JP5053395B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯の始動時において必要な始動波形を放電灯に提供し、且つ装置にとって損失の少ない手法を提供する放電灯点灯装置に関する。

近年、放電灯としてのランプ技術の進歩により、始動時にランプを点灯に至らしめる始動電圧が小さくなっている。これに伴い、放電灯点灯装置において必要とされる始動時の波形も変化してきている。

旧来の放電灯は、始動時に１５ｋＶ前後の高電圧を必要とし、放電灯点灯装置もこれに合せて設計する必要があったが、放電灯内部にクリプトンなどを封入することにより、始動に必要な電圧が３ｋＶ〜５ｋＶ前後に下がってきている。また、新たなニーズとして、１ｋＶ〜２ｋＶ前後のパルス電圧を連続的に発生する放電灯点灯装置も要求されている。

こうした放電灯の始動電圧低下に伴い、点灯装置の側は従来の高周波始動方式を応用，発展させる形でその要求を実現している。これは具体的には、例えば特許文献１のように、従来の回路方式は変えずに、始動時におけるインバータの周波数を逐次変化させて、共振周波数を部品ばらつきに合せ込んで一時的に所望のパルス電圧を得るものや、他に新たな回路を付加してその実現を図るものなどである。

国際公開番号ＷＯ２００４/０６４４５７

上記特許文献１などに提案する技術は、何れの場合も放電灯に対応した所望のパルス電圧を得ることができるものの、７０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度の高い周波数でインバータを動作させるため、放電灯点灯装置として内部損失が大きくなったり、予期しない高電圧および／または高電流が内部で発生したりする懸念を生じていた。

また、インバータの出力には始動時に高圧パルスを放電灯に印加するインダクタが接続されるが、インバータを構成するスイッチング素子の動作タイミングによっては、この高圧パルス印加用のインダクタが磁気飽和を起こす虞れがあった。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、インバータを構成するスイッチング素子の動作タイミングを最適化することで、インバータの出力に接続するインダクタの磁気飽和を抑え、さらには部品を追加することなく内部損失を最小限に抑えることができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。

本発明の放電灯点灯装置は、上記目的を達成するために、放電灯に供給する電力を調整する直流電源回路と、前記直流電源回路からの直流出力の電力を前記放電灯に供給するための第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子とを備えたインバータと、前記直流電源回路および前記インバータを制御する制御回路と、前記インバータの出力に接続され、前記放電灯の始動時に当該放電灯の電極間に高圧パルスを印加するインダクタとを備え、前記インバータは、前記第１組のスイッチング素子がオンしたときに、前記インダクタから前記放電灯の方向に流れる電流が増加し、前記第２組のスイッチング素子がオンしたときに、前記放電灯から前記インダクタの方向に流れる電流が増加するように構成されており、前記制御回路の制御により、前記放電灯の始動時に、前記第１組のスイッチング素子だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第１の期間と、前記第２組のスイッチング素子だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第２の期間を設けている。

また、前記制御回路は、前記第１の期間において、前記第１組のスイッチング素子がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、当該第１組のスイッチング素子をオンさせるように、前記第１組のスイッチング素子をオン・オフさせ、前記第２の期間において、前記第２組のスイッチング素子がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、当該第２組のスイッチング素子をオンさせるように、前記第２組のスイッチング素子をオン・オフさせている。

また、直前にオンした前記第１組のスイッチング素子と同じ組の前記第１組のスイッチング素子を再びオンするタイミングは、直前に前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子がオフし始めたタイミングを０°として、前記インダクタの成分と、前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子に含まれるダイオードとその周辺回路の容量により決まる成分と、前記インバータの入力電圧で決まる共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定し、直前にオンした前記第２組のスイッチング素子と同じ組の前記第２組のスイッチング素子を再びオンするタイミングは、直前に前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子がオフし始めたタイミングを０°として、前記インダクタの成分と、前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子に含まれるダイオードとその周辺回路の容量により決まる成分と、前記インバータの入力電圧で決まる共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定するように構成している。

請求項１の発明によれば、第１の期間において、第１組のスイッチング素子がオンすると、インダクタから放電灯の方向に流れる電流が増加し、第２の期間において、第２組のスイッチング素子がオンすると、放電灯からインダクタの方向に流れる電流が増加し、インバータの出力に接続したインダクタにエネルギーが蓄えられるが、第１組のスイッチング素子または第２組のスイッチング素子はその後一時的にオフし、再びオンする動作が行なわれるので、その一時的なオフ期間中にインダクタに蓄えられたエネルギーが放出され、インダクタは磁気飽和を起こさない。よって、インバータを構成する第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子の動作タイミングを最適化することで、インバータの出力に接続するインダクタの磁気飽和を抑えることができる。

請求項２の発明によれば、第１の期間において、第１組のスイッチング素子がオンした後、一時的にオフし、再びオンする期間中に前記電流の流れる方向が１回反転して、インダクタに蓄えられたエネルギーが放出され、また第２組のスイッチング素子がオンした後、一時的にオフし、再びオンする期間中に、前記電流の流れる方向が１回反転して、インダクタに蓄えられたエネルギーが放出され、インダクタは磁気飽和を起こさない。よって、インバータを構成する第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子の動作タイミングを最適化することで、インバータの出力に接続するインダクタの磁気飽和を抑えることができる。

