JP3404874B2

JP3404874B2 - 負荷制御装置

Info

Publication number: JP3404874B2
Application number: JP05786594A
Authority: JP
Inventors: 春男永瀬; 俊朗中村; 正二郎木戸; 隆神原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-03-28
Filing date: 1994-03-28
Publication date: 2003-05-12
Anticipated expiration: 2018-05-12
Also published as: JPH07274522A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、半導体スイッチング素
子を用いて負荷を制御する負荷制御装置に関するもので
あり、例えば、放電灯を点灯するのに適するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、図１６に示すような放電灯点灯装
置が知られている。交流電源１ａを高周波変換回路２ａ
により正弦波の高周波電圧に変換してトランスＴ₁の一
次側に印加する。この高周波電圧をトランスＴ₁により
昇圧又は降圧して、二次側に得られた高周波電圧を整流
回路ＤＢ₁とコンデンサＣ₁により整流・平滑し、コン
デンサＣ₁に得られた直流電圧をフルブリッジインバー
タ４の４つのスイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄により、低周
波の矩形波電圧に変換して、放電灯３ａに印加して矩形
波点灯させるものである。この構成については、特開昭
５６−５００９２号公報に示されている。

【０００３】この従来例では、高周波変換回路２ａは、
プッシュプルインバータから構成されており、トランス
Ｔ₁の一次側には、スイッチング素子とコンデンサ、イ
ンダクタンス素子等から構成される回路が接続されてい
る。このような構成で、交流電源１ａに代えて、電源電
圧が低い直流電源（例えば、ＤＣ２４ＶやＤＣ１２Ｖ）
を用いる場合において、同様な出力を放電灯３ａを供給
するときには、トランスＴ₁の一次側に流れる電流が非
常に大きくなり、コンデンサ、インダクタンス素子等の
電力損が増大し、部品が大型化し、コストが高くなる。
また、装置全体の回路効率も悪くなり、装置全体が大型
化するなどの欠点があった。

【０００４】すなわち、図１６の回路では、放電灯３ａ
を安定に点灯維持すると共に、その供給電力を制御する
ために、高周波変換回路２ａの内部に、限流要素を設け
ており、この限流要素となるコンデンサやインダクタン
ス素子に流れる電流が多くなる。特に、トランスＴ₁の
巻数比が大きくなる場合、（例えば、入力電圧が１２Ｖ
で、出力電圧が１００Ｖの場合）、トランスＴ₁の一次
電流が増大し、限流素子のロスは大きくなる。特開平２
−２８８１９７号公報では、トランスＴ₁の二次側に限
流素子を接続しているが、一次側の回路は共振によりト
ランスＴ₁に正弦波形を印加しており、電源電圧が低い
装置の場合では、この一次回路によるロスが依然として
大きい。また、負荷を制御する場合、周波数又はオン・
デューティの制御が一般に用いられるが、共振周波数を
考慮して周波数又はオン・デューティの制御範囲を設定
するなどの理由で制御範囲が狭くなる点など、回路設計
上の制約が多い。

