JP2009176638A - 高圧放電灯点灯装置、照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】始動電圧を高圧放電灯に印加する前に、高圧放電灯の始動にとって最適な始動電圧値を決定可能とすることで、余計な始動電圧印加を少なくとも１回分削減し、高圧放電灯へのストレスを低減させる。
【解決手段】始動パルス発生回路７は、少なくともコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなる１次巻線回路を備え、トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する前に、点灯装置の出力部から高圧放電灯８までの間の出力線による高圧パルス電圧の変動要因を検出する検出手段（共振電圧検出回路１３）と、該検出手段で得られた検出値を元に、高圧放電灯８に印加する高圧パルス電圧ピーク値を高圧放電灯８から要求される所定範囲内に維持するように調整する高圧パルス電圧ピーク値調整手段（可変インピーダンス素子７１）とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は始動時の高圧パルス電圧のピーク値を調整する手段を具備する高圧放電灯点灯装置及びこれを用いた照明器具に関するものである。

図３４は従来の高圧放電灯点灯装置を示すブロック図である。高圧放電灯点灯装置は、商用電源１が投入されると、制御電源回路１０が制御電源を生成して、制御回路９が動作し、昇圧チョッパ回路３、降圧チョッパ回路４、極性反転回路６、始動パルス発生回路７に制御信号を送り、それぞれが動作を開始する。昇圧チョッパ回路３は、整流回路２で整流された出力を規定の電圧に昇圧し、降圧チョッパ回路４は高圧放電灯８に流れる電流が規定の電流になるように出力を調整する。極性反転回路６は、高圧放電灯８に規定の周波数の交流矩形波電圧を出力する。始動パルス発生回路７は、高圧パルスを発生させて高圧放電灯８を始動させる。

図３５は、始動パルス発生回路７の詳細図である。始動パルス発生回路７は、高圧放電灯８の始動時のみ動作し、高圧パルス電圧を発生する。始動パルス発生回路７は、トランスＴ１、外部制御信号によりオン／オフ可能なスイッチング素子Ｑ７、商用電源１の交流電圧を整流し、昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖｃ３で充電されるコンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ７の過電流保護を行うインダクタＬ１、トランスＴ１で発生した高電圧パルスが極性反転回路６に回り込まないようにブロックするコンデンサＣ２を有する。

また、トランスＴ１にはフィードバック電圧検出巻線Ｎ３を有し、電圧検出巻線Ｎ３に電圧分圧回路１１を接続し、任意の電圧に分圧する。さらに電圧分圧回路１１にパルス検出回路１２を接続し、始動パルス電圧成分のみを検出する。そして、パルス検出回路１２の出力を、制御回路９にフィードバックさせることで始動パルス電圧Ｖｐが所定値になるように、制御回路９が１次巻線電圧Ｖｐ１を制御する。これにより、出力配線長が増加して出力容量が増加しても、高圧パルス電圧を規定値内に維持することが可能となる。
特開２００７−５２９７７号公報

上記従来例では、トランスＴ１が３次巻線Ｎ３を有する構造であり、また、３次巻線Ｎ３から制御回路９の間に接続される回路が複雑化していることにより、部品の増大、製品価格の高コスト化を招いている。また、少なくとも１回分は高圧放電灯の始動用では無く、始動電圧値（“高圧パルス電圧値＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）の最適化を図るためのフィードバック用の始動電圧を高圧放電灯に印加しなければならないために、高圧放電灯に過度なストレスがかかっている。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、安価で小型化されながらも、始動電圧値を高圧放電灯の始動に最適な所定範囲内に維持することができる高圧放電灯点灯装置を提供することを目的とする。また、始動電圧を高圧放電灯に印加する前に、高圧放電灯の始動にとって最適な始動電圧値を決定可能とすることで、余計な始動電圧印加を少なくとも１回分削減し、高圧放電灯へのストレスを低減させることを目的とする。

請求項１の発明は、前記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅの出力を負荷である高圧放電灯８に供給する所定の電力に変換する電力変換回路（降圧チョッパ回路４）と、電力変換回路の出力を所定の矩形波交流電力に変換し、高圧放電灯８に印加する極性反転回路６と、極性反転回路６の出力に重畳し、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する始動パルス発生回路７とを備えた高圧放電灯点灯装置において、前記始動パルス発生回路７は、少なくともコンデンサＣ１とトランスＴ１の１次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ７の直列接続からなる１次巻線回路と、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２を高圧放電灯８に接続し、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する２次巻線回路とを具備しており、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯８に印加する以前に、前記点灯装置の出力部から前記高圧放電灯８までの間に具備する出力線による高圧パルス電圧の変動要因を検出する検出手段（共振電圧検出回路１３）と、該検出手段で得られた検出値を元に、高圧放電灯８に印加する高圧パルス電圧ピーク値を高圧放電灯８から要求される所定範囲内に維持するように調整する高圧パルス電圧ピーク値調整手段（可変インピーダンス素子７１）とを備えることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、出力線による高圧パルス電圧の変動要因を検出する検出手段とは、出力線間の浮遊容量を検出する手段（図１の共振電圧検出回路１３、図６の充電電圧検出回路１４）であることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、出力線間の浮遊容量を検出する手段は、少なくとも前記トランス２次巻線と前記出力線間の浮遊容量を含むトランス２次巻線回路において前記極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のオン／オフにより発生する共振電圧Ｖ_R 徴とする（図３〜図５）。

請求項４の発明は、請求項１〜３の発明において、前記検出手段は、前記出力部（出力線の根元部分ａ−ｂ間）に発生する共振電圧を検出することを特徴とする（図１）。

請求項５の発明は、請求項１〜３の発明において、前記検出手段は、前記トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に発生する共振電圧を検出することを特徴とする（図１９）。

請求項６の発明は、請求項１〜３の発明において、前記検出手段は、前記トランスＴ１の１次巻線Ｎ１に発生する共振電圧を検出することを特徴とする（図２３、図２７、図３０）。

請求項７の発明は、請求項２の発明において、出力線間の浮遊容量を検出する手段は、前記極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のオン／オフにより前記出力線の浮遊容量に充電される淫遊容量電圧を検出することを特徴とする（図８、図９）。

請求項８の発明は、請求項１〜７の発明において、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７をオンする時、前記コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１は略一定電圧であり、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、トランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整するインピーダンス可変手段により該インピーダンスを変化させることによって、トランス２次巻線に発生する高圧パルス電圧を調整し、高圧放電灯８に印加する高圧パルス電圧ピーク値を高圧放電灯８から要求される所定範囲内に維持することを特徴とする（図１）。

請求項９の発明は、請求項８の発明において、スイッチング素子Ｑ７を駆動する制御信号の電圧値または電流値、または制御信号の電圧値または電流値の立ち上がりの傾きを変化させ、スイッチング素子Ｑ７のオン時の内部インピーダンスを調整することによってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする（図１０〜図１２）。

請求項１０の発明は、請求項８の発明において、スイッチング素子は、オン時の内部インピーダンスの異なる複数のスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂの並列接続回路から構成され、駆動するスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂの選択によってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする（図１６）。