請求項３の発明によれば、インバータの出力に接続されるインダクタの成分と、第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子に含まれるダイオードとその周辺回路の容量により決まる成分と、インバータの入力電圧で決まる共振周波数を考慮したタイミングで、第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子をオン動作させることで、それらの第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子に含まれる容量成分を充放電するための大きな電流を流さないようにすることができる。そのため、インバータを構成する第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子の動作タイミングを最適化することで、わざわざ部品を追加することなく内部損失を最小限に抑えることができる。

本発明の一実施例における放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。 上記実施例におけるインバータおよびイグナイタの一部構成を示す等価回路図である。 上記実施例における各スイッチング素子の動作状態を示すタイミングチャートである。 上記実施例の動作状態を説明する各部の波形図である。 上記実施例において、全てのスイッチング素子をオフしたときのインバータの動作状態を示す等価回路図である。 上記実施例において、全てのスイッチング素子をオフしたときのインダクタ電流とインダクタ電圧の波形図である。 比較例として、各スイッチング素子の別な動作状態を示すタイミングチャートである。 上記比較例の動作状態を説明する各部の波形図である。 上記比較例の動作状態を説明する各部の波形図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施例について説明する。

図１において、本実施例の放電灯点灯装置は、ダウンチョッパー１１，インバータ１２，イグナイタ１３および制御回路１５から構成され、イグナイタ１３に接続する出力端子１７，１８には放電灯であるランプ２０が接続される。ダウンチョッパー１１は本発明の直流電源回路に相当するもので、ランプ２０の管電圧にあわせて所定の定電力を供給するために、入力端子２２，２３間に印加される直流入力電圧Ｖｉｎを調整するものであり、この例では入力電圧Ｖｉｎをチョッパー処理により降下させ、ランプ２０に一定の電力を供給するための電流制御を行なう。このダウンチョッパー１１の出力電流は、インバータ１２に出力される。

ダウンチョッパー１１の出力端間には抵抗２５，２６の直列回路が接続され、抵抗２５，２６の接続点に発生する電位が、ダウンチョッパー１１の出力電圧として制御回路１５に供給される。また、ダウンチョッパー１１の負電位側ラインには、電流検出器たる抵抗２７が挿入接続され、抵抗２７に流れる電流がランプ電流として検出されて制御回路１５に供給される。インバータ１２は、複数のスイッチング素子から構成され、これらのスイッチング素子をスイッチングすることにより、ダウンチョッパー１１からの直流電圧を交流電圧に変換してイグナイタ１３に出力する。また、パルス発生回路に相当するイグナイタ１３は、例えばトリガトランスおよびその駆動回路などから構成され、ランプ２０の点灯を開始させる始動時に高圧パルスを発生して、これをトリガトランスからランプ２０の電極間に印加する。

上記ダウンチョッパー１１，インバータ１２およびイグナイタ１３を制御する制御回路１５は、例えばマイクロプロセッサを含む回路で構成される。ここでの制御回路１５は、例えばダウンチョッパー１１の出力電圧およびランプ電流をそれぞれ取り込んで、ランプ２０に供給される電力が一定になるように、ダウンチョッパー１１の出力電流を制御する。また制御回路１５は、インバータ１２の出力周波数を適宜制御するとともに、イグナイタ１３を始動時に制御して高電圧を発生させる。

図２は、前記インバータ１２の等価回路を示したもので、ここではイグナイタ１３の一部構成も図示している。同図において、インバータ１２はフルブリッジ接続された４つのスイッチング素子３１〜３４により構成され、ダウンチョッパー１１の出力端間には、入力コンデンサ３０の他に、第１スイッチング素子３１および第２スイッチング素子３２からなる第１直列回路と、第３スイッチング素子３３および第４スイッチング素子３４からなる第２直列回路がそれぞれ接続される。また、イグナイタ１３の高電圧発生回路部として、前記トリガトランスのインダクタンス成分に相当するインダクタ３７と、トリガ高電圧発生時におけるノイズキャンセル用のコンデンサを含むキャパシタ３８とからなる逆Ｌ型回路が、インバータ１２の出力端と放電灯点灯装置の出力端子１７，１８との間に接続される。これにより、スイッチング素子３３，３４の接続点にインダクタ３７の一端とキャパシタ３８の一端が接続され、インダクタ３７の他端に出力端子１７を介してランプ２０の一方の電極が接続され、スイッチング素子３１，３２の接続点にキャパシタ３８の他端と、ランプ２０の他方の電極が接続される構成となっている。

前記インバータ１２を構成するスイッチング素子３１〜３４は、何れも同特性を有するＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、ドレインとソースの間にはスイッチング素子３１〜３４に内包するダイオード３１ａ〜３４ａが逆並列接続される。これらのダイオード３１ａ〜３４ａは、順方向に電流が流れてオンしているときに、逆方向に電流を流さないとオフしない特性があり、各ダイオード３１ａ〜３４ａがターンオフするまで逆方向の電流を流す容量成分として、逆回復電荷量が各々存在する。なお、ダイオード３１ａ〜３４ａの逆回復電荷量は、スイッチング素子３１〜３４のドレイン−ソース間の寄生容量よりも十分に大きい。また、ここでいう逆回復電荷量とは、スイッチング素子３１〜３４に内蔵するダイオード３１ａ〜３４ａに限らず、ダイオード３１ａ〜３４ａの周辺回路として、例えばドレインとソースとの間に接続する外付けのコンデンサによるものなど、ダイオード３１ａ〜３４ａの周辺に接続するあらゆる素子の容量により決まる成分も含む。

