JPH0765984A

JPH0765984A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH0765984A
Application number: JP21198193A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Murakami; 善宣村上
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-08-26
Filing date: 1993-08-26
Publication date: 1995-03-10

Abstract

(57)【要約】（修正有）【目的】高圧放電灯の点灯装置において、放電灯の状態
にかかわらず、始動に必要な最適の電流を流すように制
御して、部品ストレスを低減する。【構成】放電灯４の始動時に、パルス電流と、始動用の
電流と、主電源Ｖｄｃからの電流が重畳して放電灯に流
れるような放電灯点灯装置において、放電開始後、所定
時間後に放電灯４に流れる重畳した電流値が所定値以上
であれば、主電源Ｖｄｃからの電流値を小さく制御し、
所定値以下であれば、主電源からの電流値を大きく制御
することによって、所定時間後の電流ピーク値を増減調
整する手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は高輝度放電灯（ＨＩＤラ
ンプ）を点灯するための放電灯点灯装置に関するもので
あり、例えば、車の前照灯の即時点灯装置として利用さ
れるものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のＨＩＤランプの点灯装置のブロッ
ク図を図１８に示す。この点灯装置は、車載用のバッテ
リーのような直流電源Ｖｄｃから安定した電力供給を行
う電源部１と、放電灯４の出力特性を制御するインバー
タ部２と、放電灯４の放電を行うイグナイタ部３とから
構成されている。一般に、ＨＩＤランプは放電開始直後
の管内圧力が低く、放電エネルギーによる金属蒸気圧が
低いので、発光光束が少ない。そのため、ＨＩＤランプ
は瞬時に点灯することが困難である。しかし、車の前照
灯として、ＨＩＤランプを用いる場合には、瞬時点灯は
欠かせないものである。したがって、従来はＨＩＤラン
プが放電した直後に、過剰なランプ電流を流し、強制的
に金属蒸気圧を高くして、瞬時点灯が行えるようにして
いる。ＨＩＤランプの放電は、一般的にイグナイタ部３
から発生した高電圧パルスによって、グロー放電が始ま
り、その後、放電灯４に供給される押し込み電流によっ
てアーク放電が始まる。したがって、このときの放電灯
４への電流が少な過ぎると、十分にアーク放電への移行
が行われずに、ＨＩＤランプは不点灯となってしまう。

【０００３】一般的なイグナイタ部３の回路図を図１９
に示す。図１９において、コンデンサＣ₁ に入力電圧Ｖ
₁ が印加されると、抵抗Ｒ₁ を介してコンデンサＣ₂ が
充電され、さらに、抵抗Ｒ₂ を介してコンデンサＣ₃ が
充電され、コンデンサＣ₃ の充電電圧が基準値に達する
と、トリガー素子Ｔ₁ がＯＮして、サイリスタＱｐにパ
ルス電流が流れ、パルストランスＰＴによって、２次側
に電圧上昇が発生する。これによって、放電灯４が放電
し、インバータ部２からの電流によって、放電灯４はグ
ロー放電からアーク放電へと移行して行く。

【０００４】放電灯４の始動直後のランプ電流Ｉａを図
２０に示す。図中、Ｉｐはパルス電圧が発生したときに
流れるパルス電流を示し、グロー放電に影響するもので
ある。Ｉｃはイグナイタ部３のコンデンサＣ₁ の値等に
よって決まるものであり、この値が十分でないと、アー
ク放電への移行が行われず、不点灯となってしまう。Ｉ
ｍはインバータ部２からの供給電流であり、この値が小
さいと、アーク放電への移行が十分に行われない。

