JP3831983B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特にメタルハライドランプ等のように発光に寄与する封入物が正の電荷を帯びてイオン化する高庄放電灯のための放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高庄放電灯の点灯装置は、一般的に、音響的共鳴現象を回避するために低周波の交流矩形波で点灯させるものであった。ところで、メタルハライドランプ等の高圧放電灯では、発光に寄与する封入物たる正電荷の物質（例えば、ナトリウムイオン等）が管壁に浸透してしまい、特に、自動車のヘッドライト等に用いられる車載用の高圧放電灯においては、周辺に配設される反射板が金属製である場合にランプ寿命（ランプの色温度の経時変化）に大きく影響することになる。このような不具合を防止するものとして、高圧放電灯の周辺に配設される反射板をコンバータ部（後述する）の正電位側の出力端に接続し、高圧放電灯の電極電位との相対的な電位差を負とする方法や、コンバータ部の直流出力電圧自体を負電位とし、高圧放電灯の電極電位を反射板に対して負電位にする方法が提案されている（なお、以下の説明では、特に注記しない場合は高圧放電灯を放電灯と記するものとする。）。
【０００３】
しかしながら、上記前者の方法では、通常車体がバッテリのマイナス側に接続されていることから、反射板とその周辺の車体の各部を絶縁する必要があり、実用上コストが高くなるという欠点があった。
それに対して後者の方法は比較的に容易に実現可能である。図１３はかかる従来の放電灯点灯装置の一例を示しており、直流電圧を出力する電源部（例えば、バッテリ）１と、この電源部１の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部１のグランドレベルに対して負電位の直流電圧を出力するコンバータ部２１と、コンバータ部２１から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部２２と、インバータ部２２から出力される矩形波電圧にて点灯するメタルハライドランプ等の放電灯Ｌａと、始動時に高圧の始動電圧を放電灯Ｌａに印加するイグナイタ部４とを備え、コンバータ部２１の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位とすることで上記不具合を防止している。
【０００４】
上記インバータ部２２は、２組の主スイッチング素子Ｑ1とＱ3，Ｑ2とＱ4の直列回路をコンバータ部２１の出力端間に互いに並列に接続することにより、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を所謂ブリッジ接続して成るブリッジ回路２２ａと、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフ駆動する駆動回路２２ｂとを備え、ブリッジ回路２２ａの出力端Ｔａ−Ｔｂ間に、始動用のイグナイタ部４を介して接続された放電灯Ｌａに矩形波電圧を印加する。
【０００５】
ブリッジ回路２２ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4はＭＯＳＦＥＴから成り、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間には、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ21〜ｎ24及びＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，…が互いに並列に接続されている。なお、一方のスイッチング素子Ｑ12，Ｑ22，…は誤動作防止のためのものである。また、Ｄ11，Ｄ12，…は各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，…の寄生ダイオードである。
【０００６】
駆動回路２２ｂは、パルストランスＰＴ0の１次巻線ｎ11，ｎ12に一対のスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6を直列に接続するとともに、１次巻線ｎ11，ｎ12の中点とスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6の中点を直流電源Ｅを介して接続し、さらに直流電源Ｅの負極をグランドレベルに落として成り、図示しない制御手段によってスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6を交互にオン・オフすることにより、パルストランスＰＴ0を介してブリッジ回路２２ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするものである。すなわち、図１４に示すように、駆動回路２２ｂのスイッチング素子Ｑ5が制御手段によってオンされると、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ21，ｎ24に誘起される電圧によって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間が充電されて主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ41はオン、スイッチング素子Ｑ12，Ｑ42はオフとなる。反対に駆動回路２２ｂのスイッチング素子Ｑ6がオンされると、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ22，ｎ23に誘起される電圧によって主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート・ソース間が充電されて主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ31はオン、スイッチング素子Ｑ22，Ｑ32はオフとなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来構成では、音響的共鳴現象を回避するために通常インバータ部２２の出力矩形波電圧の周波数ｆLを数百Ｈｚ程度に設定する必要があり、このためにインバータ部２２に用いられる高圧のパルストランスＰＴ0が大型化してしまうという問題がある。また、パルストランスＰＴ0の大型化を回避するために、ブリッジ回路２２ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を高周波で駆動しつつ低周波で変調するという駆動方式が提案されているが、パルストランスＰＴ0の１次側に設けられる駆動回路に高周波回路と低周波の変調回路とが必要になり、駆動回路の回路構成及び制御手段による制御が複雑になるという問題がある。なお、電位が異なる回路への情報伝達手段としてフォトカプラなどの光伝達手段がよく使用されているが、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4への制御信号を上記フォトカプラ等の光伝達手段によって伝達しようとすると、車載用高圧放電灯システムのように温度環境の変化が大さな場合、発光素子の電流にかなり余裕をみた設計をする必要があり回路寿命が短くなるという問題がある。
【０００８】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電圧を出力する電源部と、この電源部の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部のグランドレベルに対して負電位の電圧として出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部と、インバータ部から出力される矩形波電圧にて点灯する放電灯と、始動時に高圧の始動電圧を放電灯に印加するイグナイタ部とを備え、インバータ部は、コンバータ部の出力端間にブリッジ接続された４つの主スイッチング素子と、４つの内で少なくとも２つの主スイッチング素子を駆動するために複数の電圧レベルシフト回路を有する駆動手段とを具備し、放電灯のランプ電圧にかかわらず所定の定電流を出力する定電流回路を用いて電圧レベルシフト回路を構成した放電灯点灯装置において、主スイッチング素子がオフする際に主スイッチング素子に蓄積されている電荷を引き抜く引抜回路を備え、この引抜回路は、主スイッチング素子がオフする瞬間に動作し且つ主スイッチング素子のオフしている期間よりも短い期間だけ動作し続けていることを特徴とし、電圧レベルシフト回路にて主スイッチング素子のオン・オフ切換を行うことによってパルストランスを使用する必要がなくなり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れるとともに、始動時や安定点灯時あるいは無負荷時等の各状態におけるランプ電圧が大きく変化するような放電灯に対して、駆動手段に過大な電流が流れるのを防止することができ、さらに、本来オフすべき主スイッチング素子がオンしてしまうという誤動作が防止できる放電灯点灯装置を低コストで提供することができる。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の発明の好適な実施態様であって、定電流で駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１の発明の好適な実施態様であって、パルストランスにて駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は２又は３の発明の好適な実施態様であって、定電流で駆動され、ブリッジ接続された４つの主スイッチング素子の内でローサイドの主スイッチング素子の蓄積電荷を引き抜く引抜回路を備えたことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を説明する前に、本発明と基本的な構成が共通である参考例について説明する。
（参考例１）
図１は本発明の第１の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、基本的な構成は従来例と共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。本参考例は、直流電圧を出力する電源部１と、この電源部１の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部１のグランドレベルに対して負電位の直流電圧を出力するコンバータ部２と、コンバータ部２から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部３と、インバータ部３から出力される矩形波電圧にて点灯するメタルハライドランプ等の放電灯Ｌａと、始動時に高圧の始動電圧を放電灯Ｌａに印加するイグナイタ部４と、コンバータ部２並びにインバータ部３の制御を行う制御部５とを備え、コンバータ部２の高電位側の出力端をグランドレベルに落とすことにより、コンバータ部２の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位としている。なお、コンバータ部２の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位とすることにより、メタルハライドランプ等の高圧放電灯において、発光に寄与する封入物たる正電荷の物質（例えば、ナトリウムイオン等）が管壁に浸透してしまうことが防止できる。なお、電源部１は直流電圧を出力できるものであれば、直流電源や交流電源と整流回路から成るものなどでよく、特に限定されない。
【００１２】
コンバータ部２は電源部１からの直流電源電圧を昇圧するためのパルストランスＰＴ1を備え、メタルハライドランプ等の高圧放電灯から成る放電灯Ｌａを点灯させるに必要な電圧または電力を出力し、放電灯Ｌａを安定点灯させる安定器の機能を有している。上記パルストランスＰＴ1の２次側には出力用の２次巻線ｎ2の他に一対の３次巻線ｎ31，ｎ32が設けてあり、これらの３次巻線ｎ31，ｎ32に誘起される電圧が後述するブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の駆動用電源に利用されている。
【００１３】
インバータ部３は、４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をブリッジ接続して成るブリッジ回路３ａと、ブリッジ回路３ａのローサイドのスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4を駆動するための定電流を作成する定電流回路３ｂとを備えている。なお、ブリッジ回路３ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4は、本参考例におけるＭＯＳＦＥＴ以外にも例えばＩＧＢＴ（Insulated-GateBipolarTransistor）等の種々のスイッチング素子を用いることが可能である。
【００１４】
ブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソース間には、コンバータ部２のパルストランスＰＴ1の３次巻線ｎ31，ｎ32、ダイオードＤ1，Ｄ2、抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4が直列に接続されるとともに、抵抗Ｒ2，Ｒ4と主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソースとに並列に電界コンデンサＣ1，Ｃ2が接続されている。而して、上記３次巻線ｎ31，ｎ32に誘起される電圧で電界コンデンサＣ1，Ｃ2が充電され、電界コンデンサＣ1，Ｃ2の両端電圧の上昇により主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオンするのである。また、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4は、バイポーラトランジスタから成るスイッチング素子Ｑ9，Ｑ10がゲート・ソース間にぞれぞれ並列に接続されるとともに、このスイッチング素子Ｑ9，Ｑ10のベース・エミッタ間にダイオードＤ5，Ｄ8が挿入され、さらに、ブリッジ回路３ａの出力端Ｔａ，Ｔｂとドレインの間にはダイオードＤ3，Ｄ6が挿入されるとともに、ダイオードＤ3，Ｄ6とドレインの接続点は上記電界コンデンサＣ1，Ｃ2の正極側と接続され、且つ各ソースと出力端Ｔａ，Ｔｂの間にダイオードＤ4，Ｄ7が挿入されている。なお、ブリッジ回路３ａの出力端Ｔａ−Ｔｂ間にはチョークコイルＬ0を介してイグナイタ部４及び放電灯Ｌａが接続されている。