請求項１１の発明は、請求項８の発明において、スイッチング素子は、スイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃとインピーダンスＲａ，Ｒｂ，Ｒｃの直列接続回路で、スイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃのオン時の合成インピーダンスの異なる直列接続回路を複数並列に接続した回路から構成され、駆動するスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃを選択することにより該合成インピーダンスを調整して、トランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする（図１７）。

請求項１２の発明は、請求項８の発明において、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１には複数個のタップを設けており、スイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃ（またはスイッチング素子とインピーダンスの直列回路）が前記トランスＴ１の１次巻線Ｎ１の各タップに１つ接続されており、駆動するスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃを選択することによってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする（図１８）。

請求項１３の発明は、請求項１０〜１２の発明において、スイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃを駆動する制御信号の電圧値または電流値、または制御信号の電圧値または電流値の立ち上がりの傾きを変化させ、スイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂ，Ｑ７ｃのオン時の内部インピーダンスを調整することを特徴とする（図１０〜図１２）。

請求項１４の発明は、請求項８〜１３の発明において、スイッチング素子Ｑ７は、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタと回生用のダイオードの並列回路（図１３）、双方向サイリスタ、またはＩＧＢＴのいずれかの素子であることを特徴とする。

請求項１５の発明は、請求項１〜７の発明において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように、前記極性反転回路６の出力電圧を調整することを特徴とする（図２１、図２２）。

請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、高圧パルス電圧の極性と同極性の極性反転回路６の出力電圧のみ、高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように、前記極性反転回路６の出力電圧を調整することを特徴とする（図２８）。

請求項１７の発明は、請求項１５または１６の発明において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７がオンしている期間のみ、極性反転回路６の出力電圧を調整することを特徴とする（図２９）。

請求項１８の発明は、請求項１５の発明において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、極性反転回路６の出力電圧が一定の変化をしている時、トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７をオンさせ、高圧放電灯８に印加する高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯８から要求される所定範囲内に維持されるように調整することを特徴とする（図２４）。

請求項１９の発明は、請求項１８の発明において、極性反転回路６の出力電圧を矩形波半サイクル区間で、連続的に変化させることを特徴とする（図２５）。

請求項２０の発明は、請求項１８の発明において、極性反転回路６の出力電圧を矩形波半サイクル区間で、階段状に変化させることを特徴とする（図２６）。

請求項２１の発明は、請求項１〜７の発明において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７がオンする時のコンデンサ電圧を制御するコンデンサ電圧可変手段を含み、高圧放電灯８に印加する高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯８から要求される所定範囲内に維持されるように高圧パルス電圧を調整することを特徴とする（図３０）。

請求項２２の発明は、請求項２１の発明において、前記コンデンサ電圧可変手段は、少なくとも前記コンデンサＣ１に充電する経路の時定数もしくは前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子Ｑ７がオンするタイミングを変化させることを特徴とする（図３１、図３２）。

請求項２３の発明は、請求項１〜７の発明において、少なくとも極性反転回路６の出力の極性反転期間中は高圧パルス電圧を発生させないことを特徴とする（図１５）。

請求項２４の発明は、請求項１〜２３のいずれかの高圧放電灯点灯装置を具備した照明器具である（図３３）。

本発明の高圧放電灯点灯装置は、出力配線長が増加して出力容量が増えても、始動電圧を規定値内に維持することができ、また部品の小型化、低価格化を実現し、また高圧放電灯へのストレスを低減することができる。さらに、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の全体構成を示す回路図である。以下、その回路構成について説明する。整流回路２は、ダイオードブリッジＤＢよりなり、商用交流電源１を全波整流して脈流電圧を出力する。ダイオードブリッジＤＢの出力端には、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ３が接続されている。インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ３は昇圧チョッパ回路３を構成している。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフはチョッパ制御回路３０により制御される。チョッパ制御回路３０は市販の集積回路（例えばＭＣ３３２６２など）を用いて容易に実現可能である。スイッチング素子Ｑ１が商用交流電源１の商用周波数よりも十分に高い周波数でオン・オフ制御されることにより、ダイオードブリッジＤＢの出力電圧は、規定の直流電圧に昇圧されて平滑コンデンサＣ３に充電されると共に、商用交流電源１からの入力電流と入力電圧の位相がずれないように回路に抵抗性を持たせる力率改善制御を行っている。なお、ダイオードブリッジＤＢの入力端に高周波漏洩阻止用のフィルタ回路を設けても良い。

本実施形態で用いる直流電源Ｅは、商用交流電源１を整流・平滑した平滑コンデンサＣ３の直流電圧であり、ダイオードブリッジＤＢの出力に接続された昇圧チョッパ回路３の出力電圧であるが、これに限定されるものではなく、直流電源Ｅは電池でもよいし、市販の直流電源でもよい。

直流電源Ｅには、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４が接続されている。降圧チョッパ回路４は負荷である高圧放電灯８に目標電力を供給するための安定器としての機能を有している。また、始動時からアーク放電移行期間を経て安定点灯期間に至るまで高圧放電灯８に適正な電力を供給するように出力電圧を可変制御される。

降圧チョッパ回路４の回路構成について説明する。直流電源Ｅである平滑コンデンサＣ３の正極はスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３を介してコンデンサＣ４の正極に接続されており、コンデンサＣ４の負極は平滑コンデンサＣ３の負極に接続されている。コンデンサＣ４の負極には回生電流通電用のダイオードＤ２のアノードが接続されており、ダイオードＤ２のカソードはスイッチング素子Ｑ２とインダクタＬ３の接続点に接続されている。

降圧チョッパ回路４の回路動作について説明する。スイッチング素子Ｑ２は出力制御回路４０の出力により高周波でオン・オフ駆動され、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、直流電源Ｅからスイッチング素子Ｑ２、インダクタＬ３、コンデンサＣ４を介して電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、インダクタＬ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２を介して回生電流が流れる。これにより、直流電源Ｅの直流電圧を降圧した直流電圧がコンデンサＣ４に充電される。出力制御回路４０によりスイッチング素子Ｑ２のオンデューティ（一周期に占めるオン時間の割合）を変えることにより、コンデンサＣ４に得られる電圧を可変制御できる。

降圧チョッパ回路４の出力には電流検出抵抗５である抵抗Ｒｓを介して極性反転回路６が接続されている。極性反転回路６はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６よりなるフルブリッジ回路であり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６のペアとＱ４，Ｑ５のペアが出力制御回路４０からの制御信号により低周波もしくは高周波で交互にオンされることで、降圧チョッパ回路４の出力電力を矩形波交流電力に変換して高圧放電灯８に供給するものである。負荷である高圧放電灯８はメタルハライドランプや高圧水銀ランプのような高輝度高圧放電灯（ＨＩＤランプ）である。