【０００５】図２１は放電灯の始動直後のランプ電流Ｉ
ａを示したものであり、図２０のＩｐ，Ｉｃ，Ｉｍの電
流が加算されたものとなる。この図２０において、始動
直後、所定時間Ｔ経過後のランプ電流Ｉａ₁ が不十分で
あると、つまり、Ｉｃ，Ｉｍの値が低いと、ランプ電流
Ｉａは図２２のようになって放電灯は不点灯となってし
まう。したがって、従来のイグナイタ部３では、所定時
間Ｔ経過後のランプ電流Ｉａ₁ が十分な値となるよう
に、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ 等の値が設計されている。し
かしながら、この所定時間Ｔ経過後のランプ電流Ｉａ₁
の値は、回路定数のみによって決定されるものではな
く、そのときの放電灯の状態によっても異なってくる。
ＨＩＤランプが消灯直後に再始動すると、ランプ電圧が
高いのでランプ電流は流れにくく、初始動ではランプ電
圧が低いので、ランプ電流は流れやすいため、一般的
に、放電灯は初始動の方が点灯しやすい。

【０００６】次に、放電灯の再始動時間（消灯から再始
動までの間の時間）とランプ電流Ｉａの関係を図２３に
示す。この図から明らかなように、放電灯の再始動時間
が短いとき、ランプ電流Ｉａは流れにくい。したがっ
て、放電灯の消灯直後に、放電灯が点灯できるようにす
るためには、ランプ電圧が高くても、放電灯に十分な始
動電流を流せるように、イグナイタ部３のコンデンサＣ
₁ の値を大きくしたり、インバータ部２の初期の電流値
を大きくする等の必要があった。しかしながら、このよ
うな設計を行うと、初始動時には、過剰な電流が流れる
ため、そのときのストレスに十分耐えられるような部品
を選ぶ必要があり、部品コストが上昇するという問題が
あった。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、高圧放電灯の点灯装置において、放電灯の状態にか
かわらず、始動に必要な最適の電流を流すように制御し
て、部品ストレスを低減することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、放電灯４を
始動するための高圧パルスを発生するイグナイタ部３
と、前記高圧パルスの発生直後に放電灯４にアーク放電
へ移行するための電流を流し込む始動用電源（コンデン
サＣ₁ ）と、放電灯４の定常点灯時に点灯維持のための
主電流を流すための主電源（インバータ部２）とを備
え、放電灯４の始動時に、イグナイタ部３からのパルス
電流と、始動用電源からの電流と、主電源からの電流が
重畳して放電灯４に流れるような放電灯点灯装置におい
て、放電開始後、所定時間後に放電灯４に流れる重畳し
た電流値が所定値以上であれば、主電源からの電流値を
小さく制御し、所定値以下であれば、主電源からの電流
値を大きく制御することによって、所定時間後の電流ピ
ーク値を増減調整する手段を備えることを特徴とするも
のである。

【０００９】

【作用】本発明において、放電灯の再始動時間（消灯か
ら再始動までの間の時間）とランプ電流Ｉａの関係は図
２４に示すようになる。このように、本発明によれば、
放電灯の再始動時間が短いときでも長いときでも、放電
灯の再始動時間に関係なく、始動に必要な電流は一定で
あるため、確実な始動を可能とすると共に、ストレスを
低減することができるものである。

【００１０】

【実施例】本発明の第１実施例の回路図を図１に示す。
以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｖｄｃ
には、インダクタＬ₀ とＭＯＳトランジスタＱ₀ の直列
回路が接続されている。ＭＯＳトランジスタＱ₀ の両端
には、ダイオードＤ₀ を介してコンデンサＣ₀ が接続さ
れている。ＭＯＳトランジスタＱ₀ がオンされると、イ
ンダクタＬ₀ にエネルギーが蓄積され、ＭＯＳトランジ
スタＱ₀ がオフされると、インダクタＬ₀ の両端に電圧
が誘起され、直流電源Ｖｄｃの電圧に加算されて、ダイ
オードＤ₀ を介してコンデンサＣ₀ が充電される。以上
により、昇圧チョッパー部１１が構成されている。コン
デンサＣ₀ の両端には、抵抗Ｒ₄ ，Ｒ ₅ ，Ｒ₆ の直列回
路が接続されている。抵抗Ｒ₆ の両端には、スイッチン
グ素子Ｑｓが並列接続されている。これにより出力電圧
検出部１２が構成されている。コンデンサＣ₀ の電圧を
出力電圧検出部１２により分圧した電位は、コンパレー
タ１３の一方の入力端子に基準電圧として入力されてい
る。コンパレータ１３の他方の入力端子には三角波発振
器１４から三角波信号が入力されている。コンパレータ
１３の出力は、ＭＯＳトランジスタＱ₀ の制御信号とな
っている。これにより、コンデンサＣ₀ の電圧が所定値
となるように、ＭＯＳトランジスタＱ₀ のオン期間がフ
ィードバック制御される。チョッパー部１１と出力電圧
検出部１２、コンパレータ１３及び三角波発振器１４に
より上述の電源部１が構成されている。

