JP2008084579A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】始動時に必要な電圧を得ると共に、予熱時の制御を可能にする。
【解決手段】 放電灯の始動時において、コンデンサＣとコイルＬ２１との自由振動によってコイルＬ２２に発生した電圧は、ダイオードＤ１によって整流されてコンデンサＣ２１に供給される。コンデンサＣ２１の端子電圧が放電ギャップに到達すると、この端子電圧がコイルＬ１に供給されて、コイルＬ２には高電圧が発生する。この高電圧によって放電灯が点灯する。トランジスタＱ１〜Ｑ４がオン，オフすることで、コンデンサＣ２１には連続的に充電が行われ、短期間に、高電圧を発生させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯点灯装置に関する。

従来、メタルハライドランプ等のＨＩＤ（High Intensity Discharge）ランプは、高効率で高輝度であることから、道路照明等の屋外照明用等として、また、ＤＬＰ（デジタル・ライト・プロセッシング）や液晶プロジェクタ等の投射装置の光源としても利用されるようになってきた。

このようなＨＩＤランプを点灯させる従来の放電灯点灯装置においては、例えば、特許文献１に開示された始動器を採用するものがある。

特許文献１の装置は、ランプにアーク放電が継続して起こるような比較的小さい振幅で比較的低い周波数の方形波供給電圧を、ランプに供給すると共に、始動時において、コイル及びキャパシタが電気的に共振する比較的高い周波数の供給電圧をランプに供給するものである。特許文献１の装置では、始動時の比較的高い電圧をランプに供給可能であると共に、ランプの通常点灯を維持する電圧をランプに供給可能である。
特表２００５−５０７５５３号公報

ところで、一般的な直列共振回路のコンデンサ両端電圧を高くするためには、大きなインダクタンス、小さな静電容量、小さな寄生抵抗の条件が必要となる。特許文献１の装置では更に高周波でのブリッジ駆動の条件も課せられ、始動時の電圧として十分な電圧を得ることが困難である。このため、特許文献１の装置では、再点灯に長時間を要することがあるか又は始動のためのより高い電圧を発生する回路を別途用意する必要がある。

本発明は、簡単な回路でランプ始動時の十分に高い電圧を発生することができ、更に、予熱制御を行うことができる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。

本発明に係る放電灯点灯装置は、極性反転に伴い所望の電圧を生成し、該電圧を１次側コイルに供給する第１の回路部と、前記１次側コイルと共にトランスを構成し前記１次側コイルよりも多い巻数を有する２次側コイルと放電灯とが直列接続されて構成され、前記第１の回路部に並列接続される第２の回路部と、電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第１の回路部及び第２の回路部の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路を制御して、前記第１の回路部への交流電圧の供給を連続的に行う制御手段と、を具備したものである。

本発明においては、放電灯の始動時において、第１の回路部は、１次側コイルに所望の電圧を供給する。制御手段は、直流交流変換回路を制御して、第１の回路部への交流電圧の供給を連続的に行う。これにより、第１の回路部において、短期間に所望の電圧が得られる。こうして、２次側コイルには、放電灯の始動に必要な十分高い電圧が発生し、この電圧が放電灯に供給されて、放電灯が始動する。

本発明によれば、比較的低い入力電圧を用いて、通常点灯時の比較的低い電圧及び始動時の十分に高い電圧を供給することができ、更に、予熱制御を行うことができるという効果を有する。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図である。

電源部１１は直流電圧を発生する。電源部１１は定電力を発生するものである。実際の回路では、例えば、定電力制御チョッパ回路の出力平滑コンデンサ等によって、電源部１１を構成することができる。

電源部１１の正極性出力端は電源ラインを介してトランジスタＱ１，Ｑ３の各ドレインに接続される。また、電源部１１の負極性出力端は基準電位ラインを介してトランジスタＱ２，Ｑ４の各ソースに接続される。トランジスタＱ１のソースとトランジスタＱ２のドレインとは相互に接続される。また、トランジスタＱ３のソースとトランジスタＱ４のドレインとは相互に接続される。

