電圧値より低く、かつランプ電流（電流信号）が所定電流値より低いときに異常状態と検出する。

ここで、簡単にランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬとで上記異常判定を行うことができる理由を説明する。上述したようにランプ２が電力制御されているときでは、ランプ電圧ＶＬは例えば２０Ｖ〜４００Ｖの所定範囲にある。この際、電気配線部２３９がアースされると、フライバックトランス２９の二次側に過電流が流れ、ランプ電圧ＶＬは上記２０Ｖより低くなる。従って、この場合は上記電気配線部２３９がアース接地されているおそれがある。

また、上述したようにランプ２が電力制御されているときでは、ランプ電流ＩＬは、所定範囲（０．３５〜２．６Ａ）にある。そして、上記電気配線部２３９がアースされると、二次巻線２９ｂ側からの過電流は、上記Ｈブリッジ回路７ａを流れずに電気配線部２４３からアースに落ちる。これにより、ランプ電流ＩＬは、上記所定範囲より小さく、所定電流（例えば、０．２Ａ）以下になる。従って、この場合電気配線部２３９がアースされているおそれがある。

このように本例では、異常状態をランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬとのＡＮＤ条件にて検出している。また、本例では、異常状態と検出するのは、上記第１状態と第２状態とが共に成り立ったときである。このような２つの状態を両方とも満足したときに、異常状態と判定するのは以下の理由がある。

例えば、何らかの異常が生じてランプ２の両端が短絡してしまうと、上記ランプ電圧ＶＬは、上記所定電圧Ｖｒ１より小さくなるが、上記ランプ電流ＩＬは上記所定電流より大きくなる。また、何らかの異常が生じてランプ２が開放してしまうと、上記ランプ電流ＩＬは上記所定電流より小さくなるが、上記ランプ電圧ＶＬは、上記所定電圧Ｖｒ１より大きくなる。

従って、一方の条件だけでは、電気配線部２３９がアースされたのか、ランプ２が短絡もしくは開放なのか判定できない。そこで、本例では、電気配線部２３９のアースを確実に検出するために、上記第１状態と第２状態との両方を満足したときに異常状態と判定する。これにより、確実に電気配線部２３９がアースされる異常状態を把握でき、精度良く過電流が流れることを防止できる。

時間計数回路２４１ｄは、Ｄ型フリップフロップ２５１と、ＮＯＲゲート２５３と、ＡＮＤゲート２５５と、ＪＫ型フリップフロップ２５７とからなる。時間計数回路２４１ｄは、上記第１状態および第２状態の両方を満足する時間が、所定時間Ｔ以上経過したか否かを判定するものである。そして、Ｄ型フリップフロップ２５１およびＪＫ型フリップフロップ２５７のクロック端子には、同一のクロック信号ＣＬが入力されるようになっている。

リセット回路２４１ｅは、Ｄ型フリップフロップにて構成されている。Ｄ型フリップフロップリセット回路２４１ｅのＤ入力端子には、定電圧源２５９が入力されている。Ｄ型フリップフロップリセット回路２４１ｅの出力端子には、上記Ｈブリッジ制御回路１１が接続されている。なお、定電圧源２５９は、上記点灯スイッチＳＷがオンのときに、定電圧（例えば５Ｖ）を発生するようになっている。

次に上述の回路２４１ａ〜リセット回路２４１ｅまでの作動を図１７のタイムチャートにて説明する。但し、ＡＮＤゲート２４１ｃの出力信号をα、ＪＫ型フリップフロップ２５７の出力信号をβ、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅの出力信号をγとする。また、上記点灯スイッチＳＷがオンされると、Ｄ型フリップフロップリセット回路２４１ｅは、図示しないリセット回路からのリセット信号によりリセットされる。また、本実施形態では、Ｄ型フリップフロップリセット回路２４１ｅの出力信号γがハイレベル信号のときに、Ｈブリッジ制御回路１１によりＨブリッジ回路７ａをオフとする。

先ず、点灯スイッチＳＷがオンとなって、例えば時間ｔ３になると、再度電気配線部２３９がアースされて出力信号αがローレベル信号からハイレベル信号になり、この状態が以後続いたとする。そして、出力信号αがハイレベル信号である状態が、クロックパルスＣＬの一周期時間より長く続くと、ＡＮＤゲート２５５ｃとＮＯＲゲート２５３を介して、ＪＫ型フリップフロップ２５７の出力信号βは、反転されてハイレベル信号になる。すると、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅの出力信号γは、ハイレベル信号となる。これにより、図４に示すように第１異常用回路２４２の２つ出力端子から共にローレベル信号が、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂに出力され、上記Ｈブリッジ回路７ａがオフとされる。

これにより、電気配線部２３９のアースによる過電流が、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｃにより遮断されることになる。この結果、Ｈブリッジ回路７ａや、Ｈブリッジ回路７ａ以降の電流経路に所定値より大きい過電流が流れることを防止でき、ヒューズ５０の溶断を防止できるとともに、放電灯装置１００での多大な発熱を防止できる。

これに加え、この出力信号γがハイレベル信号になると、上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止、つまりＭＯＳトランジスタ３１の導通を遮断する。具体的には、このような異常状態となると、図５に示すように第２異常用回路２４４にてハイレベル信号が出力されることで、ＮＰＮトランジスタ２４６がオンとされる。従って、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６は、ＰＷＭ制御回路９の出力信号に係わらず、オフとなる。これにより、ＭＯＳトランジスタ３１の導通が遮断され、放電灯装置１００への全ての電力供給が停止される。このようにした理由を以下に説明する。