始動パルス発生回路７は、高圧放電灯８の始動時のみ動作し、高圧放電灯８を絶縁破壊させるための高圧パルス電圧を発生する。始動パルス電圧発生回路７は、昇圧チョッパ回路３で昇圧した直流電源Ｅから所定の電圧値Ｖｃ１に充電されるコンデンサＣ１と、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と、外部制御信号によりオン／オフ可能なスイッチング素子Ｑ７と、可変インピーダンス素子７１とを直列に接続したトランス１次巻線回路と、トランスＴ１の１次巻線に発生する電圧Ｖｐ１を２次巻線Ｎ２との巻数比からＮ２／Ｎ１倍（以後、トランスの結合係数は１として説明する）に昇圧して高圧放電灯８に極性反転回路６の出力に重畳して高圧パルス電圧を印加するトランスＴ１の２次巻線Ｎ２とで構成されている。

可変インピーダンス素子７１はコンデンサＣ１と１次巻線Ｎ１の間に配置しても良く、１次巻線回路内に直列に挿入されていれば良い。コンデンサＣ２は、トランスＴ１で発生した高電圧パルスが極性反転回路６の入力側に回り込まないようにブロックする高周波バイパス用のコンデンサであり、このコンデンサＣ２とトランスＴ１の２次巻線Ｎ２と高圧放電灯８とで直列閉回路を構成している。トランスＴ１の２次巻線Ｎ２に高圧パルス電圧が発生すると、コンデンサＣ２を介して高圧放電灯８の両端に印加されることになる。

本実施形態では、高圧放電灯８は出力配線（長さＸ）を介して極性反転回路６の出力に接続されているものとする。図中、ａ，ｂは出力線の根元部分、ｃ，ｄは出力線の先端部分、Ｃｆは出力配線の浮遊容量である。

出力制御回路４０はマイコン等で構成されており、降圧チョッパ回路４のスイッチング素子Ｑ２と極性反転回路６のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を高圧放電灯８の状態に応じて適切に制御する信号を出力する。電流検出抵抗５である抵抗Ｒｓに流れる負荷電流と降圧チョッパ回路４の出力コンデンサＣ４の電圧は出力制御回路４０により監視されており、高圧放電灯８への供給電力が適正となるように、降圧チョッパ回路４のスイッチング素子Ｑ２のオン・デューティを制御する。また、出力制御回路４０は始動用の高圧パルス電圧を印加する前に、高圧放電灯８への出力配線の浮遊容量Ｃｆを検出するために、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を高周波でオン・オフさせたり、高圧放電灯８の安定点灯時にはスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を低周波でオン・オフさせるように制御する。

始動パルス発生回路７のスイッチング素子Ｑ７は始動パルス制御回路９により制御される。始動パルス制御回路９は、始動用の高圧パルス電圧を印加する前に、共振電圧電圧検出回路１３により検出される浮遊容量Ｃｆの電圧｜Ｖｌａ１−Ｖｌａ２｜を検出しており、その検出値に応じて適切なピーク値の高圧パルス電圧を印加するように、可変インピーダンス素子７１を制御する。

背景技術でも述べたが、出力線長Ｘを伸ばすと、始動電圧値（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）が低下し、高圧放電灯８の始動電圧を下回ると、高圧放電灯８が始動しない不具合が起こる場合がある。

そこで、無負荷時において始動電圧を高圧放電灯８に供給する前に、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のオン／オフ動作により、トランス２次巻線Ｎ２と出力線浮遊容量Ｃｆの共振から生じる出力部両端の共振電圧Ｖ_R を検出しておくことで、出力線長Ｘが長くても始動電圧値を確保し、ランプ始動不良を起こさない始動方式としている。

図３を用いて、本実施形態における共振電圧の発生の原理を説明する。出力線長Ｘが３ｍある場合、その出力線の浮遊容量値Ｃｆ（３ｍ）は２０ｐＦであるとする。また、出力線長Ｘが１０ｍある場合、その出力線の浮遊容量値Ｃｆ（１０ｍ）は６０ｐＦであるとする。その時、トランス２次巻線Ｎ２のインダクタンス値Ｌ_N2を例えば１００μＨとすると、出力線長３ｍ及び１０ｍそれぞれの共振周波数ｆ０は、
ｆ０＝１／２π√（Ｌ_N2・Ｃｆ）
により、ｆ０（３ｍ）≒２０００ｋＨｚ、ｆ０（１０ｍ）≒３５００ｋＨｚとなる。

よって、図３に示すように、出力線が３ｍと１０ｍとでは共振系が異なっているので、図４に示すようにスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオフ”の期間Ｔ０１と、“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオン”の期間Ｔ０２を交番させて、期間Ｔ０１、Ｔ０２を例えばｆ＝４００ｋＨｚの高周波で交番させた場合、図５に示すように、共振電圧Ｖ_R に差が出ることが分かる。その共振電圧Ｖ_R の違いを利用して浮遊容量値Ｃｆを判別できる。ここでは共振特性の違いとして、共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPの違いを検出しているが、共振による固有振動の周期ｔ_R の違いを検出してもよい。

図１では、共振電圧Ｖ_R を共振電圧検出回路１３により検出している。そして、共振電圧検出回路１３の検出出力を、予め共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPまたは共振による固有振動の周期ｔ_R から浮遊容量値Ｃｆを求める、あるいは浮遊容量値Ｃｆから高圧パルス電圧値を決定できるテーブルが格納されたマイコン等を搭載した始動パルス制御回路９にフィードバックする。その後、始動パルス制御回路９は共振電圧検出回路１３からの検出値に応じてインピーダンス可変制御回路７２により可変インピーダンス素子７１のインピーダンスを可変制御する。

ここで、可変インピーダンス素子７１としては、例えば図２に示すような可飽和型インダクタンス（可飽和リアクトル）を用いることができる。インピーダンス可変制御回路７２では補正値に応じてデューティ比を可変制御されるＰＷＭ信号を発生し、積分抵抗Ｒ７２と積分コンデンサＣ７２によりバイアス電圧Ｖｃ７２を生成し、このバイアス電圧Ｖｃ７２のレベルに応じた電流が積分コンデンサＣ７２からバイアス抵抗Ｒ７１を介して制御巻線Ｎ４に流れることでスイッチング素子Ｑ７のオン時に主巻線Ｎ５が飽和に至る電流レベルが変化する構成として実現可能である。

可変インピーダンス素子７１の値を補正した後、始動パルス制御回路９のオン信号を受けてスイッチング素子Ｑ７がオンすると、トランス１次巻線回路の閉回路が構成され、コンデンサＣ１に充電された電荷を放出して１次巻線Ｎ１に電圧Ｖｐ１が発生する。２次巻線Ｎ２では巻数比（Ｎ２／Ｎ１）に応じて高圧パルス電圧が３〜５ｋＶ範囲内の一定電圧として発生する。

浮遊容量Ｃｆ（出力線長Ｘ）の判別後は、図４に示すように“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオフ”の期間Ｔ２１と、“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオン”の期間Ｔ２２を通常の高圧放電灯点灯周波数（例えば、数百Ｈｚ）で交番させる。

