JP6074721B2 - 放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置に関する。

従来から、直流電源の出力を負荷である放電灯が必要とする直流電圧に変換し、且つこの直流電圧を交番電圧に変換して放電灯に供給する放電灯点灯装置が知られており、例えば特許文献１に開示されている。

特許文献１に記載の高圧放電灯点灯装置は、直流電圧を交番電圧に変換して高圧放電灯に印加するフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路を制御する制御手段とを備える。フルブリッジ回路は、それぞれ２つのトランジスタの組から成る第１のアームと、第２のアームとを備える。また、フルブリッジ回路は、第１のアームを駆動するブートストラップタイプの第１のハーフブリッジドライバと、第２のアームを駆動するブートストラップタイプの第２のハーフブリッジドライバとを備える。更に、フルブリッジ回路は、各ハーフブリッジドライバにそれぞれ接続された第１のブートストラップコンデンサと、第２のブートストラップコンデンサとを備える。

ここで、放電灯の始動時に、スムーズなアーク放電への移行を行うための始動方式として、放電灯に直流電圧を印加し続ける直流始動方式が知られている。しかしながら、この方式では、各ブートストラップコンデンサの放電時間でしか各アームのハイサイドのトランジスタをオンにできない。このため、直流始動方式を用いた放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源が別途必要となり、コストが増加する。

そこで、特許文献１に記載の高圧放電灯点灯装置では、放電開始直後を含む所定の期間において、第１の期間と、第１の期間よりも短い第２の期間とを繰り返すように高圧放電灯に交流電圧を印加している。第１の期間では、一方のアームのハイサイドのトランジスタ及び他方のアームのローサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが放電される。第２の期間では、一方のアームのローサイドのトランジスタ及び他方のアームのハイサイドのトランジスタがオンする間に、一方のアーム側のブートストラップコンデンサが充電される。

したがって、この高圧放電灯点灯装置では、交流電圧を高圧放電灯に印加するものの、極性が反転している時間が短いため、直流始動方式と同等の始動性を得ている。また、この高圧放電灯点灯装置では、各ブートストラップコンデンサに電圧を供給し続けるための専用の電源を設ける必要がない。

特開２０１０−１３５１９５号公報

しかしながら、上記従来例では、放電灯の始動時にブートストラップコンデンサ（ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサ）を充電する期間が存在するものの、その期間は短い。このため、放電灯の始動時の安定性を確保すべく各アームのハイサイド側のトランジスタをオンし続けるためには、放電時間を考慮して静電容量の大きいブートストラップコンデンサを用意する必要がある。この場合、ブートストラップコンデンサの大型化に伴って、コストの増加や装置の大型化を招くという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサの静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することのできる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明装置を提供することを目的とする。

本発明の放電灯点灯装置は、直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力電圧を交番電圧に変換して放電灯に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、前記放電灯を始動させる始動回路と、前記直流電源回路及び前記インバータ回路の各出力を制御する制御回路とを備え、前記インバータ回路は、前記放電灯の始動時において、一方の極性の直流電圧を出力する第１期間と、他方の極性の直流電圧又は零電圧を出力する第２期間とを交互に繰り返し、且つ前記第１期間は前記第２期間よりも長く、前記インバータ回路は、少なくとも２つ以上のスイッチング素子から成るブリッジ回路と、前記各スイッチング素子をそれぞれ駆動する複数の駆動回路と、前記各スイッチング素子のうちハイサイドの前記スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に動作電圧を供給する電源用コンデンサとを備え、所定の電圧を出力する第１駆動電源と、少なくとも前記放電灯の始動時において前記第１駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第２駆動電源と、前記第１駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第１経路と、前記第２駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第２経路とを切り替える切替回路とを有し、前記切替回路は、前記放電灯の始動時において、前記第２経路に切り替えることを特徴とする。

この放電灯点灯装置において、前記第１駆動電源は、前記制御回路の動作電圧である制御電圧を出力する制御電源回路であり、前記第２駆動電源は、前記直流電源回路の出力電圧に比例する電源電圧を出力する回路であり、前記切替回路は、前記放電灯の始動時において、前記電源電圧が前記制御電圧よりも高い閾値電圧を超えると、前記第２経路に切り替えることが好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記第１経路は、前記第１駆動電源からダイオードを介して前記各駆動回路及び前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であり、前記第２経路は、前記第２駆動電源から限流抵抗を介して前記各駆動回路及び前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であることが好ましい。

この放電灯点灯装置において、前記切替回路は、前記放電灯の点灯時において、前記電源用コンデンサを主として充電する経路を前記第１経路に切り替えることが好ましい。

本発明の照明装置は、上記何れかの放電灯点灯装置と、前記放電灯が装着されるソケットと、前記放電灯点灯装置及び前記ソケットを保持する器具本体とを備えることを特徴とする。

本発明は、放電灯の始動時において、第２経路に切り替えることで、第１駆動電源の出力電圧よりも高い電圧で電源用コンデンサを充電する。このため、本発明では、駆動回路の電源として電源用コンデンサを使用する際に、その充電電圧が駆動回路の動作可能な下限電圧に達するまでの時間を長くすることができる。したがって、本発明では、電源用コンデンサの静電容量を従来例のように放電時間を考慮して大きくする必要がない。すなわち、本発明では、ハイサイドのスイッチング素子の電源用コンデンサの静電容量を大きくすることなく放電灯の始動時の安定性を確保することができる。