【０００５】また、図１７は従来の負荷制御装置におけ
る制御回路７への電源供給の方式を示している。図中、
１は直流電源、２は高周波変換回路、３は負荷、４は低
周波変換回路、７は制御回路、８は入力フィルター回
路、Ｔ₁はトランスである。直流電源１は、入力フィル
ター回路８を介して、高周波変換回路２により高周波電
圧に変換され、トランスＴ₁により昇圧され、低周波変
換回路４によって高周波電圧を低周波（数十Ｈｚ〜数百
Ｈｚ）に変換されて、負荷３に電力を供給するものであ
る。トランスＴ₁の出力が高圧である場合、トランスＴ
₁によって絶縁されているが、低周波変換回路４のスイ
ッチング素子を駆動するために、制御回路７は低周波変
換回路４と絶縁する必要がある。しかし、この場合、フ
ォトカプラなどを用いて絶縁して信号を送ることは精度
が悪いなど、負荷３の状態を正確に検出することが難し
かった。また、設計上、大きさ、コストの点で制約が多
かった。また、高周波変換回路２が高い周波数（数百Ｋ
Ｈｚ〜数ＭＨｚ）になると、電解コンデンサＣ₈の充放
電電流により電解コンデンサＣ₈の温度上昇が高くな
り、寿命の点で問題があった。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、直流電源を高周波に変換し、トランスにより電圧変
換し、トランスの出力を整流して、低周波出力として負
荷に供給する負荷制御装置において、電源電圧が出力電
圧に比べて低い場合に、入力部で生じる電力ロスを低減
して、全体の回路効率を向上せしめることにある。ま
た、本発明の他の目的とするところは、トランスによっ
て一次側と二次側を分離した負荷制御装置において、二
次側の制御回路の電源をトランスから供給することによ
り、装置の安全性を高めると共に、入力部に接続された
コンデンサの発熱を抑えることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明の基本構成を図１
に示す。図中、１は直流電源、２は高周波変換回路、Ｔ
₁はトランス、５は限流回路、ＤＢ１は整流回路、４は
インバータ回路、３は負荷である。限流回路５におい
て、Ｌ₁はインダクタンス素子であり、Ｃ₂はコンデン
サである。コンデンサＣ₂は波形整形するために接続し
ても良いし、省略しても良い。また、整流回路ＤＢ₁の
出力には、コンデンサＣ₁が並列接続されている。本発
明の特徴は、トランスＴ₁の一次側には、高周波変換回
路２内のスイッチング素子により矩形波電圧を印加し、
トランスＴ₁の二次側には、トランスＴ₁と整流回路Ｄ
Ｂ₁の間に負荷３の限流回路５を設けた点にある。

【０００８】

【作用】本発明によれば、トランスＴ₁の一次側には、
高周波変換回路２内のスイッチング素子により矩形波電
圧を印加するので、直流電源１の電圧が低い場合でも、
トランスＴ₁の一次側に流れる電流による限流素子のロ
スは低減できる。また、トランスＴ₁の二次側には、ト
ランスＴ₁と整流回路ＤＢ₁の間に負荷３の限流回路５
を設けたので、限流回路５のインダクタンス素子Ｌ₁は
昇圧後の小さな電流を限流すれば良く、銅損が少なくな
るため、小形の部品を使用することができる。従来例で
は、限流素子が一次側にあるため、トランスＴ₁の巻数
比だけでは、対応できず、設計変更も複雑になるが、本
発明では、トランスＴ₁により一次側と二次側の絶縁が
容易であり、また、電源電圧が異なった仕様のもので
も、トランスＴ₁の巻数比を変えることで対応すること
ができ、品種の拡充が簡単である。

【０００９】

【実施例】図２は本発明の第１実施例の回路図である。
本実施例は、図１の高周波変換回路２をより具体的に示
したものであり、ハーフブリッジ構成の高周波変換回路
を用いている。図中、Ｑ₁，Ｑ₂はトランジスタ、
Ｄ₁，Ｄ₂はダイオード、Ｃ₄，Ｃ₅はコンデンサであ
る。トランジスタＱ₁，Ｑ₂が交互にオン・オフされる
ものであり、これによって、トランスＴ₁の一次側に直
流電源１の半分の電圧が矩形波状に印加される。この矩
形波電圧をトランスＴ₁により昇圧し、限流回路５を介
して負荷３ａへ電力を送る。整流回路ＤＢ₁、コンデン
サＣ₁、インバータ回路４等の動作は図１６の従来例と
同様である。

【００１０】図３〜図５は本発明の第２〜第４実施例の
要部回路図である。図３の実施例では、高周波変換回路
２がフルブリッジ構成であり、トランスＴ₁の二次側の
構成は図２と同様である。図中、Ｑ₃〜Ｑ₆はトランジ
スタ、Ｄ₃〜Ｄ₆はダイオードである。トランジスタＱ
₃，Ｑ₆とトランジスタＱ₄，Ｑ₅は交互にオン・オフ
され、トランジスタＱ₃，Ｑ₆がオン、トランジスタＱ
₄，Ｑ₅がオフのときは、直流電源１の電圧がトランス
Ｔ₁の一次側に印加され、トランジスタＱ₃，Ｑ₆がオ
フ、トランジスタＱ₄，Ｑ₅がオンのときは、直流電源
１の電圧がトランスＴ₁の一次側に逆極性で印加され
る。図４の実施例では、高周波変換回路２が変形ハーフ
ブリッジ構成であり、トランスＴ₁の二次側の構成は図
２と同様である。図中、Ｑ₁，Ｑ₂はトランジスタ、Ｄ
₁，Ｄ₂はダイオード、Ｃ₆はコンデンサである。トラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₂は交互にオン・オフされ、トランジ
スタＱ₂の両端に発生する矩形波電圧の交流成分がコン
デンサＣ₆を介してトランスＴ₁の一次側に供給される
ものである。図５の実施例では、高周波変換回路２がプ
ッシュプル構成であり、トランスＴ₁の二次側の構成は
図２と同様である。図中、Ｑ₁，Ｑ₂はトランジスタで
ある。トランジスタＱ₁，Ｑ₂は交互にオン・オフさ
れ、トランスＴ₁の一次側に直流電源１の電圧が交互に
逆極性で印加される。図３〜図５に示したいずれの実施
例においても、トランスＴ₁の二次側に限流回路５を設
けていることは、第１実施例と同様である。