例えば、電気配線部２３９がアースされたときに、電気配線部２３９とシールド２３７との間にある接触抵抗があったとする。そして、この接触抵抗によりフライバックトランス２９の二次側のエネルギー（電力）が大きく消費されるといった問題が起こったとする。すると、ランプパワー制御回路９は、一次巻線２９ａに蓄えられるエネルギーを増加させるように、ＰＷＭ制御回路９のデューティ比が大きくなるように制御する。これにより、フライバックトランス２９の一次巻線２９ａには過大な電流が流れるといった問題がある。

そこで、このような場合を考慮して、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止、つまり、ＭＯＳトランジスタ３１の導通を遮断するので、一次電流が過大となることを防止できる。また、上記した以外にも異常状態には色々なモードが考えられる、例えば、ＭＯＳトランジスタ３１の耐圧が劣化した場合には、点灯を開始するに必要なランプ電圧（例えば、４００Ｖ）を発生することができず点灯できない。この場合、ＭＯＳトランジスタ３１はＰＷＭ制御回路９からデューティー最大の駆動信号が与えられてスイッチング作動を行うが、耐圧劣化しているために一次巻線２９ａに蓄積したエネルギーのほとんどをＭＯＳトランジスタ３１自身が消費することになり、そのまま動作を続けると異常発熱しＭＯＳトランジスタ３１は短絡破壊する。その結果、ヒューズ５０の溶断等の二次的故障に至る。

このような異常状態では、Ｈブリッジ回路７ａをオフさせても前記結果は変わらない。そのため、このような異常状態の場合はＰＷＭ制御回路９の制御を停止し、ＭＯＳトランジスタ３１をオフ状態にホールドするこにより二次的故障を回避できる。このように、各種異常状態において異常判定した結果によりＨブリッジ回路７ａをオフする事が有効な場合と、ＭＯＳトランジスタ３１をオフさせることが有効な場合があり、異常状態に応じてＨブリッジ回路７ａをオフするのか、或いはＭＯＳトランジスタ３１をオフさせるかを使い分けることができる。しかしながら、このように使い分ける場合には回路が複雑になり規模も大きくなるので得策ではない。従って、異常判定した場合には、全てＨブリッジ回路７ａをオフすると同時に、ＭＯＳトランジスタ３１をオフさせることにより回路は簡単化でき規模も小さくすることができる。

なお、図１７に示すように時間ｔ１において、電気配線部２３９がアースされて出力信号αがローレベル信号からハイレベル信号になり、この状態が時間ｔ２まで続いたとする。この場合は、時間計数回路２４１ｄへの入力信号である信号αのハイレベル期間がクロックパルスＣＬの一周期時間より短いので時間計数回路２４１ｄの出力信号βは変化せず前の状態を維持している。従って、信号γも同様に変化しない。すなわち、Ｈブリッジ制御回路１１は何ら影響を受けない。

つまり、上述したＨブリッジ回路７ａをオフする条件は、上記第１状態と第２状態とが共に成りたった時間が、所定時間Ｔ経過したときとなる。このようにした理由は、以下の通りである。例えば、点灯スイッチＳＷがオンとなっているときに、上記第１状態および第２状態が始めて成り立った後、短時間にて電気配線部２３９のアースが復帰し、電気配線部２３９が正常となったとする。この場合、夜間の乗員の視認性を確保するために、できる限りランプ２は点灯状態を維持する必要がある。

そこで、短時間の異常時には直ぐさまＨブリッジ回路７ａをオフしないようにし、上記第１状態と第２状態とが所定時間Ｔ経過したときに、始めてＨブリッジ回路７ａをオフする。なお、上記所定時間Ｔとは、上記ヒューズ５０が溶断しない範囲の時間に設定されているので、ヒューズ５０の溶断は未然に防止できる。また、上記所定時間Ｔは以下のように設定されている。本例では、図１５に示すような比較的簡単な回路構成にて、上記異常状態を検出した。

しかしながら、上記電気配線部２３９は、図２に示すようにランプ２の両端にある配線部２３９ａ、２３９ｂを有し、これら２つの配線部２３９ａ、２３９ｂが共にアースされることはほどんど無く、例えば図１中一方の電気配線部２３９ａのみがアースされることが多い。従って、例えば上記異常状態が続いているときに、Ｈブリッジ回路７ａにてランプ２の放電電圧の極性が変わると、上記ランプ電圧ＶＬは、所定電圧Ｖｒ１より高くなる。

従って、異常状態が発生しているにも係わらず上記第１状態にならないので、上記ＡＮＤゲート２４１ｃの出力信号は、ハイレベル信号にならず、異常状態を検出することができない。そこで、本例では上記所定時間Ｔは、上記Ｈブリッジ回路７ａの切換周期時間より短くして、この切換周期時間の半分以下（０．８ｍｓ）に設定してある。これにより、簡単な回路構成にて上記異常状態が確実に検出できる。

また、上記異常状態を検出するために、上述したランプパワー制御の制御信号である上記ランプ電圧ＶＬとランプ電流ＩＬとを使用している。これにより、異常を判定するために別個に電圧検出用回路や電流検出用回路を設ける必要が無い。