以上のように、本実施形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧Ｖ_R を検出して始動パルス制御回路９にフィードバックし、可変インピーダンス素子７１のインピーダンス値Ｚを補正することによりトランス１次巻線電圧Ｖｐ１を調整できるため、その後、高圧放電灯８に供給する始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を高圧放電灯８の始動に最適な範囲内に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯の始動に最適な始動電圧になるように１次巻線Ｎ１の電圧Ｖｐ１を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

（実施形態２）
図６は本発明の実施形態２の全体構成を示す回路図であり、図７はスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の動作波形図である。図８、図９は出力線長が異なる場合の浮遊容量電圧の時間的変化を示す特性図である。

出力線長が長くても、無負荷時において始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を供給する前に、出力線浮遊容量Ｃｆに充電される電圧Ｖｃｆを充電電圧検出回路１４により検出し、始動パルス制御回路９にフィードバックすることで、始動に必要な高圧パルス電圧のピーク値を確保し、ランプ始動不良を起こさない方式を提案する。

図７に示すように、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を“スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオン、スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオフ”の期間Ｔ１１（または、“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオフ”の期間Ｔ１１）を設けてＤＣ動作させた場合、図８及び図９に示すように浮遊容量電圧Ｖｃｆの立ち上がりに差が出るので、浮遊容量電圧Ｖｃｆから浮遊容量値Ｃｆを判別することができる。

例えば、出力線長Ｘが３ｍある場合、その出力線の浮遊容量値Ｃｆ（３ｍ）は２０ｐＦであるとする。また、出力線長Ｘが１０ｍある場合、その出力線の浮遊容量値Ｃｆ（１０ｍ）は６０ｐＦであるとする。

図８は“ある時間ｔｘ経過後の浮遊容量電圧Ｖｃｆ”の違いを利用して浮遊容量値Ｃｆを判別できることを示した図であり、図９は“ある浮遊容量電圧Ｖｃｆｘになるまでの時間ｔ”の違いを利用して浮遊容量値Ｃｆを判別できることを示した図である。

浮遊容量電圧Ｖｃｆを充電電圧検出回路１４により検出し、充電電圧検出回路１４の出力を、予め“ある時間ｔｘ経過後の浮遊容量電圧Ｖｃｆ”による浮遊容量値Ｖｃｆｔｘ、または“ある浮遊容量電圧Ｖｃｆｘになるまでの時間ｔ”による浮遊容量値Ｖｃｆを判定できるテーブルを備えたマイコン等を搭載した始動パルス制御回路９にフィードバックする。

その後、始動パルス制御回路９は、充電電圧検出回路１４からの検出値に応じて始動パルス制御回路９がスイッチング素子Ｑ７を駆動する電圧レべルを選択する。出力制御回路４０からパルス出力タイミング信号を受けると、決定されたスイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レべルによってスイッチング素子Ｑ７をオンする。

スイッチング素子Ｑ７がオンされた後の駆動電圧レベルの時間的推移を図１０に示す。図中のＶｇｓ１，Ｖｇｓ２，Ｖｇｓ３は出力線長に応じて選択された駆動電圧レベルである。

スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧レベルが異なると、図１１に示すように、ＦＥＴのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓに対して、ドレイン・ソース間のオン抵抗Ｒｄｓが異なることから、スイッチング素子Ｑ７のオン時のトランス１次巻線回路のインピーダンスが可変制御されることになる。また、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ７の駆動電圧の時間的な変化（電圧上昇の傾き）を変化させても同等の制御を行うことが可能である。

始動パルス制御回路９からのオン信号を受けてスイッチング素子Ｑ７がオンすると、トランス１次巻線回路の閉回路が構成され、コンデンサＣ１に充電されていた電荷を放出して１次巻線Ｎ１にパルス電圧が発生する。２次巻線Ｎ２では巻数比（Ｎ２／Ｎ１）倍に昇圧された３〜５ｋＶの範囲内の高圧パルス電圧が発生する。

浮遊容量の判別後は、図７に示すように“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオフ”の期間Ｔ２１と“スイッチング素子Ｑ４・Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ３・Ｑ６がオン”の期間Ｔ２２を通常の高圧放電灯点灯周波数ｆ＝数百Ｈｚで交番させる。

以上のように、本実施形態によれば、無負荷時に充電電圧検出回路１４により浮遊容量電圧Ｖｃｆを検出して始動パルス制御回路９にフィードバックし、始動パルス制御回路９はスイッチング素子Ｑ７を駆動する電圧レべルを選択するようにしたので、その後、高圧放電灯８の始動に最適な始動電圧に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

（実施形態３）
図１３に本発明の実施形態３の回路図を示す。本実施形態においては、実施形態２のスイッチング素子Ｑ７をＭＯＳＦＥＴからバイポーラトランジスタに置き換えた点が異なる。バイポーラトランジスタのコレクタ・エミッタ間には回生用ダイオードが逆並列接続されている。浮遊容量の検出手段に関しては実施形態１と同等であり、共振電圧Ｖ_R を共振電圧検出回路１３により検出し、共振電圧検出回路１３の出力を、予め共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPから浮遊容量値Ｃｆを判定し、その浮遊容量値Ｃｆから高圧パルス電圧値を判定できるテーブルを備えたマイコン等を搭載した始動パルス制御回路９にフィードバックする。始動パルス制御回路９は共振電圧検出回路１３からの検出値に応じてスイッチング素子Ｑ７を駆動する駆動電圧Ｖ_BEまたは駆動電流Ｉ_B のレべルを選択する。

図１４はバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEとコレクタ電流Ｉｃの関係を示している。この特性から明らかなように、コレクタ電流Ｉｃを可変制御するには、パルス電圧の補正値に応じてベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEを可変制御すれば良い。これによりトランス１次巻線回路におけるスイッチング素子Ｑ７のオン時のインピーダンス成分を可変制御することができる。その他の構成及び動作については実施形態１，２と同様である。

スイッチング素子Ｑ７のオンタイミングは、図１５に例示するように、パルス電圧によって高圧放電灯が絶縁破壊した際に放電状態を安定させるのに必要な押し込み電力を供給できるように次の極性反転まで数百μｓ〜数ｍｓ前のタイミングにパルス電圧を重畳するのが良い。実施形態１，２並びに後述の各実施形態においても同様である。

以上により、本実施の形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧ＶＲを検出して始動パルス制御回路９にフィードバックし、始動パルス制御回路９はＱ７を駆動する電圧ＶＢＥまたは電流ＩＢレべルを選択するようにしたので、その後、高圧放電灯の始動に最適な始動電圧に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

（実施形態４）
図１６に本発明の実施形態４の回路図を示す。本実施形態においては、実施形態２のスイッチング素子Ｑ７をオン抵抗の異なる２個のスイッチング素子Ｑ７ａ，Ｑ７ｂの並列回路に置き換えた点が異なる。また、始動パルス制御回路９は、パルス電圧の補正値に応じてスイッチング素子Ｑ７ａまたはＱ７ｂを選択するように制御する点が異なる。２つのオン抵抗の異なるスイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂのいずれか一方をオンすることでトランス１次巻線回路のインピーダンス成分を可変制御することができる。

スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂのオン抵抗の差は補正精度によって選択すれば良く、必要に応じて並列個数を増やすことも可能である。また、実施形態２で説明したゲート電圧の可変制御と組み合わせても構わない。

また、図１７に示すように、スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂ、Ｑ７ｃそれぞれに直列に異なる抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃを接続しておく構成とすることにより、スイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂ、Ｑ７ｃのいずれかをオンしたときのトランス１次巻線回路のインピーダンスを可変制御する構成としても良い。その他の構成及び動作については実施形態２と同様である。

本実施形態によれば、無負荷時に充電電圧検出回路１４により浮遊容量電圧Ｖｃｆを検出して始動パルス制御回路９にフィードバックし、始動パルス制御回路９によりトランス１次巻線回路の回路インピーダンスを変えるようにしたので、その後、高圧放電灯の始動に最適な始動電圧に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いたが、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いても良い。

（実施形態５）
図１８に本発明の実施形態５の回路図を示す。本実施形態においては、１次巻線Ｎ１に複数のタップを持つトランスＴ１を用いており、トランスＴ１の各タップに接続して、閉ループを形成する複数のスイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂ、Ｑ７ｃを備えている。浮遊容量の検出手段に関しては実施形態１と同等であり、共振電圧Ｖ_R を共振電圧検出回路１３により検出し、共振電圧検出回路１３の出力を、予め共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPから浮遊容量値Ｃｆを判定し、その浮遊容量値Ｃｆから高圧パルス電圧値を判定できるテーブルを備えたマイコン等を搭載した始動パルス制御回路９にフィードバックする。始動パルス制御回路９はパルス電圧の補正値に応じてスイッチング素子Ｑ７ａ、Ｑ７ｂ、Ｑ７ｃのいずれかを選択するように制御する。スイッチング素子Ｑ７ａがオンのときはトランスＴ１の１次巻線に発生する電圧をＮ１ａ：Ｎ２の比で、スイッチング素子Ｑ７ｂがオンのときはトランスＴ１の１次巻線に発生する電圧をＮ１ｂ：Ｎ２の比で、スイッチング素子Ｑ７ｃがオンのときはトランスＴ１の１次巻線に発生する電圧をＮ１ｃ：Ｎ２の比で、それぞれ昇圧して高圧放電灯８に所望の３〜５ｋＶ範囲内の高圧パルス電圧を印加するように構成している。

トランスＴ１の１次巻線の中間タップの個数や巻数比は補正精度に応じて選択すれば良い。また、実施形態２で説明したゲート電圧の可変制御と組み合わせても構わない。その他の構成及び動作については実施形態１，２と同様である。

このように本実施の形態によれば、出力線を延長した場合においても高圧放電灯の始動に必要な一定ピーク値の高圧パルス電圧を出力可能な高圧放電灯点灯装置を安価に簡単な回路で実現することができる。

なお、始動パルス発生回路７のスイッチング素子としてはＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタに限定されるものではなく、ＩＧＢＴや双方向サイリスタなど任意の半導体スイッチング素子を用いても良い。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

（実施形態６）
図１９に本発明の実施形態６の回路図を示す。本実施形態においては、高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように、極性反転回路６の出力電圧を調整することを特徴とする。

降圧チョッパ回路４の制御回路４０は、定常動作時に降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定する定常時制御回路４３と、始動時にパルス検出回路１２で検出された高圧パルス電圧を高圧パルス電圧の目標値と比較し、降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定する始動時制御回路４４と、降圧チョッパ回路４の出力電流を検出し、始動時制御回路４４と定常時制御回路４３の切替えを行う状態切替回路５０と、降圧チョッパ回路４の出力を検出する出力検出回路４１と、始動時制御回路４４または定常時制御回路４３からの入力をもとにスイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御するＦＥＴ制御回路４２からなる。

また、昇圧チョッパ回路３の制御回路３０は、定常動作時に昇圧チョッパ回路３の出力目標値を設定する定常時制御回路３３と、始動時に昇圧チョッパ回路３の出力目標値を設定する始動時制御回路３４と、昇圧チョッパ回路３の出力を検出する出力検出回路３１と、始動時制御回路３４または定常時制御回路３３からの入力をもとにスイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御するＦＥＴ制御回路３２からなる。

図２０は高圧放電灯８への出力配線長が短く、配線の浮遊容量が非常に小さいときの各部波形である。このときのトランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧の最大値を、高圧パルス電圧の目標値Ｖｍとし、降圧チョッパ回路４の出力電圧値を降圧チョッパ回路３の通常時の出力目標値Ｖｒとする。

図２１は高圧放電灯８への出力配線長が長く、配線の浮遊容量の影響でトランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧が減衰した時の各部波形である。トランスＴ１の昇圧後の高圧パルス電圧は、トランスＴ１の３次巻線Ｎ３で検出され、電圧分圧回路１１による電圧の分圧を経て、パルス検出回路１２で高圧パルス電圧成分を検出し、降圧チョッパ制御回路４０内の始動時制御回路４４にフィードバックされる。始動時制御回路４４は、フィードバックされた高圧パルス電圧Ｖｐと、高圧パルス電圧の目標値Ｖｍの差（目標値からの不足電圧ΔＶ）から、降圧チョッパ回路４の出力目標値を、降圧チョッパ回路４の通常時目標値ＶｒよりもΔＶだけ高く設定する。降圧チョッパ制御回路４０のＦＥＴ制御回路４２は、始動時制御回路４４の出力を受け、スイッチング素子Ｑ２の制御を行う。出力検出回路４１は、降圧チョッパ回路４の出力電圧を検出し、ＦＥＴ制御回路４２にフィードバックする。これにより降圧チョッパ回路４の出力電圧を出力目標値となるよう制御する。

図２２は、降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４が設定した降圧チョッパ回路４の出力目標値Ｖｄが、降圧チョッパ回路４の入力電圧より高い電圧値である場合の各部波形である。この時、降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４は、昇圧チョッパ制御回路３０の始動時制御回路３４に出力目標値Ｖｄを伝達する。昇圧チョッパ制御回路３０の始動時制御回路３４は、昇圧チョッパ回路３の出力目標値Ｖｕとして、降圧チョッパ回路４の出力目標値Ｖｄよりも高い電圧を設定する。昇圧チョッパ制御回路３０のＦＥＴ制御回路３２は、始動時制御回路３４の出力を受け、スイッチング素子Ｑ１の制御を行う。出力検出回路３１は、昇圧チョッパ回路３の出力電圧を検出し、ＦＥＴ制御回路３２にフィードバックする。このように昇圧チョッパ回路３の出力電圧を上げることで、降圧チョッパ回路４の入力電圧が上がり、降圧チョッパ回路４の出力の上限を広げることができる。

以上のように、トランスＴ１による昇圧後の高圧パルス電圧の不足分を、降圧チョッパ回路４の出力電圧で補うことにより、始動時の高圧放電灯８の両端電圧のピーク値を常に一定に保つことができる。