【００１５】
一方、定電流回路３ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、ツェナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2、トランジスタＱ7，Ｑ8、並びに抵抗Ｒ5…にて構成される所謂電圧レベルシフト回路を２組備え、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6がオンされたときにトランジスタＱ7，Ｑ8がオンとなって一定電流Ｉｃを流し、トランジスタＱ7，Ｑ8のコレクタに接続された各抵抗Ｒ7，Ｒ10の両端に所定の定電圧を発生させ、この両端電圧をブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の駆動用電源としている。なお、ＶC1は定電流回路３ｂの動作用の補助電源である。
【００１６】
イグナイタ部４は高圧電圧を放電灯Ｌａに印加して絶縁破壊を起こさせ、放電灯Ｌａを起動するものである。一方、インバータ部３からは３００〜４００Ｖ程度の無負荷２次電圧を起動後の放電灯Ｌａに印加しており、起動後のグロー放電から直ちにアーク放電へ移行させるようになっている。
制御部５は、コンバータ部２からの出力電圧が所定レベルとなるように図示しないスイッチング素子等を制御するとともに、上記定電流回路３ｂのスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6をオン・オフすることでインバータ部３のブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にオン・オフのための駆動信号を与えるものである。
【００１７】
次に、本参考例の回路動作について図２を参照しながら説明する。
まず、制御部５により定電流回路３ｂの一方のスイッチング素子Ｑ5がオンとされたとき（図２（ａ）参照）、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ7が飽和領域でオンとなり、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧ＶZ、抵抗Ｒ5の抵抗値及びトランジスタＱ7のベース・エミッタ電圧ＶBEにより下式で決まる定電流Ｉｃが抵抗Ｒ7に流れる。
【００１８】
Ｉｃ＝（ＶZ−ＶBE）／Ｒ5
そして、上記定電流Ｉｃが流れることで抵抗Ｒ7の両端に生じる電圧が、ブリッジ回路３ａのローサイドの一方の主スイッチング素子Ｑ3のゲート・ソース間に印加され（図２（ｇ）参照）、主スイッチング素子Ｑ3がオンとなる。
一方、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5がオフされると（図２（ａ）参照）、トランジスタＱ7がオフとなって上記定電流Ｉｃは流れなくなる。そうすると、ブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3に接続されている駆動用の抵抗Ｒ7には、主スイッチング素子Ｑ3のゲートコンデンサに充電されている電荷がトランジスタＱ9のベース・エミッタを介して流れる。そのため、トランジスタＱ9は急激にオンとなり、主スイッチング素子Ｑ3の上記ゲートコンデンサ電荷を引き抜く働きをする。その結果、主スイッチング素子Ｑ3のゲート・ソース間電圧が急激に低下し、主スイッチング素子Ｑ3がオフする（図２（ｇ）参照）。
【００１９】
また、高周波動作しているコンバータ部２のパルストランスＰＴ1の３次巻線ｎ31に誘起された電圧でコンデンサＣ1が充電され、コンデンサＣ1の両端電圧Ｖｃ1が、ブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1のゲート・ソース間に印加される（図２R>２（ｃ）参照）。具体的には、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3がオフの時にコンデンサＣ1が充電されて主スイッチング素子Ｑ1がオンとなる（図２（ｅ）参照）。そして、主スイッチング素子Ｑ3がオフの時にはコンデンサＣ1の充電電荷が主スイッチング素子Ｑ3→ダイオードＤ4→コンデンサＣ1の経路で放電され、主スイッチング素子Ｑ1はオフする。すなわち、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4がオンすると（図２（ｅ）（ｆ）参照）、直接接続されているハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が直ちにオフとなる動作をする（図２（ｇ）（ｈ）参照）。
【００２０】
以下、同様に制御部５がスイッチング素子Ｑ6をオンとすれば（図２（ｂ）参照）、ブリッジ回路３ａのローサイドの他方の主スイッチング素子Ｑ4がオンとなり、同時にハイサイドの主スイッチング素子Ｑ2がオフとなる。そして、スイッチング素子Ｑ6をオフすると、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ4はオフ、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ2はオンとなり、結局、インバータ部３の出力端Ｔａ−Ｔｂからは交流の矩形波電圧が出力される。
【００２１】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで、発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できると同時に、インバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。なお、本参考例のように放電灯Ｌａにメタルハライドランプのような高圧放電灯を用いている場合、始動時と安定点灯時並びに無負荷時などでランプ電圧が０〜３００Ｖ程度の大きな幅で変化することから、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を駆動する駆動手段に定電流回路３ｂを設けることにより、過電流が流れるのを防止でき、放電灯Ｌａの長寿命化が図れるという利点がある。
【００２２】
（参考例２）
図３は本発明の第２の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、コンバータ部２並びに制御部５の回路構成以外は参考例１とほぼ共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。なお、インバータ部３の出力端Ｔａ−Ｔｂに接続されるイグナイタ部４並びに放電灯Ｌａについては図示を省略している。
【００２３】
本参考例におけるコンバータ部２’は所謂フライバックコンバータであり、フィルタ部６並びにコンデンサＣ3を介して電源部１からの直流電源電圧が入力されている。パルストランス（フライバックトランス）ＰＴ1の１次巻線ｎ1には制御部５’によってオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑ0が接続され、２次巻線ｎ2には整流用のダイオードＤ0を介して平滑コンデンサＣ0が接続されている。
【００２４】
本参考例における制御部５’は、インバータ部３の定電流回路３ｂのスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6の駆動信号を出力する低周波発振回路７と、コンバータ部２’のスイッチング素子Ｑ0をＰＷＭ制御する回路部とを備えている。コンバータ部２’の非接地側の出力端（図における下側の出力端）にはコンバータ部２’の出力電圧（図示しない放電灯のランプ電圧ＶLa）を検出するための分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12が接続されるとともに、接地側の出力端（図における上側の出力端）にはコンバータ部２’の出力電流（図示しない放電灯のランプ電流ＩLa）を検出するための検出抵抗Ｒ13が接続されている。そして、制御部５’において、これら分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12及び検出抵抗Ｒ13で検出された検出値（電圧信号）がオペアンプＩＣ1，ＩＣ2から成る増幅器８1，８2でそれぞれ増幅され、一方の増幅器８2で増幅されたランプ電流ＩLaを示す検出値は、オペアンプＩＣ3を具備して成る誤差増幅器１０の非反転入力端に入力される。一方、増幅器８1で増幅されたランプ電圧ＶLaを示す検出値は演算回路９に入力され、目標値設定回路１１で設定された目標とするランプ電力値との間で除算が行われて目標とするランプ電流値ＩLa0が算出される。そして、この算出されたランプ電流の目標値ＩLa0が誤差増幅器１０の反転入力端に入力されて実際のランプ電流の検出値ＩLaと比較され、両者の誤差分の電圧値が増幅されてコンパレータＩＣ4の非反転入力端に入力される。すなわち、コンパレータＩＣ4の反転入力端には、例えば信号発振器１２から鋸波信号が入力されており、誤差増幅器１０から入力された電圧値をしきい値として、コンパレータＩＣ4からはＰＷＭ信号が出力される。そして、このＰＷＭ信号によって高周波発振器１３のオンデューティを変え、スイッチング素子Ｑ0をオン・オフ制御することで放電灯への電力制御を行っている。
【００２５】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できるると同時に、コンバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。
【００２６】
（参考例３）
図４は本発明の第３の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、基本的な構成は参考例１と共通であるので共通する部分には同一の符号を付して説明は省略し、本参考例の特徴となる部分についてのみ説明する。本参考例は、インバータ部３のブリッジ回路３ａにおける主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を、ハイサイドドライバＩＣと呼ばれる集積回路を用いて駆動するようにした点に特徴がある。なお、本参考例においては、上記ハイサイドドライバＩＣとしてＩＲ社製のＩＲ２１１１（品番）を使用しているが、これと同様の電圧レベルシフト機能を有するものであれば、特に本参考例のものに限定されるものではない。
【００２７】
ここで、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3と、Ｑ2，Ｑ4の各組を駆動する回路構成は共通であるから、一方の主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3の組についてのみ説明し、他方の組については説明を省略する。上記ハイサイドドライバＩＣ（以下、「集積回路」と称する。）１４の７番ピン（出力端子）にはハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1のゲートが接続され、４番ピン（出力端子）にはローサイドの主スイッチング素子Ｑ3のゲートが接続されている。１番ピン（電源端子）には補助電源ＶC2の正極が接続されるとともに、コンデンサＣ4を介して３番ピン（ＣＯＭ端子）が接続されている。また、８番ピン（ＶB端子）と６番ピン（ＶS端子）の間にコンデンサＣ5が接続されるとともに、ダイオードＤ9を介して１番ピンに接続されている。そして、２番ピン（入力端子）に定電流回路３ｂのトランジスタＱ7のコレクタが接続されている。ここで、ダイオードＤ9を介してコンデンサＣ5が充電されるためにコンデンサＣ4よりも電位が高くなる所謂チャージポンプ方式が採用されており、集積回路１４1のハイサイドの電源は、この昇圧されたコンデンサＣ5の両端電圧より得るようになっている。
【００２８】
次に、本参考例の回路動作について図５を参照して説明する。
まず、制御部５により定電流回路３ｂの一方のスイッチング素子Ｑ5がオンとされたとき（図５（ａ）参照）、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ7が飽和領域でオンとなり、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧ＶZ、抵抗Ｒ5の抵抗値及びトランジスタＱ7のベース・エミッタ電圧ＶBEにより下式で決まる定電流Ｉｃが抵抗Ｒ7に流れる。
【００２９】
Ｉｃ＝（ＶZ−ＶBE）／Ｒ5
そして、上記定電流Ｉｃが流れることで抵抗Ｒ7の両端電圧が上昇し、集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＨレベルの信号が入力される。２番ピンがＨレベルになると、集積回路１４1は４番ピン（出力端子）をＨレベル、７番ピン（出力端子）をＬレベルとし、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3をオン、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1をオフとする（図５（ｃ）（ｅ）参照）。
【００３０】
一方、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5がオフされると（図５（ａ）参照）、トランジスタＱ7がオフとなって上記定電流Ｉｃは流れなくなる。そうすると、抵抗Ｒ7の両端電圧が下降し、集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＬレベルの信号が入力される。２番ピンがＬレベルになると、集積回路１４1は４番ピンをＬレベル、７番ピンをＨレベルに反転させ、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3をオフ、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1をオンとする（図５（ｃ）（ｅ）参照）。すなわち、定電流回路３ｂからの定電流Ｉｃの出力の有無に応じて集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＨレベル又はＬレベルの信号が入力され、その入力信号の変化によって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3のオン・オフが切り換えられるのである。
【００３１】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで、発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できると同時に、コンバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。しかも、本参考例ではパルストランスを使用しないため、さらに小型化が可能となる。