〔コネクタ外れ検出回路１５について〕
次に、コネクタ外れ検出回路１５について図１８を用いて説明する。

上記ランプ２は、破損故障等の際に２つのコネクタ部２３５ａ、２３５ｂよりなるコネクタ２３５にて脱着可能となっている。従って、ランプ２は、コネクタ部２３５ａ、２３５ｂがはめ込まれると、バッテリ１と電気的に接続されて点灯可能となる。図１８に示すようにコネクタ２３５内には、コネクタ部２３５ａと２３５ｂとが外れると、内部の電気的導通が遮断されるように電気配線部２６１が形成されている。具体的に説明すると、電気配線部２６１の一端側は、電源端子１ａに接続されている。また、電気配線部２６１の他端側はアースされている。

各コネクタ２３５ａ、２３５ｂの電気配線部２６１の接続点２６１ａは、コネクタ２３５の外れを検出するコネクタ外れ検出端子となっており、コネクタ部２３５ａ、２３５ｂが外れると、コネクタ外れ検出回路１５内に内蔵された外れ検出回路１５ａのトランジスタ２６３がオフからオンとなるようにしてある。また、外れ検出回路１５ａは、信号発生回路１３ａと始動回路８との間に設けられ、コネクタ２３５の外れが検出されたときには、信号発生回路１３ａからの信号を強制的に始動回路８の作動を停止させる信号とするものである。

次に高電圧発生制御回路１３について説明する。高電圧発生制御回路１３は、上記サイリスタ５７のゲート駆動信号を発生させ、上述したようにＨブリッジ回路７ａのオン・オフタイミングに同期して信号を出力する信号発生回路１３ａを有する。そして、信号発生回路１３ａは、例えば上記始動回路８が起動しても、ランプ２が点灯せずに消灯していると、ランプ２が点灯するまでは、上記信号発生回路１３ａにてサイリスタ５７のオンオフを繰り返し、ランプ２に高電圧を印加するようになっている。

上記信号発生回路１３ａにて、ハイレベル信号が発生されると、トランジスタ２６５がオンとなる。これにより、トランジスタ２６７はオフとなり、トランジスタ２６９、２７５はオンとなる。また、トランジスタ２７１、２７３はオフとなる。この結果、サイリスタ５７のゲート駆動信号はローレベル信号となり、サイリスタ５７はオフとなる。

一方、上記信号発生回路１３ａにて、ローレベル信号が発生されると、トランジスタ２６５がオフとなる。これにより、トランジスタ２６７はオンとなり、トランジスタ２６９、２７５はオフとなる。また、トランジスタ２７１、２７３はオンとなる。この結果、サイリスタ５７のゲート駆動信号はハイレベル信号となり、サイリスタ５７はオンとなる。

このように信号発生回路１３ａが発生する信号が、ハイレベル信号であると、ゲート駆動信号はローレベル信号となり、サイリスタ５７はオフとなる。一方、信号発生回路１３ａが発生する信号が、ローレベル信号であると、ゲート駆動信号はハイレベル信号となり、サイリスタ５７はオンとなる。そして、本例では、上記トランジスタ２６３のオン信号により、サイリスタ５７のゲート駆動信号を強制的にローレベル信号にすることができる。つまり、外れ検出回路１５ａにてコネクタ２３５が外れていると検出され、トランジスタ２６３がオンすると、上記信号発生回路１３ａにて、サイリスタ５７をオンとするローレベル信号が発生されても、トランジスタ２６７はオフとなる。

従って、トランジスタ２６９、２７５はオン、トランジスタ２７１、２７３はオフとなって、サイリスタ５７はオフとなる。この結果、例えば、コネクタ２３５が外れてランプ２が消灯したときに、サイリスタ５７による高電圧発生が未然に防止される。ところで、上述したコネクタ２３５が外れたと検出されたときに、例えば電気配線部２６１の接触不良である場合は、ランプ２の点灯機能は正常にある。そして、このような場合は上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止して、ランプ２を消灯する必要は無く、逆にランプ２の点灯を維持するのが好ましい。

そこで、コネクタ２３５の外れ検出と平行して、フェイルセーフ回路１４にて、上記点灯スイッチＳＷがオンに設定されているにも係わらず、ランプ２が消灯する異常状態を検出する。つまり、コネクタ外れ検出回路１５によりコネクタ２３５が外れていると検出されたときに、上記電気配線部２６１の接触不良で無く、本当にコネクタ２３５が外されて、ランプ２が消灯してしまったか否を判定する。

上記フェイルセーフ回路１４を表す論理回路図を図１９に示す。フェイルセーフ回路１４は、点灯検出手段をなすコンパレータ２７７と、ディレー回路（タイマー回路）２７９と、ＯＲゲート２８１と、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅからなる。コンパレータ２７７の非反転入力端子には、所定電圧ＶＲが入力されている。一方、コンパレータ２７７の反転入力端子には、上記端子Ｅが接続されている（図１参照）。つまり、コンパレータ２７７は、ランプ２が点灯してランプ電流が流れていると、ローレベル信号を出力し、ランプ電流が所定値以下となると、ランプ２が消灯しているとしてハイレベル信号を出力する。

ディレー回路２７９は、上記コンパレータ２７７の出力信号がハイレベル信号で、このハイレベル信号が所定時間Ｔｍ継続するとハイレベル信号を出力する。つまり、ディレー回路２７９は、ランプ２が消灯した時間が所定時間Ｔｍ経過するとハイレベル信号を出力する。ＯＲゲート２８１では、ディレー回路２７９の出力信号が、ハイレベル信号となると、ハイレベル信号を出力する。ＯＲゲート２８１の出力信号がハイレベル信号になると、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅは、このハイレベル信号をクロックパルスとして、ハイレベル信号を出力する。そして、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅの出力信号が、ハイレベル信号となると、バッテリ１からランプ２への電力を供給する電力制御手段をなす上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止（ＭＯＳトランジスタ３１をオフ）するとともに、上記第１異常用回路２４２にて上記Ｈブリッジ回路７ａをオフとする。