【００１１】次に、インバータ部２の構成について説明
する。コンデンサＣ₀ には、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ
₂ の直列回路と、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ₄ の直列回
路が並列的に接続されている。スイッチング素子Ｑ₁ ，
Ｑ₂ の接続点はインダクタＬ ₁ を介してコンデンサＣ₁
の一端に接続されており、スイッチング素子Ｑ₃ ，Ｑ ₄
の接続点はインダクタＬ₂ を介してコンデンサＣ₁ の他
端に接続されている。スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₃ は制
御回路２１により高周波でスイッチングされ、スイッチ
ング素子Ｑ₂ ，Ｑ₄ は低周波でスイッチングされて、低
周波の矩形波電圧をコンデンサＣ₁ の両端に発生させ
る。

【００１２】次に、イグナイタ部３の構成について説明
する。コンデンサＣ₁ の電圧により、抵抗Ｒ₁ を介して
コンデンサＣ₂ が充電され、さらに、抵抗Ｒ₂ を介して
コンデンサＣ₃ が充電される。コンデンサＣ₃ には抵抗
Ｒ₃ が並列接続されている。コンデンサＣ₃ の充電電圧
が基準値に達すると、トリガー素子Ｔ₁ がＯＮして、サ
イリスタＱｐを介してパルストランスＰＴの１次巻線に
コンデンサＣ₃ から電流が流れて、パルストランスＰＴ
の２次巻線の電圧Ｖｐが上昇する。パルストランスＰＴ
の２次巻線は、コンデンサＣ₁ を介して放電灯４の両端
に接続されている。これによって、放電灯４の始動時に
高圧パルス電圧を与えることができる。

【００１３】次に、パルス電流検出部５の構成について
説明する。パルストランスＰＴは、センタータップを有
する補助巻線を備えている。この補助巻線の両端は、グ
ランドレベルに接続されたセンタータップに一対の抵抗
を介して接続されており、その出力は一対のダイオード
により無極性化されて、パルス検出電圧Ｖｄが得られ
る。このパルス検出電圧Ｖｄは、コンパレータ６に入力
されて、基準電圧Ｖｃと比較される。

【００１４】次に、出力電圧検出部１２のスイッチング
素子Ｑｓを制御するための回路について説明する。上述
のコンパレータ６の出力は、否定回路Ｎ₁ により反転さ
れて、アンド回路Ａ₁ の一方の入力に接続されている。
アンド回路Ａ₁ の他方の入力には、タイマー部７の出力
が接続されている。タイマー部７は、パルス電流検出部
５とコンデンサＣ₁ に接続されている。アンド回路Ａ₁
の出力は、フリップフロップＦＦのデータ入力Ｄに接続
されている。フリップフロップＦＦの出力は、スイッチ
ング素子Ｑｓの制御信号となっている。このスイッチン
グ素子Ｑｓがオンされると、出力電圧検出部１２の分圧
比は小さくなり、スイッチング素子Ｑｓがオフされる
と、出力電圧検出部１２の分圧比は大きくなる。フリッ
プフロップＦＦのリセット入力Ｒには、制御回路２１の
出力が接続されている。