本発明の実施形態１に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。 同上の放電灯点灯装置の動作波形図である。 同上の放電灯点灯装置の切替手段の他の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態２に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。 同上の放電灯点灯装置の動作波形図である。 同上の放電灯点灯装置の他の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。 同上の放電灯点灯装置の他の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態４に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。 本発明の実施形態に係る車両用前照灯を示す図で、（ａ）は概略図で、（ｂ）は車両の斜視図である。

（実施形態１）
本発明の実施形態１に係る放電灯点灯装置１は、直流電源回路１０と、インバータ回路１１と、始動回路１３と、制御回路１２とを備える。直流電源回路１０は、直流電圧を出力する。インバータ回路１１は、直流電源回路１０の出力電圧を交番電圧に変換して放電灯３に出力する。始動回路１３は、インバータ回路１１の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、放電灯３を始動させる。制御回路１２は、直流電源回路１０及びインバータ回路１１の各出力を制御する。

インバータ回路１１は、放電灯３の始動時において、一方の極性の直流電圧を出力する第１期間Ｔ１と、他方の極性の直流電圧又は零電圧を出力する第２期間Ｔ２とを交互に繰り返す。第１期間Ｔ１は第２期間Ｔ２よりも長い。インバータ回路１１は、少なくとも２つ以上（本実施形態では４つ）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４から成るブリッジ回路と、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をそれぞれ駆動する複数（本実施形態では４つ）の駆動回路１１０〜１４０とを備える。インバータ回路１１は、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のうち、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３を駆動する第１駆動回路１１０、第３駆動回路１３０に動作電圧を供給する電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３を備える。

本実施形態の放電灯点灯装置１は、所定の電圧を出力する第１駆動電源と、第１駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第２駆動電源とを備える。第１駆動電源は、制御電源回路１４である。第２駆動電源は、直流電源回路１０、又はスイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２及びコンデンサＣ２から成る回路である。また、本実施形態の放電灯点灯装置１は、第１駆動電源により電源用コンデンサＣ１１を充電する第１経路と、第２駆動電源により電源用コンデンサＣ１１を充電する第２経路とを切り替える切替回路１５を有する。そして、本実施形態の放電灯点灯装置１では、切替回路１５は、放電灯３の始動時において、第２経路に切り替える。

以下、本発明の実施形態１に係る放電灯点灯装置１について図面を用いて説明する。本実施形態の放電灯点灯装置１は、図１に示すように、直流電源回路１０と、インバータ回路１１と、制御回路１２と、始動回路１３と、制御電源回路１４と、切替回路１５とを備える。

直流電源回路１０は、直流電源であるバッテリ２からの入力電圧Ｖ０を昇圧し、放電灯３を点灯するために必要な直流電圧に変換して出力する。直流電源回路１０は、１次巻線Ｌ１及び２次巻線Ｌ２から成るトランス１００と、スイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、平滑用コンデンサＣ１とを備えた昇圧チョッパ回路で構成される。スイッチング素子Ｑ１は、後述する制御回路１２から与えられる駆動信号により、オン／オフを切り替える。そして、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期やデューティ比を可変することで調整される。

なお、本実施形態の放電灯点灯装置１では、直流電源回路１０として昇圧チョッパ回路を採用しているが、昇降圧チョッパ回路やフライバック・コンバータ（flyback converter）などで構成してもよい。すなわち、直流電源回路１０は、スイッチング素子Ｑ１がオンのときにエネルギーをトランス１００（インダクタ）に蓄積し、スイッチング素子Ｑ１がオフしたときに蓄えたエネルギーを放出する動作を行う構成であればよい。特に、フライバック・コンバータはトランス１００の巻数比以上に電圧を昇圧でき、広範囲の出力電圧を得ることが可能であることから、放電灯点灯装置１の直流電源回路１０に好適である。

ここで、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧は、スイッチング素子Ｑ１がオンのときは０Ｖである。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、スイッチング素子Ｑ１の両端には入力電圧Ｖ０よりも高い昇圧されたキックバック電圧が発生する。このキックバック電圧は、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２により整流・平滑され、電源電圧Ｅ０として利用される。電源電圧Ｅ０は、図１のような昇圧チョッパ回路方式の場合、Ｅ０＝（Ｖ１−Ｖ０）・Ｎ１／Ｎ２＋Ｖ０で表される。上式において、Ｎ１はトランス１００の１次巻線Ｌ１の巻数、Ｎ２が１次巻線Ｌ１及び２次巻線Ｌ２の総巻数（スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わったときにダイオードＤ１を介して出力側に電流が流れる巻線の総巻数）である。

これらスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２から成る回路は「第２駆動電源」であり、後述する「第１駆動電源」である制御電源回路１４が出力する制御電圧Ｅ１よりも高い電源電圧Ｅ０を出力する。

インバータ回路１１は、４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４から構成されるフルブリッジ回路と、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４を駆動する４つの駆動回路１１０〜１４０とを備える。各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は、何れもｎチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される。なお、図１において上側に位置する２つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３を「ハイサイド」のスイッチング素子と称し、下側に位置する２つのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４を「ローサイド」のスイッチング素子と称する。