制御回路１５は、始動時にスイッチング素子３２，３３のゲートに共通して与える第１駆動信号のオンパルスと、スイッチング素子３１，３４のゲートに共通して与える第２駆動信号のオンパルスとを、双方のオンパルスが重ならないようなデッドタイムを有しつつ、周期的に繰り返し生成する。それにより、インバータ１２からイグナイタ１３を介してランプ２０の両端間に正負の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。なお、図２はランプ２０の始動時における等価回路を示しており、ここでは点灯直後のランプ２０を想定して、出力端子１７，１８間に等価的な例えば３０Ｖの定電圧負荷４０が接続される。

次に、上記構成の放電灯点灯装置に関し、その動作を説明する。

ランプ２０の始動時において、ダウンチョッパー１１は入力した直流電圧Ｖｉｎをチョッパー処理により降下させ、その出力電流をインバータ１２に出力する。インバータ１２は、制御回路１５からの駆動信号によってスイッチング素子３１〜３４がスイッチング動作されることにより、ダウンチョッパー１１からの直流電流を所定の周波数の交流電流に変換してイグナイタ１３に出力する。イグナイタ１３を構成するトリガトランスを等価的に示したインダクタ３７には、始動時に高圧パルスが誘起され、イグナイタ１３はこの高圧パルスをインバータ１２から供給される交流電圧に重畳して、ランプ２０に供給する。

こうして、ランプ２０に高電圧パルスが印加されると、ランプ２０はその電極間に絶縁破壊が発生して放電を開始する。放電が開始されると、ランプ２０には電流が流れ、インバータ１２からイグナイタ１３を介して適切な電力が供給されることによりランプ２０は点灯を開始する。その後、制御回路１５はダウンチョッパー１１の出力電圧およびランプ電流を取り込んで、ランプ２０に一定電力が供給されるようにダウンチョッパー１１を制御する。

図３は、始動時における各スイッチング素子３１〜３４の動作状態を示すタイミングチャートである。同図おいて、上段は第１組のスイッチング素子３２，３３の動作タイミングを示し、下段は第２組のスイッチング素子３１，３４の動作タイミングを示している。

先ず時間（１）において、制御回路１５からスイッチング素子３２，３３のゲートにオンパルスの駆動信号を与え、これらのスイッチング素子３２，３３をオンにする。このときインバータ１２は、ダウンチョッパー１１の出力端に発生する電圧をイグナイタ１３にそのまま出力するので、キャパシタ３８が充電すると共に、インダクタ３７の一端から他端に電流が流れてエネルギーが蓄えられ、インバータ１２の出力電流はインダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで増加する。また、出力端子１８に接続する負荷４０の他端を基準として、出力端子１７に接続する負荷４０の一端には、正極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

やがて時間（２）になり、制御回路１５からスイッチング素子３２，３３へのオンパルスの駆動信号が停止すると、全てのスイッチング素子３１〜３４はオフする。時間（２）から次にスイッチング素子３２，３３を再びオンにする時間（３）までの期間は、インダクタ３７の磁気飽和を防ぐために設けられたものである。

スイッチング素子３１〜３４がオフすると、インダクタ３７を流れる電流の連続性によってダイオード３１ａ，３４ａがオンし、スイッチング素子３１，３４にダイオード３１ａ，３４ａのアノードからカソードを通して電流が流れる。このときのインバータ１２の出力電流は、インダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで減少する。また、負荷４０の一端には負極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

その後、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが全て放出し、インダクタ３７の一端から他端への電流の流れがゼロになると、インダクタ３７を流れる電流の極性が反転する。この逆向きの電流は時間の経過と共にゼロから次第に増加し、インダクタ３７はエネルギーを再び蓄えるが、負荷４０の一端には引き続き負極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、電圧極性は反転しない。また、ダイオード３１ａ，３４ａはすぐにはオフせず、ダイオード３１ａ，３４ａはカソードからアノードに向けての逆向きの電流が流れる。

こうして、ダイオード３１ａ，３４ａの前記逆回復電荷量で決まる一定期間が経過して、これらのダイオード３１ａ，３４ａがターンオフすると、今度はダイオード３２ａ，３３ａがオンして、スイッチング素子３２，３３にダイオード３２ａ，３３ａのアノードからカソードを通して電流が流れる。それによりインダクタ３７に蓄えられたエネルギーが放出し、インダクタ３７を流れる逆向きの電流は増加から減少に転じると共に、負荷４０の一端に印加される出力電圧Ｖｏｕｔも負極性から正極性に反転する。

この後に時間（３）になり、制御回路１５からスイッチング素子３２，３３のゲートにオンパルスの駆動信号を与え、これらのスイッチング素子３２，３３を再びオンにする。このときのスイッチング素子３２，３３は、ダイオード３２ａ，３３ａを通して電流が流れており、ドレイン−ソース間の電圧がほぼゼロの状態でスイッチングされる。したがって、スイッチング素子３２，３３のオン時における損失を減らすことができる。

スイッチング素子３２，３３が再びオンすると、インバータ１２はダウンチョッパー１１の出力端に発生する電圧をイグナイタ１３にそのまま出力するので、キャパシタ３８が充電すると共に、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが全て放出すると、インダクタ３７を流れる電流の向きは逆転して一端から他端に向けて電流が流れるようになり、インダクタ３７は再びエネルギーを蓄えて、その電流はインダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで増加する。また、負荷４０の一端には正極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

やがて時間（４）になり、制御回路１５からスイッチング素子３２，３３へのオンパルスの駆動信号が停止すると、全てのスイッチング素子３１〜３４はオフする。この後の動作は、上記時間（２）の説明と同様である。

