WO2007129490A1 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

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WO2007129490A1
WO2007129490A1 PCT/JP2007/052379 JP2007052379W WO2007129490A1 WO 2007129490 A1 WO2007129490 A1 WO 2007129490A1 JP 2007052379 W JP2007052379 W JP 2007052379W WO 2007129490 A1 WO2007129490 A1 WO 2007129490A1
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WO
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voltage
switching element
discharge lamp
capacitor
power supply
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Application number
PCT/JP2007/052379
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yasuhiro Nukisato
Takashi Ohsawa
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corporation
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Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corporation filed Critical Mitsubishi Electric Corporation
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Priority to DE112007000465T priority patent/DE112007000465T5/de
Priority to US12/162,738 priority patent/US7884555B2/en
Priority to CN200780011808.8A priority patent/CN101416565B/zh
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements

Definitions

  • the present invention relates to a discharge lamp lighting device suitable for lighting a high-intensity discharge lamp that does not mainly use mercury.
  • the discharge voltage during steady lighting is 1Z2
  • the effect of devitrification is halved.
  • the Hg-free valve has twice the current flow during steady lighting compared to the conventional valve, which increases the electrode thickness and power!
  • the thickness of the glass bulb forming the arc tube where the pressure of the encapsulated gas is high has also increased, and the heat capacity has increased. Therefore, the breakdown power at the start of lighting of the discharge lamp will not be sufficiently heated unless a larger electric power is injected than the conventional bulb until the steady current is applied, and the current will be interrupted while the breakdown power is on ( (Lit failure) is more likely.
  • the discharge lamp lighting device even if lighting fails, it is necessary to immediately start the lighting operation again.
  • the above-mentioned insufficient heating is required. It is also necessary to set a longer time than the conventional bulb in order to allow the lighting start operation to be repeated in anticipation of the failure of lighting.
  • a circuit configuration for driving an H-bridge (HZB) inverter for lighting a discharge lamp at a negative potential is aimed at downsizing the discharge lamp lighting device by a simple circuit configuration.
  • a level shift circuit is provided to operate a switching element arranged at a negative potential (see, for example, Patent Document 1).
  • a circuit for a discharge lamp lighting device is provided.
  • the level shift circuit in the first conventional example is replaced with a bootstrap circuit, and the discharge lamp is turned on with a positive potential (for example, see Patent Document 2). .
  • the bootstrap circuit includes a capacitor that maintains the switching element disposed on the high potential side of the H-bridge inverter, the switching element on the high potential side being off, and a bridge connection circuit.
  • the switching element on the low potential side connected in series immediately below is turned on, the power of the capacitor charged at this time is V in the next half cycle, and the switching element on the high potential side is kept on.
  • DC direct current
  • AC alternating current
  • the bootstrap circuit is simple and inexpensive, it is an effective means for on / off drive of the switching element of the H-bridge inverter, which is an AC conversion circuit whose polarity always changes.
  • the third conventional example aims to stably drive the switching elements forming the H-bridge type inverter, and has a configuration with a bootstrap circuit having substantially the same configuration as the second conventional example.
  • this third conventional example is characterized in that an auxiliary power supply is used to secure a control power supply that also serves as a drive power supply for the H-bridge inverter even when the power supply voltage drops (see, for example, Patent Document 3).
  • the bootstrap circuit is provided in the same manner as the second conventional example or the third conventional example for the purpose of downsizing the discharge lamp lighting device, etc., and is arranged on the high potential side.
  • a capacitor that is a power source for turning on the switching element on the high potential side is provided with a power circuit having a higher potential than that of the switching element. It is characterized by supply (for example, see Patent Document 4).
  • the fifth conventional example aims to reliably start the discharge lamp, but unlike the first or fourth conventional example, a circuit for driving an H-bridge inverter using a transformer It is an example of a structure (for example, refer patent document 5).
  • this fifth conventional example has a high potential to be paired when current is applied. It is characterized in that the DC power supply that is insulated for each of the switching element on the low-side and the low-potential side is prepared and turned on for a long time by supplying current to each.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 10-41083
  • Patent Document 2 JP 2000-166258 A
  • Patent Document 3 Japanese Patent Laid-Open No. 10-321393
  • Patent Document 4 Japanese Patent Laid-Open No. 4-251576
  • Patent Document 5 JP-A-6-196285
  • the circuit configuration by the level shift can operate the switching element arranged at a negative potential in a DC manner. It is possible to arbitrarily select the applied voltage polarity and time for lighting the discharge lamp, which facilitates stable lighting of the discharge lamp, but requires a complicated level shift circuit.
  • a negative DC power supply it is necessary to generate all of the output power without adding the DC power supply of the power supply via the DCZDC converter, and a rated transformer or switching element that satisfies this output power is required.
  • a high power is generated by a capacitor forming a bootstrap circuit. It is possible to maintain the on-side switching element on for a limited time while the charged power remains in this capacitor! /
  • the ON time of the Ching element is longer than that during steady lighting, it is necessary to secure the power of the capacitor as the power source for a long time. For example, if the lighting fails repeatedly, it may remain on for 1 second.
  • the applied voltage polarity for lighting the discharge lamp cannot be fixed for an arbitrary period of time (for example, the above-mentioned 1 second). There was a problem that it was difficult to light the discharge lamp stably.
  • a capacitor with a large capacity can be used for a long time, but a capacitor with a large capacity that is not necessary during steady lighting is associated with an increase in space for mounting and an increase in cost. It is not preferable as a discharge lamp lighting device.
  • the third conventional example also has a potential problem regarding the on-time similar to the second conventional example, and therefore the discharge lamp can be lit stably. There was a similar problem of difficulty.
  • the high potential power supply enables the high potential side switching element to be turned on for a long time, and the voltage application time for lighting the discharge lamp and the voltage polarity can be selected arbitrarily. This makes it easy for the discharge lamp to be lit stably.
  • the power supply for realizing long-time switching on the high potential side switching element is supplied equally to the two left and right switching elements. These two series circuits have the same potential difference as the power supply voltage of the H-bridge inverter in the two series circuits, and the current that is not overcurrent is charged to the capacitor operating on the low voltage side.
  • a limiting series resistor must be used, but in addition to the loss caused by this resistor, the voltage applied to this resistor must be a high resistance with a high withstand voltage, or multiple resistors connected in series. Since it had to be used, there was a problem that it became an obstacle to downsizing of the lighting device with an increase in space.
  • the transformer required for the discharge lamp lighting device is a level shift circuit using the semiconductor used in the first conventional example, or the space-saving used in the second conventional example. Therefore, it requires a larger space and higher cost than a bootstrap circuit with a capacitor that realizes an inexpensive circuit configuration, and it is preferable as a circuit configuration used for a discharge lamp lighting device for a headlamp! It was.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and achieves a small size and low cost that can be used for a vehicle headlamp, and can stably light a discharge lamp. It is an object to obtain a discharge lamp lighting device.
  • a discharge lamp lighting device bridge-connects four switching elements including two of a first switching element and a second switching element arranged on the high potential side of the first DC power supply unit.
  • An H-bridge inverter that converts the DC output of the first DC power supply unit into an AC voltage and supplies the AC voltage to the discharge lamp, and a first capacitor charged by the second DC power supply unit.
  • a first bootstrap circuit that keeps the first switching element on by a charging voltage and a second capacitor charged by a second DC power supply unit turn on the second switching element.
  • a second bootstrap circuit to be maintained, and charging means for charging either the first capacitor or the second capacitor together with the second DC power supply unit A.
  • the first capacitor of the first bootstrap circuit that maintains the ON state of the first switching element disposed on the high potential side, or disposed on the high potential side. Configured to charge one of the second capacitors of the second bootstrap circuit that maintains the ON state of the second switching element by other charging means as well as charging by the second DC power supply unit Therefore, either the first capacitor or the second capacitor charged by the charging means is sufficiently charged by both the second DC power supply unit and the charging means, and this charged It becomes possible to maintain the ON state of the first switching element or the second switching element on the capacitor side for a long time. As a result, the probability of lighting is low and the possibility of repeated lighting is high, and stable lighting can be achieved even when the Hg-free valve is connected.
  • the discharge lamp lighting device for a vehicle can be reduced in size and cost.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a lighting process of a discharge lamp.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • this discharge lamp lighting device is roughly divided into a DC power source 1, a first DCZDC converter 2, and a second DC / DC converter 3, first bootstrap circuit 4, second bootstrap circuit 5, H-bridge inverter 6, igniter 7, discharge lamp 8, and control unit 9.
  • the DC power source 1 is, for example, a battery mounted on a vehicle.
  • the first DCZDC converter 2 that is the first DC power supply unit is switching-controlled by a control unit 9 described later, and converts the DC voltage from the DC power supply 1 into a first DC voltage VI having a predetermined value.
  • the first DC power supply unit is referred to as a first DCZDC converter 2.
  • the first DC voltage VI generated by the first DCZDC converter 2 is a positive (positive) potential
  • FIG. 1 shows a configuration in which the first DCZDC converter 2 is lit using this positive potential. Therefore, the first DC voltage VI may be a voltage obtained by adding the DC power supply 1 voltage. This makes it possible to reduce the size and cost of parts.
  • the second DCZDC converter 3 which is the second DC power supply unit is a chopper type switching.
  • a regulator which converts the DC voltage from DC power supply 1 to a second DC voltage V2 having a predetermined value.
  • the PNP transistor 31 for switching, the primary side wire nl acts as a choke coil, the transformer 32 that generates an AC voltage on the secondary side wire n2, and the transformer 32 when the transistor 31 is switched off.