これらのトランジスタＱ１〜Ｑ４は、電源部１１からの直流電圧を交流電圧に変換するブリッジ型の直流交流変換回路を構成する。

トランジスタＱ１のソースとトランジスタＱ２のドレインとの接続点（以下、第１の接続点という）は、コイルＬ１、初段昇圧回路１４及びコンデンサＣを含む第１の回路部を介して、トランジスタＱ３のソースとトランジスタＱ４のドレインとの接続点（以下、第２の接続点という）に接続される。初段昇圧回路１４はコイルＬ１及び第１の接続点に接続される。また、第１の接続点と第２の接続点との間には、コイルＬ２及びランプ１２との第２の回路部が接続される。ランプ１２としてはＨＩＤランプが採用される。

なお、説明の便宜上、以下、コイルＬ１と初段昇圧回路１４との接続点をｘ、初段昇圧回路１４とコンデンサＣとの接続点をｙ、第１の接続点と初段昇圧回路１４との接続点をｚとする。

コンデンサＣは初段昇圧回路１４の駆動及び電流制限のために設けられる。また、コイルＬ１，Ｌ２によってトランスＴが構成される。なお、コイルＬ１をトランスＴの１次側とし、コイルＬ２をトランスＴの２次側とする。本実施の形態においては、コイルＬ２の巻数はコイルＬ１の巻数のｎ倍（ｎは正数）に設定される。巻数比ｎとしては例えば数倍から数百倍の値が設定される。

図２は図１中の初段昇圧回路１４の具体例の１つを示す回路図である。

接続点ｚは、第１の接続点に直接接続されると共に、コイルＬ２１を介して接続点ｙに接続される。接続点ｙは、コンデンサＣを介して第２の接続点に接続される。即ち、第１と第２の接続点相互間に、コイルＬ２１及びコンデンサＣが直列接続されることになる。接続点ｚは、コイルＬ２２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２１を介して接続点ｘにも接続される。接続点ｘはコイルＬ１を介して第１の接続点に接続される。ダイオードＤ１とコンデンサＣ２１との接続点とは、放電ギャップ１５を介して接続点ｚに接続される。コイルＬ２１，Ｌ２２によってトランスが構成される。

図１において、制御部１３は、トランジスタＱ１〜Ｑ４を駆動するための制御信号を発生する。制御部１３は、トランジスタＱ１，Ｑ４をオンにすると共に、トランジスタＱ２，Ｑ３をオフにする。また、制御部１３は、トランジスタＱ１，Ｑ４をオフにすると共に、トランジスタＱ２，Ｑ３をオンにする。制御部１３は、トランジスタＱ１〜Ｑ４のオン・オフの切換周波数（駆動周波数）を、ランプ１２の点灯時の各フェーズに応じて変化させるようになっている。

即ち、本実施の形態においては、制御部１３は、始動時及び予熱時において、トランジスタＱ１〜Ｑ４を比較的高い周波数で駆動し、通常点灯時において、トランジスタＱ１〜Ｑ４を比較的低い周波数で駆動するようになっている。

次に、このように構成された実施の形態の動作について図３乃至図７を参照して説明する。図３は実施の形態の動作を説明するためのフローチャートである。

＜始動時＞
電源部１１は電源ラインに正極性出力を供給し、基準電位ラインに負極性出力を供給する。電源ラインと基準電位ラインとの間に印加された直流電圧は、ブリッジ型の直流交流変換回路を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４に供給される。

ランプ１２の点灯開始時には、図３のステップＳ１からステップＳ２に処理を移行して、制御部１３はトランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数として第１の高い周波数を設定する。制御部１３は第１の高い周波数の制御信号をトランジスタＱ１〜Ｑ４に与えて、オン，オフさせる（ステップＳ３）。

即ち、ブリッジ回路を構成するトランジスタＱ１，Ｑ４が同時にオン，オフ制御され、トランジスタＱ２，Ｑ３も同時にオン，オフ制御される。トランジスタＱ１，Ｑ４がオンのときは、トランジスタＱ２，Ｑ３はオフであり、トランジスタＱ１，Ｑ４がオフのときは、トランジスタＱ２，Ｑ３はオンである。なお、短絡防止のために、短時間だけ、トランジスタＱ１〜Ｑ４が全てオフの状態が設定される。