時間（５）になると、制御回路１５からスイッチング素子３１，３４のゲートにオンパルスの駆動信号が与えられ、これらのスイッチング素子３１，３４がオンする。スイッチング素子３１，３４がオンするタイミングは、これらのスイッチング素子３１，３４にダイオード３１ａ，３４ａを通して電流が流れている間、すなわちインダクタ３７の一端から他端に流れる電流がゼロになるまでの間とする。それにより、スイッチング素子３１，３４のドレイン−ソース間の電圧がほぼゼロの状態で、これらのスイッチング素子３１，３４をオンすることができ、損失を減らすことができる。

スイッチング素子３１，３４がオンすると、インバータ１２はダウンチョッパー１１の出力端に発生する電圧をイグナイタ１３に反転して出力するので、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが全て放出すると、インダクタ３７を流れる電流の向きは逆転して他端から一端に向けて電流が流れるようになり、インダクタ３７は再びエネルギーを蓄えて、その電流はインダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで増加する。また、キャパシタ３８は逆極性で充電されると共に、負荷４０の一端には負極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

やがて時間（６）になり、制御回路１５からスイッチング素子３１，３４へのオンパルスの駆動信号が停止すると、全てのスイッチング素子３１〜３４はオフする。時間（６）から次にスイッチング素子３２，３３を再びオンにする時間（７）までの期間は、インダクタ３７の磁気飽和を防ぐために設けられたものである。

スイッチング素子３１〜３４がオフすると、インダクタ３７を流れる電流の連続性によってダイオード３２ａ，３３ａがオンし、スイッチング素子３２，３３にダイオード３２ａ，３３ａのアノードからカソードを通して電流が流れる。このときのインバータ１２の出力電流は、インダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで減少する。また、負荷４０の一端には正極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

その後、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが全て放出し、インダクタ３７の他端から一端への電流の流れがゼロになると、インダクタ３７を流れる電流の極性が反転する。このインダクタ３７の一端から他端に向けての電流は、時間の経過と共にゼロから次第に増加し、インダクタ３７はエネルギーを再び蓄えるが、負荷４０の一端には引き続き正極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加され、電圧極性は反転しない。また、ダイオード３２ａ，３３ａはすぐにはオフせず、ダイオード３２ａ，３３ａはカソードからアノードに向けての逆向きの電流が流れる。

こうして、ダイオード３２ａ，３３ａの前記逆回復電荷量で決まる一定期間が経過して、これらのダイオード３２ａ，３３ａがターンオフすると、今度はダイオード３１ａ，３４ａがオンして、スイッチング素子３１，３４にダイオード３１ａ，３４ａのアノードからカソードを通して電流が流れる。それによりインダクタ３７に蓄えられたエネルギーが放出し、インダクタ３７を流れる電流は増加から減少に転じると共に、負荷４０の一端に印加される出力電圧Ｖｏｕｔも正極性から負極性に反転する。

この後に時間（７）になり、制御回路１５からスイッチング素子３１，３４のゲートにオンパルスの駆動信号を与え、これらのスイッチング素子３１，３４を再びオンにする。このときのスイッチング素子３１，３４は、ダイオード３１ａ，３４ａを通して電流が流れており、ドレイン−ソース間の電圧がほぼゼロの状態でスイッチングされる。したがって、スイッチング素子３１，３４のオン時における損失を減らすことができる。

スイッチング素子３１，３４が再びオンすると、インバータ１２はダウンチョッパー１１の出力端に発生する電圧をイグナイタ１３に反転して出力するので、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが全て放出すると、インダクタ３７を流れる電流の向きは逆転して他端から一端に向けて電流が流れるようになり、インダクタ３７は再びエネルギーを蓄えて、その電流はインダクタ３７のインダクタンス値で決定される傾きで増加する。また、キャパシタ３８は逆極性で充電されると共に、負荷４０の一端には負極性の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

やがて時間（８）になり、制御回路１５からスイッチング素子３１，３４へのオンパルスの駆動信号が停止すると、全てのスイッチング素子３１〜３４はオフする。この後の動作は、上記時間（６）の説明と同様である。

次に、再び時間（１）になると、制御回路１５からスイッチング素子３２，３３のゲートにオンパルスの駆動信号が与えられ、これらのスイッチング素子３２，３３がオンする。スイッチング素子３２，３３がオンするタイミングは、これらのスイッチング素子３２，３３にダイオード３２ａ，３３ａを通して電流が流れている間、すなわちインダクタ３７の他端から一端に流れる電流がゼロになるまでの間とする。それにより、スイッチング素子３２，３３のドレイン−ソース間の電圧がほぼゼロの状態で、これらのスイッチング素子３２，３３をオンすることができ、損失を減らすことができる。その後は、上述した時間（１）〜時間（８）の動作が繰り返され、ランプ４０に正負交互の出力電圧Ｖｏｕｔが印加される。

図４は、上記一連の動作に基づく各部の波形図を示している。同図において、最上段の波形はスイッチング素子３４のゲート電圧であり、以下、スイッチング素子３２のゲート電圧と、インバータ１２の出力電圧と、インバータ１２の出力電流とをそれぞれ示している。但し、インバータ１２の出力電圧と出力電流は、上記図３に基づく動作説明と極性が反転している。

先ず時間（５）では、制御回路１５がスイッチング素子３１，３４をオンにするが、このときのスイッチング素子３１，３４は、内蔵するダイオード３１ａ，３４ａに電流が流れており、スイッチング素子３１，３４のドレイン−ソース間の電圧はほぼゼロの状態となっている。