第１駆動回路１１０は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１１のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Ｑ１１のオン／オフを制御する。第１駆動回路１１０は、所謂ブートストラップコンデンサ（bootstrap capacitor）である電源用コンデンサＣ１１の充電電圧ＥＱ１を供給されることで動作する。電源用コンデンサＣ１１は、ダイオードＤ１１を介して駆動電圧Ｅ２を供給されることで充電される。なお、駆動電圧Ｅ２は、後述する切替回路１５の出力電圧である。

第２駆動回路１２０は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ１２のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Ｑ１２のオン／オフを制御する。第２駆動回路１２０は、駆動電圧Ｅ２を供給されることで動作する。

第３駆動回路１３０は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１３のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Ｑ１３のオン／オフを制御する。第３駆動回路１３０は、所謂ブートストラップコンデンサである電源用コンデンサＣ１３の充電電圧ＥＱ３を供給されることで動作する。電源用コンデンサＣ１３は、ダイオードＤ１３を介して駆動電圧Ｅ２を供給されることで充電される。

第４駆動回路１４０は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ１４のゲート電圧を制御することで、スイッチング素子Ｑ１４のオン／オフを制御する。第４駆動回路１４０は、駆動電圧Ｅ２を供給されることで動作する。

制御回路１２は、例えばマイコンで構成される。制御回路１２は、直流電源回路１０の出力電圧及び出力電流の検出結果に基づいて、直流電源回路１０のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期やデューティ比を制御する。制御回路１２は、この制御により、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を所望の直流電圧に制御する。なお、直流電源回路１０の出力電圧及び出力電流を検出する手段については従来周知であるので、ここでは説明を省略する。

また、制御回路１２は、インバータ回路１１の各駆動回路１１０〜１４０に駆動信号を与えることで各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン／オフを制御する。具体的には、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオン、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオフに切り替えることで一方の極性の電圧をインバータ回路１１から出力させる。また、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオフ、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンに切り替えることで他方の極性の電圧をインバータ回路１１から出力させる。そして、制御回路１２は、これらの制御により、インバータ回路１１から出力される交番電圧を制御する。

ここで、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４がオンのときは、第１駆動回路１１０は電源用コンデンサＣ１１を電源として使用する。このとき、電源用コンデンサＣ１３には、ダイオードＤ１３及びスイッチング素子Ｑ１４を介して駆動電圧Ｅ２が供給される。したがって、電源用コンデンサＣ１３は、インバータ回路１１が一方の極性の電圧を出力している間、充電される。スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３がオンのときは、第３駆動回路１３０は電源用コンデンサＣ１３を電源として使用する。このとき、電源用コンデンサＣ１１には、ダイオードＤ１１及びスイッチング素子Ｑ１２を介して駆動電圧Ｅ２が供給される。したがって、電源用コンデンサＣ１１は、インバータ回路１１が他方の極性の電圧を出力している間、充電される。

始動回路１３は、パルス駆動回路（図示せず）及びパルストランス（図示せず）で構成される。始動回路１３は、放電灯３の放電開始時（すなわち、始動時）に、インバータ回路１１の出力電圧を受けて放電灯３を始動するための高電圧パルスを発生する。そして、始動回路１３は、発生した高電圧パルスを消灯状態の放電灯３の電極間に印加する。これにより、始動回路１３は、放電灯３を始動させる。なお、始動回路１３は従来周知であるので、ここではその構成及び説明を省略する。

制御電源回路１４は、シリーズレギュレータ（series regulator）から構成され、制御回路１２の電源電圧である制御電圧Ｅ１を出力する。制御電源回路１４は、電源電圧Ｅ０を入力として、一定電圧（例えば、１０Ｖ）を出力する。制御電源回路１４は、所定の電圧（制御電圧Ｅ１）を出力する「第１駆動電源」である。

なお、直流電源回路１０のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が開始すれば、コンデンサＣ２の充電電圧が入力電圧Ｖ０よりも上昇する。このため、バッテリ２の入力電圧Ｖ０が制御電圧Ｅ１より低い場合でも、制御回路１２の動作に必要な電圧を安定してことが可能である。

切替回路１５は、限流抵抗Ｒ１と、コンパレータＣＯＭ１と、スイッチＳＷ１とを備える。コンパレータＣＯＭ１の非反転入力端子には、電源電圧Ｅ０が入力される。また、コンパレータＣＯＭ１の反転入力端子には、基準電圧ＶＢ１が入力される。基準電圧ＶＢ１は、制御電圧Ｅ１よりも高い電圧である。すなわち、基準電圧ＶＢ１は、「閾値電圧」である。

スイッチＳＷ１は、コンパレータＣＯＭ１の出力によりａ接点とｂ接点とを切り替える構成となっている。すなわち、電源電圧Ｅ０が基準電圧ＶＢ１よりも低い場合は、コンパレータＣＯＭ１の出力がローレベルとなり、スイッチＳＷ１はａ接点に切り替わる。一方、電源電圧Ｅ０が基準電圧ＶＢ１よりも高い場合は、コンパレータＣＯＭ１の出力がハイレベルとなり、スイッチＳＷ１はｂ接点に切り替わる。

スイッチＳＷ１がａ接点に切り替わると、制御電源回路１４がスイッチＳＷ１を介して切替回路１５の出力端子と接続される。したがって、スイッチＳＷ１がａ接点に切り替わると、制御電圧Ｅ１が駆動電圧Ｅ２となる。スイッチＳＷ１がｂ接点に切り替わると、コンデンサＣ２が限流抵抗Ｒ１及びスイッチＳＷ１を介して切替回路１５の出力端子と接続される。したがって、スイッチＳＷ１がｂ接点に切り替わると、電源電圧Ｅ０が駆動電圧Ｅ２となる。