トランジスタＱ１，Ｑ４がオンの場合には、電源部１１の正極性出力端から、トランジスタＱ１、初段昇圧回路１４の接続点ｚ，ｙ間（コイルＬ２１）、コンデンサＣ及びトランジスタＱ４を介して負極性出力端に電流が流れる。逆に、トランジスタＱ２，Ｑ３がオンの場合には、電源部１１の正極性出力端から、トランジスタＱ３、コンデンサＣ、初段昇圧回路１４の接続点ｙ，ｚ間（コイルＬ２１）及びトランジスタＱ２を介して負極性出力端に電流が流れる。

トランジスタＱ１，Ｑ４がオンの場合には、初段昇圧回路１４内のコイルＬ２１を介してコンデンサＣが充電され、コンデンサＣの端子電圧が略電源部１１の電圧Ｖｉｎまで上昇する。次に、コイルＬ２１に生じた逆起電力によって、コンデンサＣの端子電圧は、コイルＬ２１に生じた電圧ＶＬ２１が加算されて、Ｖｉｎ＋ＶＬ２１まで上昇する。次に、コイルＬ２１とコンデンサＣとの間において自由振動が発生し、コンデンサＣの端子電圧は極性を変えながら、所定値に収束する。トランジスタＱ２，Ｑ３がオンの場合にも、トランジスタＱ１，Ｑ４がオンの場合と同様の動作が行われる。

本実施の形態においては、コイルＬ２１に生じた電圧によってコイルＬ２２に巻数比に応じた電圧を発生させることができる。

更に、コイルＬ２２には１次側のコイルＬ２１の一端が接続されており、コイルＬ２２の端子電圧は、コイルＬ２１との巻数比に応じた電磁結合による電圧と、コイルＬ２１に発生した電圧との和の電圧が現れる。

コイルＬ２２の電圧は、ダイオードＤ１によって整流されて、コンデンサＣ２１に電荷が蓄積される。即ち、コンデンサＣ２１は、コイルＬ２２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２１、コイルＬ１及び接続点ｚを充電路として充電される。

このコンデンサＣ２１の充電は、トランジスタＱ１，Ｑ４とトランジスタＱ２，Ｑ３とがオン，オフしてブリッジ回路の導通路が切換わる（以下、ブリッジ回路の極性反転動作という）毎に繰り返される。これにより、コンデンサＣ２１の端子電圧が次第に上昇する。コンデンサＣ２１の端子電圧が放電ギャップ１５のギャップ電圧（ＧＡＰ電圧）まで上昇すると、放電ギャップ１５において放電が発生し、コンデンサＣ２１、放電ギャップ１５及びコイルＬ１のループで電流が流れ、電磁誘導によりコイルＬ２に十分大きなランプ始動電圧が発生する。コイルＬ２に発生する電圧がランプ１２に印加される。

図４は横軸に時間をとり縦軸に電圧をとって始動時におけるコンデンサＣ２１の端子電圧（破線）及びランプ１２に印加される両端電圧（実線）を示す波形図である。なお、図４において縦軸のスケールは、コンデンサＣ２１の端子電圧については１目盛５００Ｖであり、出力パルスについては１目盛１０ＫＶである。また、図４では２回の出力パルスによってランプ１２が点灯した後のコンデンサＣ２１の端子電圧も示している。図５は図４の時間軸を２５０００倍に拡大して示すランプ１２の両端電圧波形を示す波形図である。

ブリッジ回路の極性反転動作によってコンデンサＣ２１が充電されて、コンデンサＣ２１の端子電圧が放電ギャップに到達することで、コイルＬ２に図４及び図５に示す出力パルスが現れる。即ち、放電ギャップ１５が放電した瞬間に、ランプ１２の両端には極めて高い電圧が発生する。図５の例では、ランプ１２の両端電圧の最大値は約２４ｋＶであり、最小値は約−１７．２２Ｖである。この極めて高い電圧が、放電ギャップ１５の放電毎にランプ１２に印加される。なお、始動時における駆動周波数としては、数百Ｈｚ〜数百ｋＨｚを用いることができる。

このように、トランジスタＱ１，Ｑ４とトランジスタＱ２，Ｑ３とのオンオフを第１の高い周波数で駆動することにより、初段昇圧回路１４が昇圧動作を行い、コンデンサＣ２１の端子電圧が上昇する。この昇圧動作はブリッジ回路の極性反転動作に同期して行われる。一例として数回から数万回の動作でコンデンサＣ２１が放電ギャップ電圧に到達して放電が行われる。