【００１５】図２は本実施例の動作波形図である。図２
（ａ）はインバータ部２の出力電圧Ｖａであり、チョッ
パー部１１の出力電圧を低周波で極性反転させた矩形波
電圧である。図２（ｂ）はコンデンサＣ₁ の電圧であ
り、コンデンサＣ₂ の充電値が基準値に達すると、トリ
ガー素子Ｔ₁ が導通し、サイリスタＱｐがＯＮする。こ
れにより、コンデンサＣ₂ の電荷がパルス電流として流
れ、パルストランスＰＴの２次巻線にはパルス電圧Ｖｐ
が発生し、放電灯４にはパルス電流が流れる。このと
き、放電灯４に流れる電流がパルス電流検出部５によっ
て検出される。図２（ｃ）はパルス電流検出部５による
検出電圧Ｖｄを示している。一方、タイマー部７は放電
開始後、所定時間Ｔ（≒５０μｓ）を経過した後にＨｉ
ｇｈレベルとなる信号Ｓ₁ を図２（ｄ）のように出力す
る。また、パルス電流検出部５による検出電圧Ｖｄは基
準電圧Ｖｃと比較され、タイマー部７の出力がＨｉｇｈ
レベルとなったときに、Ｖｄ＜Ｖｃであると、図２
（ｅ）のように、信号Ｓ₂ をＨｉｇｈレベルとする。信
号Ｓ₂ がＨｉｇｈレベルとなれば、インバータ部２の次
の周期によりフリップフロップＦＦを反転させ、チョッ
パー部１１の出力電圧検出部１２のスイッチング素子Ｑ
ｓをＯＮして、チョッパー部１１の出力電圧ＶａをＥ ₁
からＥ₂ へと上昇させる。チョッパー部１１の出力電圧
がＥ₂ へと上昇すると、インバータ部２の初期の押し込
み電流が増加し、図２（ｃ）のように、パルス電流が増
加する。それによって、放電直後のランプ電流が増加し
て、始動に十分なランプ電流Ｉａが供給される。以上の
動作によって、放電灯の状態により、不十分なランプ電
流Ｉａであることを検出し、ランプ電流を増加させるこ
とができ、再始動時や初始動時に関係なく、いかなる放
電灯の状態でも安定した始動を行うことができる。

【００１６】本発明の第２実施例の回路図を図３に示
す。この実施例では、第１実施例の電源部を昇圧チョッ
パー方式に代えて、フライバック方式としたものであ
る。直流電源Ｖｄｃには、スイッチング素子Ｑ₀ を介し
てトランスＴ₀ の１次巻線が接続されている。トランス
Ｔ₀ の２次巻線には、ダイオードＤ₀ を介して平滑用の
コンデンサＣ₀ が接続されている。スイッチング素子Ｑ
₀ がオンすると、直流電源ＶｄｃからトランスＴ₀ の１
次巻線に電流が流れて、トランスＴ₀ のインダクタンス
成分にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ₀
がオフすると、トランスＴ₀ の２次巻線に電圧が発生
し、ダイオードＤ₀ を介してコンデンサＣ₀ が充電され
る。本実施例においても第１実施例と同様に、電源部の
出力電圧を抵抗Ｒ₄ ，Ｒ₅ ，Ｒ₆ により検出して、ＰＷ
Ｍ制御部１５によりスイッチング素子Ｑ ₀ をフィードバ
ック制御している。放電開始後、所定時間経過後のラン
プ電流が少ないことが検出されると、スイッチング素子
Ｑｓがオンして、電源部の出力電圧を上げて、始動時の
ランプ電流Ｉａを増加させる。

【００１７】本発明の第３実施例の回路図を図４に示
す。また、本実施例の動作波形図を図５に示す。この実
施例では、インバータ部２のインダクタＬ₁ にスイッチ
ング素子Ｑｓを並列接続している。スイッチング素子Ｑ
ｓがオンすると、インバータ部２におけるインダクタン
スの値が小さくなる。そのため、インバータ部２からイ
グナイタ部３に始動電流が流れやすくなるため、放電灯
４の始動性が良くなる。その他の構成は、図１又は図３
の実施例と同様である。