浮遊容量の検出手段に関しては実施形態１と同等であり、共振電圧Ｖ_R を共振電圧検出回路１３により検出し、共振電圧検出回路１３の出力を、予め共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPから浮遊容量値Ｃｆを判定し、その浮遊容量値Ｃｆから高圧パルス電圧値を判定できるテーブルを備えたマイコン等を搭載した始動時制御回路４４にフィードバックする。

始動時制御回路４４では、浮遊容量値Ｃｆから判定した高圧パルス電圧値Ｖｐと高圧パルス電圧値の目標値Ｖｍとの差を演算し、降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定する。

実施形態１では、共振電圧Ｖ_R を検出する共振電圧検出回路１３を出力線の根元部分に接続していたが、本実施形態ではトランスＴ１の２次巻線Ｎ２の両端の共振電圧を検出している。

本実施の形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧Ｖ_R を検出して降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４にフィードバックするようにし、降圧チョッパ回路４の出力電圧（最終的には極性反転回路６の出力電圧）を調整できるため、その後、高圧放電灯８に供給する始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を高圧放電灯の始動に最適な範囲内に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

（実施形態７）
図２３に本発明の実施形態７の回路図を示す。降圧チョッパ制御回路４０は、定常動作時に降圧チョッパ回路出力目標値を設定する定常時制御回路４３と、始動時に降圧チョッパ回路４の出力電圧がある一定の変化をするように設定する始動時制御回路４４と、降圧チョッパ回路４の出力電流を検出し、始動時制御回路４４と定常時制御回路４３の切替えを行う状態切替回路５０と、降圧チョッパ回路４の出力を検出する出力検出回路４１と、始動時制御回路４４または定常時制御回路４３からの入力をもとにスイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御するＦＥＴ制御回路４２からなる。

図２４に各部の動作波形を示す。

無負荷時には、図２５のように、降圧チョッパ回路４の出力電圧がある一定の変化をするように制御する。横軸は時間、縦軸は電圧値である。ここでは、降圧チョッパ回路４の出力電圧を極性反転回路６により低周波交流出力に変換した後の電圧波形を示している。低周波交流の周期は一般的には数百Ｈｚであり、振幅は数百Ｖである。

始動パルス発生回路制御回路９０は、スイッチング素子Ｑ７のオン／オフ制御を行うＦＥＴ制御回路９６と、降圧チョッパ回路４の出力の変化量を検出する降圧チョッパ回路出力変化検出回路９７とからなる。始動パルス発生回路制御回路９０のＦＥＴ制御回路９６は、共振電圧検出回路１３からの出力（高圧パルス電圧の低下値）と、降圧チョッパ回路出力変化検出回路９７の出力（降圧チョッパ回路出力の上昇値）が等しくなった時にスイッチング素子Ｑ７をオンさせる。

実施形態１では、共振電圧Ｖ_R を検出する共振電圧検出回路１３を出力線の根元部分に接続していたが、本実施形態ではトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端の共振電圧を検出している。

実施形態１と同様にして、無負荷時の共振電圧Ｖ_R のピーク値から高圧パルス電圧の変化分ΔＶを計算し、降圧チョッパ回路出力変化値が、高圧パルス電圧の変化分ΔＶと等しくなった時にスイッチング素子Ｑ７をオンし、高圧パルス電圧を発生させる。これにより、高圧パルス電圧の変化分（低下分）を極性反転回路６からの出力電圧の変化分（上昇分）で補うことができ、始動時に高圧放電灯８の両端に印加されるピーク電圧をほぼ一定に保つことができる。

本実施形態では、図２５のように、極性反転から連続的に変化するように、降圧チョッパ回路４の出力電圧を変化させているが、出力電圧の変化はこれに限られたものでなく、図２６に示すように、階段状に変化させてもよい。降圧チョッパ回路４の出力電圧が階段状に変化する場合、共振電圧検出回路１３により判定された高圧パルス電圧の低下値と、降圧チョッパ回路出力変化検出回路９７の出力値（降圧チョッパ回路出力の上昇値）が、一番近くなった時にスイッチング素子Ｑ７がオンするように制御する。降圧チョッパ回路出力電圧が図２６のように階段状に変化する場合、高圧パルス電圧の変化に応じた、高圧放電灯８の両端電圧のピーク電圧の連続的な調整はできないが、その半面、各制御回路内での信号遅れ時間の影響があっても高圧放電灯８の両端電圧のピーク電圧を目標通りの値に調整しやすいという利点がある。

本実施形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧Ｖ_R を検出して始動パルス発生回路制御回路９０にフィードバックするようにし、降圧チョッパ回路４の出力電圧（最終的には極性反転回路６の出力電圧）及びスイッチング素子Ｑ７のオンタイミングを調整できるため、その後、高圧放電灯に供給する始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を高圧放電灯の始動に最適な範囲内に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

（実施形態８）
図２７に本発明の実施形態８の回路図を示す。無負荷時にトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端から共振電圧検出回路１３により検出された共振電圧Ｖ_R から浮遊容量Ｃｆを判定し、始動時制御回路４４にフィードバックし、降圧チョッパ回路４の出力を調整する構成は実施形態６と同様である。極性反転回路６の制御回路６０は、極性反転回路６の極性切替動作を制御する。

図２８に各部波形を示し、図２７の特徴的な部分の動作を説明する。降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４は、極性反転制御回路６０からの極性切替動作信号を検出して、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ、高圧パルス電圧変化量に応じて降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定する。

また、始動時制御回路４４は、極性反転制御回路６０からの極性切替動作信号を検出して、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ、高圧パルス電圧を発生させる。例えば、極性反転回路６の出力電圧極性がプラスの時に高圧パルス電圧と同じ極性であるとすると、極性反転回路６の出力電圧がマイナスからプラスへの極性切替動作時にスイッチング素子Ｑ７をオンする。

高圧パルス電圧と矩形波の極性の組み合わせには、降圧チョッパ回路４の出力調整が有効に働かない組合せが存在する。高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力半サイクル時のみ降圧チョッパ回路４の出力を調整することで、出力電圧実効値が同等の場合に比較して、高圧放電灯の両端電圧のピーク値の調整範囲を広げることができ、なおかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回避できる。

図２９に本実施形態の一変形例の動作波形を示す。降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４は、矩形波制御回路６０から矩形波極性切替信号を検出して、高圧パルス電圧と同極性の矩形波出力の半サイクル時における一定時間のみ、高圧パルス電圧変化量に応じた降圧チョッパ回路４の出力目標値を設定し、降圧チョッパ回路４の出力を調整する。

例えば、矩形波出力の電圧極性がプラスの時に降圧チョッパ回路４の出力調整が有効であるとすると、矩形波出力の電圧極性がマイナスからプラスへの極性切替動作時に始動パルス発生回路制御回路９０はスイッチング素子Ｑ７をオンする。