このようにすることで、ランプ２が点灯している状態から消灯し、この消灯時間が所定時間Ｔｍ経過すると、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止することでランプ２への電力供給が停止されるようになる。また、ランプ２が消灯して所定時間Ｔｍ経過するまでは、ＰＷＭ制御回路９の制御を継続し、ランプ２への電力供給を行う。

なお、図１９に示すようにＯＲゲート２８１には、上述した電気配線部２６１がアースされる配線異常状態となったときに対応するための入力端子や、他の異常状態に対応するための入力端子が設けられている。つまり、ＯＲゲート２８１は、図１６に示す上記ＪＫ型フリップフロップ２５７と、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅとの間に設けられている。

次に、外れ検出回路１５ａ、高電圧発生制御回路１３、およびフェイルセーフ回路１４の作動を図２０のタイムチャートにて説明する。但し、外れ検出回路１５ａにて検出される信号をｇとし、コネクタ２３５が外れているときにはハイレベル信号、コネクタが外れていないときにはローレベル信号とし、サイリスタ５７のゲート駆動信号をｆ、点灯スイッチＳＷの信号をａとして点灯スイッチＳＷがオンの時にはハイレベル信号、オフのときにはローレベル信号とする。

また、信号発生回路１３ａの出力信号をｄとし、ＰＷＭ制御回路９の制御信号をｃで、ＰＷＭ制御回路９が制御を行っているときにはハイレベル信号、制御が停止しているときにはローレベル信号とし、コンパレータ２７７の出力信号をｋとし、ランプ２が消灯しているときにはハイレベル信号、ランプ２が点灯しているときにはローレベル信号とする。さらにＤ型フリップフロップ２４１ｅのＣ入力信号をｎとする。

先ず、時間ｔ１にて点灯スイッチＳＷがオンされると、ランプ電圧ＶＬが徐々に増加して、例えば時間ｔ２となると、サイリスタ５７のゲート駆動信号ｆがハイレベル信号なる。これにより、ランプ２が点灯してランプ電流ＩＬが流れ始める。その後、ランプ２が安定制御状態（３５Ｗ）となり、時間ｔ３にて信号ｇがハイレベル信号となり、コネクタ２３５が外れたと検出されたとする（図２０中（１））。

そして、時間ｔ３にてランプ電流ＩＬが所定値より小さく、例えば０となり、ランプ２が消灯する、つまり、電気配線部２６１の接触不良では無くてコネクタ２３５が本当に外れた場合には、信号ｋはハイレベル信号となる。しかし、この際、ディレー回路２７９によって信号ｎはローレベル信号のままであり、ＰＷＭ制御回路９の制御も継続される。

これにより、ランプ２が消灯してしまうと、図２０に示すように時間ｔ４では、信号発生回路１３ａの信号ｄは、サイリスタ５７をオフからオンとして、ランプ２を再度点灯させるようにハイレベル信号からローレベル信号に切り換わる。しかしながら、本例では、ランプ２の点灯に係わらずコネクタ外れを検出すると、信号ｇがハイレベル信号になることで、信号ｆはローレベル信号となる。従って、コネクタ２３５の外れが検出されたときに、始動回路８によるコンデンサン５３の放電が停止され、コネクタ２３５での高電圧の発生が防止できる。

そして、時間ｔ５にて、ランプ２が消灯した継続時間が、所定時間Ｔｍ経過したならば、信号ｎがハイレベル信号となって、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止するとともに、Ｈブリッジ回路７ａをオフとする。つまり、コネクタ２３５が外れてランプ２が消灯する場合には、サイリスタ５７をオフとして、所定時間Ｔｍ経過後、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止して、ランプ２への電力供給を停止する。

これにより、上記ランプ２の電気配線部２６１が、短時間接触不良を起こしたときには、ランプ２への電力供給を維持してランプ２の点灯が維持できるとともに、ランプ２が所定時間Ｔｍ継続して消灯しているときには、速やかにランプ２への電力供給を停止できる。次に、上記（１）の状態、つまリコネクタ２３５が実際に外れている状態から、一旦時間ｔ６で点灯スイッチＳＷをオフとして、時間ｔ７にて再度オンしたとする（図２０中（２））。

すると、ランプ電圧ＶＬが徐々に増加して、時間ｔ８になると、信号発生回路１３ａの信号ｄは、サイリスタ５７をオフからオンとして、ランプ２を点灯させるようにハイレベル信号からローレベル信号に切り換わる。しかし、上述したようにランプ２の点灯に係わらずコネクタ外れを検出すると、信号ｇがハイレベル信号になることで、信号ｆはローレベル信号となる。従って、コネクタ２３５が外れたときに、始動回路８によってコネクタ２３５での高電圧発生を防止できる。

その後、時間ｔ９にて、コネクタ２３５が外れたと検出された継続時間が所定時間Ｔｍ経過すると、信号ｎがハイレベル信号となって、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止するとともに、Ｈブリッジ回路７ａをオフとする。次に、上記（２）の状態、つまリコネクタ２３５が実際に外れているた状態から、一旦時間ｔ１０で点灯スイッチＳＷをオフとして、コネクタ２３５をはめ直し、時間ｔ１１にて再度オンしたとする（図２０中（３））。