【００３２】
（実施形態１）
上記参考例１〜３では、放電灯Ｌａが冷却されている状態から始動する場合（初始動時）のように、放電灯Ｌａに流れるランプ電流が比較的に多くなる条件の下では、インバータ部３の矩形波出力が極性反転する際にコンバータ部２の直流出力電圧が急激に上昇するため、本来オフすべき主スイッチング素子Ｑ1…のゲートに過渡電流が流れてオンするという誤動作を引き起こし、コンバータ部２の出力端間が主スイッチング素子Ｑ1…のブリッジ回路３ａを通して短絡してしまい、回路効率が大幅に低下することがある。
【００３３】
そこで、本実施形態は、インバータ部３の矩形波出力が極性反転する際に、オフさせる主スイッチング素子のゲート電圧が上昇しないようにその蓄積電荷を引き抜く引抜回路を設けることにより、主スイッチング素子の誤動作を防止しようとするものであり、図６に示すような回路構成を有している。なお、本実施形態の基本構成も参考例１とほぼ共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３４】
電源部１に接続されたコンバータ部１５は、パルストランスＰＴ1の１次側に接続されたスイッチング素子Ｑ0を高周波でスイッチングさせることでパルストランスＰＴ1の２次側に昇圧された電圧を励起する、所謂フライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、ダイオードＤ0と平滑コンデンサＣ0にてパルストランスＰＴ1の２次側出力を整流平滑し、正極側（ダイオードＤ0のカソード側）をグランドレベルに落とすことで、次段のインバータ部１６に電源電圧よりも昇圧された負電位の直流電圧を供給している。但し、コンバータ部１５の回路構成はこれに限定されるものではなく、例えば、フォワード型のコンバータや絶縁型チョーク（Ｃｕｋ）回路などでもよい。
【００３５】
インバータ部１６の出力端Ｔａ，ＴｂにはチョークコイルＬ0、イグナイタ部４を介して放電灯Ｌａが接続されている。このイグナイタ部４は、メタルハライドランプのような高圧放電灯である放電灯Ｌａの始動時に高圧パルスを発生するものであり、パルス発生器４ａ、パルストランスＰＴ2、コンデンサＣ5等で構成されている。
【００３６】
一方、インバータ部１６は、参考例１〜３と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１６ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１６ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の電荷を強制的に引き抜く引抜回路とで構成されている。
【００３７】
ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1…のゲート・ソース間には、駆動用の抵抗Ｒ11…、ＭＯＳＦＥＴから成る電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ…、コンデンサＣｘ…が互いに並列に接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ1…のゲートは定電流回路１６ｂを構成するトランジスタＱ11，Ｑ21，Ｑ31，Ｑ41のコレクタに接続されている。上記電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ，Ｑｗのゲートは抵抗Ｒ12…を介して主スイッチング素子Ｑ1…のソースに接続されるとともに、定電流回路１６ｂを構成するトランジスタＱ12，Ｑ22，Ｑ32，Ｑ42のコレクタに接続されている。
【００３８】
一方、定電流回路１６ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄ、ツェナーダイオードＺＤ1〜ＺＤ4、トランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22，Ｑ31，Ｑ32，Ｑ41，Ｑ42、並びに抵抗Ｒａ〜Ｒｄ等にて構成され、図示しない制御部によってスイッチング素子Ｑａ，ＱｂがオンされたときにトランジスタＱ11，Ｑ21，Ｑ31，Ｑ41がオンとなって駆動用抵抗Ｒ11…両端に定電流を流してブリッジ回路１６ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオンさせるとともに、スイッチング素子Ｑｃ，ＱｄがオンされたときにトランジスタＱ12，Ｑ22，Ｑ32，Ｑ42がオンとなって引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｗをオンさせて主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部電荷を引き抜くようになっている。なお、ＶC1は定電流回路１６ｂの動作用の補助電源である。
【００３９】
次に、本実施形態の回路動作について図７を参照して説明する。
まず、制御部（図示せず）により定電流回路１６ｂのスイッチング素子Ｑｂがオンとされると、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ11，Ｑ41がオンとなって（図７（ａ）（ｄ）参照）、ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間に接続された駆動用の抵抗Ｒ11，Ｒ41に定電流が流れ、それにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる。
【００４０】
一方、制御部によってスイッチング素子Ｑｂがオフ、Ｑａがオンとされると、それまでオンしていたトランジスタＱ11，Ｑ41がオフとなり、オフしていたトランジスタＱ21，Ｑ31がオンとなり、その結果、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１６の出力電圧の極性が反転する（図７（ａ）〜（ｄ）参照）。このとき、制御部はスイッチング素子Ｑｄを所定の期間Ｔ0（以下、この期間を「引抜期間」と呼ぶ。）だけオンとすることでトランジスタＱ12，Ｑ42を介して定電流を流し、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に接続されている引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｗをオンとする。これにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｗを介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は確実にオフとなり、上述のように誤ってオンするようなことはない。なお、上記引き抜き期間Ｔ0は、定電流回路１６ｂのオフ時の遅れを考慮してインバータ部１６の半周期（主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周期の半周期）Ｔ1よりも短く、且つ主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の切換（極性反転）後にコンバータ部１５の出力電圧Ｖ0の変動が収束するまでの時間Ｔｘよりも長くなるように設定するのが望ましい（図７参照）。
同様に、制御部によってスイッチング素子Ｑａがオフ、Ｑｂがオンとされる際にトランジスタＱｃが引き抜き期間Ｔ0だけオンされる。これにより、それまでオンしていたトランジスタＱ21，Ｑ31がオフとなり、オフしていたトランジスタＱ11，Ｑ41がオンとなり、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオフ、Ｑ1，Ｑ4がオンとなってインバータ部１６の出力電圧の極性が反転するとともに、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に接続されている引き抜き用のスイッチング素子Ｑｙ，Ｑｚがオンとなる（図７（ａ）〜（ｄ）参照）。その結果、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｙ，Ｑｚを介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフとすることができる。
【００４１】
本実施形態によれば、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間に接続されたスイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｗを主構成要素とする引抜回路を設け、この引抜回路を定電流回路１６ｂからの定電流によって駆動するようにしたため、ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオフする際にゲート部に蓄積されている電荷を上記引抜回路で強制的に引き抜くことができ、本来オフとなるべき主スイッチング素子Ｑ1…がオンとなってブリッジ回路１６ａが短絡してしまうような不具合の発生を防止することができる。
【００４２】
なお、図８に示すように、スイッチング素子Ｑａ（又はＱｂ）をオフする前からスイッチング素子Ｑｃ，Ｑｄをオンとして蓄積電荷の引き抜きを開始するようにすれば、全ての主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が同時にオフとなるデッドタイムＤＴ（図８参照）が形成されるため、ブリッジ回路１６ａにおける短絡をさらに確実に防止することができる。また、ブリッジ回路１６ａのデッドタイムＤＴを比較的に長く採れる場合には、図９に示すように４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の引抜回路を同時に動作させて蓄積電荷を同時に引き抜くようにしてもよい。
【００４３】
（実施形態２）
図１０は本発明の第２の実施形態を示す回路構成図であり、基本的な構成は参考例１並びに実施形態１と共通であるから共通する部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。
本実施形態は、引抜回路をブリッジ回路１６ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にのみ設けるようにして引抜回路を減らし、定電流回路１６ｂの簡素化を図った点に特徴がある。
【００４４】
本実施形態におけるインバータ部１７は、参考例１〜３並びに実施形態１と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１７ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１７ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の電荷を強制的に引き抜く引抜回路とで構成され、４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のうちでローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にのみ上記引抜回路が設けてある。
【００４５】
ブリッジ回路１７ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソース間には、トランジスタＱ101，Ｑ102が接続されている。これらのトランジスタＱ101，Ｑ102のエミッタ・コレクタ間にはダイオードＤ11，Ｄ21が接続されるとともにベース・コレクタ間には抵抗Ｒ11，Ｒ21が接続され、さらにベースが定電流回路１７ｂのトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のコレクタに接続されている。また、ブリッジ回路１７ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のゲート・ソース間には駆動用の抵抗Ｒ31，Ｒ41と電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2が互いに並列に接続されるとともに、主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のゲートが定電流回路１７ｂのトランジスタＴｒ3，Ｔｒ4のコレクタに接続されている。そして、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2のゲート・ソース間にはトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6及び抵抗Ｒｘが互いに並列に接続れるとともに、両スイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2のゲートは定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＨＱのコレクタに接続されている。なお、上記トランジスタＴｒ5，Ｔｒ6のベース・エミッタ間にはダイオードＤ31，Ｄ41が接続されている。
【００４６】
一方、定電流回路１７ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子ＤＱ1〜ＤＱ4、バイポーラトランジスタから成るスイッチング素子ＨＱ、ツェナーダイオードＺＤ1〜ＺＤ4、トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ4等にて構成され、図示しない制御部によってスイッチング素子ＤＱ1〜ＤＱ4がオンされたときにトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ4がオンとなって、ブリッジ回路１７ａの駆動用抵抗Ｒ11，Ｒ21，Ｒ31，Ｒ41に定電流を流してブリッジ回路１７ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンするとともに、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のオン・オフ切換時にスイッチング素子ＨＱが制御部によってオンされてブリッジ回路１７ａのトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6をオンとし、これによってローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4に設けられた引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンさせ、上記主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部電荷を引き抜くようになっている。なお、定電流回路１７ｂは、図示しない補助電源から供給される電源電圧ＶCCにて動作する。