放電ギャップ１５が放電することでコンデンサＣ２１電圧がコイルＬ１に印加され、トランスＴの電磁誘導作用によりコイルＬ２に高電圧が発生し、ランプ１２に高電圧が印加されるのである。

即ち、本実施の形態においては、ブリッジ回路の極性反転動作毎に、連続的にコンデンサＣ２１への充電を行う。そして、コンデンサＣ２１の端子電圧が放電ギャップ電圧を超えると、コイルＬ２に極めて高い電圧が発生して、ランプ１２が点灯する。

以後、予熱状態に入ると、第１の回路部に流れる電流は小さくなって、コンデンサＣ２１の充電時間が大きくなり、充放電を繰り返す。その後、通常点灯状態に移行すると、第１の回路部に流れる電流は十分に小さくなって、コイルＬ２にはランプ１２を点灯させる程の比較的大きな電圧が発生することはない。

このように、始動時においては、ブリッジ回路の極性反転動作時にコイルＬ２１とコンデンサＣとの自由振動動作によりコンデンサＣ２１に昇圧動作が発生する。そして、この自由振動時に、コイルＬ２１に印加される電圧がコイルＬ２１とコイルＬ２２の巻数比に応じた昇圧作用によりコイルＬ２２に誘導される。その電圧がダイオードＤ１により整流されコンデンサＣ２１に充電される。なお、上述したように、コイルＬ２１とＣの自由振動は次の極性反転までに収束し、電流は略ゼロとなる。

＜予熱時＞
コイルＬ２に発生した大きな電圧がランプ１２に印加されると、ランプ１２は絶縁破壊を起こす。始動期間の制御によってランプ１２が絶縁破壊を起こすと、次に、予熱期間に移行する（ステップＳ４）。予熱期間は、放電開始直後の不安定な放電状態から安定した放電状態に移行させるための期間である。

絶縁破壊がきっかけとなり、ランプ１２はグロー放電に移行し、更にアーク放電に移行して通常点灯状態となる。本実施の形態においては、始動期間、予熱期間及び通常点灯期間の全期間に、電源部１１からのエネルギーによって、ランプ１２を点灯させる。

予熱時には、ランプ１２により多くのランプ電流を流した方が、短時間に安定した放電状態が得られる。しかしながら、ランプ電流が大きい場合には、ランプ１２の電極等にダメージが発生してしまう。このため、予熱時においては、ランプ電流を制御可能であることが望ましい。本実施の形態においては、トランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数を制御することで、予熱制御を行っている。

図６は横軸に時間をとり縦軸に電流をとって、予熱時のランプ電流の変化を示す波形図である。図６（ａ）は図４の例と同様の条件において、予熱時のトランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数（予熱周波数）を１０ＫＨｚに設定した場合の特性を示し、図６（ｂ）は１２ＫＨｚに設定した場合の特性を示している。図６の例は、トランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数を、始動時と予熱時とにおいて同一に設定した例である。なお、予熱時のランプ電流の特性は、周囲の環境温度等の影響を受けるものであり、図６は特定の条件の元での例である。

図６（ａ），（ｂ）のいずれの例の場合にも、また、図示しない８ＫＨｚ〜１５ＫＨｚまでのいずれの例の場合にも、予熱開始直後において、ランプ電流は交流にならず脈流となる。なお、この極性はランプ１２の端子を逆に接続すると反転する。また、予熱開始直後の脈流は、時間の経過と共に交流に変化する。また、予熱周波数が８ＫＨｚから１５ＫＨｚに高くなるほど予熱時のランプ電流値が減少する。また、予熱周波数を８ＫＨｚから１５ＫＨｚに高くするほど脈流から交流に変化するまでの時間が長くなる。即ち、予熱電流を小さくすると交流に変化するまでの時間が長くなる。

以上から、放電開始（予熱開始）直後においては不安定な放電が時間と共に安定して、交流に変化するものと考えられる。予熱期間においては、流れるランプ電流が大きいほど、内部ガス又は電極の温度上昇が早く、安定した放電状態に短時間で移行する。このランプ電流は、予熱周波数を変化させることで、制御可能である。