【００１１】図６は本発明の第５実施例の回路図であ
る。図中、６は始動回路、７は制御回路、８は電圧検出
部、ＳＷはスイッチ、ＣＴは電流検出部、ＤＲ₁〜ＤＲ
₃は駆動回路、３は高圧放電灯である。スイッチＳＷが
投入されると、制御回路７、高周波変換回路２、インバ
ータ回路４が動作し、始動回路６のイグナイタＩＧが高
圧パルスを発生させて、パルストランスＰＴにより放電
灯３に高圧パルスを印加し、始動させる。放電灯３の両
端電圧を実質的に電圧検出部８により検出、電流を電流
検出部ＣＴにより検出し、その検出量に応じて、高周波
変換回路２のスイッチング周波数ｆｓ又はオン・デュー
ティを制御して、放電灯３に電力を供給するものであ
る。スイッチング周波数ｆｓは、例えば、数十ＫＨｚ〜
数百ＫＨｚ、スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄よりなるイン
バータ回路４の周波数は、５０Ｈｚ〜数百Ｈｚが好まし
い。トランスＴ₁の一次側には、限流素子を接続せず、
二次側のインダクタンス素子Ｌ₁がその機能を有する。
コンデンサＣ₇は、高圧パルス電圧がインバータ回路４
に印加されないように閉回路を形成している。トランス
Ｔ₁の出力は矩形波状の高周波電圧であり、整流回路Ｄ
Ｂ₁により整流され、コンデンサＣ₁によって平滑さ
れ、放電灯３には、ほとんど高周波を含有しない低周波
の電圧が印加され、安定点灯する。この低周波の周波数
は、インバータ回路４のスイッチング周波数で決まる。

【００１２】次に、請求項３に記載された発明について
説明する。図７は本発明による制御部７ａ，７ｂの電源
供給方式を示している。本発明の特徴は、トランスＴ₁
の一次側の制御部７ａは、主電源１より電力を供給さ
れ、トランスＴ₁の二次側の制御部７ｂは、トランスＴ
₁から電力を供給されるように構成している。したがっ
て、電源を投入すると、まず、制御部７ａ、高周波変換
回路２が動作し、トランスＴ₁に電圧が印加され、次
に、制御部７ｂが動作し、低周波変換回路４が動作し
て、負荷３を制御するものである。この構成により、ト
ランスＴ₁の一次側と二次側が完全に絶縁され、トラン
スＴ₁の二次側が高圧であっても安全となる。また、低
周波変換回路４と制御部７ｂにより負荷状態を検出し、
それに応じて負荷３を制御するので、精度が良い。この
制御部７ｂは、トランスＴ₁の出力から、制御電源を生
成し、制御信号を発生するものであり、低周波変換回路
４内のスイッチング素子の駆動部と、負荷の電流・電圧
等の検出部と、検出値と基準値との比較回路部などから
構成されている。