時間（６）になると、制御回路１５はスイッチング素子３１，３４をオフにする。それと同時に、エネルギーを蓄えたインダクタ３７がインバータ１２に電流を流し続ける電源となり、スイッチング素子３２，３３のダイオード３２ａ，３３ａがオンする。また、インバータ１２の出力極性は負（−）から正（＋）に反転する。

その後、時間（６）−ａになると、インダクタ３７により供給する電流の向きが反転し、ダイオード３２ａ，３３ａに逆電流が流れる。これにより、インバータ１２の出力電圧の極性は変化しないが、出力電流の極性は負から正に反転する。

やがて時間（６）−ｂになり、ダイオード３２ａ，３３ａがオフすると、インダクタ３７の電流供給によって、ダイオード３１ａ，３４ａがオンする。それにより、インバータ１２の出力電流は減少に転じ、インバータ１２の出力極性は正から負に反転する。

時間（７）では、制御回路１５がスイッチング素子３１，３４を再びオンにする。このときのスイッチング素子３１，３４は、内蔵するダイオード３１ａ，３４ａに電流が流れており、スイッチング素子３１，３４のドレイン−ソース間の電圧はほぼゼロの状態となっている。

次に時間（８）になると、制御回路１５はスイッチング素子３１，３４をオフにする。それと同時に、エネルギーを蓄えたインダクタ３７がインバータ１２に電流を流し続ける電源となり、ダイオード３２ａ，３３ａがオンする。また、インバータ１２の出力極性は負から正に反転する。

その後の時間（１）において、制御回路１５はスイッチング素子３２，３３をオンにする。このときのスイッチング素子３２，３３は、内蔵するダイオード３２ａ，３３ａに電流が流れており、スイッチング素子３２，３３のドレイン−ソース間の電圧はほぼゼロの状態となっている。

これ以降の時間（１）〜時間（５）の動作は、インバータ１２の出力電圧と出力電流が何れも逆極性で、上記時間（５）〜時間（８）と同じ動作となる。

上記一連の動作では、時間（７）の動作を時間（６）−ｂの後にすることで、スイッチング素子３１，３４のターンオン損失を減らすことができる。但し、上記時間（６）−ａから時間（６）−ｂに至る動作は、インダクタ３７と、ダイオード３２ａ，３３ａの逆回復電荷量と、インバータ１２の入力電圧とに基づくもので、その動作期間に基づき時間（７）を設定することが必要である。

上述のように、ランプ２０を点灯に至らしめる始動時には、制御回路１５が一定のパターンで４つのスイッチング素子３１〜３４をスイッチング動作させる。このときのスイッチング周波数は比較的高く（３０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚが好適な範囲）、図３に示すスイッチング周期Ｔは２０μＳｅｃ＝５０ｋＨｚである。特に本実施例では、インバータ１２の出力電圧を一方の極性にする第１組のスイッチング素子３２，３３と、他方の極性にする第２組のスイッチング素子３１，３４とを有し、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにするパターンを繰り返すように、制御回路１５がインバータ１２の動作を制御する。

図３において、時間（１）から時間（２）に至る期間Ｔ１は、時間（５）から時間（６）に至る期間Ｔ５と同じ長さで、実施例では２．３μＳｅｃに設定される。期間Ｔ１はスイッチング素子３２，３３が１回目にオンする時間幅に相当し、また期間Ｔ５はスイッチング素子３１，３４が１回目にオンする時間幅に相当するが、これらの期間Ｔ１，Ｔ５が長くなる程、インバータ１２の出力電流は多くなる。

時間（２）から時間（３）に至る期間Ｔ２は、時間（６）から時間（７）に至る期間Ｔ６と同じ長さで、実施例では４μＳｅｃに設定される。期間Ｔ２または期間Ｔ６は、同じ組のスイッチング素子３２，３３またはスイッチング素子３１，３４が再度オンするまでの間に、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにする極性非反転のデッドタイムに相当するが、これらの期間Ｔ２，Ｔ６が長くなる程、次にスイッチング素子３２，３３またはスイッチング素子３１，３４をオンしたときの損失を確実に低減できる。

時間（３）から時間（４）に至る期間Ｔ３は、時間（７）から時間（８）に至る期間Ｔ７と同じ長さで、実施例では１．９μＳｅｃに設定される。期間Ｔ３はスイッチング素子３２，３３が２回目にオンする時間幅に相当し、また期間Ｔ７はスイッチング素子３１，３４が２回目にオンする時間幅に相当するが、これらの期間Ｔ３，Ｔ７が長くなる程、インバータ１２の出力電流は多くなる。

時間（４）から時間（５）に至る期間Ｔ４は、時間（８）から時間（１）に至る期間Ｔ８と同じ長さで、実施例では１．８μＳｅｃに設定される。期間Ｔ４は、直前にオン動作したスイッチング素子３２，３３とは異なる組のスイッチング素子３１，３４がオンするまでの間に、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにする極性反転のデッドタイムに相当し、また期間Ｔ８は、直前にオン動作したスイッチング素子３１，３４とは異なる組のスイッチング素子３２，３３がオンするまでの間に、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにする極性反転のデッドタイムに相当するが、これらの期間Ｔ４，Ｔ８が短くなる程、次にスイッチング素子３２，３３またはスイッチング素子３１，３４をオンしたときの損失を確実に低減できる。