【００４７】
次に、本実施形態の回路動作について説明する。
まず、制御部（図示せず）によって定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4がオンされると、電源電圧ＶCCでバイアスされたトランジスタＴｒ1，Ｔｒ4がオンとなって、ブリッジ回路１７ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に接続されている駆動用の抵抗Ｒ11，Ｒ41に定電流が流れ、それによって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる。
【００４８】
一方、制御部によってスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4がオフ、ＤＱ2，ＤＱ3がオンとされると、それまでオンしていたトランジスタＴｒ1，Ｔｒ4がオフとなり、オフしていたトランジスタＴｒ2，Ｔｒ3がオンとなって、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１７の出力電圧の極性が反転する。このとき、制御部はスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4をオフするとき、あるいはそれより若干先に定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＨＱを所定の引抜期間だけオンとすることでトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6を介して引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンとする。これにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2を介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4を確実にオフすることができる。
【００４９】
同様に、制御部によってスイッチング素子ＤＱ2，ＤＱ3がオフ、ＤＱ1，ＤＱ4がオンとされる際にもスイッチング素子ＨＱがオンされ、トランジスタＴｒ5，Ｔｒ6を介して引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンとすることでスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフすることができる。
上述のように本実施形態によれば、引抜回路によって主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の誤動作が防止できるだけでなく、実施形態１に比較して定電流回路１７ｂの回路構成を簡素化することができ、コストダウンと同時に回路の小型化が図れるという利点がある。
【００５０】
（実施形態３）
図１１は本発明の第３の実施形態を示す回路構成図であり、基本的な構成は実施形態２と共通であるから共通する部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。
本実施形態は、引抜回路を構成するスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するためにパルストランスＰＴ3を具備した引抜駆動回路２０を備えた点に特徴がある。つまり、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4のオン時間は、インバータ部１８ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のオン時間よりも充分に短い時間でよく、高周波用の上記パルストランスＰＴ3を用いて引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動することが可能となり、これにより、定電流回路１８ｂにおける回路構成を簡素化することができる。
【００５１】
本実施形態におけるインバータ部１８は、参考例１〜３並びに実施形態１〜２と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１８ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１８ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の蓄積電荷を引き抜く引抜回路とで構成され、かかる引抜回路が具備する引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するための引抜駆動回路２０を備えている。但し、定電流回路１８ｂは定電流源１９1〜１９4を４組具備しているが、各定電流源１９1〜１９4の構成については実施形態２と同様であるから説明は省略する。
【００５２】
ブリッジ回路１８ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間には、コンデンサＣｎ1〜Ｃｎ4、駆動用の抵抗Ｒｎ1〜Ｒｎ4、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4が互いに並列に接続されるとともに、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲートには定電流回路１８ｂの各定電流源１９1〜１９4が接続されている。すなわち、定電流源１９1〜１９4から供給される定電流が上記駆動用の抵抗Ｒｎ1〜Ｒｎ4に流れることにより、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンすることになる。また、各引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4のゲート・ソース間には、引抜駆動回路２０が具備するパルストランスＰＴ3の２次巻線ｎ21〜ｎ24がそれぞれ接続されている。
【００５３】
引抜駆動回路２０は、直流電源Ｅの両端間にパルストランスＰＴ3の１次巻線ｎ11，ｎ12とスイッチング素子Ｑｓ1，Ｑｓ2の直列回路が互いに並列に接続されてプッシュプル回路が構成され、図示しない制御部によって上記スイッチング素子Ｑｓ1，Ｑｓ2がオンされた場合に、パルストランスＰＴ3の２次巻線ｎ21〜ｎ24に誘起される電圧にて、各引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するものである。
【００５４】
次に、本実施形態の回路動作について図１２を参照して説明する。
まず、制御部（図示せず）により定電流回路１８ｂの定電流源１９1，１９4が駆動されると（図１２（ａ）参照）、ブリッジ回路１８ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間に接続された駆動用の抵抗Ｒｎ1，Ｒｎ4に定電流が流れ、それにより各主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンする。
【００５５】
一方、制御部によって定電流回路１８ｂの定電流源１９1，１９4がオフ、１９2，１９3がオンされると、それまでオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、オフしていた主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１８の出力電圧の極性が反転する（図１２（ｂ）参照）。このとき、制御部は引抜駆動回路２０の片方のスイッチング素子Ｑｓ1を所定の引抜期間Ｔ0だけオンとし（図１２（ｃ）参照）、パルストランスＰＴ3を介して、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部の蓄積電荷をスイッチング素子Ｑｎ1，Ｑｎ4をオンすることで引き抜き、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4を確実にオフさせて誤動作を防止する。
【００５６】
同様に、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3をオンからオフ、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4をオフからオンにして極性反転する際にも、制御部が引抜駆動回路２０の他方のスイッチング素子Ｑｓ2をオンすることで主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート部の蓄積電荷を引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ2，Ｑｎ3を介して引き抜き、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフさせることができる。
【００５７】
本実施形態によれば、ブリッジ回路１８ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部に蓄積された電荷を引き抜くための引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を、引抜駆動回路２０が具備するパルストランスＰＴ3にてオン・オフ駆動するようにしたため、実施形態２の場合に比較して定電流回路１８ｂにおける定電流源１９1…の数を減らして回路構成の簡素化が可能となるという利点を有している。また、本実施形態のように引抜駆動回路２０をプッシュプル構成とすることで、１個のパルストランスＰＴ3によって２組の主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3を交互にオン・オフさせることができ、回路構成も簡単になる等の利点がある。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧を出力する電源部と、この電源部の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部のグランドレベルに対して負電位の電圧として出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部と、インバータ部から出力される矩形波電圧にて点灯する放電灯と、始動時に高圧の始動電圧を放電灯に印加するイグナイタ部とを備え、インバータ部は、コンバータ部の出力端間にブリッジ接続された４つの主スイッチング素子と、４つの内で少なくとも２つの主スイッチング素子を駆動するために複数の電圧レベルシフト回路を有する駆動手段とを具備し、放電灯のランプ電圧にかかわらず所定の定電流を出力する定電流回路を用いて電圧レベルシフト回路を構成した放電灯点灯装置において、主スイッチング素子がオフする際に主スイッチング素子に蓄積されている電荷を引き抜く引抜回路を備え、この引抜回路は、主スイッチング素子がオフする瞬間に動作し且つ主スイッチング素子のオフしている期間よりも短い期間だけ動作し続けているので、電圧レベルシフト回路にて主スイッチング素子のオン・オフ切換を行うことによってパルストランスを使用する必要がなくなり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れる放電灯点灯装置を低コストで提供することができ、また、始動時や安定点灯時あるいは無負荷時等の各状態におけるランプ電圧が大きく変化するような放電灯に対して、駆動手段に過大な電流が流れるのを防止することができ、しかも、本来オフすべき主スイッチング素子がオンしてしまうという誤動作が防止できるという効果がある。
【００５９】
請求項２の発明は、定電流で駆動される引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという特徴がある。
請求項３の発明は、パルストランスにて駆動される引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという効果がある。
請求項４の発明は、定電流で駆動され、ブリッジ接続された４つの主スイッチング素子の内でローサイドの主スイッチング素子の蓄積電荷を引き抜く引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 参考例１を示す回路構成図である。
【図２】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】 参考例２を示す回路構成図である。
【図４】 参考例３を示す回路構成図である。
【図５】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図６】 実施形態１を示す回路構成図である。
【図７】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図８】 同上の他の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図９】 同上のさらに他の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１０】 実施形態２を示す回路構成図である。
【図１１】 実施形態３を示す回路構成図である。
【図１２】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１３】 従来例を示す回路構成図である。
【図１４】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【符号の説明】
１ 電源部
２ コンバータ部
３ インバータ部
３ａ ブリッジ回路
３ｂ 定電流回路
４ イグナイタ部
５ 制御部
Ｌａ 放電灯