すなわち、切替回路１５は、第１駆動電源により電源用コンデンサＣ１１を充電する第１経路と、第２駆動電源により電源用コンデンサＣ１１を充電する第２経路とを切り替えるように構成されている。

以下、本実施形態の放電灯点灯装置１の動作について図２を用いて説明する。装置の動作の開始直後は、電源電圧Ｅ０が低いため、切替回路１５のスイッチＳＷ１はａ接点に接続されている。装置の動作を開始すると、制御回路１２は、ローサイドのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４をオンに切り替える。これにより、駆動電圧Ｅ２がダイオードＤ１１，Ｄ１３を介して電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３に供給され、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３の充電が開始する。駆動電圧Ｅ２は、制御電源回路１４から供給されるもので、制御電圧Ｅ１までは直ぐに上昇する。

装置の動作が開始すると、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１を制御して直流電源回路１０の制御も開始する。装置の開始直後は、放電灯３が消灯している状態である。このため、制御回路１２は、放電灯３を始動させるべく、先ず直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を点灯時の電圧（点灯電圧）Ｖ１１よりも高い電圧（始動電圧）Ｖ１０（例えば、４００Ｖ）まで上昇させる。このとき、電源電圧Ｅ０も始動電圧Ｖ１０の上昇に伴って上昇する。例えば、入力電圧Ｖ０＝１２．８Ｖ、始動電圧Ｖ１０＝４００Ｖ、トランス１００の巻数比Ｎ１：Ｎ２＝１：６とすると、電源電圧Ｅ０は約７７．３Ｖまで上昇する。

切替回路１５において、コンパレータＣＯＭ１の基準電圧ＶＢ１を例えば５０Ｖに設定した場合、出力電圧Ｖ１が始動電圧Ｖ１０まで上昇すると、コンパレータＣＯＭ１の出力がハイレベルに切り替わる。これにより、スイッチＳＷ１がｂ接点に切り替わり、限流抵抗Ｒ１を介して電源電圧Ｅ０が供給される。ここで、限流抵抗Ｒ１は、自身を流れる電流が、制御電圧Ｅ１を印加したときの各駆動回路１１０〜１４０の消費電流Ｉ０よりも大きくなるような抵抗値に設定される。このように限流抵抗Ｒ１の抵抗値を設定することで、始動時の駆動電圧Ｅ２は、制御電圧Ｅ１よりも高くなる。

なお、始動時の駆動電圧Ｅ２が各駆動回路１１０〜１４０の耐電圧を超えないように、ツェナーダイオードＺＤ１を設けている。したがって、駆動電圧Ｅ２は、ツェナー電圧ＶＺ１に制限される。ツェナーダイオードＺＤ１としては、ツェナー電圧ＶＺ１が各駆動回路１１０〜１４０の耐電圧よりも低いものを選択する。

装置の動作を開始してから所定期間Ｔ０が経過すると、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンに切り替え、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオフに切り替えることで、放電灯３の始動制御を開始する。これにより、インバータ回路１１の出力電圧Ｖ２が始動電圧Ｖ１０となり、始動回路１３に印加される。このとき、スイッチング素子Ｑ１１のソース端子の電位が駆動電圧Ｅ２よりも上昇するので、電源用コンデンサＣ１１の充電が停止する。そして、電源用コンデンサＣ１１に蓄積された電荷が第１駆動回路１１０の電源に利用されるため、電源用コンデンサＣ１１の充電電圧ＥＱ１は徐々に低下する。

その後、電源用コンデンサＣ１１の充電電圧ＥＱ１が第１駆動回路１１０の動作可能な下限電圧ＶＬ１に達する前に、放電灯３の放電が開始しなかった場合は、制御回路１２は、放電灯３の始動制御を継続する。

始動制御が継続している場合、始動制御の開始時点から所定期間（第１期間）Ｔ１が経過すると、制御回路１２は、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３をオフに切り替え、ローサイドのスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４をオンに切り替える。これにより、電源用コンデンサＣ１１を再充電し、電源用コンデンサＣ１１の充電電圧ＥＱ１をツェナー電圧ＶＺ１まで再度上昇させる。このとき、インバータ回路１１の出力電圧Ｖ２は、ＧＮＤレベルで零電圧となる。

電源用コンデンサＣ１１の再充電を開始してから所定期間（第２期間）Ｔ２（Ｔ２≪Ｔ１）が経過すると、制御回路１２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンに切り替え、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオフに切り替える。これにより、インバータ回路１１の出力電圧Ｖ２が再び始動電圧Ｖ１０となり、始動回路１３に印加される。以下、放電灯３が点灯するまで上記の動作を繰り返す。

放電灯３が点灯すると、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１は、始動電圧Ｖ１０から点灯電圧Ｖ１１まで低下する。例えば、放電灯３が水銀を含まないメタルハライドランプの場合、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１＝４２Ｖ、入力電圧Ｖ０＝１２．８Ｖ、巻数比Ｎ１／Ｎ２＝１／６であれば、電源電圧Ｅ０は１９．８Ｖまで低下する。すると、電源電圧Ｅ０がコンパレータＣＯＭ１の基準電圧ＶＢ１よりも低くなるので、コンパレータＣＯＭ１の出力がローレベルに切り替わる。これにより、スイッチＳＷ１がａ接点に切り替わり、制御電圧Ｅ１が駆動電圧Ｅ２となる。