図７は図６の時間軸を拡大して示す波形図である。図７は予熱周波数が１２ＫＨｚの例であり、図７（ａ）は図６の脈流区間を示し、図７（ｂ）は図６の交流区間を示す。

図７に示すように、ランプ電流はのこぎり波状に変化する。コイルのインダクタンス分によって電流が鋸歯状に変化する。電流値のピークは、トランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数によって決定される。図７（ａ）の脈流区間では、ランプ電流は若干飽和状態となっているのに対し、図７（ｂ）に示すように、交流区間においては、歪が少ない鋸歯状波形のランプ電流が得られている。脈流区間より交流区間の方が同一方向への電流ピーク値が小さくなるので、飽和しにくくなる。

図６の例では、予熱周波数として１０ＫＨｚよりも若干高い周波数を採用すると、予熱電流のピーク値も低く、予熱時間も比較的長いと考えられる。このように、予熱周波数を適宜制御することで、ランプ電極等にダメージを与えることなく、予熱が可能である。

＜通常点灯期間＞
次に、予熱を終了させて通常点灯期間に移行する。この場合には、制御部１３は、ステップＳ６からステップＳ７に処理を移行して、トランジスタＱ１〜Ｑ４の駆動周波数として、始動時及び予熱時の駆動周波数よりも低い周波数に設定する。図６の例では、通常点灯期間において、駆動周波数を１００Ｈｚにした例を示している。

通常点灯時には、トランジスタＱ１〜Ｑ４による直流交流変換回路が発生する矩形波電圧に基づいて、主にコイルＬ２及びランプ１２を介して電流が流れる。なお、駆動周波数が低くなると、コンデンサＣが接続される第１の回路部には、電流が流れ続けることはない。従って、図５の高電圧は発生しない。また、通常点灯時には、電源部１１の電圧Ｖｉｎも低い電圧値になるので、極性反転動作時には第１の回路部中のコンデンサＣの電流は大幅に低下する。通常点灯期間にはランプ１２は安定したアーク放電に移行しており、安定したランプ電流が得られている。

このように本実施の形態においては、第１の回路部と、第２の回路部とを並列接続し、第１の回路及び第２の回路部の両端に、４つのトランジスタを用いたブリッジ型の直流交流変換回路によって矩形波電圧を供給している。初段昇圧回路の昇圧動作及び１次側コイルと２次側コイルとの巻数比に応じて２次側コイルに大電圧を発生させることができ、更に、始動期間が終了して予熱期間になると、トランジスタの駆動周波数を制御することで、ランプ電極等にダメージを与えることなく、安定放電状態に移行させることができる。例えば、従来の高圧パルス始動方式では電源から制御不能なランプラッシュ電流が流れたが、本実施の形態ではこのランプラッシュ電流を十分に抑制しながら、予熱を行うことができる。これにより、ランプの長寿命化を図ることができる。

また、本実施の形態においては、ブリッジ回路が極性反転動作を繰り返すことで初段昇圧回路内のコンデンサを連続的に充電し、このコンデンサの端子電圧が放電ギャップ電圧を超えることで、極めて高い電圧をランプ１２に印加可能にしている。これにより、ランプ１２の点灯が一層確実になる。

このように、比較的簡単な構成の回路によって、始動から通常点灯まで高圧放電灯を点灯させることができ、始動回路が簡単ですむため、小型化及び低コスト化に有利である。

なお、制御部１３は、始動期間、予熱期間及び通常点灯期間の切換えを、例えば、駆動開始からの時間によって制御するようにしてもよい。

図８は図１の実施の形態の第１変形例を示す回路図である。第１変形例は、初段昇圧回路として初段昇圧回路１４に代えて初段昇圧回路１４１を採用したものである。

初段昇圧回路１４１は、初段昇圧回路１４に比べて、コンデンサＣ２１と放電ギャップ１５との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路１４１は、コンデンサＣ２１の充放電路が初段昇圧回路１４と異なる。

図２の初段昇圧回路１４は、コイルＬ２２、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２１の経路で充電が行われ、コンデンサＣ２１から放電ギャップ１５、接続点ｚに至る経路で放電が行われた。これに対し、図８の初段昇圧回路１４１では、コイルＬ２２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２１及び接続点ｚに至る経路で充電が行われ、放電ギャップ１５からコンデンサＣ２１に至る経路で放電が行われる。