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特にメタルハライドランプ等のように発光に寄与する封入物が正の電荷を帯びてイオン化する高庄放電灯のための放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高庄放電灯の点灯装置は、一般的に、音響的共鳴現象を回避するために低周波の交流矩形波で点灯させるものであった。ところで、メタルハライドランプ等の高圧放電灯では、発光に寄与する封入物たる正電荷の物質（例えば、ナトリウムイオン等）が管壁に浸透してしまい、特に、自動車のヘッドライト等に用いられる車載用の高圧放電灯においては、周辺に配設される反射板が金属製である場合にランプ寿命（ランプの色温度の経時変化）に大きく影響することになる。このような不具合を防止するものとして、高圧放電灯の周辺に配設される反射板をコンバータ部（後述する）の正電位側の出力端に接続し、高圧放電灯の電極電位との相対的な電位差を負とする方法や、コンバータ部の直流出力電圧自体を負電位とし、高圧放電灯の電極電位を反射板に対して負電位にする方法が提案されている（なお、以下の説明では、特に注記しない場合は高圧放電灯を放電灯と記するものとする。）。
【０００３】
しかしながら、上記前者の方法では、通常車体がバッテリのマイナス側に接続されていることから、反射板とその周辺の車体の各部を絶縁する必要があり、実用上コストが高くなるという欠点があった。
それに対して後者の方法は比較的に容易に実現可能である。図１３はかかる従来の放電灯点灯装置の一例を示しており、直流電圧を出力する電源部（例えば、バッテリ）１と、この電源部１の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部１のグランドレベルに対して負電位の直流電圧を出力するコンバータ部２１と、コンバータ部２１から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部２２と、インバータ部２２から出力される矩形波電圧にて点灯するメタルハライドランプ等の放電灯Ｌａと、始動時に高圧の始動電圧を放電灯Ｌａに印加するイグナイタ部４とを備え、コンバータ部２１の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位とすることで上記不具合を防止している。
【０００４】
上記インバータ部２２は、２組の主スイッチング素子Ｑ1とＱ3，Ｑ2とＱ4の直列回路をコンバータ部２１の出力端間に互いに並列に接続することにより、４つのスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を所謂ブリッジ接続して成るブリッジ回路２２ａと、各スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフ駆動する駆動回路２２ｂとを備え、ブリッジ回路２２ａの出力端Ｔａ−Ｔｂ間に、始動用のイグナイタ部４を介して接続された放電灯Ｌａに矩形波電圧を印加する。
【０００５】
ブリッジ回路２２ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4はＭＯＳＦＥＴから成り、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間には、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ21〜ｎ24及びＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，…が互いに並列に接続されている。なお、一方のスイッチング素子Ｑ12，Ｑ22，…は誤動作防止のためのものである。また、Ｄ11，Ｄ12，…は各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12，…の寄生ダイオードである。
【０００６】
駆動回路２２ｂは、パルストランスＰＴ0の１次巻線ｎ11，ｎ12に一対のスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6を直列に接続するとともに、１次巻線ｎ11，ｎ12の中点とスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6の中点を直流電源Ｅを介して接続し、さらに直流電源Ｅの負極をグランドレベルに落として成り、図示しない制御手段によってスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6を交互にオン・オフすることにより、パルストランスＰＴ0を介してブリッジ回路２２ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするものである。すなわち、図１４に示すように、駆動回路２２ｂのスイッチング素子Ｑ5が制御手段によってオンされると、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ21，ｎ24に誘起される電圧によって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間が充電されて主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ41はオン、スイッチング素子Ｑ12，Ｑ42はオフとなる。反対に駆動回路２２ｂのスイッチング素子Ｑ6がオンされると、パルストランスＰＴ0の２次巻線ｎ22，ｎ23に誘起される電圧によって主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート・ソース間が充電されて主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオンする。このとき、スイッチング素子Ｑ21，Ｑ31はオン、スイッチング素子Ｑ22，Ｑ32はオフとなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来構成では、音響的共鳴現象を回避するために通常インバータ部２２の出力矩形波電圧の周波数ｆLを数百Ｈｚ程度に設定する必要があり、このためにインバータ部２２に用いられる高圧のパルストランスＰＴ0が大型化してしまうという問題がある。また、パルストランスＰＴ0の大型化を回避するために、ブリッジ回路２２ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を高周波で駆動しつつ低周波で変調するという駆動方式が提案されているが、パルストランスＰＴ0の１次側に設けられる駆動回路に高周波回路と低周波の変調回路とが必要になり、駆動回路の回路構成及び制御手段による制御が複雑になるという問題がある。なお、電位が異なる回路への情報伝達手段としてフォトカプラなどの光伝達手段がよく使用されているが、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4への制御信号を上記フォトカプラ等の光伝達手段によって伝達しようとすると、車載用高圧放電灯システムのように温度環境の変化が大さな場合、発光素子の電流にかなり余裕をみた設計をする必要があり回路寿命が短くなるという問題がある。
【０００８】
本発明は上記問題点の解決を目的とするものであり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れる放電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電圧を出力する電源部と、この電源部の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部のグランドレベルに対して負電位の電圧として出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部と、インバータ部から出力される矩形波電圧にて点灯する放電灯と、始動時に高圧の始動電圧を放電灯に印加するイグナイタ部とを備え、インバータ部は、コンバータ部の出力端間にブリッジ接続された４つの主スイッチング素子と、４つの内で少なくとも２つの主スイッチング素子を駆動するために複数の電圧レベルシフト回路を有する駆動手段とを具備し、放電灯のランプ電圧にかかわらず所定の定電流を出力する定電流回路を用いて電圧レベルシフト回路を構成した放電灯点灯装置において、主スイッチング素子がオフする際に主スイッチング素子に蓄積されている電荷を引き抜く引抜回路を備え、この引抜回路は、主スイッチング素子がオフする瞬間に動作し且つ主スイッチング素子のオフしている期間よりも短い期間だけ動作し続けていることを特徴とし、電圧レベルシフト回路にて主スイッチング素子のオン・オフ切換を行うことによってパルストランスを使用する必要がなくなり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れるとともに、始動時や安定点灯時あるいは無負荷時等の各状態におけるランプ電圧が大きく変化するような放電灯に対して、駆動手段に過大な電流が流れるのを防止することができ、さらに、本来オフすべき主スイッチング素子がオンしてしまうという誤動作が防止できる放電灯点灯装置を低コストで提供することができる。
【００１０】
請求項２の発明は、請求項１の発明の好適な実施態様であって、定電流で駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする。
請求項３の発明は、請求項１の発明の好適な実施態様であって、パルストランスにて駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする。
請求項４の発明は、請求項１又は２又は３の発明の好適な実施態様であって、定電流で駆動され、ブリッジ接続された４つの主スイッチング素子の内でローサイドの主スイッチング素子の蓄積電荷を引き抜く引抜回路を備えたことを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を説明する前に、本発明と基本的な構成が共通である参考例について説明する。
（参考例１）
図１は本発明の第１の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、基本的な構成は従来例と共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。本参考例は、直流電圧を出力する電源部１と、この電源部１の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部１のグランドレベルに対して負電位の直流電圧を出力するコンバータ部２と、コンバータ部２から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部３と、インバータ部３から出力される矩形波電圧にて点灯するメタルハライドランプ等の放電灯Ｌａと、始動時に高圧の始動電圧を放電灯Ｌａに印加するイグナイタ部４と、コンバータ部２並びにインバータ部３の制御を行う制御部５とを備え、コンバータ部２の高電位側の出力端をグランドレベルに落とすことにより、コンバータ部２の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位としている。なお、コンバータ部２の出力電圧を電源部１のグランドレベルに対して負電位とすることにより、メタルハライドランプ等の高圧放電灯において、発光に寄与する封入物たる正電荷の物質（例えば、ナトリウムイオン等）が管壁に浸透してしまうことが防止できる。なお、電源部１は直流電圧を出力できるものであれば、直流電源や交流電源と整流回路から成るものなどでよく、特に限定されない。
【００１２】
コンバータ部２は電源部１からの直流電源電圧を昇圧するためのパルストランスＰＴ1を備え、メタルハライドランプ等の高圧放電灯から成る放電灯Ｌａを点灯させるに必要な電圧または電力を出力し、放電灯Ｌａを安定点灯させる安定器の機能を有している。上記パルストランスＰＴ1の２次側には出力用の２次巻線ｎ2の他に一対の３次巻線ｎ31，ｎ32が設けてあり、これらの３次巻線ｎ31，ｎ32に誘起される電圧が後述するブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の駆動用電源に利用されている。
【００１３】
インバータ部３は、４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をブリッジ接続して成るブリッジ回路３ａと、ブリッジ回路３ａのローサイドのスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4を駆動するための定電流を作成する定電流回路３ｂとを備えている。なお、ブリッジ回路３ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4は、本参考例におけるＭＯＳＦＥＴ以外にも例えばＩＧＢＴ（Insulated-GateBipolarTransistor）等の種々のスイッチング素子を用いることが可能である。
【００１４】
ブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソース間には、コンバータ部２のパルストランスＰＴ1の３次巻線ｎ31，ｎ32、ダイオードＤ1，Ｄ2、抵抗Ｒ1，Ｒ2，Ｒ3，Ｒ4が直列に接続されるとともに、抵抗Ｒ2，Ｒ4と主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソースとに並列に電界コンデンサＣ1，Ｃ2が接続されている。而して、上記３次巻線ｎ31，ｎ32に誘起される電圧で電界コンデンサＣ1，Ｃ2が充電され、電界コンデンサＣ1，Ｃ2の両端電圧の上昇により主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオンするのである。また、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4は、バイポーラトランジスタから成るスイッチング素子Ｑ9，Ｑ10がゲート・ソース間にぞれぞれ並列に接続されるとともに、このスイッチング素子Ｑ9，Ｑ10のベース・エミッタ間にダイオードＤ5，Ｄ8が挿入され、さらに、ブリッジ回路３ａの出力端Ｔａ，Ｔｂとドレインの間にはダイオードＤ3，Ｄ6が挿入されるとともに、ダイオードＤ3，Ｄ6とドレインの接続点は上記電界コンデンサＣ1，Ｃ2の正極側と接続され、且つ各ソースと出力端Ｔａ，Ｔｂの間にダイオードＤ4，Ｄ7が挿入されている。なお、ブリッジ回路３ａの出力端Ｔａ−Ｔｂ間にはチョークコイルＬ0を介してイグナイタ部４及び放電灯Ｌａが接続されている。
【００１５】
一方、定電流回路３ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6、ツェナーダイオードＺＤ1，ＺＤ2、トランジスタＱ7，Ｑ8、並びに抵抗Ｒ5…にて構成される所謂電圧レベルシフト回路を２組備え、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6がオンされたときにトランジスタＱ7，Ｑ8がオンとなって一定電流Ｉｃを流し、トランジスタＱ7，Ｑ8のコレクタに接続された各抵抗Ｒ7，Ｒ10の両端に所定の定電圧を発生させ、この両端電圧をブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の駆動用電源としている。なお、ＶC1は定電流回路３ｂの動作用の補助電源である。