放電灯３が点灯すると、制御回路１２は、半周期が第１期間Ｔ１に比べて極めて短い所定の低周波数（例えば、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）の交番電圧を放電灯３に印加するように、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン／オフを制御する。このため、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３の充電電圧ＥＱ１，ＥＱ３は、制御電圧Ｅ１とほぼ同じ電圧レベルに保たれ、各駆動回路１１０，１３０の動作可能な下限電圧ＶＬ１よりも低下することはない。

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置１は、放電灯３の始動時において、第２経路に切り替えることで、制御電圧Ｅ１よりも高い駆動電圧Ｅ２で電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３を充電するように構成している。このため、第１駆動回路１１０の電源として電源用コンデンサＣ１１を使用する際に、充電電圧ＥＱ１，ＥＱ３が各駆動回路１１０，１３０の動作可能な下限電圧ＶＬ１に達するまでの時間を長くすることができる。

したがって、本実施形態の放電灯点灯装置１では、従来例のように放電時間を考慮して静電容量の大きい電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３を用意する必要がない。このため、本実施形態の放電灯点灯装置１では、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３の静電容量を大きくすることなく放電灯３の始動時の安定性を確保することができる。このため、本実施形態の放電灯点灯装置１では、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３の大型化に伴うコストの増加や装置の大型化を招くことがない。

また、本実施形態の放電灯点灯装置１は、放電灯３の始動時において、制御電圧Ｅ１を出力する第１経路とは異なる第２経路で電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３を充電するように構成している。したがって、本実施形態の放電灯点灯装置１では、放電灯３の始動時の安定性を確保するために制御電圧Ｅ１自体を高くする必要がないので、制御回路１２の消費電力が増大するのを防ぐことができる。

なお、本実施形態の放電灯点灯装置１では、放電灯３の点灯時において切替回路１５が第１経路に切り替えているが、この構成を採用するか否かは任意である。

なお、本実施形態の放電灯点灯装置１では、スイッチＳＷ１の切替動作のためにコンパレータＣＯＭ１にて電源電圧Ｅ０を監視しているが、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を監視する構成であってもよい。すなわち、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１が点灯電圧Ｖ１１を上回ると、切替回路１５がスイッチＳＷ１をｂ接点に切り替える構成であってもよい。また、切替回路１５がスイッチＳＷ１を切り替えるか否かの判定手段は、上記のような電圧を検出することによる判定手段のみならず、他の判定手段を用いてもよい。

また、本実施形態の放電灯点灯装置１では、放電灯３の始動時において、全ての駆動回路１１０〜１４０に制御電圧Ｅ１よりも高い駆動電圧Ｅ２を供給する構成となっているが、他の構成であってもよい。例えば、ローサイドの駆動回路１２０，１４０には、始動時、点灯時に依らず制御電圧Ｅ１を供給し、ハイサイドの駆動回路１１０，１３０には、始動時に駆動電圧Ｅ２、点灯時に制御電圧Ｅ１を供給するように構成してもよい。

なお、切替回路１５の構成は図１に示すものに限定される必要はなく、例えば図３に示す構成であってもよい。以下、図３に示す切替回路１５の構成について説明する。この切替回路１５は、スイッチＳＷ１の代わりにｐｎｐ型のトランジスタＴＲ１を備える。トランジスタＴＲ１のエミッタ端子には、コンデンサＣ２を接続している。したがって、エミッタ端子には、電源電圧Ｅ０が入力される。また、ベース端子には、ツェナーダイオードＺＤ２を介して制御電源回路１４を接続している。したがって、ベース端子には、ツェナーダイオードＤ２を介して制御電圧Ｅ１が入力される。コレクタ端子には、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３を介して切替回路１５の出力端子を接続している。また、切替回路１５の出力端子は、ダイオードＤ４を介して制御電源回路１４に接続している。

以下、図３に示す切替回路１５の動作について説明する。放電灯３の始動時において、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１が上昇すると、これに伴って電源電圧Ｅ０が上昇する。そして、トランジスタＴＲ１のベース−エミッタ間電圧を無視すれば、電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１とツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧との総和を超えると、トランジスタＴＲ１にベース電流が流れてトランジスタＴＲ１がオンする。すると、コンデンサＣ２から限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３を介して切替回路１５の出力端子に電流が流れ、電源電圧Ｅ０が駆動電圧Ｅ２となる。このとき、駆動電圧Ｅ２が制御電圧Ｅ１よりも高いので、ダイオードＤ４は逆バイアスとなり、制御電源回路１４から切替回路１５の出力端子に電流が流れることはない。

放電灯３が点灯すると、電源電圧Ｅ０が低下するため、トランジスタＴＲ１にベース電流が流れなくなってオフに切り替わる。これにより、制御電源回路１４からダイオードＤ４を介して切替回路１５の出力端子に電流が流れ、制御電圧Ｅ１が駆動電圧Ｅ２となる。なお、ダイオードＤ３は、トランジスタＴＲ１がオフの場合の逆流防止用ダイオードとして機能する。