  • the constant voltage control circuit 39 generates a switching control signal Sa for setting the second DC voltage V2 to a constant value based on the voltage value of the second DC voltage V2 input by feedback.
  • the transistor 31 and the transistor 34 are switched by the control signal Sa.
  • the former transistor 31 is controlled by switching through an inverting circuit 35.
  • the second DC / DC converter 3 is configured to function as both a step-down and a step-up.
  • the first switching element 61 to the fourth switching that form an H-bridge inverter 6 described later are used.
  • the semiconductor device IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the on-gate voltage of the IGBT is about 6V
  • the on-gate voltage of the FET field effect transistor
  • the DC power source 1 is a vehicle 12V battery power source
  • this battery power source is particularly low.
  • the IGBT cannot be gated on during operation with voltage. Therefore, notch power supply In order to ensure the on-gate voltage of the IGBT even if the voltage is low, the voltage is reduced and boosted.
  • the third DC voltage V3 obtained by rectifying the AC voltage generated on the secondary winding n2 of the transformer 32 with the diode 38 supplies the charging current to the capacitor 42 (C1) forming the first bootstrap circuit 4 described later. It becomes the power to be.
  • This power supply forms a charging means for charging capacitor 42 (C1).
  • the first bootstrap circuit 4 includes a diode 41 to which the second DC voltage V2 is applied to the anode, and a first capacitor charged by the second DC voltage V2 through the diode 41 ( (Hereinafter referred to as “capacitor 42 (C1)”), a resistor 43 for applying the charging voltage of the capacitor 42 (C1) to the gate (G) of the first switching element 61 of the H-bridge inverter 6 described later, and And an NPN transistor 44 that is turned on / off by the control unit 9 to drive the first switching element 61 on and off.
  • capacitor 42 (C1) capacitor charged by the second DC voltage V2 through the diode 41
  • resistor 43 for applying the charging voltage of the capacitor 42 (C1) to the gate (G) of the first switching element 61 of the H-bridge inverter 6 described later
  • NPN transistor 44 that is turned on / off by the control unit 9 to drive the first switching element 61 on and off.
  • the capacitor 42 (C1) forming the first bootstrap circuit 4 is charged by the second DC voltage V2 through the diode 41, while the secondary voltage of the transformer 32 forming the charging means as described above.
  • the third DC voltage V3 on the line n2 side serves as a power source, and charging current is supplied to the capacitor 42 (C1).
  • the second bootstrap circuit 5 includes a diode 51 having the same purpose as the first bootstrap circuit 4, a second capacitor (hereinafter referred to as “capacitor 52 (C2)”), a resistor 53, and NP N And a switching element 62 of an H-bridge inverter 6 to be described later is driven on and off.
  • the H-bridge inverter 6 includes a first switching element 61 and a second switching element 62 arranged on the high potential side of the first DC voltage VI generated by the first DC / DC converter 2, A third switching element 63 and a fourth switching element 64 arranged on the low potential side of the first DC voltage VI, and a set of the first switching element 61 and the fourth switching element 64; And a pair of the second switching element 62 and the third switching element 63 are alternately turned on and off by the control unit 9 described later, and converts the first DC voltage VI into an AC voltage, It supplies to the discharge lamp 8 mentioned later.
  • the switching element 64 may be an FET.
  • the energizing current during steady lighting is twice that of the conventional bulb, and the current flowing through each of the first switching element 61 to the fourth switching element 64 is also different. Double the conventional valve. For this reason, when the FET used when the discharge lamp 8 is a conventional bulb is used for the first switching element 61 to the fourth switching element 64 even in the Hg-free bulb, the loss due to the on-resistance during operation is reduced. growing.
  • the IGBT is used for the first switching element 61 to the fourth switching element 64, the loss becomes linear with respect to the current due to the ON voltage with a substantially constant loss during operation.
  • the IGBT is a single-chip device that combines a MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) and a bipolar transistor.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect transistor
  • the igniter 7 generates a high-voltage pulse based on the first DC voltage VI from the first DC / DC converter 2 supplied via the H-bridge inverter 6.
  • the discharge lamp 8 is a high-intensity discharge lamp (HID) such as an Hg free solenoid used as a headlamp of a vehicle, for example, and the high voltage noise generated by the igniter 7 is applied between the electrodes, and the breakdown between the electrodes is broken down. Then the discharge is activated. After this discharge start-up, the AC voltage is supplied from the H-bridge type inverter 6 and the system switches to steady lighting.
  • HID high-intensity discharge lamp
  • the control unit 9 includes a discharge lamp lighting control circuit 91, an NPN transistor 92, a PNP transistor 93, an inverting circuit 94, an NPN transistor 95, a PNP transistor 96, and resistors 97 to 108.
  • the first DCZDC converter 2 is configured and controlled to switch, while the first switching element 61 and the fourth switching element 64 of the H-bridge open inverter 6 And the second switching element 62 and the third switching element 63 are alternately switched on and off to control the lighting of the discharge lamp 8.
  • the discharge lamp lighting control circuit 91 of the control unit 9 operates using the second DC voltage V2 generated by the second DCZDC converter 3 as a power source, generates the switching control signal Sb, and causes the first DC / DC converter 2 to operate.
  • the switching control is performed and the first DC voltage VI of a predetermined value is output.
  • control unit 9 generates an on / off setting switching signal Sc for switching the on / off setting of the first switching element 61 to the fourth switching element 64 of the H-bridge inverter 6 in the discharge lamp lighting control circuit 91.
  • the control unit 9 sets the first switching element 61 and the fourth switching element 64 of the H-bridge inverter 6 to ON by the ON / OFF setting switching signal Sc, and sets the second switching element 62 and the second switching element 62 to ON.
  • the set of the three switching elements 63 is set off.
  • the ON / OFF setting for each of these switching elements is not limited to this initial operation, but is performed as follows.
  • the transistor circuit comprising the transistor 92 and the resistors 97 to 100 is connected to the first bootstrap circuit 4.
  • the transistor (C) output of the transistor 44 via the transistor 93 and the transistor circuit composed of the resistors 101 and 102, and the collector (C) output of the transistor 44 is connected to the gate (G) of the first switching element 61.
  • This first switching element 61 is turned on / off.
  • an ON / OFF setting in which the ON / OFF setting switching signal Sc is inverted by the inverting circuit 94 is used for the second bootstrap circuit 5.
  • the constant switching signal Sc ′ is sent to the base (B) of the transistor 54 through the transistor circuit composed of the transistor 95 and the resistor 103 to the resistor 106 and the transistor circuit composed of the transistor 96 and the resistors 107 and 108, and this transistor.
  • the collector (C) output of 54 is applied to the gate (G) of the second switching element 62, and the second switching element 62 is turned on / off.
  • An on / off setting switching signal Sc is sent directly to the gate (G) for the third switching element 63 to be turned on / off.
  • an on / off setting switching signal Sc ′ is sent to the gate (G) of the fourth switching element 64 via the inverting circuit 94 to be turned on / off.
  • the first bootstrap circuit 4 operates as follows. That is, according to the basic operation of the bootstrap circuit described above, the first switching element 61 arranged on the high potential side of the first DC voltage VI is set to OFF and connected in series immediately below the bridge connection. When the third switching element 63 on the low potential side is set to ON, the capacitor 42 (C1) is charged, and the power of the capacitor 4 2 (C 1) charged at this time is transferred to the next half cycle. O! / Used as a power source to keep the first switching element 61 on. The capacitor 42 (C1) is charged by the second DC voltage V2 through the diode 41 (in fact, there is another charging by the third DC voltage V3, but is excluded here from the above assumption).
  • the control unit 9 Inverts the polarity of the on / off setting switching signal Sc, and the first switching element 61 and the fourth switching element 64 of the H-bridge inverter 6 are reversed. And the second switching element 62 and the third switching element 63 are turned off. With this setting, the voltage charged in the capacitor 42 (C1) of the first bootstrap circuit 4 is applied to the gate (G) of the first switching element 61 through the resistor 43, and the first switching element 61 is turned on. Is maintained.
  • the first DC voltage VI is applied to the igniter 7, and the igniter 7 generates a high voltage pulse based on the applied first DC voltage VI. Is generated. This high voltage pulse is applied between the electrodes of the discharge lamp 8, thereby breaking down between the electrodes and starting the discharge (lighting) of the discharge lamp 8.
  • the second switch arranged on the high potential side of the second DC voltage V2
  • the switching element 62 is set to OFF and the fourth switching element 64 on the low potential side connected in series immediately below the bridge connection is set to ON
  • the capacitor of the first bootstrap circuit 4 Similarly to 42 (C1), the capacitor 52 (C2) of the second bootstrap circuit 5 is charged and used as a power source for maintaining the second switching element 62 on in the next half cycle.
  • the control unit 9 restores the polarity of the on / off setting switching signal Sc, sets the first switching element 61 and the fourth switching element 64 to off, The set of the second switching element 62 and the third switching element 63 is turned on.
  • the voltage charged in the capacitor 52 (C2) of the second bootstrap circuit 5 is applied to the gate (G) of the second switching element 62 through the resistor 53, and the second switching element 61 is turned on. Is maintained.
  • the first DC voltage VI is applied to the discharge lamp 8 via the igniter 7.
  • the direction of the current flowing through the discharge lamp 8 by this applied voltage is opposite to that when the first switching element 61 and the fourth switching element 64 are set on.