【００１８】ここで、一般的なＨＩＤランプの負荷特性
を図６に示す。図中、横軸はランプ電流Ｉａ、縦軸はラ
ンプ電圧Ｖａとランプ電力Ｗａを意味する。一般的なＨ
ＩＤランプの点灯装置では、図６の出力特性上を点灯直
後のＡ点から安定点であるＢ点まで徐々に移動して行
く。そのときのランプ電力Ｗａはランプが安定するにつ
れて、徐々に増大して行く。そして、そのときのランプ
の光束Φは、図７に示すように変化する。つまり、時間
ｔに対して、放電管温度が徐々に上昇して行くので、光
束Φも徐々に立ち上がって行く。しかし、そのような光
束の立ち上がり特性では、ランプの点灯が非常に遅いた
め、例えば車載用の前照灯としては使えない。そこで、
瞬時点灯を可能とするために、点灯装置の出力特性を図
８のように設計する。図８の出力特性では、点灯直後の
Ａ点から安定点のＢ点までのランプ電流Ｉａを増加さ
せ、ランプに過剰な電流を流すことによって、放電灯管
内温度を速やかに上昇させて、光束を急速に増加させ、
安定するまでの時間を短くするものである。このときの
時間に対する光束の立ち上り特性を図９に示す。このよ
うな出力特性であれば、例えば、車載用の前照灯として
も採用できる。

【００１９】しかし、図８のような出力特性を実現する
ためには、ランプ点灯直後に、過剰なランプ電流が流せ
るだけのランプ電力Ｗａが必要となる。ランプ電力Ｗａ
を得るために、電源部はランプ始動時に過大な出力電力
を要求される。そこで、始動時には、図１０のチョッパ
ー部において、電力損失や部品ストレスの増大を低減す
るために、図１１に示すように、チョッパー部の入力電
流Ｉ₁ と出力電流Ｉ₂が連続的に流れる連続モードを採
用している。一方、定常時には連続モードで動作を行う
ためには動作周波数を高くしなければならず、スイッチ
ングロスの増大を招いて、回路効率が低下するため、図
１２に示すように、チョッパー部の入力電流Ｉ₁ と出力
電流Ｉ₂ が非連続的に流れる非連続モードで動作を行っ
ている。また、図１０に示すようなチョッパー回路を用
いる場合、ダイオードＤ₀ のリカバリーノイズ等が制御
に影響すると安定性に欠けるため、フィードバック回路
中にフィルター回路９を挿入して、安定性を確保してい
る。フィルター回路９の安定度は、容量Ｃｔの大きさで
決定され、容量Ｃｔが増大すると安定度が増すが、速応
性が悪化してしまう。始動時の連続モードでは、ダイオ
ードＤ₀ のリカバリーノイズが増大するため、フィルタ
ー回路９の容量Ｃｔは、始動時に動作が安定するように
設計されている。このため、フィルター回路９の容量Ｃ
ｔは、定常時には安定度に関して過剰設計となり、速応
性が悪化する。そこで、始動時、定常時ともに最適な安
定性及び速応性が得られるようなフィルター回路９を実
現することが望まれる。

【００２０】そこで、図１３の回路では、フィルター回
路９の容量をスイッチング素子Ｑｔにより切り替えるよ
うに構成されている。フィルター回路９はエラーアンプ
ＥＡと帰還インピーダンスで構成されている。帰還イン
ピーダンスは抵抗ＲｔとコンデンサＣｔ₁ ，Ｃｔ₂ の並
列回路よりなり、コンデンサＣｔ₂ はスイッチング素子
ＱｔのＯＮによりコンデンサＣｔ₁ に並列接続され、ス
イッチング素子ＱｔのＯＦＦによりコンデンサＣｔ₁ か
ら切り離される。本実施例では、チョッパー部のスイッ
チング素子Ｑ₀ と直列に抵抗Ｒ₀ を挿入し、その両端電
圧を積分回路１６により積分することにより、入力電流
Ｉ₁ を積分して単位時間当りの入力電流量を示す信号Ｓ
ｉを作成する。この信号Ｓｉを比較器１７により基準電
位Ｖｋと比較して、入力電流Ｉ₁ が規定値以下となる
と、信号ＳｔをＨｉｇｈレベルとする。信号ＳｔがＨｉ
ｇｈレベルになると、スイッチング素子ＱｔがＯＦＦさ
れて、フィルター回路９の容量はコンデンサＣｔ₁ のみ
になる。