上記期間Ｔ１〜Ｔ８は、制御回路１５のソフトウェア構成を変えることで容易に変更でき、設定した時間幅は上記実施例のものに限定されない。また、期間Ｔ１〜Ｔ４のそれぞれを、期間Ｔ５〜Ｔ８と同一に設定する必要もなく、図３や図４に示すようなパターン以外で各スイッチング素子３１〜３４をスイッチング動作させてもよい。

次に、上記全てのスイッチング素子３１〜３４をオフしたときの、インバータ１２の動作を、図５および図６に基づき説明する。図５はインバータ１２の動作状態を示す等価回路図であり、図６はインダクタ３７を流れる電流（インダクタ電流）ＩＬと、インダクタンス３７に印加する電圧（インダクタ電圧）ＶＬと、をそれぞれ示している。

期間（Ａ）では、ダイオード３２ａ，３３ａがオフすることにより、インダクタ３７がエネルギーを放出し、その一端から他端に向けてインダクタ電流ＩＬが流れる。このとき、ダイオード３１ａ，３４ａはオンして順方向に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少する。インダクタ３７のエネルギーが全て放出すると、期間（Ｂ）に遷移する。

期間（Ｂ）では、インダクタ３７がエネルギーを蓄えて、その他端から一端に向けてインダクタ電流ＩＬが流れる。このとき、ダイオード３１ａ，３４ａはオンし続けて逆方向に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。期間（Ｂ）の長さとインダクタ電流ＩＬの積が、ダイオード３１ａ，３４ａの逆回復電荷量に達すると、次の期間（Ｃ）に遷移する。

期間（Ｃ）は、ダイオード３１ａ，３４ａがオフすることにより、インダクタ３７がエネルギーを放出して、その他端から一端に向けてインダクタ電流ＩＬが流れる。このとき、ダイオード３２ａ，３３ａはオンして順方向に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に減少する。インダクタ３７のエネルギーが全て放出すると、期間（Ｄ）に遷移する。

期間（Ｄ）は、インダクタ３７がエネルギーを蓄えて、その一端から他端に向けてインダクタ電流ＩＬが流れる。このとき、ダイオード３２ａ，３３ａはオンし続けて逆方向に電流が流れ、インダクタ電流ＩＬは直線的に増加する。期間（Ｄ）の長さとインダクタ電流ＩＬの積が、ダイオード３２ａ，３３ａの逆回復電荷量に達すると、次の期間（Ａ）に遷移する。

こうして、期間（Ａ）〜期間（Ｄ）の動作が繰り返されることになるが、このときのインダクタ３７と各ダイオード３１ａ〜３４ａの逆回復電荷量とによる共振周波数ｆは、次の数式であらわせる。

上記式において、Ｌはインダクタ３７のインダクタンス値、Ｑｒｒはダイオード３１ａ〜３４ａの逆回復電荷量、Ｖはインバータ１２の入力電圧である。したがって、上述したスイッチング素子３２，３３をオンにする時間（１），（３）や、スイッチング素子３１，３４をオンにする時間（５），（７）は、何れもインダクタ３７のインダクタンス値Ｌと、スイッチング素子３１〜３４に内蔵するダイオード３１ａ〜３４ａの逆回復電荷量Ｑｒｒと、インバータ１２の入力電圧Ｖで一義的に決まる共振周波数ｆに基づいて設定すればよい。

本実施例の放電灯点灯装置は、ランプ２０に供給する電力を調整する直流電源回路としてのダウンチョッパー１１と、ダウンチョッパー１１からの直流出力の電力をランプ２０に供給するための第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４とを備えたインバータ１２と、これらのダウンチョッパー１１やインバータ１２を制御する制御回路１５と、インバータ１２の出力に接続され、ランプ２０の始動時に、このランプ２０の電極間に高圧パルスを印加するインダクタ３７を備え、インバータ１２は、第１組のスイッチング素子３２，３３がオンしたときに、インダクタ３７からランプ２０の方向に流れる電流が増加し、第２組のスイッチング素子３１，３４がオンしたときに、ランプ２０からインダクタ３７の方向に流れる電流が増加するような構成を有する。

そして特に重要なのは、ここでは制御回路１５の制御により、ランプ２０の始動時に、第１組のスイッチング素子３２，３３だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第１の期間と、第２組のスイッチング素子３１，３４だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第２の期間を設けている、ということである。

この場合、第１の期間において、第１組のスイッチング素子３２，３３がオンすると、インダクタ３７からランプ２０の方向に流れる電流が増加し、第２の期間において、第２組のスイッチング素子３１，３４がオンすると、ランプ２０からインダクタ３７の方向に流れる電流が増加して、インバータ１２の出力に接続したインダクタ３７にエネルギーが蓄えられるが、第１組のスイッチング素子３２，３３または第２組のスイッチング素子３１，３４は、その後一時的にオフし、再びオンする動作が行なわれるので、その一時的なオフ期間Ｔ２または期間Ｔ６中に、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが放出され、インダクタ３７は磁気飽和を起こさない。よって、インバータ１２を構成する第１組のスイッチング素子３１，３２と第２組のスイッチング素子３１，３４の動作タイミングを最適化することで、インバータ１２の出力に接続するインダクタ３７の磁気飽和を抑えることができる。

また、本実施例の制御回路１５は、前記第１の期間において、第１組のスイッチング素子３２，３３がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンさせるように、第１組のスイッチング素子３２，３３をオン・オフさせ、前記第２の期間において、第２組のスイッチング素子３１，３４がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンさせるように、第２組のスイッチング素子３１，３４をオン・オフさせている。