すると、時間ｔ１２では、上述のように信号ｇがローレベル信号になることで、信号ｆはハイレベル信号となり、始動回路８にてランプ２が点灯される。その後、例えば、時間ｔ１３にて電気配線部２６１が接触不良になったとする。この場合は、ランプ２は点灯しており、ランプ電流が所定値より大きくなっているので、信号ｋはローレベル信号である。

従って、電気配線部２６１が接触不良を起こしたときに、ランプ２が点灯していると、ランプ２への電力供給が維持される。この結果、電気配線部２６１の接触不良を起こしても、ランプ２の点灯機能に異常が無い場合には、ランプ２の点灯を維持できる。

〔逆接保護回路３について〕
次に、逆接保護回路３について図２１を用いて説明する。なお、図２１は図１に電気負荷として車両用電気機器であるオルタネータ７１を加えたものである。

逆接保護回路３は、バッテリ１と、ランプ２との間に設けられている。ＭＯＳトランジスタ２１のゲート（Ｇ）は、抵抗１７を介してバッテリの正極側（電源端子１ａ）に接地されている。ＭＯＳトランジスタ２１のソース（Ｓ）およびドレイン（Ｄ）は、アース端子１ｂ側に接続され、放電灯装置１００を流れた電流がソースからドレインに向かって流れるようになっている。

上記点灯スイッチＳＷをオンすると、バッテリ１からゲート（Ｇ）にゲート電圧を与えられ、ＭＯＳトランジスタ２１は導通状態となり、バッテリ１の電力が放電灯装置１００に供給される。これにより、放電灯装置１００が作動する。ＭＯＳトランジスタ２１のゲート−ソース間には、導通手段であるコンデンサ１９が並列に接続されている。上記抵抗１７は、電源端子１ａとＭＯＳトランジスタ２１のゲートとの間で、ＭＯＳ型トランジスタ２１とコンデンサ１９との並列接続と直列に接続されている。

そして、上記点灯スイッチＳＷがオンされると、抵抗１７を介してコンデンサ１９が充電される。コンデンサ１９の充電電流経路は、バッテリ１の正極側から抵抗１７、コンデンサ１９、ＭＯＳトランジスタ２１のソース−ドレイン間の寄生ダイオードを介して、バッテリ１の負極側に流れる。そして、コンデンサ１９の充電電圧が所定値に達すると、ＭＯＳトランジスタ２１はオンとなる。また、ＭＯＳトランジスタ２１がオンするまでは、放電灯装置１００を流れる電流は、ＭＯＳトランジスタ２１のソース−ドレイン間の寄生ダイオードを通じて流れる。

上記ＭＯＳトランジスタ２１は、以下のようなときに放電灯装置１００に逆電圧が印加されないように保護する保護機能を有する。例えば、バッテリ１の交換時に、誤ってバッテリ１の極性が逆に取り付けられて、この状態で乗員の操作により上記点灯スイッチＳＷがオンされたとする。この場合は、放電灯装置１００に印加される逆電圧は、バッテり電圧ＶＢ（第１逆電圧）である。

そして、このように放電灯装置１００にバッテリ１の極性が逆に取り付けられたときには、ＭＯＳトランジスタ２１のドレインーソース間の耐圧にて放電灯装置１００への逆電圧印加を遮断し、放電灯装置１００を保護する。これにより、従来のようにツェナーダイオードを通じてヒューズ５０に過電流が流れるといったことが無く、ヒューズ５０の溶断を未然に防止できる。

上記オルタネータ７１は、バッテリ１に対して上記放電灯装置１００と並列に接続されている。オルタネータ７１は、図示しない界磁コイル等のリアクタンス成分を有する誘導性負荷（車両用電気機器）であり、車両の走行駆動源を起動する手段であるイグニッションスイッチＩＧがオンされると、発電を開始する。そして、上記イグニッションスイッチＩＧがオンで点灯スイッチＳＷがオンの状態から、イグニッションスイッチＩＧがオフされると、オルタネータ７１に流れていた電流が遮断されることで、電源端子１ａに負極性の大きなパルス電圧が発生する。このため、放電灯装置１００には、上記バッテリ１の逆接時より大きな逆電圧が印加されることになる。

しかし、この際、コンデンサ１９に充電された電荷は、コンデンサ１９と抵抗１７とで決まる時定数にて放電される。これにより、ＭＯＳトランジスタ２１のゲートには所定時間、ゲート電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ２１は所定時間導通状態が維持される。なお、電源端子１ａとアース端子１ｂとの間に、大きなパルス電圧が一瞬発生したときには、オンしているＭＯＳトランジスタ２１を介してＭＯＳトランジスタ３１のソース−ドレイン間の寄生ダイオード、フライバックトランス２９の一次巻線２９ａ、コイル２７といった電流経路でパルス電流を流すことにより、負極性パルスのエネルギーを消費する。

このように、電源端子１ａとアース端子１ｂとの間に、大きな逆電圧が発生したときには、コンデンサ１９によりＭＯＳトランジスタ２１が強制的に導通状態に維持されるので、ＭＯＳトランジスタ２１の上記耐圧を全く考慮せずに済む。つまり、この耐圧は、上記バッテリ１の逆接時に、放電灯装置１００に逆電圧が印加されない程度（例えば１２Ｖ強）であれば良い。