【００２１】図１４は本実施例の動作波形図である。こ
のスイッチング電源回路は、負荷８が可変であって、時
間の経過に対して最初は重い負荷で、次第に軽い負荷に
なるものとすると、入力電流Ｉ₁ 、出力電流Ｉ₂ の波形
は図１４（ａ）のように連続モードから非連続モードへ
と変化する。このとき、入力電流Ｉ₁ の積分信号Ｓｉは
図１４（ｂ）のようになって、積分信号Ｓｉと基準電位
Ｖｋとを比較して得られる信号Ｓｔは図１４（ｃ）のよ
うになり、非連続モードになるとＨｉｇｈレベルとな
る。制御回路１８は、信号ＳｔがＨｉｇｈレベルになる
と、スイッチング素子ＱｔをＯＦＦさせて、フィルター
回路９の容量をＣｔ₁ ＋Ｃｔ₂ からＣｔ₁のみに変化さ
せる。このような動作によって、ノイズの大きい連続モ
ード時には、フィルター回路９の容量を大きくすること
によって、ノイズの防止効果を大きくして安定性を増大
させ、ノイズの小さい非連続モード時にはフィルター回
路９の容量を小さくすることによって、速応性を増大さ
せるようにしたものである。

【００２２】なお、図１３の実施例において、電源部を
昇圧チョッパー方式に代えて、フライバック方式とすれ
ば、図１５の回路図に示すような装置として構成するこ
ともできる。この場合において、図１６に示すように、
タイマー部１９を設けて、電源投入後、一定時間はＨｉ
ｇｈレベルの信号Ｓｔを出力し、このタイマー部１９の
出力信号ＳｔがＬｏｗレベルになると、スイッチング素
子Ｑｔをオフさせる制御回路１８を設けても良い。図１
６に示す回路の動作を図１７に示す。負荷８が放電灯の
点灯回路である場合、負荷８は始動時に重く、定常時に
軽くなるため、入力電流Ｉ₁ と出力電流Ｉ₂ の波形は図
１７（ａ）のように連続モードから非連続モードへと変
化する。タイマー部１９は、始動の際に連続モードが続
くと思われる一定時間にわたり、出力信号ＳｔをＨｉｇ
ｈレベルとしている。制御回路１８は、タイマー部１９
の出力信号ＳｔがＨｉｇｈレベルの間、スイッチング素
子Ｑｔをオンさせて、連続モードの間は、フィルター回
路の容量をＣｔ₁ ＋Ｃｔ₂とし、非連続モードの間はＣ
ｔ₁ として、始動時は安定性を増大させ、定常時は速応
性を増大させている。

【００２３】

【発明の効果】本発明によれば、放電灯を始動するため
の高圧パルスと、アーク放電移行のための電流と、点灯
維持のための主電源からの電流が重畳して放電灯に流れ
るような放電灯点灯装置において、放電開始後、所定時
間後に放電灯に流れる重畳した電流値が所定値以上であ
れば、主電源からの電流値を小さく制御し、所定値以下
であれば、主電源からの電流値を大きく制御することに
よって、所定時間後の電流ピーク値を増減調整する手段
を備えるので、初始動時と再始動時とでランプ電圧が異
なることによる始動性の違いを補償することができ、再
始動時でも確実に始動できると共に、初始動時に過剰な
ランプ電流が流れることはなく、部品ストレスも低減で
きるという効果がある。また、主電源からの電流値を切
り替える手段として、請求項２記載のように、チョッパ
ー部の出力電圧を切り替えたり、請求項３記載のよう
に、インバータのインダクタンス値を切り替えるように
すれば、既存の回路に僅かな変更を加えるだけで、始動
時のランプ電流の過不足を容易に補償できるという効果
がある。