【００１６】
イグナイタ部４は高圧電圧を放電灯Ｌａに印加して絶縁破壊を起こさせ、放電灯Ｌａを起動するものである。一方、インバータ部３からは３００〜４００Ｖ程度の無負荷２次電圧を起動後の放電灯Ｌａに印加しており、起動後のグロー放電から直ちにアーク放電へ移行させるようになっている。
制御部５は、コンバータ部２からの出力電圧が所定レベルとなるように図示しないスイッチング素子等を制御するとともに、上記定電流回路３ｂのスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6をオン・オフすることでインバータ部３のブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にオン・オフのための駆動信号を与えるものである。
【００１７】
次に、本参考例の回路動作について図２を参照しながら説明する。
まず、制御部５により定電流回路３ｂの一方のスイッチング素子Ｑ5がオンとされたとき（図２（ａ）参照）、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ7が飽和領域でオンとなり、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧ＶZ、抵抗Ｒ5の抵抗値及びトランジスタＱ7のベース・エミッタ電圧ＶBEにより下式で決まる定電流Ｉｃが抵抗Ｒ7に流れる。
【００１８】
Ｉｃ＝（ＶZ−ＶBE）／Ｒ5
そして、上記定電流Ｉｃが流れることで抵抗Ｒ7の両端に生じる電圧が、ブリッジ回路３ａのローサイドの一方の主スイッチング素子Ｑ3のゲート・ソース間に印加され（図２（ｇ）参照）、主スイッチング素子Ｑ3がオンとなる。
一方、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5がオフされると（図２（ａ）参照）、トランジスタＱ7がオフとなって上記定電流Ｉｃは流れなくなる。そうすると、ブリッジ回路３ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3に接続されている駆動用の抵抗Ｒ7には、主スイッチング素子Ｑ3のゲートコンデンサに充電されている電荷がトランジスタＱ9のベース・エミッタを介して流れる。そのため、トランジスタＱ9は急激にオンとなり、主スイッチング素子Ｑ3の上記ゲートコンデンサ電荷を引き抜く働きをする。その結果、主スイッチング素子Ｑ3のゲート・ソース間電圧が急激に低下し、主スイッチング素子Ｑ3がオフする（図２（ｇ）参照）。
【００１９】
また、高周波動作しているコンバータ部２のパルストランスＰＴ1の３次巻線ｎ31に誘起された電圧でコンデンサＣ1が充電され、コンデンサＣ1の両端電圧Ｖｃ1が、ブリッジ回路３ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1のゲート・ソース間に印加される（図２R>２（ｃ）参照）。具体的には、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3がオフの時にコンデンサＣ1が充電されて主スイッチング素子Ｑ1がオンとなる（図２（ｅ）参照）。そして、主スイッチング素子Ｑ3がオフの時にはコンデンサＣ1の充電電荷が主スイッチング素子Ｑ3→ダイオードＤ4→コンデンサＣ1の経路で放電され、主スイッチング素子Ｑ1はオフする。すなわち、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4がオンすると（図２（ｅ）（ｆ）参照）、直接接続されているハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が直ちにオフとなる動作をする（図２（ｇ）（ｈ）参照）。
【００２０】
以下、同様に制御部５がスイッチング素子Ｑ6をオンとすれば（図２（ｂ）参照）、ブリッジ回路３ａのローサイドの他方の主スイッチング素子Ｑ4がオンとなり、同時にハイサイドの主スイッチング素子Ｑ2がオフとなる。そして、スイッチング素子Ｑ6をオフすると、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ4はオフ、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ2はオンとなり、結局、インバータ部３の出力端Ｔａ−Ｔｂからは交流の矩形波電圧が出力される。
【００２１】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで、発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できると同時に、インバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。なお、本参考例のように放電灯Ｌａにメタルハライドランプのような高圧放電灯を用いている場合、始動時と安定点灯時並びに無負荷時などでランプ電圧が０〜３００Ｖ程度の大きな幅で変化することから、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を駆動する駆動手段に定電流回路３ｂを設けることにより、過電流が流れるのを防止でき、放電灯Ｌａの長寿命化が図れるという利点がある。
【００２２】
（参考例２）
図３は本発明の第２の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、コンバータ部２並びに制御部５の回路構成以外は参考例１とほぼ共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。なお、インバータ部３の出力端Ｔａ−Ｔｂに接続されるイグナイタ部４並びに放電灯Ｌａについては図示を省略している。
【００２３】
本参考例におけるコンバータ部２’は所謂フライバックコンバータであり、フィルタ部６並びにコンデンサＣ3を介して電源部１からの直流電源電圧が入力されている。パルストランス（フライバックトランス）ＰＴ1の１次巻線ｎ1には制御部５’によってオン・オフ制御されるスイッチング素子Ｑ0が接続され、２次巻線ｎ2には整流用のダイオードＤ0を介して平滑コンデンサＣ0が接続されている。
【００２４】
本参考例における制御部５’は、インバータ部３の定電流回路３ｂのスイッチング素子Ｑ5，Ｑ6の駆動信号を出力する低周波発振回路７と、コンバータ部２’のスイッチング素子Ｑ0をＰＷＭ制御する回路部とを備えている。コンバータ部２’の非接地側の出力端（図における下側の出力端）にはコンバータ部２’の出力電圧（図示しない放電灯のランプ電圧ＶLa）を検出するための分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12が接続されるとともに、接地側の出力端（図における上側の出力端）にはコンバータ部２’の出力電流（図示しない放電灯のランプ電流ＩLa）を検出するための検出抵抗Ｒ13が接続されている。そして、制御部５’において、これら分圧抵抗Ｒ11，Ｒ12及び検出抵抗Ｒ13で検出された検出値（電圧信号）がオペアンプＩＣ1，ＩＣ2から成る増幅器８1，８2でそれぞれ増幅され、一方の増幅器８2で増幅されたランプ電流ＩLaを示す検出値は、オペアンプＩＣ3を具備して成る誤差増幅器１０の非反転入力端に入力される。一方、増幅器８1で増幅されたランプ電圧ＶLaを示す検出値は演算回路９に入力され、目標値設定回路１１で設定された目標とするランプ電力値との間で除算が行われて目標とするランプ電流値ＩLa0が算出される。そして、この算出されたランプ電流の目標値ＩLa0が誤差増幅器１０の反転入力端に入力されて実際のランプ電流の検出値ＩLaと比較され、両者の誤差分の電圧値が増幅されてコンパレータＩＣ4の非反転入力端に入力される。すなわち、コンパレータＩＣ4の反転入力端には、例えば信号発振器１２から鋸波信号が入力されており、誤差増幅器１０から入力された電圧値をしきい値として、コンパレータＩＣ4からはＰＷＭ信号が出力される。そして、このＰＷＭ信号によって高周波発振器１３のオンデューティを変え、スイッチング素子Ｑ0をオン・オフ制御することで放電灯への電力制御を行っている。
【００２５】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できるると同時に、コンバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。
【００２６】
（参考例３）
図４は本発明の第３の参考例を示す一部省略した回路構成図であり、基本的な構成は参考例１と共通であるので共通する部分には同一の符号を付して説明は省略し、本参考例の特徴となる部分についてのみ説明する。本参考例は、インバータ部３のブリッジ回路３ａにおける主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を、ハイサイドドライバＩＣと呼ばれる集積回路を用いて駆動するようにした点に特徴がある。なお、本参考例においては、上記ハイサイドドライバＩＣとしてＩＲ社製のＩＲ２１１１（品番）を使用しているが、これと同様の電圧レベルシフト機能を有するものであれば、特に本参考例のものに限定されるものではない。
【００２７】
ここで、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3と、Ｑ2，Ｑ4の各組を駆動する回路構成は共通であるから、一方の主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3の組についてのみ説明し、他方の組については説明を省略する。上記ハイサイドドライバＩＣ（以下、「集積回路」と称する。）１４の７番ピン（出力端子）にはハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1のゲートが接続され、４番ピン（出力端子）にはローサイドの主スイッチング素子Ｑ3のゲートが接続されている。１番ピン（電源端子）には補助電源ＶC2の正極が接続されるとともに、コンデンサＣ4を介して３番ピン（ＣＯＭ端子）が接続されている。また、８番ピン（ＶB端子）と６番ピン（ＶS端子）の間にコンデンサＣ5が接続されるとともに、ダイオードＤ9を介して１番ピンに接続されている。そして、２番ピン（入力端子）に定電流回路３ｂのトランジスタＱ7のコレクタが接続されている。ここで、ダイオードＤ9を介してコンデンサＣ5が充電されるためにコンデンサＣ4よりも電位が高くなる所謂チャージポンプ方式が採用されており、集積回路１４1のハイサイドの電源は、この昇圧されたコンデンサＣ5の両端電圧より得るようになっている。
【００２８】
次に、本参考例の回路動作について図５を参照して説明する。
まず、制御部５により定電流回路３ｂの一方のスイッチング素子Ｑ5がオンとされたとき（図５（ａ）参照）、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ7が飽和領域でオンとなり、ツェナーダイオードＺＤ1のツェナー電圧ＶZ、抵抗Ｒ5の抵抗値及びトランジスタＱ7のベース・エミッタ電圧ＶBEにより下式で決まる定電流Ｉｃが抵抗Ｒ7に流れる。
【００２９】
Ｉｃ＝（ＶZ−ＶBE）／Ｒ5
そして、上記定電流Ｉｃが流れることで抵抗Ｒ7の両端電圧が上昇し、集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＨレベルの信号が入力される。２番ピンがＨレベルになると、集積回路１４1は４番ピン（出力端子）をＨレベル、７番ピン（出力端子）をＬレベルとし、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3をオン、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1をオフとする（図５（ｃ）（ｅ）参照）。
【００３０】
一方、制御部５によってスイッチング素子Ｑ5がオフされると（図５（ａ）参照）、トランジスタＱ7がオフとなって上記定電流Ｉｃは流れなくなる。そうすると、抵抗Ｒ7の両端電圧が下降し、集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＬレベルの信号が入力される。２番ピンがＬレベルになると、集積回路１４1は４番ピンをＬレベル、７番ピンをＨレベルに反転させ、ローサイドの主スイッチング素子Ｑ3をオフ、ハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1をオンとする（図５（ｃ）（ｅ）参照）。すなわち、定電流回路３ｂからの定電流Ｉｃの出力の有無に応じて集積回路１４1の２番ピン（入力端子）にＨレベル又はＬレベルの信号が入力され、その入力信号の変化によって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ3のオン・オフが切り換えられるのである。
【００３１】
上述のように本参考例によれば、コンバータ部２の出力を負電位とすることで、発光に寄与する正電荷を有する物質の放電灯Ｌａの管壁への浸透が防止できると同時に、コンバータ部３の主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオン・オフするための駆動信号を電圧レベルシフト回路による定電流で各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に伝達するようにしたため、比較的に簡単な回路構成で、しかも小型な放電灯点灯装置を提供することができる。しかも、本参考例ではパルストランスを使用しないため、さらに小型化が可能となる。
【００３２】
（実施形態１）
上記参考例１〜３では、放電灯Ｌａが冷却されている状態から始動する場合（初始動時）のように、放電灯Ｌａに流れるランプ電流が比較的に多くなる条件の下では、インバータ部３の矩形波出力が極性反転する際にコンバータ部２の直流出力電圧が急激に上昇するため、本来オフすべき主スイッチング素子Ｑ1…のゲートに過渡電流が流れてオンするという誤動作を引き起こし、コンバータ部２の出力端間が主スイッチング素子Ｑ1…のブリッジ回路３ａを通して短絡してしまい、回路効率が大幅に低下することがある。
【００３３】
そこで、本実施形態は、インバータ部３の矩形波出力が極性反転する際に、オフさせる主スイッチング素子のゲート電圧が上昇しないようにその蓄積電荷を引き抜く引抜回路を設けることにより、主スイッチング素子の誤動作を防止しようとするものであり、図６に示すような回路構成を有している。なお、本実施形態の基本構成も参考例１とほぼ共通であるから、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３４】