【００１３】図８は図７を更に具体化した実施例であ
る。トランスＴ₁の高周波出力を整流回路ＤＢ₁で整流
し、インダクタンス素子Ｌ₁とスイッチング素子Ｓ₇、
ダイオードＤ₇、コンデンサＣ₁よりなる昇圧チョッパ
ー回路で昇圧し、極性反転用の低周波インバータ回路４
ａを介して負荷３ａに低周波電圧を供給する。低周波イ
ンバータ回路４ａは、昇圧チョッパー回路の出力電圧を
数百Ｈｚの低周波で交番させて、負荷３ａに印加する。
制御部７ｂは負荷３ａの状態を検出し、スイッチング素
子Ｓ₇のオン・デューティをコントロールする。制御部
７ａは、トランスＴ₁に印加する電圧をコントロールす
れば良いことになり、トランスＴ₁の一次側と二次側を
分離し、且つ精度の良い制御ができる。負荷３ａは、高
圧放電灯であり、いわゆる矩形波点灯を行う放電灯点灯
装置である。

【００１４】次に、請求項５に記載された発明について
説明する。図９はこの発明の要部構成を示している。高
周波変換回路２の入力部には、高周波電流が流れるコン
デンサＣ₉を接続すると共に、直流電源１が瞬時にゼロ
電圧になる瞬断や瞬時電圧低下時にバックアップするコ
ンデンサＣ₁₀とインダクタンス素子Ｌ₃の直列回路を接
続している。これにより、コンデンサＣ₁₀に流れる高周
波成分を滑らかに、又は、低減しようとするものであ
る。コンデンサＣ₉の容量は、コンデンサＣ₁₀の容量よ
りも十分に小容量であり、セラミックコンデンサやフィ
ルムコンデンサを使用し、コンデンサＣ₁₀には電解コン
デンサを用いると良い。

【００１５】図１０は本発明の具体的な実施例である。
コンデンサＣ₁₀と並列に、フィルター回路８を設けて、
図９のインダクタＬ₃の機能をノイズフィルタートラン
スＮＦに代用させるものである。高周波変換回路２は直
流電圧を高周波電圧に変換する。この高周波電圧はトラ
ンスＴ₁により昇圧され、インバータ回路４により高周
波電圧を直流電圧に変換し、さらに低い周波数に変換し
て、負荷３ａを点灯させる。負荷３ａは蛍光灯よりな
り、高周波変換回路２は数百ＫＨｚから数ＭＨｚ、イン
バータ回路４は数十ＫＨｚに変換して、負荷３ａを点灯
させることが、蛍光灯の発光効率とノイズの点から好ま
しい。高周波変換回路２は限流素子の小型化のため、高
い周波数が良い。

【００１６】図１１は請求項５に記載された発明の実施
例を示す回路図である。入力部の構成は図９に示した実
施例と同様である。負荷３ａは高圧放電灯であり、矩形
波点灯する点灯装置である。負荷３ａの状態は、整流回
路ＤＢ₁の入力部で検出されるものであり、負荷電圧は
トランスＴ₂により、負荷電流はカレントトランスＣＴ
により検出される。制御部７ａは、その検出信号を端子
ａ，ｂ及びｃから入力されて、高周波変換回路２を制御
する。低周波変換回路４は、低周波駆動用の制御部７ｂ
により動作する。図中、Ａ₁，Ａ₂はＡＮＤ回路、Ｎ₁
は反転回路（インバータ）である。ＰＴ₁，ＰＴ₂はパ
ルストランス、ＤＲ₁〜ＤＲ₄はドライブ回路、Ｓ₁〜
Ｓ₄はスイッチング素子である。ＡＮＤ回路Ａ₁，Ａ₂
には、低周波信号Ｘと高周波信号Ｙが入力されており、
低周波信号Ｘはスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄のオンと、
スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃のオンを低周波で交互に行
うためのものであり、高周波信号ＹはパルストランスＰ
Ｔ₁，ＰＴ₂を高周波で動作させて、このパルストラン
スＰＴ₁，ＰＴ₂を小型にして、一次側と二次側を絶縁
させるものである。パルストランスＰＴ₁が動作すると
きは（ＡＮＤ回路Ａ₁の出力が高周波信号Ｙのとき）、
パルストランスＰＴ₁の二次側の高周波電圧を整流回路
ＤＢ₁で整流し、スイッチング素子Ｓ₁の端子ｄ，ｅ間
に駆動電圧を印加してオン状態にさせ、スイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₄のオン状態を低周波の半サイクルにわたり
継続させる。ドライブ回路ＤＲ₁〜ＤＲ₄のコンデンサ
は、パルストランスＰＴ₁の高周波を平滑し、端子ｄ，
ｅ間に直流電圧を与えるものである。ＡＮＤ回路Ａ₁の
出力信号がゼロになると、パルストランスＰＴ₁は動作
を停止し、ドライブ回路ＤＲ₁のトランジスタがオンと
なり、端子ｄ，ｅ間の電荷を放出し、スイッチング素子
Ｑ₁はオフとなる。スイッチング素子Ｑ₄についても同
様である。次の半サイクルでは、スイッチング素子
Ｑ₂，Ｑ₃がオン状態となる。