  • the control unit 9 Inverts the polarity of the ON / OFF setting switching signal Sc, sets the first switching element 61 and the fourth switching element 64 to ON, The set of the switching element 62 and the third switching element 63 is set off. With this setting, the first switching element 61 is kept on by the charging voltage of the capacitor 42 (C1). When the first switching element 61 and the fourth switching element 64 are turned on, the first DC voltage VI is reduced. Applied to the discharge lamp 8 via 7. The direction of the current flowing through the discharge lamp 8 by this applied voltage is opposite to the direction when the set of the second switching element 62 and the third switching element 63 is set to ON.
  • the set of the first switching element 61 and the fourth switching element 64 and the second switching element 62 And the set of the third switching element 63 are alternately turned on and off to convert the first DC voltage VI into an AC voltage, and this AC voltage is supplied to the discharge lamp 8.
  • the discharge lamp 8 shifts to AC lighting, which is a steady lamp (arc discharge).
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of the lighting process of the discharge lamp 8.
  • timing T1 indicates the timing of the start of boosting of the first DC / DC converter 2. Between this timing T1 and T2 is the start-up period of the discharge lamp 8, and after the timing T2, steady lighting (arc discharge) ) Is a transition to AC lighting. Timing T2 force AC lighting starts after a fixed time.
  • the frequency at the time of AC lighting is 400 Hz
  • the discharge lamp voltage Eb is, for example, approximately 42 V for the Hg free solenoid and approximately 85 V for the conventional bulb.
  • the discharge lamp 8 shifts to steady lighting through the discharge starting process.
  • the discharge lamp 8 does not break down immediately due to the high voltage pulse generated in the igniter 7, or even if it breaks down, it immediately goes to stable steady lighting (arc discharge). There is a case where it does not necessarily shift and lighting may fail. In this case, a high voltage pulse is generated again in the igniter 7 and it is necessary to relight the discharge lamp 8 repeatedly.
  • Fig. 2 shows an example in which this lighting failure is repeated three times between timings T1 and T2, and when the lighting is successful for the fourth time and transitions to AC lighting, which is steady lighting, the timing ta
  • ⁇ td indicates that a high voltage pulse is generated in the igniter 7 and the discharge lamp 8 breaks down repeatedly and is lit again.
  • Timing ta ⁇ tc is lighting failure, lighting is successful at timing td, and shifts to steady lighting!
  • the heat capacity of Hg-free valves is higher than that of conventional valves, and due to this increase in heat capacity, there is a high probability that stable steady lighting will not be achieved even if breakdown occurs. There is a high possibility of repeated re-lighting more than the conventional bulb.
  • the DC inverter is converted to AC.
  • the bridge inverter 6 generates breakdown between the electrodes of the discharge lamp 8 due to the high voltage pulse generated in the igniter 7.
  • the voltage polarity applied to the discharge lamp 8 is not switched until the breakdown and stable steady lighting (arc discharge) starts, and it is fixed to one side polarity close to DC output operation. Needed ( Figure 2 is positive (+) side). Therefore, repeated re-lighting in the lighting operation forces the H-bridge inverter 6 to have an output that is fixed to the polarity on one side for a long time.
  • the first bootstrap circuit 4 in FIG. It is necessary to maintain the ON state of the switching element 61 for a long time, and for this purpose, the charging power of the capacitor 42 (C1) that maintains this ON state must remain during this ON state maintenance. Become. However, since the size of the capacitor 42 (C1) is limited, the charging power is insufficient just by charging with the second DC voltage V2 via the diode 41, and the ON state of the first switching element 61 is maintained for a long time. Difficult to do.
  • the capacitor 42 (C1) is charged with the second DC voltage V2 via the diode 41, while the third DC voltage V3 on the secondary winding n2 side of the transformer 32 is supplied as the power source. As charging current. As a result, the capacitor 42 (C1) is sufficiently charged by both the second DC voltage V2 via the diode 41 and the third DC voltage V3 from the secondary winding n2 side of the transformer 32. It is possible to maintain the ON state of the switching element 61 for a long time, and as described above, it is possible to cope with Hg-free valves that have a low probability of lighting (poor startability) and a high possibility of repeated lighting. It becomes.
  • the capacitor of the first bootstrap circuit 4 that keeps the first switching element 61 on from the third DC voltage V3 on the secondary winding n2 side of the transformer 32 42 Charging current is supplied only to (C1) and the second switching element 62 is kept on. No charging current is supplied to the capacitor 52 (C2) of the second bootstrap circuit 5. It is said.
  • the bootstrap circuit in the fourth conventional example power is supplied to both the left and right high potential side switching elements so that they can operate for a long time in a DC manner.
  • the polarity is fixed for a long time by breaking down the electrodes of the discharge lamp 8 by the applied high voltage pulse and It is necessary only for the period until the voltage becomes stable, and it is not necessary to turn on the same DC-like long time in the opposite polarity of the H-bridge inverter 6, so the first switching element 61 arranged on the high potential side 61 or It is sufficient to turn on only one side of the second switching element 62 in a DC manner. Therefore, as shown in FIG. 1, from the third DC voltage V3 on the secondary winding n2 side of the transformer 32, the capacitor 42 (C1 ) Only for charging current.
  • the circuit on the secondary winding n2 side of the transformer 32 that supplies the charging current to the capacitor 42 (C1) utilizes the second DCZDC converter 3 that is inherently necessary.
  • the second DC / DC converter 3 is essentially for setting the gate (G) voltage of the first switching element 61 and the second switching element 62 via the diodes 41 and 51, and for lighting the discharge lamp. This is necessary as a power source for the control circuit 91, and a configuration using a choke coil for the primary winding nl in FIG. However, using this configuration, the winding is superimposed on the choke coil (for example, one turn) to make the secondary winding n 2, the primary side winding nl functions as a choke coil, and the secondary winding n2 has an AC voltage
  • the second DC / DC converter 3 is composed of a transformer 32 that generates the above.
  • the primary winding nl and the secondary winding n2 are insulated, and the secondary winding n2 side is an insulated power source.
  • the current for maintaining the first switching element 61 on by the capacitor 42 (C1) of the first bootstrap circuit 4 is only the internal current of the driver that drives the first switching element 61. It is sufficient if a slight current can be secured. Accordingly, the second DCZDC converter 3 is configured to have a transformer 32 with a secondary winding n2 added.
  • the secondary winding n2 of the transformer 32 may be a simple winding.
  • the second DCZDC converter 3 has a standard voltage value of 12 Although it is a converter that combines step-down and step-up on the premise of V, it can be a step-down DCZDC converter when the standard voltage value of the DC power supply 1 is high, for example, 24V.
  • the secondary winding n2 side force of the transformer 32 is configured to supply the charging current to the capacitor 42 (C1) of the first bootstrap circuit 4.
  • the charging current may be supplied from the secondary winding n2 side of the transformer 32 to the capacitor 52 (C2) of the second bootstrap circuit 5.
  • the first switching element 61 on one side of the two switching elements arranged on the high potential side of the first DC voltage VI is kept on.
  • the capacitor 42 (C1) in the first bootstrap circuit 4 is charged with the third DC voltage V3 on the secondary winding n2 side of the transformer 22 in addition to charging with the second DC voltage V2. Therefore, the capacitor 42 (C1) is sufficiently charged by both the second DC voltage V2 and the third DC voltage V3, thereby maintaining the ON state of the first switching element 61 for a long time.
  • the polarity of the voltage applied to the discharge lamp 8 is not switched, it is fixed at one side polarity close to DC output operation, the lighting probability is low (starting is bad), and the possibility of repeated re-lighting is high Stable lighting even with Hg-free valves Kill.
  • the charging by the third DC voltage V3 on the secondary winding n2 side of the transformer 32 is performed on the capacitor 42 (C1) of the first bootstrap circuit 4.
  • the capacitor 52 (C2) of the second bootstrap circuit 5 by charging with the third DC voltage V3.
  • the same effect as described above can be obtained, and the polarity of the applied voltage for lighting the discharge lamp 8 can be arbitrarily selected, and the necessary and sufficient DC operation can be performed. Can be high.
  • the capacitor 42 (C1) that keeps the first switching element 61 arranged on the high potential side on, or the capacitor 52 (C2) that keeps the second switching element arranged on the high potential side on. ) Is limited to one (one side) of the second DC voltage V2 and the third DC Since it is configured to be charged by both of the voltage V3, the function is cut off compared to the fourth conventional example in which the left and right high potential side switching elements can be operated for a long time in a DC manner.
  • the configuration of the electric lamp lighting device is simplified and the device can be miniaturized.
  • the first and second bootstrap circuits 4 and 5 are also simple and inexpensive for lighting the Hg-free valve, which is likely to be repeatedly lit again by providing a configuration that charges with the third DC voltage V3. This makes it possible to reduce the size and cost of a vehicle discharge lamp lighting device when this Hg-free bulb is used as a headlamp.
  • the second DCZDC converter 3 that generates the third DC voltage V3 has a winding acting as a choke coil as a primary winding nl, and the primary winding nl has a simple secondary winding. Since the insulation type transformer 32 is formed by superimposing the wires n2, a power source that charges the capacitor 42 (C1) (or the capacitor 52 (C2)) with a small number of components can be realized. Also, since the primary winding nl and the secondary winding n2 are insulated and the third DC voltage V3 is an insulated power supply, the third DC voltage V3 is not interfered with the second DC voltage V2. Can be charged.
  • each of the first switching element 61 to the fourth switching element 64 of the H-bridge inverter 6 is composed of an FET or an IGBT, so that as the discharge lamp 8, the energizing current during steady lighting is twice that of the conventional bulb.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a circuit for generating the third DC voltage V3 is shown in FIG. This is a circuit that configures a charge pump using the diode (71) (72) and capacitor C3 (73) by using the used transformer (32) as the choke coil (75).