【００２４】また、請求項４記載のように、スイッチン
グ電源回路の出力電圧を検出して、スイッチング素子の
制御にフィードバックするための制御系に挿入されるフ
ィルター回路において、放電の始動時と定常時とでフィ
ルター回路の時定数を切り替えるように構成すれば、ノ
イズの発生の多い始動時には安定性を増大させ、ノイズ
の発生の少ない定常時には速応性を増大させることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図２】請求項１記載の発明の一実施例の動作波形図で
ある。

【図３】請求項１記載の発明の他の実施例の回路図であ
る。

【図４】請求項３記載の発明の一実施例の回路図であ
る。

【図５】請求項３記載の発明の一実施例の動作波形図で
ある。

【図６】一般的なＨＩＤランプの出力特性を示す図であ
る。

【図７】一般的なＨＩＤランプの光束特性を示す図であ
る。

【図８】瞬時点灯を可能としたＨＩＤランプの出力特性
を示す図である。

【図９】瞬時点灯を可能としたＨＩＤランプの光束特性
を示す図である。

【図１０】従来のスイッチング電源回路の回路図であ
る。

【図１１】従来のスイッチング電源回路の重負荷時の動
作波形図である。

【図１２】従来のスイッチング電源回路の軽負荷時の動
作波形図である。

【図１３】請求項４の発明の一実施例の回路図である。

【図１４】請求項４の発明の一実施例の動作波形図であ
る。

【図１５】請求項４の発明の他の実施例の回路図であ
る。

【図１６】請求項４の発明のさらに他の実施例の回路図
である。

【図１７】請求項４の発明のさらに他の実施例の動作波
形図である。

【図１８】従来のＨＩＤランプの点灯装置の回路図であ
る。

【図１９】従来のＨＩＤランプに用いるイグナイタ部の
回路図である。

【図２０】従来のＨＩＤランプに流れるランプ電流を示
す説明図である。

【図２１】従来のＨＩＤランプの始動成功時のランプ電
流を示す波形図である。

【図２２】従来のＨＩＤランプの始動失敗時のランプ電
流を示す波形図である。

【図２３】従来のＨＩＤランプの再始動時間とランプ電
流の関係を示す図である。

【図２４】本発明のＨＩＤランプの再始動時間とランプ
電流の関係を示す図である。

【符号の説明】

１電源部２インバータ部３イグナイタ部４放電灯５パルス電流検出部６コンパレータ７タイマー部１１チョッパー部１２出力電圧検出部１３コンパレータ１４三角波発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】放電灯を始動するための高圧パルスを
発生するパルス発生器と、前記高圧パルスの発生直後に
放電灯にアーク放電移行のための電流を流し込む始動用
電源と、放電灯の定常点灯時に点灯維持のための主電流
を流すための主電源とを備え、放電灯の始動時に、パル
ス発生器からのパルス電流と、始動用電源からの電流
と、主電源からの電流が重畳して放電灯に流れるような
放電灯点灯装置において、放電開始後、所定時間後に放
電灯に流れる重畳した電流値が所定値以上であれば、主
電源からの電流値を小さく制御し、所定値以下であれ
ば、主電源からの電流値を大きく制御することによっ
て、所定時間後の電流ピーク値を増減調整する手段を備
えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】主電源は交流電源を直流電源に変換す
るチョッパー部を備え、放電開始後、所定時間後にチョ
ッパー部の出力電圧を切り替える手段を備えることを特
徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】主電源は直流電源を矩形波電源に変換
するインバータ部を備え、放電開始後、所定時間後にイ
ンバータ部のインダクタンス値を切り替える手段を備え
ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】入力電源をスイッチングして放電灯へ
の供給電力を制御する１つ以上のスイッチング素子を備
え、放電灯の始動時と定常点灯時とでノイズの発生量が
異なるスイッチング電源回路であって、出力電圧を検出
するための出力電圧検出部と、出力電圧検出部の検出信
号によってスイッチング素子のスイッチング動作を制御
する帰還制御部と、出力電圧検出部による検出信号のノ
イズを除去するためのフィルター部を備え、放電灯の始
動時と定常点灯時とでフィルター部の帯域幅を切り替え
る手段を備えることを特徴とした電源回路。