従って、ＭＯＳトランジスタ２１の上記耐圧を非常に小さくすることができ、これにより、ＭＯＳトランジスタ２１の駆動抵抗を小さくでき、ＭＯＳトランジスタ２１での電力損失が小さくできる。ひいては、ＭＯＳトランジスタ２１のチップサイズを小さくすることができ、安価なＭＯＳトランジスタ２１を使用できる。

また、上述したようにコンデンサ１９にて、ＭＯＳトランジスタ２１は強制的に導通状態となるが、コンデンサ１９と抵抗１７が時定数回路を構成しているので、抵抗１７によってコンデンサ１９の放電時間が延長される。この結果、ＭＯＳトランジスタ２１の導通時間を長くできるので、確実にＭＯＳトランジスタ２１の破壊破損を防止できる。なお、本発明者の検討によると、上記時定数回路の時定数は、０．０１秒以上とすると、上記パルス電圧が発生している間、確実にＭＯＳトランジスタ２１をオン状態にすることができ、確実に放電灯装置１００を保護できる。

〔過電圧保護回路１６について〕
図２２に、図２に示す過電圧保護回路１６の回路構成図を示す。以下、図２２に基づき過電圧保護回路１６について説明する。過電圧保護回路１６は、集積回路７３に備えられた各制御回路９〜１５を過電圧から保護するものである。この過電圧保護回路１６は、１次側電圧が所定のしきい値電圧になると過電圧検出を行う過電圧検出回路７７と、１次側電圧がしきい値電圧になったときに１次側電圧を分圧する分圧回路７９とを備えている。そして、この過電圧保護回路１６を介して印加された１次側電圧がこの定電圧回路７５で定電圧化され、各制御回路９〜１５の駆動電圧に使用される。

過電圧検出回路７７は、比較的抵抗値が大きな抵抗８１とツェナーダイオード８３及び抵抗８５で構成されている。このツェナーダイオード８３のツェナーダイ電圧によって上記しきい値電圧が設定されている。また、抵抗８１は電流Ｉ制限用としてツェナーダイオード８３に直列に設けられており、これによってツェナーダイオード８３の耐圧を低くする事ができる。なお、抵抗８５はリーク防止のための逆バイアス抵抗である。

また、分圧回路７９は、抵抗８７、８９及びダーリントン接続されたＮＰＮトランジスタ９１、９３で構成されている。次に、このように構成された過電圧保護回路１６の作動について説明する。１次側電圧が所定のしきい値電圧未満の時には、ツェナーダイオード８３は電流を流さないため、ダーリントン接続されたＮＰＮトランジスタ９１、９３がオンしない。このため、集積回路７３内の定電圧回路７５に印加される電圧ＶＩＣは、１次側電圧から抵抗８７での電圧降下を差し引いた電圧となる。

そして、１次側電圧が所定電圧以上に上昇すると、ツェナーダイオード８３がツェナー降伏によって電流を流し、ＮＰＮトランジスタ９１、９３がオンする。このため、集積回路７３内の定電圧回路７５に印加される電圧ＶＩＣは、１次側電圧が抵抗８７及び抵抗８９で分圧された電圧となる。なお、このとき分圧された電圧が各制御回路９〜１５の耐圧以下になるように、抵抗８７及び抵抗８９の抵抗値を設定する必要がある。

なお、集積回路７３の中に定電圧回路７５や各制御回路９〜１５等を形成したものを示したが、ツェナーダイオード８３、抵抗８５及びＮＰＮトランジスタ９１、９３等の過電圧保護回路１６の構成要素も集積回路７３の中に形成しても良い。この場合には、これらの各構成要素を集積回路の他の部分と共に形成すれば良いため、よりコスト削減を図ることができる。

このように、分圧回路７９にて過電圧を分圧しているため、集積回路７３に過電圧が印加されないようにすることができる。これにより、比較的高耐圧のパワーツェナーダイオードを用いなくても、集積回路７３の中の各制御回路９〜１５を過電圧から保護することができ、コスト削減を図ることができる。また、過電圧検出回路７７における抵抗８１には、過電圧が発生したとき以外には電流がほとんど流れないようになっているため、過電圧が発生していないときにおける抵抗８１の電力消費を防止することができる。

〔放電灯装置の検査について〕
次に、放電灯装置１００を車両に取り付ける前の検査について、図２３に示すコネクタ１５内の回路構成等と、図２４に示すクロック回路２８５の回路構成図に基づいて説明する。検査時においてクロック回路２８５が発生する信号の周波数を擬似的に短くする為に、図２３及び図２４に示すように、クロック切替え検出回路２８６、２８７が放電灯装置には備えられている。このクロック切替え検出回路２８６、２８７について説明する。

クロック切替え検出回路２８６、２８７は、検査時であることを検出してクロック切替え検出信号を出力する検査時検出回路２８６と、クロック切替え検出信号に基づきクロック回路２８５が数える時間を擬似的に速くするための時間短縮回路２８７とを備えている。検査時検出回路２８６には、上記コネクタ外れ検出端子２６１ａに印加されているバッテリ電圧ＶＢが同様に印加される。上述したように、コネクタ外れ検出はバッテリ電圧ＶＢによって行われるため、コネクタ外れ検出端子２６１ａにはバッテリ電圧ＶＢ以上の電圧が印加されることがない。これを利用して、コネクタ外れ検出端子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α未満の電圧しか印加されていない時には、検出時ではないとして検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出力し、コネクタ外れ検出端子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧が印加されると検査時検出回路２８６はクロック切替え検出信号となるローレベル信号を出力するようになっている。これにより、コネクタ外れ検出端子２６１ａを検査用及びコネクタ外れ検出用の端子として共用している。