  • the other components are the same. Therefore, description of the same component is omitted.
  • the second DC / DC converter 3 is a chopper-type switching regulator, and is connected to the connection point of the choke coil (75) and the transistor (34). A substantially square wave with an amplitude corresponding to the second DC voltage V2 is generated.
  • the capacitor 73 (C3) is charged with a voltage equivalent to the output voltage of the H bridge, and when it is at the “H” level, the voltage equivalent to the output voltage of the H bridge is set to the second voltage.
  • DC voltage V2 equivalent voltage is added to form a charge pump that generates the third DC voltage V3
  • the discharge lamp lighting device is stably lit by providing one of the two capacitors with another charging means for charging together with the second DC power supply unit. It is possible to reduce the size and cost by using a simple and inexpensive bootstrap circuit, so the probability of lighting is low and the possibility of repeated re-lighting is high. Vehicles with Hg-free bulbs used as headlamps It is suitable for use in a discharge lamp lighting device.

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Abstract

　第１の直流電圧Ｖ１の高電位側に配置した２つのスイッチング素子のうちの片側の第１のスイッチング素子６１のオンを維持する第１のブートストラップ回路４のコンデンサ４２（Ｃ１）は、第２の直流電圧Ｖ２により充電されるとともに、トランス２２の２次巻線ｎ２側の第３の直流電圧Ｖ３からも充電電流を供給され、これら双方の充電により、第１のスイッチング素子６１のオン状態を長時間維持し、放電灯８に印加される電圧極性を、ＤＣ出力動作に近い片側極性に固定できるようにする。

Description

明 細 書
放電灯点灯装置
技術分野
[0001] この発明は、主に水銀を使用しない高輝度放電灯の点灯に適した放電灯点灯装 置に関するものである。
背景技術
[0002] 近年の車両においては、明るい視界が得られる高輝度光源の放電灯を組み込ん だヘッドランプが普及してきて 、るが、この放電灯を組み込んだヘッドランプを点灯 する放電灯点灯装置はその小型化、高効率ィヒおよび低廉ィヒが常に要求されるととも に、環境負荷物質である放電灯構成物質の水銀の排除も大きな課題となって 、る。 これら課題を持つ放電灯点灯装置において、ヨウ化ナトリウムやヨウ化スカンジウム 等のヨウ化金属 (メタルノヽライド）に加えて水銀を内部に封止して発光させていた従来 の放電灯 (以下、「従来バルブ」とする）用の点灯装置では、失透現象を少なくするた めに放電灯の点灯電位をマイナスにする使用例が多力つた。この従来バルブに対し 、定常点灯時の放電電圧が 1Z2になる上記水銀を使用しない放電灯（以下、「Hgフ リーバルブ」とする）用の点灯装置では、上記失透の影響が半減するため、特に点灯 電位に着目する必要はなぐ部品の小型化と低廉ィ匕のために、放電灯を点灯する昇 圧電源にバッテリ電源の電圧を加算できるプラスの電位を使って点灯する点灯装置 がより有禾 ljである。
[0003] 上記有利点を有する反面、 Hgフリーバルブは定常点灯時の通電電流が従来バル ブに対し 2倍になるため、電極の太さが拡大し、力！]えて、内封物質の差異により内封 ガスの圧力が高ぐ発光管を形成するガラス球の厚さも増加し、熱容量が増大してい る。従って、放電灯点灯開始時のブレークダウン力も定常電流が通電されるまでの間 に従来バルブより大きな電力を注入しなければ充分な加熱がされず、ブレークダウン 力も点灯に至る途中で電流が途絶える（点灯失敗)可能性が高くなる。このような場 合の放電灯点灯装置においては、点灯が失敗しても直ちに再度点灯開始動作を行 うことが必要である力 特に Hgフリーバルブ用の点灯装置においては前記加熱不足 による点灯失敗を見込んで点灯開始動作の繰り返しを許容する時間を従来バルブよ り長く設定することも必要であり、 Hgフリーバルブ用点灯装置の特有の課題ともいえ る。
以上説明のように、放電灯点灯装置には種々の課題が要求されてきたが、これら課 題に対処した従来の放電灯点灯装置として例えば以下の従来例がある。
[0004] 第 1の従来例としては簡単な回路構成により放電灯点灯装置の小型化等を目的と し、放電灯をマイナス電位で点灯するための Hブリッジ (HZB)形インバータを駆動 する回路構成について提案されたものであり、マイナス電位に配置されるスィッチン グ素子を動作させるため、レベルシフト回路を設けている (例えば、特許文献 1参照） 第 2の従来例としては放電灯点灯装置の回路構成の簡素化および低廉化等を目 的とし、前記第 1の従来例におけるレベルシフト回路をブートストラップ回路に換えて 、プラス電位で放電灯を点灯するものである（例えば、特許文献 2参照)。
[0005] 上記ブートストラップ回路は、 Hブリッジ形インバータの高電位側に配置されたスィ ツチング素子のオンを維持するコンデンサを、この高電位側のスイッチング素子がォ フであり、かつ、ブリッジ接続の直下の直列に接続された低電位側のスイッチング素 子がオン時に充電し、このときに充電されたコンデンサの電力を次の半サイクルにお V、て高電位側のスイッチング素子のオンを維持するための電源として使うことで、電 位の低い制御用電源力もの連続的な電力供給がなくても高電位側のスイッチング素 子をオンすることができ、 DC (直流）を AC (交流）に変換できる。
なお、ブートストラップ回路は簡素で安価のため、常時極性が交替する交流変換回 路である Hブリッジ形インバータのスイッチング素子のオンオフ駆動の有効な手段と なっている。
[0006] 第 3の従来例としては Hブリッジ形インバータを形成するスイッチング素子の駆動を 安定して行うことを目的とし、前記第 2の従来例と概ね同じ構成のブートストラップ回 路による構成であるが、この第 3の従来例は電源電圧の低下時にも Hブリッジ形イン バータの駆動電源を兼ねる制御電源を確保するために補助電源を用いたことを特徴 としている（例えば、特許文献 3参照)。 第 4の従来例としては放電灯点灯装置の小型化等を目的とし、前記第 2の従来例ま たは第 3の従来例と同様にブートストラップ回路を設けており、高電位側に配置され たスイッチング素子の長時間オンを可能にするため、高電位側のスイッチング素子を オンする電源となるコンデンサに、当スイッチング素子よりさらに高電位の電源回路を 設け、この高電位の電源力も常時電流を供給することを特徴としている（例えば、特 許文献 4参照)。
[0007] 第 5の従来例としては放電灯を確実に始動させることを目的とするが、前記第 1ない し第 4の従来例とは異なり、トランスを用いて Hブリッジ形インバータを駆動する回路 構成の例である（例えば、特許文献 5参照)。
なお、通常のトランスによるスイッチング素子の駆動は、一般的なブートストラップと 同様にスイッチング素子を長時間オンさせることはできないが、この第 5の従来例は 電流を通電するときに対となる高電位側と低電位側のスイッチング素子各々に絶縁さ れた DC電源をあつらえて、それぞれに電流を供給することにより、長時間オンさせる ことを特徴としている。
[0008] 特許文献 1 :特開平 10— 41083号公報
特許文献 2 :特開 2000— 166258号公報
特許文献 3：特開平 10— 321393号公報
特許文献 4：特開平 4 - 251576号公報
特許文献 5：特開平 6— 196285号公報
[0009] 従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、第 1の従来例の場合 、レベルシフトによる回路構成はマイナス電位に配置されたスイッチング素子を DC的 に動作させることができ、放電灯を点灯するための印加電圧極性と時間とを任意に 選択することが可能であり、放電灯を安定に点灯することに関して容易となる反面、 複雑なレベルシフト回路を必要とし、また、マイナスの DC電源を設けるにあたり、電 源の DC電源を加算することなぐ出力電力の全てを DCZDCコンバータを介して生 成する必要があり、この出力電力を満たす定格のトランスやスィッチング素子が必要 となり、放電灯装置の小型化や低廉ィ匕には限界があるという課題があった。
[0010] また、第 2の従来例の場合、ブートストラップ回路を形成するコンデンサにより高電 位側のスイッチング素子のオンを維持することができるのは、このコンデンサに充電さ れた電力が残って!/、る限られた時間の間であり、点灯開始時のような高電位側スイツ チング素子のオン時間が定常点灯時より長く必要なときには、長時間に亘つて電源と なるコンデンサの電力を確保する必要がある。例えば、点灯の失敗を繰り返せば、 1 秒間オンを維持することもある。これに対し、限られたサイズのコンデンサを使用する 限り、放電灯を点灯するための印加電圧極性を任意の時間 (例えば前記 1秒間）固 定することができず、全ての状況にぉ 、て放電灯を安定に点灯することが困難と 、う 問題があった。
この場合、容量の大きなコンデンサを用いれば長時間オンの実現が可能となるが、 定常点灯時には必要のない大きな容量のコンデンサは搭載するためのスペースの 増大や、コストの高揚が伴い、ヘッドランプ用の放電灯点灯装置としては好ましくない 。また、動作時間の延長とコンデンサ容量は相関があり、限られた点灯装置の空間に おけるコンデンサの選択 (特に時間を延長するとき）には自由度が少ない。