電源部１に接続されたコンバータ部１５は、パルストランスＰＴ1の１次側に接続されたスイッチング素子Ｑ0を高周波でスイッチングさせることでパルストランスＰＴ1の２次側に昇圧された電圧を励起する、所謂フライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、ダイオードＤ0と平滑コンデンサＣ0にてパルストランスＰＴ1の２次側出力を整流平滑し、正極側（ダイオードＤ0のカソード側）をグランドレベルに落とすことで、次段のインバータ部１６に電源電圧よりも昇圧された負電位の直流電圧を供給している。但し、コンバータ部１５の回路構成はこれに限定されるものではなく、例えば、フォワード型のコンバータや絶縁型チョーク（Ｃｕｋ）回路などでもよい。
【００３５】
インバータ部１６の出力端Ｔａ，ＴｂにはチョークコイルＬ0、イグナイタ部４を介して放電灯Ｌａが接続されている。このイグナイタ部４は、メタルハライドランプのような高圧放電灯である放電灯Ｌａの始動時に高圧パルスを発生するものであり、パルス発生器４ａ、パルストランスＰＴ2、コンデンサＣ5等で構成されている。
【００３６】
一方、インバータ部１６は、参考例１〜３と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１６ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１６ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の電荷を強制的に引き抜く引抜回路とで構成されている。
【００３７】
ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1…のゲート・ソース間には、駆動用の抵抗Ｒ11…、ＭＯＳＦＥＴから成る電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ…、コンデンサＣｘ…が互いに並列に接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ1…のゲートは定電流回路１６ｂを構成するトランジスタＱ11，Ｑ21，Ｑ31，Ｑ41のコレクタに接続されている。上記電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ，Ｑｗのゲートは抵抗Ｒ12…を介して主スイッチング素子Ｑ1…のソースに接続されるとともに、定電流回路１６ｂを構成するトランジスタＱ12，Ｑ22，Ｑ32，Ｑ42のコレクタに接続されている。
【００３８】
一方、定電流回路１６ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑａ〜Ｑｄ、ツェナーダイオードＺＤ1〜ＺＤ4、トランジスタＱ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22，Ｑ31，Ｑ32，Ｑ41，Ｑ42、並びに抵抗Ｒａ〜Ｒｄ等にて構成され、図示しない制御部によってスイッチング素子Ｑａ，ＱｂがオンされたときにトランジスタＱ11，Ｑ21，Ｑ31，Ｑ41がオンとなって駆動用抵抗Ｒ11…両端に定電流を流してブリッジ回路１６ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオンさせるとともに、スイッチング素子Ｑｃ，ＱｄがオンされたときにトランジスタＱ12，Ｑ22，Ｑ32，Ｑ42がオンとなって引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｗをオンさせて主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部電荷を引き抜くようになっている。なお、ＶC1は定電流回路１６ｂの動作用の補助電源である。
【００３９】
次に、本実施形態の回路動作について図７を参照して説明する。
まず、制御部（図示せず）により定電流回路１６ｂのスイッチング素子Ｑｂがオンとされると、補助電源ＶC1によってバイアスされたトランジスタＱ11，Ｑ41がオンとなって（図７（ａ）（ｄ）参照）、ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間に接続された駆動用の抵抗Ｒ11，Ｒ41に定電流が流れ、それにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる。
【００４０】
一方、制御部によってスイッチング素子Ｑｂがオフ、Ｑａがオンとされると、それまでオンしていたトランジスタＱ11，Ｑ41がオフとなり、オフしていたトランジスタＱ21，Ｑ31がオンとなり、その結果、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１６の出力電圧の極性が反転する（図７（ａ）〜（ｄ）参照）。このとき、制御部はスイッチング素子Ｑｄを所定の期間Ｔ0（以下、この期間を「引抜期間」と呼ぶ。）だけオンとすることでトランジスタＱ12，Ｑ42を介して定電流を流し、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に接続されている引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｗをオンとする。これにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｗを介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4は確実にオフとなり、上述のように誤ってオンするようなことはない。なお、上記引き抜き期間Ｔ0は、定電流回路１６ｂのオフ時の遅れを考慮してインバータ部１６の半周期（主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のスイッチング周期の半周期）Ｔ1よりも短く、且つ主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の切換（極性反転）後にコンバータ部１５の出力電圧Ｖ0の変動が収束するまでの時間Ｔｘよりも長くなるように設定するのが望ましい（図７参照）。
同様に、制御部によってスイッチング素子Ｑａがオフ、Ｑｂがオンとされる際にトランジスタＱｃが引き抜き期間Ｔ0だけオンされる。これにより、それまでオンしていたトランジスタＱ21，Ｑ31がオフとなり、オフしていたトランジスタＱ11，Ｑ41がオンとなり、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオフ、Ｑ1，Ｑ4がオンとなってインバータ部１６の出力電圧の極性が反転するとともに、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3に接続されている引き抜き用のスイッチング素子Ｑｙ，Ｑｚがオンとなる（図７（ａ）〜（ｄ）参照）。その結果、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｙ，Ｑｚを介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフとすることができる。
【００４１】
本実施形態によれば、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間に接続されたスイッチング素子Ｑｘ〜Ｑｗを主構成要素とする引抜回路を設け、この引抜回路を定電流回路１６ｂからの定電流によって駆動するようにしたため、ブリッジ回路１６ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4をオフする際にゲート部に蓄積されている電荷を上記引抜回路で強制的に引き抜くことができ、本来オフとなるべき主スイッチング素子Ｑ1…がオンとなってブリッジ回路１６ａが短絡してしまうような不具合の発生を防止することができる。
【００４２】
なお、図８に示すように、スイッチング素子Ｑａ（又はＱｂ）をオフする前からスイッチング素子Ｑｃ，Ｑｄをオンとして蓄積電荷の引き抜きを開始するようにすれば、全ての主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4が同時にオフとなるデッドタイムＤＴ（図８参照）が形成されるため、ブリッジ回路１６ａにおける短絡をさらに確実に防止することができる。また、ブリッジ回路１６ａのデッドタイムＤＴを比較的に長く採れる場合には、図９に示すように４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の引抜回路を同時に動作させて蓄積電荷を同時に引き抜くようにしてもよい。
【００４３】
（実施形態２）
図１０は本発明の第２の実施形態を示す回路構成図であり、基本的な構成は参考例１並びに実施形態１と共通であるから共通する部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。
本実施形態は、引抜回路をブリッジ回路１６ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にのみ設けるようにして引抜回路を減らし、定電流回路１６ｂの簡素化を図った点に特徴がある。
【００４４】
本実施形態におけるインバータ部１７は、参考例１〜３並びに実施形態１と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１７ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１７ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の電荷を強制的に引き抜く引抜回路とで構成され、４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のうちでローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4にのみ上記引抜回路が設けてある。
【００４５】
ブリッジ回路１７ａのハイサイドの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲート・ソース間には、トランジスタＱ101，Ｑ102が接続されている。これらのトランジスタＱ101，Ｑ102のエミッタ・コレクタ間にはダイオードＤ11，Ｄ21が接続されるとともにベース・コレクタ間には抵抗Ｒ11，Ｒ21が接続され、さらにベースが定電流回路１７ｂのトランジスタＴｒ1，Ｔｒ2のコレクタに接続されている。また、ブリッジ回路１７ａのローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のゲート・ソース間には駆動用の抵抗Ｒ31，Ｒ41と電荷引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2が互いに並列に接続されるとともに、主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のゲートが定電流回路１７ｂのトランジスタＴｒ3，Ｔｒ4のコレクタに接続されている。そして、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2のゲート・ソース間にはトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6及び抵抗Ｒｘが互いに並列に接続れるとともに、両スイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2のゲートは定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＨＱのコレクタに接続されている。なお、上記トランジスタＴｒ5，Ｔｒ6のベース・エミッタ間にはダイオードＤ31，Ｄ41が接続されている。
【００４６】
一方、定電流回路１７ｂは、ＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子ＤＱ1〜ＤＱ4、バイポーラトランジスタから成るスイッチング素子ＨＱ、ツェナーダイオードＺＤ1〜ＺＤ4、トランジスタＴｒ1〜Ｔｒ4等にて構成され、図示しない制御部によってスイッチング素子ＤＱ1〜ＤＱ4がオンされたときにトランジスタＴｒ1〜Ｔｒ4がオンとなって、ブリッジ回路１７ａの駆動用抵抗Ｒ11，Ｒ21，Ｒ31，Ｒ41に定電流を流してブリッジ回路１７ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンするとともに、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のオン・オフ切換時にスイッチング素子ＨＱが制御部によってオンされてブリッジ回路１７ａのトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6をオンとし、これによってローサイドの主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4に設けられた引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンさせ、上記主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部電荷を引き抜くようになっている。なお、定電流回路１７ｂは、図示しない補助電源から供給される電源電圧ＶCCにて動作する。
【００４７】
次に、本実施形態の回路動作について説明する。
まず、制御部（図示せず）によって定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4がオンされると、電源電圧ＶCCでバイアスされたトランジスタＴｒ1，Ｔｒ4がオンとなって、ブリッジ回路１７ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4に接続されている駆動用の抵抗Ｒ11，Ｒ41に定電流が流れ、それによって主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンとなる。
【００４８】