時間短縮回路２８７は図２４に示すようにクロック回路２８５に内蔵されている。クロック回路２８５は、連続的に並べられた複数のＤ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｊを備えており、これらのＤ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｊによって時間が数えられている。すなわち、図示しない変換器が出力するクロック信号ＣＬがＤ型フリップフロップ２８９ａに入力されると、Ｄ型フリップフロップ２８９ａはこのクロック信号の２倍の周期となる信号を出力し、次のＤ型フリップフロップ２８９ｂでさらに２倍の周期の信号となって出力される。各Ｄ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｊでこの動作を繰り返して、クロック信号の周期が倍々される。そして、各制御回路は、各Ｄ型フリップフロップ４０１ａ〜４０１ｊが出力する信号のうちから適合するものを選択し、各制御を行う際の時間に用いている。例えば、ランプパワー制御回路１０においては、Ｄ型フリップフロップ２８９ｉの出力信号の周波数に基づいて制御時間を設定している。

このように並べられた複数のＤ型フリップフロップの間に時間短縮回路２８７が配置されている。以下、クロック回路２８５及びクロック切替え検出回路２８６、２８７における作動を実際にランプ２を使用する時と検査時に分けて説明する。

（１）実際にランプ２を使用する時
この時には、コネクタ３５にランプ２が接続されているため、クロック切替え検出回路２８６、２８７はアース状態となる。この場合には、コネクタ外れ検出接続端子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧が印加されないため、検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出力する。

この時には、Ｄ型フリップフロップ２８９ｇのクロックＣには、Ｄ型フリップフロップ２８９ｆの出力信号が入力される。すなわち、時間短縮回路２８７における処理によって、変換器が出力しているクロック信号が無視され、Ｄ型フリップフロップ２８９ｆの出力信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロック信号としてクロックＣに入力される。従って、検査時以外には、Ｄ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｆを介して変換器からのクロック信号ＣＬの周期が倍々され、倍々された周期の信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロック信号となる。このため、ランプパワー制御回路１０は通常の時間でランプパワー制御を行う。

なお、ランプ２がコネクタ３５から外れた場合においてもクロック切替え検出回路２８６、２８７にはバッテリ電圧ＶＢが印加されるだけであるから、検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出力し、クロック回路２８５及びクロック切替え検出回路２８６、２８７は上記と同様の作動を行う。

（２）検査をする時
この時には、コネクタ外れ検出端子２６１ａを検査用及びコネクタ外れ検出用の端子として共用する。そして、所定電源を用いて、バッテリ接続部分にバッテリ電圧と同様の電圧を印加する。これにより、コネクタ外れ検出端子２６１ａにはバッテリ電圧ＶＢが印加される。この段階では、検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出力している。

そして、コネクタ外れ検出端子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧を印加する。これにより、検査時検出回路２８６はクロック切替え検出信号としてローレベル信号を出力する。この時には、Ｄ型フリップフロップ２８９ｇのクロックＣには、変換器からのクロック信号が直接入力される。すなわち、時間短縮回路２８７における処理によって、Ｄ型フリップフロップ２８９ｆが出力している信号が無視され、変換器からのクロック信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロックとして入力される。従って、検査時には、Ｄ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｆを介さずに変換器からのクロック信号がそのままＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロック信号となる。このため、Ｄ型フリップフロップ２８９ｇは変換器からのクロック信号を倍の周期の信号にして出力する。

従って、時間短縮回路２８７以降のＤ型フリップフロップ２８９ｇ〜２８９ｊにおける出力信号の周期、すなわち各制御回路９〜１５が基準にする時間が擬似的に短縮され、各制御回路９〜１５は短縮された時間に基づいてランプパワー制御を行う。このため、ランプパワー制御時間が短縮化される。このように、コネクタ外れ検出端子２６１ａに、コネクタ外れ検出に用いる電圧以上の電圧ＶＢが印加された場合に、検査時検出回路２８６が検査時であると検出するようにし、この場合には時間短縮回路２８７によって短縮された時間に基づいて各制御回路９〜１５が各制御を行うようにしている。

これにより、各制御回路９〜１５が行う制御時間を短縮することができ、検査時間を短縮することができる。また、クロック切替え信号を時間短縮回路２８７に入力するための端子をコネクタ外れ検出端子２６１ａで行っているため、クロック切替え信号を入力するためのみに端子を形成する必要がない。なお、コネクタ外れ検出端子２６１ａはランプ２が接続されているときにはランプで覆われるため、錆防止のための特別な処理も必要ない。

（他の実施形態）
なお、第１実施形態においては、クランプ回路６９によって電位Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−α以下にならないようにして、これによりＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換え時におけるランプ電流ＩＬの変化が電力制御に与える影響を抑制しているが、クランプ回路６９に代えて、ランプ電流ＩＬが急激に低下する瞬間だけランプ電流ＩＬをマスクして、この時にはランプ電流ＩＬをサンプリングしないようにするサンプルホールド回路１２をランプパワー制御回路１０に備えることによっても同様の効果を得ることができる。

この場合、Ｈブリッジ回路７ａにおけるＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフ切換えに同期させて、この切換えタイミングから所定時間経過後にランプ電流ＩＬのサンプリングを行うよにすれば良い。