[0011] また、第 3の従来例の場合においても、前記第 2の従来例と同様なオン時間に関す る課題点を潜在的に持っており、従って、放電灯を安定に点灯することが困難という 同様の課題があった。
また、第 4の従来例の場合、高電位の電源により、高電位側のスイッチング素子の 長時間オンが可能になり、放電灯を点灯するための電圧印加時間とその電圧極性と を任意に選択することが可能であり、放電灯を安定に点灯することに関しては容易と なる。しかし、高電位側スイッチング素子の長時間オンを実現するための電源を左右 2系統のスイッチング素子に対し同等に供給して 、る。この交互に動作して 、る 2系 統の回路には Hブリッジ形インバータの電源電圧と同じ電位差があり、低電圧側に動 作しているコンデンサへの充電には過電流にならないように電流制限用の直列抵抗 を使用せざるを得ないが、当抵抗〖こよる損失もさることながら、当抵抗に印加される電 圧は高ぐ耐電圧の高い抵抗、または、複数直列に接続して使用せざるを得ないた め、スペース増大を伴い点灯装置の小型化の障害になるという課題があった。
[0012] また、第 5の従来例の場合のように、トランスを使用しても放電灯点灯装置の DCZ ACインバータを構成することは可能である力 トランスは大きさによって特性が左右 される電子部品であり、放電灯点灯装置に必要なトランスは第 1の従来例で使用して いる半導体によるレベルシフト回路、または第 2の従来例等で使用している、省スぺ ースで、安価な回路構成を実現するコンデンサによるブートストラップ回路より大きな スペースと高いコストを必要とし、ヘッドランプ用の放電灯点灯装置に用いる回路構 成としては好ましくな 、と!/、う課題があった。
[0013] この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、車両のヘッドランプ 用として使用可能な小型かつ低廉ィ匕を実現するとともに、放電灯を安定に点灯させ るようにした放電灯点灯装置を得ることを目的とする。
発明の開示
[0014] この発明に係る放電灯点灯装置は、第 1の直流電源部の高電位側に配置した第 1 のスイッチング素子および第 2のスイッチング素子の 2つを含む 4つのスイッチング素 子をブリッジ接続し、前記第 1の直流電源部の直流出力を交流電圧に変換して該交 流電圧を放電灯へ供給する Hブリッジ形インバータと、第 2の直流電源部により充電 される第 1のコンデンサの充電電圧により前記第 1のスイッチング素子のオンを維持 する第 1のブートストラップ回路と、第 2の直流電源部により充電される第 2のコンデン サの充電電圧により前記第 2のスイッチング素子のオンを維持する第 2のブートストラ ップ回路と、前記第 1のコンデンサまたは前記第 2のコンデンサのいずれか一方を、 前記第 2の直流電源部とともに充電する充電手段とを備えたものである。
[0015] 以上のように、この発明によれば、高電位側に配置した第 1のスイッチング素子のォ ンを維持する第 1のブートストラップ回路の第 1のコンデンサ、または高電位側に配置 した第 2のスイッチング素子のオンを維持する第 2のブートストラップ回路の第 2のコン デンサのいずれか一方を、第 2の直流電源部による充電とともに、他の充電手段によ り充電するように構成したので、この充電手段により充電される第 1のコンデンサまた は第 2のコンデンサのいずれか一方のコンデンサは第 2の直流電源部とこの充電手 段の双方により充分に充電され、この充電されたコンデンサ側の第 1のスイッチング 素子または第 2のスイッチング素子のオン状態を長時間維持することが可能となる。こ の結果、点灯確率が低く再点灯を繰り返す可能性が高 、Hgフリーバルブにぉ ヽても 安定に点灯することができる。 また、充電手段を設けたことにより、再点灯を繰り返す可能性が高い Hgフリーバル ブの点灯においても簡素で安価なブートストラップ回路を用いることが可能となり、こ の Hgフリーバルブをヘッドランプに使用した場合の車両用の放電灯点灯装置を小 型化かつ低廉ィ匕することができる。
図面の簡単な説明
[0016] [図 1]この発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。
[図 2]放電灯の点灯過程の説明図である。
[図 3]この発明の実施の形態 2による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。 発明を実施するための最良の形態
[0017] 以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための最良の形 態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態 1.
図 1はこの発明の実施の形態 1による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である 図 1において、この放電灯点灯装置は大別して、直流電源 1、第 1の DCZDCコン バータ 2、第 2の DC/DCコンバータ 3、第 1のブートストラップ回路 4、第 2のブートス トラップ回路 5、 Hブリッジ形インバータ 6、ィグナイタ 7、放電灯 8および制御部 9とで 構成される。
[0018] 上記構成において、直流電源 1は例えば車両に搭載されているバッテリである。
第 1の直流電源部である第 1の DCZDCコンバータ 2は後述の制御部 9によりスイツ チング制御され、直流電源 1からの直流電圧を所定値の第 1の直流電圧 VIに変換 する。
以下、第 1の直流電源部を第 1の DCZDCコンバータ 2と記す。
なお、この第 1の DCZDCコンバータ 2が発生する第 1の直流電圧 VIはプラス (正） 電位であり、図 1はこのプラスの電位を使って点灯する構成である。従って、第 1の直 流電圧 VIは直流電源 1の電圧を加算した電圧であってもよい。これにより、部品の小 型化と低廉ィ匕が可能となる。
[0019] 第 2の直流電源部である第 2の DCZDCコンバータ 3はチヨッパ方式のスイッチング レギユレータであり、直流電源 1からの直流電圧を所定値の第 2の直流電圧 V2に変 換する。その構成として、スイッチング用の PNP形のトランジスタ 31、 1次側卷線 nlは チョークコイルとして作用し、 2次卷線 n2に交流電圧を発生するトランス 32、トランジ スタ 31がスィッチングオフ時にトランス 32の 1次側卷線 nlの電流経路を形成するた めのダイオード 33、スイッチング用の NPN形のトランジスタ 34、トランジスタ 31および トランジスタ 34とが同位相でスイッチングオンオフされるように入力信号を反転する反 転回路 35、整流用のダイオード 36、平滑用のコンデンサ 37、整流用のダイオード 38 、直流電源 1からの直流電圧を所定値の第 2の直流電圧 V2に変換するようにトランジ スタ 31およびトランジスタ 34をスイッチング制御する定電圧制御回路 39とで構成され る。
[0020] 第 2の DCZDCコンバータ 3は降圧と昇圧とを兼ねたコンバータであり、直流電源 1 の電圧値が標準電圧値に対し高低の幅があっても一定値の第 2の直流電圧 V2に変 換する。例えば図 1の構成では、直流電源 1の電圧値 (バッテリ電圧値)が標準電圧 値 12Vに対し 6V〜16Vの高低の幅があっても一定値の第 2の直流電圧 V2 ( = 8V) に変換している。このため、定電圧制御回路 39は帰還入力される第 2の直流電圧 V 2の電圧値に基づき、この第 2の直流電圧 V2を一定値にするためのスイッチング制 御信号 Saを発生し、この制御信号 Saによりトランジスタ 31およびトランジスタ 34をス イッチング制御する。前者のトランジスタ 31については反転回路 35を介してスィッチ ング制御する。このスイッチング制御によりトランス 32の 1次側卷線 nlに発生した交 流電圧をダイオード 36で整流し、コンデンサ 37で平滑して一定値の第 2の直流電圧 V2 ( = 8V)を得る
[0021] 上記のように第 2の DC/DCコンバータ 3が降圧と昇圧とを兼ねる構成としたのは、 後述の Hブリッジ形インバータ 6を形成する第 1のスイッチング素子 61〜第 4のスイツ チング素子 64にオン'ゲート電圧の高い半導体素子 IGBT(Insurated Gate Bip olar Transistor)の使用を可能にすることによる。即ち、 IGBTのオン 'ゲート電圧 は略 6V程度であり、 FET (電界効果トランジスタ）のオン 'ゲート電圧 4Vより高いため 、直流電源 1が車両の 12Vバッテリ電源とした場合、このバッテリ電源が特に低電圧 であるときの動作時に IGBTをゲートオンできないことが生じる。従って、ノ ッテリ電源 が低電圧であっても IGBTのオン'ゲート電圧を確保するため降圧と昇圧とを兼ねる 構成としている。
また、トランス 32の 2次卷線 n2に発生した交流電圧をダイオード 38で整流した第 3 の直流電圧 V3は後述の第 1のブートストラップ回路 4を形成するコンデンサ 42 (C1) に充電電流を供給する電源となって 、る。この電源はコンデンサ 42 (C1)を充電する 充電手段を形成する。
[0022] 第 1のブートストラップ回路 4は、第 2の直流電圧 V2がアノードに印加されるダイォ ード 41、このダイオード 41を介し第 2の直流電圧 V2により充電される第 1のコンデン サ（以下、「コンデンサ 42 (C1)」とする）、このコンデンサ 42 (C1)の充電電圧を後述 の Hブリッジ形インバータ 6の第 1のスイッチング素子 61のゲート (G)に印加する抵抗 43、および後述の制御部 9によりオンオフされる NPN形のトランジスタ 44とで構成さ れ、前記第 1のスイッチング素子 61をオンオフ駆動する。
この第 1のブートストラップ回路 4を形成するコンデンサ 42 (C1)は上記ダイオード 4 1を介し第 2の直流電圧 V2により充電される一方、前述のように充電手段を形成する トランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3が電源となってこのコンデンサ 42 ( C1)に充電電流が供給される。
第 2のブートストラップ回路 5は、前記第 1のブートストラップ回路 4と同目的のダイォ ード 51、第 2のコンデンサ（以下、「コンデンサ 52 (C2)」とする）、抵抗 53、および NP N形のトランジスタ 54とで構成され、後述の Hブリッジ形インバータ 6のスイッチング素 子 62をオンオフ駆動する。