ここで、図３の構成では、電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１とツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧との総和を超えるとトランジスタＴＲ１のオン／オフを切り替える構成となっているが、他の構成であってもよい。例えば、ツェナーダイオードＺＤ２のアノードをＧＮＤ（グラウンド）に接続し、電源電圧Ｅ０がツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧を超えるとトランジスタＴＲ１のオン／オフを切り替える構成であってもよい。

（実施形態２）
以下、本発明の実施形態２に係る放電灯点灯装置１について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置１の基本構成は、実施形態１の放電灯点灯装置１と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置１は、図４に示すように、切替回路１５が、ダイオードＤ４を介して第１電流Ｉ１を出力する第１経路と、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３を介して第２電流Ｉ２を出力する第２経路とを切り替えるように構成されている。また、本実施形態の放電灯点灯装置１では、第１経路のダイオードＤ４、及び第２経路の限流抵抗Ｒ１、ダイオードＤ３が切替回路１５として機能する。

以下、本実施形態の放電灯点灯装置１の動作について説明する。図５に示すように、装置の動作開始直後では、電源電圧Ｅ０が低い。したがって、この時点では、各駆動回路１１０〜１４０へ供給される電流は主として第１電流Ｉ１となり、駆動電圧Ｅ２は制御電圧Ｅ１とほぼ等しい。

その後、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１が上昇すると、これに伴って電源電圧Ｅ０も上昇する。そして、放電灯３の始動時において電源電圧Ｅ０は制御電圧Ｅ１よりも高くなる。すると、ダイオードＤ４は逆バイアスとなるため、第１電流Ｉ１はほぼ零となり、各駆動回路１１０〜１４０へ供給される電流が主として第２電流Ｉ２に切り替わる。そして、電源電圧Ｅ０の上昇に伴って駆動電圧Ｅ２が上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＺ１に制限される。なお、限流抵抗Ｒ１は、第２電流Ｉ２が、各駆動回路１１０〜１４０の消費電流Ｉ０よりも大きくなるような抵抗値に設定される。

放電灯３が点灯すると、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１は、始動電圧Ｖ１０から点灯電圧Ｖ１１まで低下する。これにより、電源電圧Ｅ０も低下するため、第２電流Ｉ２が放電灯３の始動時に比べて大幅に低下する。そして、各駆動回路１１０〜１４０へ供給される電流が主として第１電流Ｉ１に切り替わる。なお、限流抵抗Ｒ１は、放電灯３の点灯時における第２電流Ｉ２が少なくとも消費電流Ｉ０の半分よりも小さくなるような抵抗値に設定されるのが望ましい。

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置１では、放電灯３の点灯時と始動時とで直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１が大幅に変動することを利用し、且つダイオードＤ３，Ｄ４のスイッチ作用を利用している。これにより、本実施形態の放電灯点灯装置１は、コンパレータＣＯＭ１等を用いなくとも充電経路を切り替えることが可能となり、簡易な回路で実施形態１と同様の効果を奏することができる。

なお、放電灯３の始動時において各駆動回路１１０〜１４０へ主として供給される第２電流Ｉ２を消費電流Ｉ０より大きくし、放電灯３の点灯時の第２電流Ｉ２を消費電流Ｉ０と比較して大幅に小さくなるように限流抵抗Ｒ１の抵抗値を設定している。このため、放電灯３の点灯時における限流抵抗Ｒ１でのストレスを軽減することができる。

また、図４に示す構成の場合、電源電圧Ｅ０は常に制御電圧Ｅ１よりも高くなるため、ダイオードＤ３は設けなくてもよい。

また、図示しないが、トランス１００に３次巻線を設け、３次巻線の誘起電圧を整流・平滑して電源電圧Ｅ０を得る構成でもよい。この構成では、放電灯３の始動時には電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１よりも高く、点灯時には電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１よりも低くなるように３次巻線の巻数を設定する。この場合、放電灯３の始動時の動作は上記動作と同じであるが、点灯時は電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１よりも低くなるため、各駆動回路１１０〜１４０へ供給される電流が第１電流Ｉ１となり、駆動電圧Ｅ２は制御電圧Ｅ１とほぼ等しくなる。このとき、ダイオードＤ３は逆バイアスとなるため、第２電流Ｉ２はほぼ零となる。

また、図４に示す回路では、直流電源回路１０のスイッチング素子Ｑ１に生じるキックバック電圧を平滑した電圧を電源電圧Ｅ０として利用する構成となっているが、他の構成であってもよい。例えば、図６に示すように、トランス１００の巻線の途中に中間タップを設け、直流電源回路１０のスイッチング素子Ｑ１がオフしたときにタップに発生する電圧を電源電圧Ｅ０として利用する構成であってもよい。また、トランス１００の２次巻線Ｌ２の終端（２次巻線Ｌ２とダイオードＤ１との接続点）に発生する電圧や、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を電源電圧Ｅ０として利用する構成であってもよい。

（実施形態３）
以下、本発明の実施形態３に係る放電灯点灯装置１について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置１の基本構成は、実施形態１の放電灯点灯装置１と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置１は、図７に示すように、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３を介して電源電圧Ｅ０が電源用コンデンサＣ１１に供給されるような構成となっている。なお、本実施形態の放電灯点灯装置１では、直流電源回路１０をフライバック・コンバータで構成している。