この場合、第１の期間において、第１組のスイッチング素子３２，３３がオンした後、一時的にオフし、再びオンする期間Ｔ２中に前記電流の流れる方向が１回反転して、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが放出され、また第２組のスイッチング素子３１，３４がオンした後、一時的にオフし、再びオンする期間Ｔ６中に、前記電流の流れる方向が１回反転して、インダクタ３７に蓄えられたエネルギーが放出され、インダクタ３７は磁気飽和を起こさない。よって、インバータ１２を構成する第１組のスイッチング素子３１，３２と第２組のスイッチング素子３１，３４の動作タイミングを最適化することで、インバータ１２の出力に接続するインダクタ３７の磁気飽和を抑えることができる。

しかも本実施例では、直前にオンした第１組のスイッチング素子３２，３３とは異なる組の第２組のスイッチング素子３１，３４をオンする時間（５）は、直前に第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４がオフし始めた時間（４）を０°と起算して、インバータ１２の出力に接続されるインダクタ３７の成分と、スイッチング素子３１〜３４に含まれるダイオード３１ａ〜３４ａとその周辺回路の容量により決まる成分と、インバータ１２の入力電圧で一義的に決まる共振周波数の周期の０°〜１８０°の範囲に設定し、直前にオンした第２組のスイッチング素子３１，３４とは異なる組の第１組のスイッチング素子３２，３３をオンする時間（１）は、直前に第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４がオフし始めた時間（８）を０°と起算して、前記共振周波数の周期の０°〜１８０°の範囲に設定する一方で、直前にオンした第１組のスイッチング素子３２，３３と同じ組の第１組のスイッチング素子３２，３３を再びオンする時間（３）は、直前に第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４がオフし始めた時間（２）を０°と起算して、前記共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定し、直前にオンした第２組のスイッチング素子３１，３４と同じ組の第２組のスイッチング素子３１，３４を再度オンする時間（７）は、直前に第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４がオフし始めた時間（６）を０°と起算して、前記共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定している。

ここでいう１８０°とは、共振周波数の半周期に相当する時間を意味し、図４の時間（２）−ｂや時間（６）−ｂがこれに対応する。また３６０°とは、共振周波数の一周期に相当する時間を意味する。

このように、インバータ１２の出力に接続されるインダクタ３７の成分と、第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４に含まれるダイオード３１ａ〜３４ａとその周辺回路の容量により決まる成分と、インバータ１２の入力電圧で決まる共振周波数を考慮したタイミングで、第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４をオン動作させると、それらの第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４に含まれる容量成分を充放電するための大きな電流は流れない。そのため、インバータ１２を構成する第１組のスイッチング素子３２，３３と第２組のスイッチング素子３１，３４の動作タイミングを最適化することで、わざわざ部品を追加することなく内部損失を最小限に抑えることができる。

また、特に上記時間（５）や時間（１）は、時間（４）や時間（８）を０°と起算して、共振周波数の周期の９０°±２０°（７０°以上１１０°以下）の範囲に設定するのが好ましく、上記時間（３）や時間（７）は、時間（２）や時間（６）を０°と起算して、共振周波数の周期の２７０°±２０°（２５０°以上２９０°以下）の範囲に設定するのが好ましい。そうすることで、より確実にインバータ１２を構成するスイッチング素子３１〜３４の動作タイミングを最適化することが可能になる。

また本実施例の制御回路１５は、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにするパターンを繰り返すように、制御回路１５がインバータ１２の動作を制御する。

また、従来の始動時におけるインバータ１２の駆動手順は、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにする動作を繰り返していた。ここで、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにする期間は、一般的にデッドタイムと呼ばれるが、このときランプ２０が点灯していない状態でインバータ１２に流れる電流は、インバータ１２の出力に等価的に接続される容量成分（キャパシタ３８）の充放電電流となり、これが放電灯点灯装置の内部損失となる。

この点、本実施例の放電灯点灯装置は、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第１組のスイッチング素子３２，３３をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにし、第２組のスイッチング素子３１，３４をオンにし、全てのスイッチング素子３１〜３４をオフにするパターンを繰り返すように、従来とは異なるパターンで制御回路１５が各スイッチング素子３１〜３４をスイッチング動作させる。そのため、同じスイッチング回数であっても、インバータ１２の出力電圧の極性を異なるようにするスイッチング回数は半分となるので、放電灯点灯装置としての内部損失を半減することができる。

比較のために、実施例と同じパターンでスイッチング素子３１〜３４をスイッチング動作させたときの、起動時における別な動作タイミングの例を図９に示す。ここでのスイッチング周期Ｔは、上記実施例と同じく２０μＳｅｃ＝５０ｋＨｚである。同図において、期間Ｔ１と期間Ｔ５、およびは期間Ｔ３と期間Ｔ７は同じ長さで、いずれも２μＳｅｃに設定される。また、期間Ｔ２と期間Ｔ６、および期間Ｔ４と期間Ｔ８は同じ長さで、いずれも３μＳｅｃに設定される。

図８および図９は、図７に示すタイミングで各スイッチング素子３１〜３４を動作させたときの、各部の波形図を示している。なお、ここでの比較例は、各スイッチング素子３１〜３４の動作タイミング以外は、実施例で示したものと共通している。

図８はインバータ１２の出力電流が１．８Ａの波形を示し、図９はインバータ１２の出力電流が２．８Ａの波形を示している。これらの各図では、スイッチング素子３４のゲート電圧と、スイッチング素子３２のゲート電圧と、インバータ１２の出力電圧と、インバータ１２の出力電流が順に示されている。