[0023] Hブリッジ形インバータ 6は第 1の DC/DCコンバータ 2が発生する第 1の直流電圧 VIの高電位側に配置される第 1のスイッチング素子 61および第 2のスイッチング素 子 62と、第 1の直流電圧 VIの低電位側に配置される第 3のスイッチング素子 63およ び第 4のスイッチング素子 64とを備え、第 1のスイッチング素子 61と第 4のスィッチン グ素子 64との組と、第 2のスイッチング素子 62と第 3のスイッチング素子 63との組とが 後述の制御部 9により交互にオンオフ設定され、第 1の直流電圧 VIを交流電圧に変 換し、この交流電圧を後述の放電灯 8へ供給する。
上記放電灯 8に従来バルブを使用する場合、第 1のスイッチング素子 61〜第 4のス イッチング素子 64は FETを使用すればよい。これに対し、放電灯 8に Hgフリーバル ブを使用する場合、定常点灯時の通電電流は従来バルブに対し 2倍となり、第 1のス イッチング素子 61〜第 4のスイッチング素子 64それぞれに流れる電流も従来バルブ に対し 2倍となる。このため、放電灯 8が従来バルブであるときに使用していた FETを Hgフリーバルブにおいても第 1のスイッチング素子 61〜第 4のスイッチング素子 64 に使用した場合、動作中のオン抵抗による損失が大きくなる。従って、 Hgフリーバル ブに対しても FETを使用して従来バルブの点灯時と同じ損失を確保するとすれば、 抵抗による損失は電流の 2乗に比例するため、前記オン抵抗は 1Z4にする必要があ る力 この場合、 FETのチップ面積力 倍（当然コストアップ）となり、現実的ではない
[0024] このため、 IGBTを第 1のスイッチング素子 61〜第 4のスイッチング素子 64に使用 すれば、動作中の損失が略一定なオン電圧により、損失が電流に対して線形になる ため、 Hgフリーバルブ用の点灯装置においては IGBTの使用が好適となる。なお、 I GBTは MOSFET (金属酸化皮膜半導体電界効果トランジスタ）とバイポーラトランジ スタを組み合わせて 1チップとした素子であり、 MOSFETの高速スイッチング特性、 低駆動電力、ノ《イポーラトランジスタの低抵抗といった特長を有する。但し、前述のよ うに IGBTのオン'ゲート電圧は FETより高ぐゲート電圧を供給する電源の配慮が必 要である。
ィグナイタ 7は Hブリッジ形インバータ 6を介し供給される第 1の DC/DCコンバータ 2からの第 1の直流電圧 VIをもとに高電圧パルスを発生する。
放電灯 8は例えば車両のヘッドランプとして使用される Hgフリーノ レブ等の高輝度 放電灯 (HID)であり、ィグナイタ 7で発生した高電圧ノ ルスが電極間に印加され、電 極間がブレークダウンして放電が起動される。この放電起動後、 Hブリッジ形インバー タ 6より交流電圧の供給を受けて定常点灯へ移行する。
[0025] 制御部 9は放電灯点灯制御回路 91、 NPN形のトランジスタ 92、 PNP形のトランジ スタ 93、反転回路 94、 NPN形のトランジスタ 95、 PNP形のトランジスタ 96、抵抗 97 〜抵抗 108とで構成され、第 1の DCZDCコンバータ 2をスイッチング制御する一方 、 Hブリッジ开インバータ 6の第 1のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64 の組と、第 2のスイッチング素子 62と第 3のスイッチング素子 63の組とを交互にオンォ フ設定するように切り換え、放電灯 8の点灯を制御する。
この制御部 9の放電灯点灯制御回路 91は第 2の DCZDCコンバータ 3が発生する 第 2の直流電圧 V2を電源として作動し、スイッチング制御信号 Sbを発生して第 1の D C/DCコンバータ 2をスイッチング制御し、所定値の第 1の直流電圧 VIを出力させ る。
また、制御部 9は放電灯点灯制御回路 91にお 、て Hブリッジ形インバータ 6の第 1 のスイッチング素子 61ないし第 4のスイッチング素子 64の上記オンオフ設定切り換え 用のオンオフ設定切換信号 Scを発生し、第 1のブートストラップ回路 4、第 2のブート ストラップ回路 5または反転回路 94それぞれを介し、または直接に第 1のスイッチング 素子 61ないし第 4のスイッチング素子 64のそれぞれのゲート（G)へ送出する。
[0026] 次に、図 1の全体的な基本動作について説明する。
なお、この基本動作においては第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1) に対するトランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3からの充電電流の供給に ついては除外し (後述）、また、放電灯 8の起動から定常点灯への移行は安定に行わ れることを前提にする。
制御部 9はその初期動作として、オンオフ設定切換信号 Scにより Hブリッジ形イン バータ 6の第 1のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64の組をオン設定し、 第 2のスイッチング素子 62と第 3のスイッチング素子 63の組をオフ設定する。これら各 スイッチング素子に対するオンまたはオフの設定はこの初期動作時に限らず以下の ように行われる。
[0027] 制御回路 9の放電灯点灯制御回路 91において発生したオンオフ設定切換信号 Sc の送出において、第 1のブートストラップ回路 4に対しては、トランジスタ 92と抵抗 97 〜抵抗 100とからなるトランジスタ回路およびトランジスタ 93と抵抗 101, 102とからな るトランジスタ回路とを介しトランジスタ 44のベース（B)へ送出され、このトランジスタ 4 4のコレクタ（C)出力が第 1のスイッチング素子 61のゲート（G)へ印加され、この第 1 のスイッチング素子 61がオンオフ設定される。同様に、第 2のブートストラップ回路 5 に対しては、反転回路 94によりオンオフ設定切換信号 Scを位相反転したオンオフ設 定切換信号 Sc'がトランジスタ 95と抵抗 103〜抵抗 106とからなるトランジスタ回路お よびトランジスタ 96と抵抗 107, 108と力もなるトランジスタ回路とを介しトランジスタ 5 4のベース（B)へ送出され、このトランジスタ 54のコレクタ（C)出力が第 2のスィッチン グ素子 62のゲート (G)へ印加され、この第 2のスイッチング素子 62がオンオフ設定さ れる。第 3のスイッチング素子 63に対してはオンオフ設定切換信号 Scがそのゲート（ G)へ直接送出され、オンオフ設定される。また、第 4のスイッチング素子 64に対して は反転回路 94を介したオンオフ設定切換信号 Sc'がそのゲート (G)へ送出され、ォ ンオフ設定される。
[0028] 上記初期動作の設定時において第 1のブートストラップ回路 4は以下のように動作 する。即ち、前述のブートストラップ回路の基本動作に従い、第 1の直流電圧 VIの高 電位側に配置された第 1のスイッチング素子 61がオフに設定され、かつ、ブリッジ接 続の直下の直列に接続された低電位側の第 3のスイッチング素子 63がオンに設定さ れているときにはコンデンサ 42 (C1)が充電され、このときに充電されたコンデンサ 4 2 (C 1 )の電力を次の半サイクルにお!/、て第 1のスイッチング素子 61のオンを維持す るための電源として使う。上記コンデンサ 42 (C1)の充電は、ダイオード 41を介し第 2 の直流電圧 V2により行われる（実際にはこの他に第 3の直流電圧 V3による充電もあ るが前記前提よりここでは除外)。
[0029] 上記コンデンサ 42 (C1)が充電されたタイミングにおいて、制御部 9はオンオフ設定 切換信号 Scの極性を反転し、 Hブリッジ形インバータ 6の第 1のスイッチング素子 61 と第 4のスイッチング素子 64の組をオン設定し、第 2のスイッチング素子 62と第 3のス イッチング素子 63の組をオフ設定する。この設定により、第 1のブートストラップ回路 4 のコンデンサ 42 (C1)に充電された電圧が抵抗 43を介し第 1のスイッチング素子 61 のゲート（G)に印加され、第 1のスイッチング素子 61のオンが維持される。この第 1の スイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64のオンにより第 1の直流電圧 VIがィ ダナイタ 7に印加され、ィグナイタ 7は印加された第 1の直流電圧 VIをもとに高電圧 パルスを発生する。この高電圧パルスは放電灯 8の電極間に印加され、これにより電 極間がブレークダウンして放電灯 8の放電 (点灯）が起動される。
[0030] また、上記のように、第 2の直流電圧 V2の高電位側に配置された第 2のスィッチン グ素子 62がオフに設定され、かつ、ブリッジ接続の直下の直列に接続された低電位 側の第 4のスイッチング素子 64がオンに設定されているときには、前記第 1のブートス トラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)と同様に、第 2のブートストラップ回路 5のコンデ ンサ 52 (C2)が充電され、次の半サイクルにおいて第 2のスイッチング素子 62のオン を維持するための電源として使用される。
上記コンデンサ 52 (C2)が充電されたタイミングにおいて、制御部 9はオンオフ設定 切換信号 Scの極性を元に戻し、第 1のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64の組をオフ設定し、第 2のスイッチング素子 62と第 3のスイッチング素子 63の組を オン設定する。この設定により、第 2のブートストラップ回路 5のコンデンサ 52 (C2)に 充電された電圧が抵抗 53を介し第 2のスイッチング素子 62のゲート (G)に印加され、 第 2のスイッチング素子 61のオンが維持される。この第 2のスイッチング素子 62と第 3 のスイッチング素子 63のオンにより第 1の直流電圧 VIがイダナイタ 7を介し放電灯 8 に印加される。この印加電圧による放電灯 8に流れる電流の向きは、第 1のスィッチン グ素子 61と第 4のスイッチング素子 64の組がオン設定されているときと反対方向であ る。
また、上記のように、第 1のスイッチング素子 61がオフに設定され、かつ、第 3のスィ ツチング素子 63がオンに設定されているときには、前述のように、第 1のブートストラッ プ回路 4のコンデンサ 42 (C1)が充電される。
上記コンデンサ 42 (C1)が充電されたタイミングにおいて、制御部 9はオンオフ設定 切換信号 Scの極性を反転し、第 1のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64 の組をオン設定し、第 2のスイッチング素子 62と第 3のスイッチング素子 63の組をォ フ設定する。この設定によるコンデンサ 42 (C1)の充電電圧により第 1のスイッチング 素子 61のオンが維持され、この第 1のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 6 4のオンにより第 1の直流電圧 VIがイダナイタ 7を介し放電灯 8に印加される。この印 加電圧による放電灯 8に流れる電流の向きは第 2のスイッチング素子 62と第 3のスィ ツチング素子 63の組がオン設定されているときと反対方向である。