以下、本実施形態の放電灯点灯装置１の動作について説明する。放電灯３の始動時において、電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１よりも高くなると、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３を介して電源用コンデンサＣ１１に電源電圧Ｅ０が供給される。なお、電源用コンデンサＣ１１に供給される電源電圧Ｅ０は、電源用コンデンサＣ１１と並列に接続されたツェナーダイオードＺＤ１によりツェナー電圧ＶＺ１に制限される。

放電灯３が点灯すると、電源電圧Ｅ０が制御電圧Ｅ１よりも低くなるため、ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。このため、放電灯３の点灯時においては、電源用コンデンサＣ１１には制御電源回路１４から制御電圧Ｅ１が供給される。

上述のように、本実施形態の放電灯点灯装置１は、ダイオードＤ１１を介して制御電圧Ｅ１で電源用コンデンサＣ１１を充電する第１経路と、ダイオードＤ３を介して電源電圧Ｅ０で電源用コンデンサＣ１１を充電する第２経路とを有する構成となっている。そして、本実施形態の放電灯点灯装置１は、放電灯３の点灯時と始動時とで直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１が大幅に変動することを利用し、且つ各ダイオードＤ３，Ｄ１１のスイッチ作用を利用している。これにより、本実施形態の放電灯点灯装置１は、コンパレータＣＯＭ１等を用いなくとも充電経路を切り替えることが可能となり、簡易な回路で実施形態１と同様の効果を奏することができる。

なお、図示しないが、トランス１００の巻線の途中に中間タップを設け、直流電源回路１０のスイッチング素子Ｑ１がオフしたときにタップに発生する電圧を電源電圧Ｅ０として利用する構成であってもよい。また、トランス１００の２次巻線Ｌ２の終端（２次巻線Ｌ２とダイオードＤ１との接続点）に発生する電圧や、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を電源電圧Ｅ０として利用する構成であってもよい。

また、図８に示すように、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３、並びにツェナーダイオードＺＤ１を介して、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を電源電圧Ｅ０として電源用コンデンサＣ１１に供給する構成でもよい。

なお、同図では、一方の電源用コンデンサＣ１１にのみ直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を供給する構成となっているが、他方の電源用コンデンサＣ１３にも直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を供給する構成としてもよい。すなわち、限流抵抗Ｒ１及びダイオードＤ３、並びにツェナーダイオードＺＤ１から成る回路と同じ回路を介して直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１を他方の電源用コンデンサＣ１３に供給する。

この構成は、例えば放電灯３の点灯直後に放電灯３の電極の温度を素早く上昇させるべく、インバータ回路１１の出力する交番電圧の最初の１周期のみを長くする動作を行う場合に好適である。すなわち、この場合には、交番電圧の周期が長くなることから電源用コンデンサＣ１３の放電時間も長くなるが、放電灯３の始動時に電源用コンデンサＣ１３を制御電圧Ｅ１よりも高い電圧で充電できる。このため、電源用コンデンサＣ１３の充電電圧ＥＱ３が第３駆動回路１３０の動作可能な下限電圧ＶＬ１に達するまでの時間を長くすることができる。したがって、放電時間を考慮して静電容量の大きい電源用コンデンサＣ１３を用意する必要がない。

（実施形態４）
以下、本発明の実施形態４に係る放電灯点灯装置１について図面を用いて説明する。但し、本実施形態の放電灯点灯装置１の基本構成は、実施形態１の放電灯点灯装置１と共通するので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態の放電灯点灯装置１は、図９に示すように、制御電源回路１４の出力する制御電圧Ｅ１を制御回路１２で可変制御し、この制御電圧Ｅ１を各駆動回路１１０〜１４０に供給する構成となっている。

制御電源回路１４は、ｐｎｐ型のトランジスタＴＲ２と、ｎｐｎ型の２つのトランジスタＴＲ３，ＴＲ４から成る差動増幅器とを備える。トランジスタＴＲ２は、エミッタ端子にコンデンサＣ２を接続し、コレクタ端子を制御電源回路１４の出力端子に接続し、ベース端子をトランジスタＴＲ３のコレクタ端子に接続している。トランジスタＴＲ３は、エミッタ端子をトランジスタＴＲ４のエミッタ端子と接続し、ベース端子に指令電圧ＶＣ１を入力している。指令電圧ＶＣ１は、制御回路１２により可変制御される。トランジスタＴＲ４は、コレクタ端子をトランジスタＴＲ２のコレクタ端子及び制御電源回路１４の出力端子に接続している。また、トランジスタＴＲ４のベース端子には、制御電源回路１４の出力電圧（制御電圧Ｅ１）を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧を入力している。

制御電源回路１４は、制御電圧Ｅ１を抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧した電圧が指令電圧ＶＣ１に等しくなるように、トランジスタＴＲ３，ＴＲ４から成る差動増幅器がトランジスタＴＲ２のベース電流を調整することで出力電圧を安定化している。

制御回路１２は、指令電圧ＶＣ１を可変制御することで、制御電源回路１４の出力電圧を可変制御する。制御回路１２は、放電灯３の始動時において、制御電源回路１４の出力電圧を上昇させることで、点灯時の制御電圧Ｅ１よりも高い電圧を各駆動回路１１０〜１４０に供給する。これにより、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３は、点灯時の制御電圧Ｅ１よりも高い電圧で充電される。したがって、本実施形態の放電灯点灯装置１では、実施形態１の放電灯点灯装置１と同様に、電源用コンデンサＣ１１，Ｃ１３の静電容量を大きくする必要がない。