【００１７】図１１は図９の基本例を具体化した回路で
あるが、例えば、低周波駆動用の制御部７ｂの電源及び
信号生成方式として、図８の制御部７ｂのような構成を
用いても良い。低周波のドライブ回路は、従来、フォト
カプラで絶縁駆動する方式であったため、フォトカプラ
の性能に制約があったり、また、パルストランスを用い
た場合でも、低周波のままで作動させていたので、大型
化したパルストランスになっていたが、本発明では、パ
ルストランスＰＴ１，ＰＴ２を高周波で動作させている
ので、小型になる。

【００１８】図１２は、図１１で示した低周波変換回路
４を駆動するドライブ回路の他の実施例である。図１２
のように、負荷３ａに高圧放電灯を用いたときには、そ
の始動用イグナイタ回路６から発生する高圧パルス電圧
がインバータ回路に加わらないように、並列コンデンサ
Ｃｐと直列インダクタＬｓから成る回路が付加される。
このとき、低周波変換回路４のスイッチング素子Ｓ₁〜
Ｓ₄のスイッチング動作は、図１３のようになり、出力
極性が切り換わるときに、それまでオンしていた素子が
全てオフした後、次に、オンしなければならない素子の
うち、一方を先にオンし、ある設定時間Ｔｄの経過後、
もう一方の素子をオンする、というように時間差を設け
る必要がある。このため、対をなしてオン・オフ動作を
行う２個のスイッチング素子のドライブ回路のうち、一
方のオフ信号はそのままスイッチング素子に伝達し、オ
ン信号は或る設定された時間、遅延させて、スイッチン
グ素子に伝える遅延回路９を設けている。この遅延回路
９は、ドライブ信号を生成する回路と、スイッチング素
子の制御端子（例えば、ＦＥＴの場合はゲート電極）と
の間に挿入される。もう一方のスイッチング素子には、
ドライブ信号を生成する回路を直接スイッチング素子の
制御端子に接続すれば良い。

【００１９】遅延回路の例としては、例えば、図１４に
示すように、抵抗ＲｄとコンデンサＣｄ及びダイオード
Ｄｓから成る回路を使用するものである。この回路で
は、オン信号は、抵抗ＲｄとコンデンサＣｄから成る積
分回路によって信号を遅延させ、オフ信号はダイオード
Ｄｓを通して急速に伝達する。そのほか、図１５に示す
ように、ＭＯＳＦＥＴ等の電圧入力型のトランジスタを
使用した遅延回路でも良い。遅延回路の入力電圧が低い
ときには、主スイッチング素子、遅延回路のトランジス
タＱｄ₁，Ｑｄ₂が共にオフとなる。遅延回路の入力
に、主スイッチング素子のオン電圧以上の電圧が印加さ
れた直後は、トランジスタＱｄ₁がオフのままであるた
め、主スイッチング素子にドライブ信号が伝わらず、オ
ンしない。抵抗Ｒｄ₁を通して、コンデンサＣｄを充電
し、コンデンサＣｄの電圧がトランジスタＱｄ₂のオン
電圧を越えると、トランジスタＱｄ₂がオンする。トラ
ンジスタＱｄ₂がオンすると、トランジスタＱｄ₁がオ
ンし、ドライブ信号が主スイッチング素子に伝わり、主
スイッチング素子がオンする。遅延回路の入力が主スイ
ッチング素子のオフ電圧に低下すると、ダイオードＤｓ
を通して、急速にオフ信号を主スイッチング素子に伝え
る。また、トランジスタＱｄ₁，Ｑｄ₂もオフする。