降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４は、矩形波出力の電圧極性がマイナスからプラスへの極性切替動作時に、高圧パルス電圧変化量に応じた降圧チョッパ回路の出力目標値を設定する。つまり、高圧パルス電圧の不足分ΔＶｐを補うように、降圧チョッパ回路４の出力目標値を一時的に引き上げる。その後、始動パルス発生回路制御回路９０がスイッチング素子Ｑ７をオフする時、降圧チョッパ制御回路４０の始動時制御回路４４は、降圧チョッパ回路４の出力目標値を引き下げる。

このように、高圧パルス電圧を発生させる時のみ降圧チョッパ回路４の出力を調整することで、実施形態６に比べて高圧放電灯８の電圧実効値を大幅に小さくすることができるので、出力電圧実効値が同等の場合に比較して、高圧放電灯の両端に印加されるパルス電圧のピーク値の調整範囲を広げることができ、なおかつ不必要な高圧パルス電圧の発生を回避できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

上述の各実施形態において、極性反転回路６はフルブリッジ回路を想定しているが、ハーフブリッジ回路であっても良い。また、電力変換回路としての降圧チョッパ回路４は極性反転回路６を構成するフルブリッジ回路またはハーフブリッジ回路のスイッチング素子と兼用しても良い。

（実施形態９）
図３０に本発明の実施形態９の回路図を示す。無負荷時に共振電圧検出回路１３により検出された共振電圧Ｖ_R から浮遊容量Ｃｆを判定し、始動パルス制御回路９にフィードバックし、始動パルスを調整する点は実施形態１と同様である。実施形態１との違いは、コンデンサＣ１への充電電源２１と、充電経路のインピーダンス２２と、充電開始を検出する充電開始検出回路２３と、充電開始を検出してから所定時間後に信号を出力するタイマー回路２４とからなるコンデンサ電圧可変手段を具備した点である。

実施形態１で説明したように共振電圧Ｖ_R （ただし、本実施形態ではトランスＴ１の１次巻線Ｎ１の両端の共振電圧）を共振電圧検出回路１３で検出し、予め共振電圧Ｖ_R のピーク値Ｖ_RPから浮遊容量値Ｃｆを判定し、その浮遊容量値Ｃｆから高圧パルス電圧値を判定できるテーブルを備えたマイコンを搭載した始動パルス制御回路９にフィードバックする。

図３１は本実施形態の動作説明のための波形図である。コンデンサＣ１の充電経路のインピーダンス２２を切り替えることにより、充電の時定数をτ１，τ２のように切り替えることができる。タイマー回路２４の計時時間を一定時間ｔとすると、出力線長が長いときにはτ１、出力線長が短いときはτ２の時定数に切り替える。

高電圧パルスはコンデンサＣ１に蓄積された電圧Ｖｃ１と相関関係があるので、高電圧パルスを可変とするには、スイッチング素子Ｑ７がオンする瞬間のコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を変えればよい。すなわち、共振電圧Ｖ_R を共振電圧検出回路１３で検出し、浮遊容量値Ｃｆから判定された高圧パルス電圧が所定値以下であれば、コンデンサＣ１の電圧が時定数τ１で素早く充電されるように制御することでスイッチング素子Ｑ７をオンするときにコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を高くすることができる。またその逆として、浮遊容量値Ｃｆから判定された高圧パルス電圧が所定値以上であれば、コンデンサＣ１の電圧が時定数τ２で遅く充電されるように制御することでスイッチング素子Ｑ７をオンするときにコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１を低くすることができる。

本実施形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧Ｖ_R を検出して始動パルス制御回路９にフィードバックするようにし、高圧パルス電圧を調整できるため、その後、高圧放電灯に供給する始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を高圧放電灯の始動に最適な範囲内に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

なお、本実施形態では、浮遊容量の検出手段として、実施形態１の共振電圧検出回路１３を用いたが、実施形態２の充電電圧検出回路１４を用いても良い。

（実施形態１０）
図３２に実施形態１０の動作波形図を示す。回路構成は実施形態９と同じで良い。実施形態９と異なる点は、実施形態９ではコンデンサＣ１に充電する経路の時定数を変化させることにより高圧パルスを制御していたが、本実施形態ではコンデンサＣ１に充電する経路の時定数は一定で、スイッチング素子Ｑ７をオンするタイミングを変化させることにより高圧パルス電圧を制御している。

例えば、出力線が３ｍ（浮遊容量Ｃｆが２０ｐＦ）であることを検出した場合、コンデンサＣ１の充電時間をｔ（３ｍ）とする。つまり、コンデンサＣ１の電圧がＶｃ１（３ｍ）であるときにスイッチング素子Ｑ７をオンさせるようにし、高圧パルス電圧を最適な電圧に維持させるように始動パルス制御回路９が制御する。また、例えば出力線が１０ｍ（浮遊容量Ｃｆが６０ｐＦ）であることを検出した場合、コンデンサＣ１の充電時間をｔ（１０ｍ）とする。つまり、コンデンサＣ１の電圧がＶｃ１（１０ｍ）であるときにスイッチング素子Ｑ７をオンさせるようにし、高圧パルス電圧を最適な電圧に維持させるように制御する。

本実施形態によれば、無負荷時に共振電圧検出回路１３により共振電圧Ｖ_R を検出して始動パルス制御回路９にフィードバックすることで、高圧パルス電圧を調整できるため、その後高圧放電灯に供給する始動電圧（“高圧パルス電圧値（トランス２次巻線電圧）＋極性反転回路の出力電圧値”のことを指す）を高圧放電灯の始動に最適な範囲内に維持できる。

また、従来例（特許文献１）とは違い、高圧放電灯に１回も始動電圧を供給せずに、高圧放電灯始動に最適な始動電圧になるようにトランス１次巻線Ｎ１の電圧を制御できることから、高圧放電灯へのストレスを低減することが可能となる。

（実施形態１１）
図３３は本発明の高圧放電灯点灯装置を用いた照明器具の構成例を示す。（ａ）、（ｂ）はそれぞれスポットライトにＨＩＤランプを用いた例、（ｃ）はダウンライトにＨＩＤランプを用いた例であり、図中、８は高圧放電灯、８１は高圧放電灯を装着した灯体、８２は配線、８３は点灯装置の回路を格納した安定器である。これらの照明器具を複数組み合わせて照明システムを構築しても良い。これらの点灯装置として前述の実施形態１〜１０のいずれかの高圧放電灯点灯装置を用いることで、始動パルスのピーク値を適正化でき、配線８２が長くても始動可能となる。また、配線８２が短いときには始動パルスのピーク値を低減できる。

出力線長を延長しても始動パルス電圧の減衰しない本発明の高圧放電灯点灯装置を搭載することで、配線８２を例えば２ｍ〜１０ｍの範囲で延長することが可能となり、施工性が高まったり、安定器８３の一括設置が可能となり、電源線の引き回し距離が短くできたり、安定器８３の一括点検が可能となる等の利点がある。