本発明の実施形態における放電灯装置１００の全体構成図である。 図１に示す放電灯装置１００の制御系を示すブロック図である。 上記実施形態における始動回路の各地点の波形を表すタイムチャートである。 上記実施形態におけるブリッジ駆動回路の構成図である。 上記実施形態におけるＭＯＳトランジスタ３１の駆動回路の構成図である。 上記実施形態におけるランプパワー制御回路の構成図である。 上記図６における電圧Ｖ１の波形を示すタイムチャートである。 上記実施形態におけるサンプルホールド回路１２の構成図である。 図８におけるランプ電圧ＶＬの波形を示す説明図である。 上記実施形態におけるＰＷＭ制御回路９における鋸歯状波形成回路の構成図である。 図１０における鋸歯状波形成回路が形成する鋸歯状波を示す図である。 図１１における鋸歯状波に応じて現れる一次電流の波形を示す図である。 図１１における鋸歯状波に応じて現れる一次電流の波形を示す図である。 上記実施形態におけるスレッショルドレベル設定回路１６５の構成図である。 上記実施形態におけるランプ２の取付構造図である。 上記実施形態における放電灯装置の異常状態を検出する回路構成図である。 図１６に示す回路における異常検出を表すタイムチャートである。 上記実施形態におけるコネクタの外れを検出する回路構成図である。 上記実施形態におけるコネクタが外れる異常状態を検出する回路構成図である。 図１８、１９におけるコネクタ外れの検出を表すタイムチャートである。 上記実施形態における逆接保護回路の構成図である。 上記実施形態における過電圧保護回路の構成図である。 上記実施形態におけるコネクタ外れ検出回路の要部詳細図である。 上記実施形態における放電灯装置の検査時に使用するクロック回路の説明図である。 従来における放電灯装置の回路構成図である。

符号の説明

１…バッテリ、２…ランプ、５…直流電源回路、７…インバータ回路、７ａ…Ｈブリッジ回路、９…ＰＷＭ制御回路、１０…ランプパワー制御回路、２９…トランス、４１ａ〜４１ｄ…ＭＯＳトランジスタ、６１…誤差増幅回路、６９…クランプ回路、ＶＬ…ランプ電圧、ＩＬ…ランプ電流。

Claims (4)

1. 直流電源（１）から供給される電力に基づき充電を行う第１コンデンサ（５３）と、この第１コンデンサ（５３）の充放電を制御するスイッチング手段（５７）と、前記スイッチング手段（５７）による前記第１コンデンサ（５３）の放電電圧を昇圧する第１トランス（４７）とを有し、前記第１トランス（４７）の一次巻線（４７ａ）に対して前記放電電圧を印加することにより二次巻線（４７ｂ）に高電圧を発生させ、該高電圧を放電灯（２）に印加することで前記放電灯（２）の点灯を開始させる始動回路（８）と、
   前記直流電源（１）の電圧を高圧変換する第２トランス（２９）と、
   前記高圧変換された電圧を交流変換するインバータ回路（７）とを備え、
   前記始動回路（８）によって点灯を開始した前記放電灯（２）に、前記インバータ回路（７）によって交流変換された電圧を印加することにより前記放電灯（２）の交流点灯を行うと共に、該放電灯（２）に対して付与するランプ電力を該放電灯（２）に流されるランプ電流（ＩＬ）および該放電灯（２）に印加されるランプ電圧（ＶＬ）に基づいて制御する放電灯装置において、
   前記第２トランス（２９）に対して並列的に接続され、前記第２トランス（２９）にて高圧変換された電圧を充電する第２コンデンサ（３５）と、
   前記ランプ電圧（ＶＬ）のうち、前記第２コンデンサ（３５）と前記第１トランス（４７）の二次巻線（４７ｂ）によって生じる過渡電圧部分をマスクするマスク手段（１２９、１３１）を有するサンプルホールド回路（１２）を備えていることを特徴とする放電灯装置。
2. 前記サンプルホールド回路（１２）は、前記マスク手段として、バッファアンプ回路（１２９）と該バッファアンプ回路（１２９）の出力を所定期間維持するマスク回路（１３１）とを有しており、
   前記バッファアンプ回路（１２９）は、反転入力端子（１２５）と出力端子（１４７）とが接続され、非反転入力端子（１２７）に前記ランプ電圧（ＶＬ）が入力されるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の放電灯装置。
3. 前記バッファアンプ回路（１２９）は、前記非反転入力端子（１２７）に入力された前記ランプ電圧（ＶＬ）が増加すると、前記反転入力端子（１２５）の電圧と前記非反転入力端子（１２７）の電圧との差電圧が大きくなり、前記出力端子（１４７）から出力される電圧が上昇し、前記非反転入力端子（１２７）に入力された前記ランプ電圧（ＶＬ）が減少すると、前記反転入力端子（１２５）の電圧と前記非反転入力端子（１２７）の電圧との差電圧が小さくなり、前記出力端子（１４７）から出力される電圧が前記ランプ電圧（ＶＬ）となることを特徴とする請求項２に記載の放電灯装置。
4. 前記マスク回路（１３１）は、タイミング信号のレベルに基づいて作動し、前記タイミング信号がローレベル信号のときには、そのときの前記ランプ電圧（ＶＬ）をサンプリングして該ランプ電圧（ＶＬ）に応じた電圧を出力し、前記タイミング信号がハイレベル信号に切り換わったときには、切り替わる直前の前記ランプ電圧（ＶＬ）をホールドするようになっていることを特徴とする請求項２または３に記載の放電灯装置。

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