他の構成、作用及び効果は図１の実施の形態と同様である。

図９は第２変形例を示す回路図である。図９において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。

第２変形例は、昇圧用のコンデンサＣ２２及びダイオードＤ２を付加した初段昇圧回路１４２を採用した点が図２の初段昇圧回路１４と異なる。コイルＬ２２の一端はコンデンサＣ２２を介してダイオードＤ１のアノードに接続され、コイルＬ２２の他端はダイオードＤ２を介してダイオードＤ１のアノードに接続される。即ち、コンデンサＣ２２及びダイオードＤ２によって、倍電圧回路が構成される。

コンデンサＣ２２には、コイルＬ２２からダイオードＤ２を介して充電が行われる。コンデンサＣ２２にはコイルＬ２２に発生した電圧も印加され、コンデンサＣ２２とダイオードＤ１との接続点には、コイルＬ２２に発生する電圧の倍電圧が供給される。これにより、コンデンサＣ２１の端子電圧は、比較的短時間で放電ギャップ電圧に到達する。

このように第２変形例においては、倍電圧回路を採用していることから、コイルＬ２１，Ｌ２２により構成されるトランスの性能が低く、十分な電圧が得られない場合でも、コンデンサＣ２１を確実に放電ギャップ電圧まで充電することができる。

図１０は第３変形例を示す回路図である。この変形例は、初段昇圧回路として初段昇圧回路１４２に代えて初段昇圧回路１４３を採用したものである。

初段昇圧回路１４３は、初段昇圧回路１４２に比べて、コンデンサＣ２１と放電ギャップ１５との位置を入れ替えたものである。即ち、初段昇圧回路１４１は、コンデンサＣ２１の充放電路が初段昇圧回路１４２と異なるのみである。

他の構成、作用及び効果は第２変形例と同様である。

なお、上記実施の形態においては、直流交流変換回路として、ブリッジ型のものを採用した例を示したが、ハーフブリッジ型の直流交流変換回路を用いることができることは明らかである。

本発明の一実施の形態に係る放電灯点灯装置を示す回路図。 図１中の初段昇圧回路１４の具体例の１つを示す回路図。 実施の形態の動作を説明するためのフローチャート。 横軸に時間をとり縦軸に電圧をとって、始動時におけるランプ１２の両端電圧を示す波形図。 図４の高電圧始動期間におけるランプ１２の電圧波形（高電圧始動波形）を示す波形図。 横軸に時間をとり縦軸に電流をとって、予熱時のランプ電流の変化を示す波形図。 図６の時間軸を拡大して示す波形図。 図１の実施の形態の第１変形例を示す回路図。 第２変形例を示す回路図。 第３変形例を示す回路図。

符号の説明

１１…電源部、１４…初段昇圧回路、１５…放電ギャップ、Ｑ１〜Ｑ４…トランジスタ、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ２１，Ｌ２２…コイル、Ｔ…トランス、Ｃ，Ｃ２１…コンデンサ、１２…ランプ、１３…制御部。

Claims (2)

1. 極性反転に伴い所望の電圧を生成し、該電圧を１次側コイルに供給する第１の回路部と、
   前記１次側コイルと共にトランスを構成し前記１次側コイルよりも多い巻数を有する２次側コイルと放電灯とが直列接続されて構成され、前記第１の回路部に並列接続される第２の回路部と、
   電源部からの直流電圧を交流電圧に変換して、並列接続された前記第１の回路部及び第２の回路部の両端に交流電圧を供給する直流交流変換回路と、
   前記直流交流変換回路を制御して、前記第１の回路部への交流電圧の供給を連続的に行う制御手段と、
   を具備した放電灯点灯装置。
2. 前記制御手段は、
   前記直流交流変換回路を制御して、始動時に、前記直流交流変換回路を第１の周波数で駆動し、前記始動後の予熱時に、前記直流交流変換回路を前記第１の周波数と同一又は異なる第２の周波数で駆動し、前記予熱後の通常点灯時に、前記第１及び第２の周波数よりも低い第３の周波数で前記直流交流変換回路を駆動することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯装置。

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