一方、制御部によってスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4がオフ、ＤＱ2，ＤＱ3がオンとされると、それまでオンしていたトランジスタＴｒ1，Ｔｒ4がオフとなり、オフしていたトランジスタＴｒ2，Ｔｒ3がオンとなって、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１７の出力電圧の極性が反転する。このとき、制御部はスイッチング素子ＤＱ1，ＤＱ4をオフするとき、あるいはそれより若干先に定電流回路１７ｂのスイッチング素子ＨＱを所定の引抜期間だけオンとすることでトランジスタＴｒ5，Ｔｒ6を介して引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンとする。これにより、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部に蓄積されている電荷が上記引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2を介して引き抜かれるため、上記主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4を確実にオフすることができる。
【００４９】
同様に、制御部によってスイッチング素子ＤＱ2，ＤＱ3がオフ、ＤＱ1，ＤＱ4がオンとされる際にもスイッチング素子ＨＱがオンされ、トランジスタＴｒ5，Ｔｒ6を介して引き抜き用のスイッチング素子Ｑｆ1，Ｑｆ2をオンとすることでスイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフすることができる。
上述のように本実施形態によれば、引抜回路によって主スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4の誤動作が防止できるだけでなく、実施形態１に比較して定電流回路１７ｂの回路構成を簡素化することができ、コストダウンと同時に回路の小型化が図れるという利点がある。
【００５０】
（実施形態３）
図１１は本発明の第３の実施形態を示す回路構成図であり、基本的な構成は実施形態２と共通であるから共通する部分については同一の符号を付して説明は省略し、本実施形態の特徴となる部分についてのみ説明する。
本実施形態は、引抜回路を構成するスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するためにパルストランスＰＴ3を具備した引抜駆動回路２０を備えた点に特徴がある。つまり、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4のオン時間は、インバータ部１８ａの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のオン時間よりも充分に短い時間でよく、高周波用の上記パルストランスＰＴ3を用いて引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動することが可能となり、これにより、定電流回路１８ｂにおける回路構成を簡素化することができる。
【００５１】
本実施形態におけるインバータ部１８は、参考例１〜３並びに実施形態１〜２と同様に４つの主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がブリッジ接続されたブリッジ回路１８ａと、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4に対して定電流による駆動信号を出力する定電流回路１８ｂと、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンからオフに反転する際にゲート部の蓄積電荷を引き抜く引抜回路とで構成され、かかる引抜回路が具備する引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するための引抜駆動回路２０を備えている。但し、定電流回路１８ｂは定電流源１９1〜１９4を４組具備しているが、各定電流源１９1〜１９4の構成については実施形態２と同様であるから説明は省略する。
【００５２】
ブリッジ回路１８ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート・ソース間には、コンデンサＣｎ1〜Ｃｎ4、駆動用の抵抗Ｒｎ1〜Ｒｎ4、引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4が互いに並列に接続されるとともに、主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲートには定電流回路１８ｂの各定電流源１９1〜１９4が接続されている。すなわち、定電流源１９1〜１９4から供給される定電流が上記駆動用の抵抗Ｒｎ1〜Ｒｎ4に流れることにより、各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4がオンすることになる。また、各引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4のゲート・ソース間には、引抜駆動回路２０が具備するパルストランスＰＴ3の２次巻線ｎ21〜ｎ24がそれぞれ接続されている。
【００５３】
引抜駆動回路２０は、直流電源Ｅの両端間にパルストランスＰＴ3の１次巻線ｎ11，ｎ12とスイッチング素子Ｑｓ1，Ｑｓ2の直列回路が互いに並列に接続されてプッシュプル回路が構成され、図示しない制御部によって上記スイッチング素子Ｑｓ1，Ｑｓ2がオンされた場合に、パルストランスＰＴ3の２次巻線ｎ21〜ｎ24に誘起される電圧にて、各引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を駆動するものである。
【００５４】
次に、本実施形態の回路動作について図１２を参照して説明する。
まず、制御部（図示せず）により定電流回路１８ｂの定電流源１９1，１９4が駆動されると（図１２（ａ）参照）、ブリッジ回路１８ａの主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート・ソース間に接続された駆動用の抵抗Ｒｎ1，Ｒｎ4に定電流が流れ、それにより各主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオンする。
【００５５】
一方、制御部によって定電流回路１８ｂの定電流源１９1，１９4がオフ、１９2，１９3がオンされると、それまでオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4がオフ、オフしていた主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3がオンとなってインバータ部１８の出力電圧の極性が反転する（図１２（ｂ）参照）。このとき、制御部は引抜駆動回路２０の片方のスイッチング素子Ｑｓ1を所定の引抜期間Ｔ0だけオンとし（図１２（ｃ）参照）、パルストランスＰＴ3を介して、直前までオンしていた主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4のゲート部の蓄積電荷をスイッチング素子Ｑｎ1，Ｑｎ4をオンすることで引き抜き、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4を確実にオフさせて誤動作を防止する。
【００５６】
同様に、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3をオンからオフ、主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4をオフからオンにして極性反転する際にも、制御部が引抜駆動回路２０の他方のスイッチング素子Ｑｓ2をオンすることで主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3のゲート部の蓄積電荷を引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ2，Ｑｎ3を介して引き抜き、主スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3を確実にオフさせることができる。
【００５７】
本実施形態によれば、ブリッジ回路１８ａの各主スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4のゲート部に蓄積された電荷を引き抜くための引き抜き用のスイッチング素子Ｑｎ1〜Ｑｎ4を、引抜駆動回路２０が具備するパルストランスＰＴ3にてオン・オフ駆動するようにしたため、実施形態２の場合に比較して定電流回路１８ｂにおける定電流源１９1…の数を減らして回路構成の簡素化が可能となるという利点を有している。また、本実施形態のように引抜駆動回路２０をプッシュプル構成とすることで、１個のパルストランスＰＴ3によって２組の主スイッチング素子Ｑ1，Ｑ4とＱ2，Ｑ3を交互にオン・オフさせることができ、回路構成も簡単になる等の利点がある。
【００５８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧を出力する電源部と、この電源部の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部のグランドレベルに対して負電位の電圧として出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部と、インバータ部から出力される矩形波電圧にて点灯する放電灯と、始動時に高圧の始動電圧を放電灯に印加するイグナイタ部とを備え、インバータ部は、コンバータ部の出力端間にブリッジ接続された４つの主スイッチング素子と、４つの内で少なくとも２つの主スイッチング素子を駆動するために複数の電圧レベルシフト回路を有する駆動手段とを具備し、放電灯のランプ電圧にかかわらず所定の定電流を出力する定電流回路を用いて電圧レベルシフト回路を構成した放電灯点灯装置において、主スイッチング素子がオフする際に主スイッチング素子に蓄積されている電荷を引き抜く引抜回路を備え、この引抜回路は、主スイッチング素子がオフする瞬間に動作し且つ主スイッチング素子のオフしている期間よりも短い期間だけ動作し続けているので、電圧レベルシフト回路にて主スイッチング素子のオン・オフ切換を行うことによってパルストランスを使用する必要がなくなり、比較的に簡単で小型の回路構成により放電灯の長寿命化が図れる放電灯点灯装置を低コストで提供することができ、また、始動時や安定点灯時あるいは無負荷時等の各状態におけるランプ電圧が大きく変化するような放電灯に対して、駆動手段に過大な電流が流れるのを防止することができ、しかも、本来オフすべき主スイッチング素子がオンしてしまうという誤動作が防止できるという効果がある。
【００５９】
請求項２の発明は、定電流で駆動される引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという特徴がある。
請求項３の発明は、パルストランスにて駆動される引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという効果がある。
請求項４の発明は、定電流で駆動され、ブリッジ接続された４つの主スイッチング素子の内でローサイドの主スイッチング素子の蓄積電荷を引き抜く引抜回路を備えたので、回路構成の簡素化が図れるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 参考例１を示す回路構成図である。
【図２】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図３】 参考例２を示す回路構成図である。
【図４】 参考例３を示す回路構成図である。
【図５】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図６】 実施形態１を示す回路構成図である。
【図７】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図８】 同上の他の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図９】 同上のさらに他の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１０】 実施形態２を示す回路構成図である。
【図１１】 実施形態３を示す回路構成図である。
【図１２】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１３】 従来例を示す回路構成図である。
【図１４】 同上の動作を説明するためのタイムチャートである。
【符号の説明】
１ 電源部
２ コンバータ部
３ インバータ部
３ａ ブリッジ回路
３ｂ 定電流回路
４ イグナイタ部
５ 制御部
Ｌａ 放電灯
Claims (4)
- 直流電圧を出力する電源部と、この電源部の直流電源電圧を所定のレベルまで昇圧するとともに電源部のグランドレベルに対して負電位の電圧として出力するコンバータ部と、コンバータ部から出力される直流電圧を交番させて低周波の矩形波電圧を出力するインバータ部と、インバータ部から出力される矩形波電圧にて点灯する放電灯と、始動時に高圧の始動電圧を放電灯に印加するイグナイタ部とを備え、インバータ部は、コンバータ部の出力端間にブリッジ接続された４つの主スイッチング素子と、４つの内で少なくとも２つの主スイッチング素子を駆動するために複数の電圧レベルシフト回路を有する駆動手段とを具備し、放電灯のランプ電圧にかかわらず所定の定電流を出力する定電流回路を用いて電圧レベルシフト回路を構成した放電灯点灯装置において、主スイッチング素子がオフする際に主スイッチング素子に蓄積されている電荷を引き抜く引抜回路を備え、この引抜回路は、主スイッチング素子がオフする瞬間に動作し且つ主スイッチング素子のオフしている期間よりも短い期間だけ動作し続けていることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 定電流で駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- パルストランスにて駆動される引抜回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 定電流で駆動され、ブリッジ接続された４つの主スイッチング素子の内でローサイドの主スイッチング素子の蓄積電荷を引き抜く引抜回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２又は３記載の放電灯点灯装置。
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