【００２０】

【発明の効果】本発明によれば、直流電源の電圧を高周
波の矩形波電圧に変換する高周波変換回路の出力をトラ
ンスにより電圧変換し、その出力に整流回路とインバー
タ回路を介して負荷を接続した負荷制御装置において、
前記トランスと整流回路の間に負荷の電流を制限する限
流素子を接続したものであり、トランスの一次側に実質
的な限流素子を介することなく、放電灯を安定させるの
で、電力ロスが低減し、高効率な負荷制御装置を提供す
ることができるという効果がある。また、限流素子は、
高周波変換回路の周波数で動作させ、電流の少ない回路
部分に接続しているので、銅損を低減し、インダクタン
ス素子を小形化することができるという効果がある。ま
た、トランスの二次側に構成される回路の制御電源をト
ランスの二次側から得るようにすれば、トランスの一次
側及び二次側の絶縁を確実に行うことができ、出力側の
感電等に対して安全な負荷制御装置を提供することがで
きる。また、一次側が動き始めてから二次側が動作する
制御が自動的に行えるので、電源投入時の不安全なとき
に、負荷に電圧が印加されることがなくなり、安全な動
作が実現できる。さらに、一次側と二次側の間が長い距
離であっても、一次側と二次側のそれぞれに、制御電源
と信号生成能力を持たせることができるので、制御信号
を引き回す必要がなく、電源部のみを延長させれば良
く、配線等が簡単になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本構成を示す回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の回路図である。

【図３】本発明の第２実施例の要部回路図である。

【図４】本発明の第３実施例の要部回路図である。

【図５】本発明の第４実施例の要部回路図である。

【図６】本発明の第５実施例の回路図である。

【図７】請求項３の発明の構成を示す回路図である。

【図８】請求項３の発明の一実施例の回路図である。

【図９】請求項４の発明の要部構成を示す回路図であ
る。

【図１０】請求項４の発明の一実施例の回路図である。

【図１１】請求項５の発明の第１実施例の回路図であ
る。

【図１２】請求項５の発明の第２実施例の回路図であ
る。

【図１３】請求項５の発明の第２実施例の動作波形図で
ある。

【図１４】請求項５の発明の第２実施例の遅延回路の一
例を示す回路図である。

【図１５】請求項５の発明の第２実施例の遅延回路の他
の一例を示す回路図である。

【図１６】従来例の回路図である。

【図１７】他の従来例の回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２高周波変換回路３負荷４低周波変換回路５限流回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者神原隆大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開平３−218266（ＪＰ，Ａ) 特開平２−244594（ＪＰ，Ａ) 実開昭62−84393（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H05B 41/24 H05B 41/282 H05B 41/392

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、この直流電源の電圧を高
周波の矩形波電圧に変換する高周波変換回路と、高周波
変換回路の出力を電圧変換するトランスと、トランスの
出力を整流する整流回路と、整流回路の出力に接続され
たインバータ回路と、インバータ回路の出力に接続され
た負荷とからなる負荷制御装置において、前記トランス
と整流回路の間に負荷の電流を制限する限流素子を接続
したことを特徴とする負荷制御装置。
【請求項２】前記トランスは一次巻線よりも二次巻
線の巻数が多い昇圧型のトランスであることを特徴とす
る請求項１記載の負荷制御装置。
【請求項３】直流電源と、この直流電源の電圧を高
周波に変換する高周波変換回路と、高周波変換回路の出
力を電圧変換するトランスと、トランスの出力を整流す
る整流回路と、整流回路の出力を低周波に変換する低周
波変換回路と、低周波変換回路の出力に接続された負荷
とからなる負荷制御装置において、前記高周波変換回路
の制御電源は前記直流電源から供給し、前記低周波変換
回路の制御電源は前記トランスの二次側から供給するよ
うに構成したことを特徴とする負荷制御装置。
【請求項４】前記高周波変換回路の入力部には、イ
ンダクタと第１のコンデンサの直列回路と、第１のコン
デンサよりも小容量の第２のコンデンサとを並列接続さ
れていることを特徴とする請求項３記載の負荷制御装
置。
【請求項５】高周波変換回路の制御回路から得られ
た高周波信号と、この高周波信号を低周波に分周した低
周波信号を論理積演算して得られる制御信号を前記トラ
ンスの一次側から二次側に伝達するための高周波のパル
ストランスを備え、前記低周波変換回路のスイッチング
素子は前記高周波のパルストランスの出力電圧を整流平
滑して得られた駆動信号により駆動されることを特徴と
する請求項３記載の負荷制御装置。