また、本実施形態の放電灯点灯装置１では、放電灯３の始動時においてのみ制御電源回路１４の制御電圧Ｅ１を上昇させ、放電灯３の点灯後には制御電圧Ｅ１を低下させる構成となっている。このため、制御電源回路１４での消費電力を極力抑えることができる。

なお、本実施形態の放電灯点灯装置１では、制御電源回路１４は指令電圧ＶＣ１を可変制御することで制御電圧Ｅ１を可変制御する構成となっているが、他の構成でもよい。例えば、制御電源回路１４は、指令電圧ＶＣ１を一定電圧とし、抵抗Ｒ２，Ｒ３の少なくとも何れか一方の抵抗値を可変制御することで制御電圧Ｅ１を可変制御する構成でもよい。また、制御電源回路１４の出力する制御電圧Ｅ１は、制御回路１２の動作モード（放電灯３を始動する始動モードや、放電灯３を安定点灯させる点灯モード）に基づいて切り替えてもよいし、直流電源回路１０の出力電圧に基づいて切り替えてもよい。

また、制御電源回路１４は、シリーズレギュレータに限るものではなく、スイッチングレギュレータ（switching regulator）で構成してもよい。

なお、上記各実施形態の放電灯点灯装置１において、電源電圧Ｅ０は直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１に比例する。したがって、この電源電圧Ｅ０を制御回路１２の制御電圧Ｅ１や、放電灯３の始動時の駆動電圧Ｅ２として利用するだけではなく、直流電源回路１０の出力電圧Ｖ１の検出や、過電圧の検出に利用してもよい。

上記各実施形態の放電灯点灯装置１は、例えば車両用前照灯などの照明装置に用いることができる。以下、本発明の実施形態に係る照明装置の一例として、車両用前照灯４について図面を用いて説明する。本実施形態の車両用前照灯４は、図１０（ａ）に示すように、上記各実施形態の何れかの放電灯点灯装置１と、放電灯３を装着するソケット３０と、放電灯点灯装置１及びソケット３０を保持する器具本体４０とを備える。放電灯点灯装置１は、ヒューズＦ１及び電源スイッチＳ１を介してバッテリ２と接続されている。したがって、車両用前照灯４は、電源スイッチＳ１のオン／オフを切り替えることで、放電灯３の点灯・消灯を切り替えられるように構成されている。車両用前照灯４は、図１０（ｂ）に示すように、車両５の前部に取り付けられる。

なお、上記各実施形態の放電灯点灯装置１は、その用途は上記の車両用前照灯４には限定されず、例えばルームランプのような車室内用照明装置や、テールランプ、車幅灯、ブレーキランプのような車外灯照明装置に広く用いることができる。勿論、上記各実施形態の放電灯点灯装置１は、車両用以外の一般的な照明用途の照明装置に用いてもよい。

１ 放電灯点灯装置
１０ 直流電源回路
１１ インバータ回路
１２ 制御回路
１３ 始動回路
１４ 制御電源回路（第１駆動電源）
１５ 切替回路
２ バッテリ（直流電源）
３ 放電灯
Ｑ１１，Ｑ１３ ハイサイドのスイッチング素子
Ｃ１１，Ｃ１３ 電源用コンデンサ

Claims (5)

1. 直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力電圧を交番電圧に変換して放電灯に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を受けて高電圧パルスを発生し、前記放電灯を始動させる始動回路と、前記直流電源回路及び前記インバータ回路の各出力を制御する制御回路とを備え、
   前記インバータ回路は、前記放電灯の始動時において、一方の極性の直流電圧を出力する第１期間と、他方の極性の直流電圧又は零電圧を出力する第２期間とを交互に繰り返し、且つ前記第１期間は前記第２期間よりも長く、
   前記インバータ回路は、少なくとも２つ以上のスイッチング素子から成るブリッジ回路と、前記各スイッチング素子をそれぞれ駆動する複数の駆動回路と、前記各スイッチング素子のうちハイサイドの前記スイッチング素子を駆動する前記駆動回路に動作電圧を供給する電源用コンデンサとを備え、
   所定の電圧を出力する第１駆動電源と、少なくとも前記放電灯の始動時において前記第１駆動電源の出力する電圧よりも高い電圧を出力する第２駆動電源と、前記第１駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第１経路と、前記第２駆動電源により前記電源用コンデンサを充電する第２経路とを切り替える切替回路とを有し、
   前記切替回路は、前記放電灯の始動時において、前記第２経路に切り替えることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記第１駆動電源は、前記制御回路の動作電圧である制御電圧を出力する制御電源回路であり、前記第２駆動電源は、前記直流電源回路の出力電圧に比例する電源電圧を出力する回路であり、
   前記切替回路は、前記放電灯の始動時において、前記電源電圧が前記制御電圧よりも高い閾値電圧を超えると、前記第２経路に切り替えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記第１経路は、前記第１駆動電源からダイオードを介して前記各駆動回路及び前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であり、前記第２経路は、前記第２駆動電源から限流抵抗を介して前記各駆動回路及び前記電源用コンデンサに電流を供給する経路であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
4. 前記切替回路は、前記放電灯の点灯時において、前記電源用コンデンサを主として充電する経路を前記第１経路に切り替えることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
5. 請求項１乃至４の何れか１項に記載の放電灯点灯装置と、前記放電灯が装着されるソケットと、前記放電灯点灯装置及び前記ソケットを保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明装置。

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