以上説明のように、放電灯 8がブレークダウンし、放電 (点灯）が起動した後は、第 1 のスイッチング素子 61と第 4のスイッチング素子 64の組と、第 2のスイッチング素子 62 と第 3のスイッチング素子 63の組とが交互にオンオフし、第 1の直流電圧 VIを交流電 圧に変換し、この交流電圧が放電灯 8へ供給される。これにより、放電灯 8は定常点 灯 (アーク放電)である交流点灯へ移行する。
[0032] 次に、第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)に対するトランス 32の 2次 卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3による充電電流供給の目的および動作について図 1 の他に図 2を用いて説明する。
図 2は放電灯 8の点灯過程の説明図である。
図 2において、タイミング T1は第 1の DC/DCコンバータ 2の昇圧開始のタイミング を示し、このタイミング T1から T2の間は放電灯 8の起動の期間であり、タイミング T2 以降が定常点灯 (アーク放電)である交流点灯へ移行することを示す。タイミング T2 力 略固定の時間を経た後に交流点灯が開始される。この交流点灯時の周波数は 例えば 400Hzであり、放電灯電圧 Ebは例えば Hgフリーノ レブの場合は略 42V、従 来バルブの場合は略 85Vである。
放電灯 8は前記基本動作で説明したように放電起動の過程を経て定常点灯へ移行 する。
この放電灯 8の実際の点灯においては、ィグナイタ 7で発生した高電圧パルスにより 放電灯 8が直ちにブレークダウンしない、または、ブレークダウンしても、その後直ち に安定な定常点灯 (アーク放電)へ移行するとは限らず、点灯失敗となる場合がある 。この場合、再度ィグナイタ 7において高電圧パルスを発生し、放電灯 8のブレークダ ゥンを繰り返す再点灯が必要となる。
[0033] 図 2はタイミング T1から T2の間でこの点灯失敗を 3度繰り返し、 4度目に点灯が成 功して定常点灯である交流点灯へ移行した場合を例としたものであり、タイミング ta〜 tdそれぞれにお 、てィグナイタ 7で高電圧パルスを発生し、放電灯 8のブレークダウ ンを繰り返し再点灯していることを示す。タイミング ta〜tcは点灯失敗であり、タイミン グ tdで点灯が成功し、定常点灯へ移行して!/、る。
特に、 Hgフリーバルブにぉ 、ては前述のように熱容量が従来バルブに対し増大し ており、この熱容量の増大に起因してブレークダウンしても安定な定常点灯へ移行し ない確立が高ぐ従来バルブより多くの再点灯を繰り返す可能性が高い。 また、図 2のタイミング Tlから T2の期間で示すように、直流を交流に変換する Ηプリ ッジ形インバータ 6は、ィグナイタ 7で発生した高電圧パルスによる放電灯 8の電極間 ブレークダウンの発生前から、ブレークダウンして安定な定常点灯 (アーク放電）が開 始されるまでの間は放電灯 8に印加される電圧極性が切り換わることなく、 DC出力動 作に近い片側極性に固定する必要がある（図 2は正（+ )側)。従って、点灯動作にお ける再点灯の繰り返しは、 Hブリッジ形インバータ 6にとつて、長い時間片側の極性に 固定された出力を強いられることとなる。
[0034] このように、 Hブリッジ形インバータ 6が片側の極性に固定された出力を長時間維持 するためには、図 1の第 1のブートストラップ回路 4はこの Hブリッジ形インバータ 6の 第 1のスイッチング素子 61のオン状態を長時間維持する必要があり、そのためには、 このオン状態を維持するコンデンサ 42 (C1)の充電電力がこのオン状態維持の間は 残存していることが必要となる。し力し、コンデンサ 42 (C1)のサイズは限られるので、 ダイオード 41を介し第 2の直流電圧 V2により充電するだけでは充電電力が不足し、 第 1のスイッチング素子 61のオン状態を長時間維持することが困難となる。
そこで、図 1に示すようにコンデンサ 42 (C1)に対し、ダイオード 41を介し第 2の直 流電圧 V2により充電する一方、トランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3を 電源として充電電流を供給する。これにより、コンデンサ 42 (C1)はダイオード 41を 介した第 2の直流電圧 V2と、トランス 32の 2次卷線 n2側からの第 3の直流電圧 V3の 双方により充分に充電され、第 1のスイッチング素子 61のオン状態を長時間維持す ることが可能となり、前述のように点灯確立が低く（始動性が悪く）、再点灯を繰り返す 可能性が高い Hgフリーバルブにも対応するこが可能となる。
[0035] また、図 1に示すように、トランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3からは第 1 のスイッチング素子 61のオンを維持する第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)に対してのみ充電電流を供給し、第 2のスイッチング素子 62のオンを維持する する第 2のブートストラップ回路 5のコンデンサ 52 (C2)に対しては充電電流を供給し ない構成としている。
これに対し、前記第 4の従来例におけるブートストラップ回路では、左右の高電位側 スイッチング素子に対して DC的な長時間動作ができるように両者に電源を供給して いたが、放電灯点灯装置においては、第 5の従来例がトランス構成によって実現した ように、長時間に亘る極性の固定は印加した高電圧パルスによって放電灯 8の電極 間をブレークダウンし、電流が安定するまでの期間だけに必要であり、 Hブリッジ形ィ ンバータ 6の対向する極性において同等な DC的長時間のオンをさせる必要はなぐ 従って、高電位側配置の第 1のスイッチング素子 61または第 2のスイッチング素子 62 のいずれか片側だけを DC的にオンさせれば充分である。従って、図 1に示すように、 トランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3からは第 1のスイッチング素子 61の オンを維持する第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)に対してのみ充電 電流を供給する構成として ヽる。
[0036] また、コンデンサ 42 (C1)に充電電流を供給する前述のトランス 32の 2次卷線 n2側 の回路は本来的に必要な第 2の DCZDCコンバータ 3を活用したものである。
即ち、第 2の DC/DCコンバータ 3は本来的にはダイオード 41, 51を介した第 1の スイッチング素子 61および第 2のスイッチング素子 62のそれぞれのゲート（G)電圧 設定用、および放電灯点灯制御回路 91の電源として必要なものであり、この電源の 構成としては図 1中の 1次卷線 nl部分にチョークコイルを使用した構成で足りる。 しかし、この構成を活用し、チョークコイルに卷線を重ねて (例えば一巻） 2次卷線 n 2とし、 1次側卷線 nlはチョークコイルとして機能し、 2次卷線 n2に交流電圧を発生す るトランス 32の構成したものがこの第 2の DC/DCコンバータ 3である。これら 1次側 卷線 nlと 2次卷線 n2とは絶縁されており、 2次卷線 n2側は絶縁電源となる。
[0037] これにより、少ない部品でコンデンサ 42 (C1)に充電電流を供給する電源を実現で き、高電位側に配置された第 1のスイッチング素子 61のオンを長時間維持することが 可能となる。
また、第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)により第 1のスイッチング素 子 61のオンを維持するための電流は第 1のスイッチング素子 61を駆動するドライバ の内部電流だけであり、極僅かな電流が確保できれば充分である。従って、第 2の D CZDCコンバータ 3は 2次卷線 n2を追加したトランス 32を有した構成となる力 このト ランス 32の 2次卷線 n2は簡素な卷線で充分である。
なお、第 2の DCZDCコンバータ 3は、前述のように、直流電源 1の標準電圧値 12 Vを前提にした降圧と昇圧とを兼ねたコンバータとしたが、直流電源 1の標準電圧値 が例えば 24Vのように高 、電圧の場合には降圧式の DCZDCコンバータとしてもよ い。
[0038] また、以上の説明では、トランス 32の 2次卷線 n2側力 第 1のブートストラップ回路 4 のコンデンサ 42 (C1)に対し充電電流を供給する構成としたが、この構成に替え、ト ランス 32の 2次卷線 n2側から第 2のブートストラップ回路 5のコンデンサ 52 (C2)に対 し充電電流を供給する構成としてもよい。この構成の場合、図 2のタイミング T1から T 2の期間における Hブリッジ形インバータ 6から放電灯 8に印加される電圧極性は負（ M則になる。
[0039] 以上のように、この実施の形態 1によれば、第 1の直流電圧 VIの高電位側に配置し た 2つのスイッチング素子のうちの片側の第 1のスイッチング素子 61のオンを維持す る第 1のブートストラップ回路 4におけるコンデンサ 42 (C1)は、第 2の直流電圧 V2に よる充電に併せさらにトランス 22の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3により充電す るように構成したので、コンデンサ 42 (C1)は第 2の直流電圧 V2と第 3の直流電圧 V 3の双方により充分に充電され、これにより、第 1のスイッチング素子 61のオン状態を 長時間維持することが可能となり、放電灯 8に印加される電圧極性が切り換わることな ぐ DC出力動作に近い片側極性に固定され、点灯確率が低く（始動性が悪く）再点 灯を繰り返す可能性が高い Hgフリーバルブにおいても安定に点灯するこができる。
[0040] また、図 1では上述のように、トランス 32の 2次卷線 n2側の第 3の直流電圧 V3によ る充電は第 1のブートストラップ回路 4のコンデンサ 42 (C1)に対し行う構成としたが、 この構成に替え、この第 3の直流電圧 V3による充電を第 2のブートストラップ回路 5の コンデンサ 52 (C2)に対し行う構成も可能であり、この構成とした場合にも、上記同様 の効果を得ることができるとともに、放電灯 8を点灯するための印加電圧極性を任意 に選択し、必要かつ充分な DC的な動作をさせることができ、放電灯点灯装置の設計 自由度を高くすることができる。