本発明の実施形態１の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の共振特性を示す特性図である。 本発明の実施形態１の極性反転回路の動作波形図である。 本発明の実施形態１の出力線長に応じた共振電圧の違いを示す波形図である。 本発明の実施形態２の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２の極性反転回路の動作波形図である。 本発明の実施形態２の出力線長に応じた充電電圧の違いを示す波形図である。 本発明の実施形態２の出力線長に応じた充電電圧の違いを示す波形図である。 本発明の実施形態２の動作説明のための特性図である。 本発明の実施形態２の動作説明のための特性図である。 本発明の実施形態２の動作説明のための特性図である。 本発明の実施形態３の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の動作説明のための特性図である。 本発明の実施形態２の動作説明のための波形図である。 本発明の実施形態４の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４の一変形例の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態５の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態６の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態６の出力線長が最短時の動作波形図である。 本発明の実施形態６の出力線長が中間時の動作波形図である。 本発明の実施形態６の出力線長が最長時の動作波形図である。 本発明の実施形態７の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７の動作波形図である。 本発明の実施形態７の極性反転回路の無負荷時の出力変化を示す波形図である。 本発明の実施形態７の極性反転回路の無負荷時の出力変化の他の一例を示す波形図である。 本発明の実施形態８の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態８の動作波形図である。 本発明の実施形態８の一変形例の動作波形図である。 本発明の実施形態９の回路図である。 本発明の実施形態９の動作波形図である。 本発明の実施形態１０の動作波形図である。 本発明の実施形態６の照明器具の外観を示す斜視図である。 従来例のブロック図である。 従来例の回路図である。

符号の説明

Ｅ 直流電源
４ 降圧チョッパ回路（電力変換回路）
６ 極性反転回路
７ 始動パルス発生回路
８ 高圧放電灯
９ 始動パルス制御回路
１３ 共振電圧検出回路
１４ 充電電圧検出回路

Claims (24)

1. 直流電源の出力を負荷である高圧放電灯に供給する所定の電力に変換する電力変換回路と、
   電力変換回路の出力を所定の矩形波交流電力に変換し、高圧放電灯に印加する極性反転回路と、
   極性反転回路の出力に重畳し、始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する始動パルス発生回路とを備えた高圧放電灯点灯装置において、
   前記始動パルス発生回路は、
   少なくともコンデンサとトランスの１次巻線とスイッチング素子の直列接続からなる１次巻線回路と、
   前記トランスの２次巻線を高圧放電灯に接続し、トランスの１次巻線に発生する電圧を昇圧した高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する２次巻線回路とを具備しており、
   始動用の高圧パルス電圧を高圧放電灯に印加する以前に、前記点灯装置の出力部から前記高圧放電灯までの間に具備する出力線による高圧パルス電圧の変動要因を検出する検出手段と、
   該検出手段で得られた検出値を元に、高圧放電灯に印加する高圧パルス電圧ピーク値を高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持するように調整する高圧パルス電圧ピーク値調整手段とを備えることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
2. 請求項１において、出力線による高圧パルス電圧の変動要因を検出する検出手段とは、出力線間の浮遊容量を検出する手段であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
3. 請求項２において、出力線間の浮遊容量を検出する手段は、少なくとも前記トランス２次巻線と前記出力線間の浮遊容量を含むトランス２次巻線回路において前記極性反転回路のスイッチング素子のオン／オフにより発生する共振電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記検出手段は、前記出力部に発生する共振電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
5. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記検出手段は、前記トランスの２次巻線に発生する共振電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
6. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記検出手段は、前記トランスの１次巻線に発生する共振電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
7. 請求項２において、出力線間の浮遊容量を検出する手段は、前記極性反転回路のスイッチング素子のオン／オフにより前記出力線の浮遊容量に充電される淫遊容量電圧を検出することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
8. 請求項１〜７のいずれかにおいて、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子をオンする時、前記コンデンサ電圧は略一定電圧であり、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、トランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整するインピーダンス可変手段により該インピーダンスを変化させることによって、トランス２次巻線に発生する高圧パルス電圧を調整し、高圧放電灯に印加する高圧パルス電圧ピーク値を高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
9. 請求項８において、スイッチング素子を駆動する制御信号の電圧値または電流値、または制御信号の電圧値または電流値の立ち上がりの傾きを変化させ、スイッチング素子のオン時の内部インピーダンスを調整することによってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
10. 請求項８において、スイッチング素子は、オン時の内部インピーダンスの異なる複数のスイッチング素子の並列接続回路から構成され、駆動するスイッチング素子の選択によってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
11. 請求項８において、スイッチング素子は、スイッチング素子とインピーダンスの直列接続回路で、スイッチング素子のオン時の合成インピーダンスの異なる直列接続回路を複数並列に接続した回路から構成され、駆動するスイッチング素子を選択することにより該合成インピーダンスを調整して、トランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
12. 請求項８において、トランスの１次巻線には複数個のタップを設けており、スイッチング素子またはスイッチング素子とインピーダンスの直列回路が前記トランスの１次巻線の各タップに１つ接続されており、駆動するスイッチング素子を選択することによってトランス１次巻線回路内に存在するインピーダンスを調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
13. 請求項１０〜１２のいずれかにおいて、スイッチング素子を駆動する制御信号の電圧値または電流値、または制御信号の電圧値または電流値の立ち上がりの傾きを変化させ、スイッチング素子のオン時の内部インピーダンスを調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
14. 請求項８〜１３のいずれかにおいて、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタと回生用のダイオードの並列回路、双方向サイリスタ、またはＩＧＢＴのいずれかの素子であることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
15. 請求項１〜７のいずれかにおいて、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように、前記極性反転回路の出力電圧を調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
16. 請求項１５において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、高圧パルス電圧の極性と同極性の極性反転回路の出力電圧のみ、高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように、前記極性反転回路の出力電圧を調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
17. 請求項１５または１６において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子がオンしている期間のみ、極性反転回路の出力電圧を調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
18. 請求項１５において、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、極性反転回路の出力電圧が一定の変化をしている時、トランス１次巻線回路のスイッチング素子をオンさせ、高圧放電灯に印加する高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
19. 請求項１８において、極性反転回路の出力電圧を矩形波半サイクル区間で、連続的に変化させることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
20. 請求項１８において、極性反転回路の出力電圧を矩形波半サイクル区間で、階段状に変化させることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
21. 請求項１〜７のいずれかにおいて、前記高圧パルス電圧ピーク値調整手段は、前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子がオンする時のコンデンサ電圧を制御するコンデンサ電圧可変手段を含み、高圧放電灯に印加する高圧パルス電圧ピーク値が高圧放電灯から要求される所定範囲内に維持されるように高圧パルス電圧を調整することを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
22. 請求項２１において、前記コンデンサ電圧可変手段は、少なくとも前記コンデンサに充電する経路の時定数もしくは前記トランス１次巻線回路のスイッチング素子がオンするタイミングを変化させることを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
23. 請求項１〜７のいずれかにおいて、少なくとも極性反転回路の出力の極性反転期間中は高圧パルス電圧を発生させないことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
24. 請求項１〜２３のいずれかに記載の高圧放電灯点灯装置を具備したことを特徴とする照明器具。

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