図８では、時間（４）−ａにおいて、インバータ１２の出力電圧の極性が負から正に反転した後、すなわち共振周波数の１８０°以降に、時間（５）の動作が行なわれる。このときのスイッチング素子３１，３４は、内蔵するダイオード３１ａ，３４ａに電流が流れておらず、ドレイン−ソース間の寄生容量が充電されている。そのためスイッチング素子３１，３４をオンすると、スイッチング素子３２，３３に内蔵するダイオード３２ａ，３３ａが急速に電圧変化し、リカバリ電流が流れて内部損失が発生する。こうした損失は、時間（８）−ａにおいて、インバータ１２の出力電圧の極性が正から負に反転した後、時間（１）の動作が行なわれる際にも発生する。

また、時間（７）において、スイッチング素子３１，３４を再度オンにする動作は、実施例における時間（６）−ｂの前、すなわち共振周波数の１８０°よりも前に行なわれる。このとき、スイッチング素子３２，３３のダイオード３２ａ，３３ａには電流が流れているので、スイッチング素子３１，３４をオンするとリカバリ電流が流れてやはり内部損失が発生する。こうした損失は、時間（３）において、スイッチング素子３２，３３を再度オンにする動作が、実施例における時間（２）−ｂの前に行なわれる際にも発生する。

一方、図９においても、時間（７）において、スイッチング素子３１，３４を再度オンにする動作は、実施例における時間（６）−ｂの前、すなわち共振周波数の１８０°よりも前に行なわれ、内部損失が発生する。こうした損失は、時間（３）において、スイッチング素子３２，３３を再度オンにする動作が、実施例における時間（２）−ｂの前に行なわれる際にも発生する。

図８と図９における波形の違いは、インバータ１２の出力電圧の極性を反転させるスイッチング素子３１〜３４のオンタイミングに依存する。ダウンチョッパー１１による定電力制御によって、インバータ１２の出力電流が小さく、負荷４０への出力電圧が大きくなると、インバータ１２の出力電流が減少する際の傾きが大きくなり、スイッチング素子３１〜３４のオンタイミングは相対的に遅くなる。そのため、図８に示すモードでは、変極点が多くなってインバータ１２の出力電流が小さくなる。インバータ１２の出力電流を多くするには、スイッチング素子３１〜３４のオン時間である時間Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５，Ｔ７を大きくすればよいが、電流の傾きはインダクタ３７のインダクタンス値で一義的に決まるため、限界がある。

なお本発明は、本実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。インバータ１２の出力端に接続するインダクタ３７は、トリガトランスのインダクタンス成分に限定されず、またキャパシタ３８もトリガ高電圧発生時におけるノイズキャンセル用のコンデンサに限定されない。さらに、実施例で示した各期間Ｔ１〜Ｔ８の設定は、あくまでも一例に過ぎない。

１１ ダウンチョッパー（直流電源回路）
１２ インバータ
１５ 制御回路
２０ ランプ（放電灯）
３１ スイッチング素子（第２組のスイッチング素子）
３２ スイッチング素子（第１組のスイッチング素子）
３３ スイッチング素子（第１組のスイッチング素子）
３４ スイッチング素子（第２組のスイッチング素子）
３１ａ，３２ａ，３３ａ，３４ａ ダイオード
３７ インダクタ

Claims (3)

1. 放電灯に供給する電力を調整する直流電源回路と、
   前記直流電源回路からの直流出力の電力を前記放電灯に供給するための第１組のスイッチング素子と第２組のスイッチング素子とを備えたインバータと、
   前記直流電源回路および前記インバータを制御する制御回路と、
   前記インバータの出力に接続され、前記放電灯の始動時に当該放電灯の電極間に高圧パルスを印加するインダクタとを備え、
   前記インバータは、前記第１組のスイッチング素子がオンしたときに、前記インダクタから前記放電灯の方向に流れる電流が増加し、前記第２組のスイッチング素子がオンしたときに、前記放電灯から前記インダクタの方向に流れる電流が増加するように構成されており、
   前記制御回路の制御により、前記放電灯の始動時に、前記第１組のスイッチング素子だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第１の期間と、前記第２組のスイッチング素子だけを複数回オン・オフさせることにより、前記電流の流れる方向を複数回反転させる第２の期間を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記制御回路は、前記第１の期間において、前記第１組のスイッチング素子がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、当該第１組のスイッチング素子をオンさせるように、前記第１組のスイッチング素子をオン・オフさせ、
   前記第２の期間において、前記第２組のスイッチング素子がオフした後に、前記電流の流れる方向が１回反転してから、当該第２組のスイッチング素子をオンさせるように、前記第２組のスイッチング素子をオン・オフさせることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 直前にオンした前記第１組のスイッチング素子と同じ組の前記第１組のスイッチング素子を再びオンするタイミングは、直前に前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子がオフし始めたタイミングを０°として、前記インダクタの成分と、前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子に含まれるダイオードとその周辺回路の容量により決まる成分と、前記インバータの入力電圧で決まる共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定し、直前にオンした前記第２組のスイッチング素子と同じ組の前記第２組のスイッチング素子を再びオンするタイミングは、直前に前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子がオフし始めたタイミングを０°として、前記インダクタの成分と、前記第１組のスイッチング素子と前記第２組のスイッチング素子に含まれるダイオードとその周辺回路の容量により決まる成分と、前記インバータの入力電圧で決まる共振周波数の周期の１８０°〜３６０°の範囲に設定するように構成したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。

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