[0041] また、高電位側に配置した第 1のスイッチング素子 61のオンを維持するコンデンサ 42 (C1)、または高電位側に配置した第 2のスイッチング素子のオンを維持するコン デンサ 52 (C2)のいずれか一方 (片側）に限定して、第 2の直流電圧 V2と第 3の直流 電圧 V3の双方により充電する構成としたので、左右の高電位側スイッチング素子に 対して DC的な長時間動作ができるようにした前記第 4の従来例に比し機能が切り詰 められ、放電灯点灯装置の構成が簡素化されて装置を小型化できる。
また、第 3の直流電圧 V3により充電する構成を設けたことにより、再点灯を繰り返す 可能性が高い Hgフリーバルブの点灯においても簡素で安価な第 1および第 2のブー トストラップ回路 4, 5を用いることが可能となり、この Hgフリーバルブをヘッドランプに 使用した場合の車両用の放電灯点灯装置を小型化かつ低廉ィ匕することができる。
[0042] また、前記第 3の直流電圧 V3を発生する第 2の DCZDCコンバータ 3は、チョーク コイルとして作用する卷線を 1次卷線 nlとし、この 1次卷線 nlに簡素な 2次卷線 n2を 重ねた絶縁形のトランス 32の構成としたので、少ない部品でコンデンサ 42 (C1) (ま たはコンデンサ 52 (C2) )に充電する電源を実現できる。また、 1次卷線 nlと 2次卷線 n2とは絶縁され、第 3の直流電圧 V3は絶縁電源となっているので、第 2の直流電圧 V2と干渉することなく第 3の直流電圧 V3による充電を行うことができる。
また、 Hブリッジ形インバータ 6の第 1のスイッチング素子 61ないし第 4のスィッチン グ素子 64それぞれは FETまたは IGBTで構成したので、放電灯 8として、定常点灯 時の通電電流が従来バルブに対し 2倍となる Hgフリーバルブを使用する場合には I GBTの使用を選択し、従来バルブを使用する場合には FETの使用を選択すること により、放電灯点灯装置を合理的に構成することができる。
[0043] 以下、この発明の第 2の実施形態を説明する。
実施の形態 2.
図 3はこの発明の実施の形態 2による放電灯点灯装置の構成を示す回路図である 図 3にお 、ては、第 3の直流電圧 V3を生成する回路が実施の形態 1にお 、て使用 したトランス（32)をチョークコイル（75)にしてダイオード（71) (72)とコンデンサ C3 ( 73)を使用したチャージポンプを構成する回路であり、実施の形態 1と異なり、他は同 構成である為、同構成部分の説明は省略する。
[0044] 実施の形態 1において説明したように、第 2の DC/DCコンバータ 3はチヨッパ方式 のスイッチングレギユレータであり、チョークコイル（75)とトランジスタ（34)の接続点に は振幅が第 2の直流電圧 V2に相当する略短形波が発生している。そして該接続点 が" L"レベルのときにコンデンサ 73 (C3)に Hブリッジの出力電圧相当の電圧を充電 し、 "H"レベルのときに、 Hブリッジの出力電圧相当の電圧に第 2の直流電圧 V2相 当の電圧を加算して、第 3の直流電圧 V3として生成するチャージポンプを形成する
[0045] 以上、実施の形態 2においても、第 3の直流電圧 V3が非絶縁にはなる力 他の特 性は同等な小型かつ低廉な放電灯点灯装置を構成することができる。
産業上の利用可能性
[0046] 以上のように、この発明に係る放電灯点灯装置は、 2つのコンデンサのいずれか一 方に、第 2の直流電源部とともに充電する他の充電手段を設けたことにより、安定に 点灯でき、簡素で安価なブートストラップ回路を用いることで小型化かつ低廉ィ匕する ことができるため、点灯確率が低く再点灯を繰り返す可能性が高 、Hgフリーバルブ をヘッドランプに使用した場合の車両用放電灯点灯装置などに用いるのに適してい る。

Claims

請求の範囲
[1] 第 1の直流電源部の高電位側に配置した第 1のスイッチング素子および第 2のスィ ツチング素子の 2つを含む 4つのスイッチング素子をブリッジ状に接続し、前記第 1の 直流電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して該交流電圧を放電灯へ供給する Hブリッジ形インバータと、
第 2の直流電源部により充電される第 1のコンデンサの充電電圧により前記第 1のス イッチング素子のオンを維持する第 1のブートストラップ回路と、
第 2の直流電源部により充電される第 2のコンデンサの充電電圧により前記第 2のス イッチング素子のオンを維持する第 2のブートストラップ回路と、
前記第 1のコンデンサまたは前記第 2のコンデンサのいずれか一方を、前記第 2の 直流電源部とともに充電する充電手段とを備えた放電灯点灯装置。
[2] 第 2の直流電源部は、チョークコイルとして作用する 1次卷線と、該 1次卷線に対し 追加した 2次卷線とを備えた絶縁形のトランス構成とし、充電手段は、前記トランスの 2次卷線に発生する交流電圧を直流化した電圧により第 1のコンデンサまたは第 2の コンデンサのいずれか一方を充電することを特徴とする請求項 1記載の放電灯点灯 装置。
[3] 第 2の直流電源部に発生する略短形電圧を使用してチャージポンプを構成し、チヤ ージポンプのコンデンサによるレベルシフトした電圧により、第 1のコンデンサまたは 第 2のコンデンサのいずれか一方を充電することを特徴とする請求項 1記載の放電灯 点灯装置。
[4] Hブリッジ形インバータの 4つのスイッチング素子それぞれを FET (電界効果トラン ジスタ)または IGBTで構成したことを特徴とする請求項 1記載の放電灯点灯装置。
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010045584A1 (de) * 2010-09-16 2012-03-22 Automotive Lighting Reutlingen Gmbh Verfahren zum Betreiben einer Gasentladungslampe eines Kraftfahrzeugscheinwerfers
DE102010048604A1 (de) 2010-10-15 2012-04-19 Automotive Lighting Reutlingen Gmbh Verfahren und elektrische Schaltung zum Betrieb einer Lichtquelle eines Kraftfahrzeugscheinwerfers mit Gleichstrom, sowie Lichtmodul eines Kraftfahrzeugscheinwerfers mit einer solchen Schaltung und Kraftfahrzeugscheinwerfers mit einem solchen Lichtmodul
US9088209B2 (en) * 2011-05-17 2015-07-21 Eaton Corporation Parasitic power supply and sensor apparatus including a power supply
US9525411B2 (en) 2014-11-13 2016-12-20 Analog Devices, Inc. Power supply circuits for gate drivers
US9806608B2 (en) * 2015-02-13 2017-10-31 Apple Inc. Charge pump having AC and DC outputs for touch panel bootstrapping and substrate biasing

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000166258A (ja) * 1998-11-30 2000-06-16 Stanley Electric Co Ltd 放電灯用点灯装置
JP2002270388A (ja) * 2000-12-23 2002-09-20 Samsung Electro Mech Co Ltd 高出力用蛍光灯安定器
JP2002330064A (ja) * 2001-04-27 2002-11-15 Onkyo Corp ブートストラップ回路

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4983887A (en) * 1986-10-10 1991-01-08 Nilssen Ole K Controlled series-resonance-loaded ballast
JPH04251576A (ja) 1990-12-28 1992-09-07 Toshiba Lighting & Technol Corp 放電灯点灯装置
JPH06196285A (ja) 1992-03-31 1994-07-15 Iwasaki Electric Co Ltd 放電灯点灯装置
JP3831983B2 (ja) 1996-07-29 2006-10-11 松下電工株式会社 放電灯点灯装置
US5869935A (en) * 1997-05-07 1999-02-09 Motorola Inc. Electronic ballast with inverter protection circuit
JP4120022B2 (ja) 1997-05-16 2008-07-16 株式会社デンソー 放電灯装置
US5770925A (en) * 1997-05-30 1998-06-23 Motorola Inc. Electronic ballast with inverter protection and relamping circuits
JP3689008B2 (ja) * 2001-02-14 2005-08-31 株式会社小糸製作所 放電灯点灯回路
US6657400B2 (en) * 2001-09-28 2003-12-02 Osram Sylvania Inc. Ballast with protection circuit for preventing inverter startup during an output ground-fault condition

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000166258A (ja) * 1998-11-30 2000-06-16 Stanley Electric Co Ltd 放電灯用点灯装置
JP2002270388A (ja) * 2000-12-23 2002-09-20 Samsung Electro Mech Co Ltd 高出力用蛍光灯安定器
JP2002330064A (ja) * 2001-04-27 2002-11-15 Onkyo Corp ブートストラップ回路

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